JP2695771B2 - 交流電動機駆動装置 - Google Patents
交流電動機駆動装置Info
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Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
本発明は、例えば、直流き電線から電力供給を受ける
電車等に利用される高速大容量の交流可変速電動機駆動
装置に関する。 （従来の技術） 直流き電線から電力供給を受ける、所謂、直流電車に
は直流電動機が多く用いられている。 直流電動機は、トリクリップルが小さく、制御性能に
優れ、取扱い易いという利点があり直流チェッパ（サイ
リスタチョッパ）装置と組合せて広い分野で利用されて
きた。しかし、ブラシや整流子の保守に手間がかかり、
また、高速化や大容量化に限度があるため、最近では、
交流可変速電動機に置き換えられる傾向にある。 この傾向は直流電車システムにも見られ、より高速
化、大容量化を目指して、交流可変速電動機による駆動
システムが使われ始めている。 交流電動機の代表的なものは誘導電動機と同期電動機
がある。その他にリラクタンスモータやヒステリシスモ
ータ等があるが、適用分野はかなり限られている。 同期電動機の逆起電力を利用してサイリスタインバー
タを自然転流させるものは無整流子電動機として一般に
知られている。この無整流子電動機は、自然転流である
ため大容量化が容易で、制御性能も直流機に近似してお
り、種々の分野に適用されてきている。しかし、界磁極
を必要とするため、電動機本体が大きくなり、また、自
然転流の限界からの制約により過負荷耐量が小さい等の
欠点を有する。 誘導電動機、特にかご形誘導電動機はその構造が簡単
で、堅牢で取扱い易い利点を有する。反面、自励インバ
ータが必要となり、当該変換器からの制約がある。 最近トランジスタやゲートターンオフサイリスタ等の
自己消弧素子の大容量化が図られ、上記自励インバータ
に用いられるようになってきた。特に、パルス幅変調制
御（PWM）インバータは、電動機に、正弦波電流を供給
できるため、トルクリップルが小さく、低騒音の交流可
変速電動機を達成できる。また、誘導電動機の制御法と
して、V/f＝一定制御、すべり周波数制御あるいはベク
トル制御等の技術が確立しており、直流機なみの特性が
得られることも知られている。 （発明が解決しようとする問題点） 上記従来の交流電動機駆動装置は各々の長所を活か
し、種々の分野に利用されている。 しかしながら、直流電車等に適用される高速大容量の
電動機を駆動する装置となると、上記従来技術では容易
に達成することができないのが現状である。 すなわち、自励インバータにより誘導電動機を駆動す
る装置は大容量のトランジスタやゲートターンオフサイ
リスタ等の自己消弧素子を必要とするため、装置が高価
になり、大容量化が難しい等の問題がある。また、上記
大容量の自己消弧素子（特にゲートターンオフサイリス
タ）が実際に使用可能なスイッチング周波数は高々1KHz
程度であり、前述のパルス幅変調制御を行った場合、当
該自励インバータの出力周波数は100Hz程度が限界であ
る。 また、前記無整流子電動機は自然転流であるため、大
容量化が可能で、高速化も比較的容易であるが、電動機
自体が複雑で大形になり、かつ、矩形波電流が電機子巻
線に供給されるため、トルクリップルが大きい等の問題
がある。さらに、始動時の転流問題や過負荷耐量等にも
問題が残る。 本発明は以上の問題点に鑑みてなされたもので、直流
電源に対して、交流電動機（誘導電動機、同期電動機、
リラクタンスモータ等）に周波数０〜数百Hzの正弦波電
流を供給し得る高速大容量の交流可変速電動機駆動装置
を提供することを目的とする。 （問題点を解決するための手段） 上記目的を達成するため、本発明の交流電動機駆動装
置は、直流電圧源と進相コンデンサに加わる所定周波数
の第１交流電圧との間で電力の授受を行う他励式の第１
電力変換手段と、前記第１交流電圧を所望の周波数の第
２交流電圧に変換して交流電動機に供給する他励式の第
２電力変換手段と、周波数基準に基づいて位相基準信号
を出力する信号発生手段と、電圧基準と前記第１交流電
圧との偏差及び前記位相基準信号に基づいて前記第１電
力変換手段を制御する第１制御手段と、速度基準と前記
交流電動機の回転速度との偏差及び前記位相基準信号に
基づいて前記第２電力変換手段を制御する第２制御手段
とを備え、前記周波数基準に基づいて前記第１交流電圧
の周波数を決定し、前記第２電力変換手段に循環電流を
流すように構成する。 （作用） 上記構成において、前記第１電力変換手段の起動制御
により前記直流電圧源から前記進相コンデンサに電力が
供給されて転流のための電圧が確立すると、前記第１電
力変換手段は他励式の電力変換器として動作が可能とな
り、前記第１制御手段は前記進相コンデンサに加わる第
１交流電圧の周波数を前記周波数基準（例えば500HZ）
に対応した値となるように前記第１電力変換手段を制御
し、また同時に前記第１交流電圧が電圧基準に対応した
値となるように前記第１電力変換手段を制御する。前記
第１交流電圧が確立すると前記第２電力変換手段は他励
式の電力変換器として動作が可能となり、前記第２制御
手段は前記位相基準信号に基づいて前記進相コンデンサ
に流れる進みの無効電流を相殺する遅れの無効電流が循
環電流として流れるように前記第２電力変換手段を制御
する。また同時に速度基準と前記交流電動機の回転速度
との偏差に基づいて前記第１交流電圧を可変周波数（例
えば０〜数百HZ）の第２交流電圧に変換し交流電動機に
正弦波電流を供給してその回転速度が前記速度基準に対
応した値となるように前記第２電力変換手段を制御し、
前記交流電動機を可変速制御する。 （実施例） 第１図は本発明の交流電動機駆動装置の実施例を示す
構成図である。 図中、BUSは直流き電線、PANは集電器、SWCはスイッ
チ回路、Ldは直流リアクトル、SSDは交直電力変換器
（他励式の第１電力変換手段）、CAPは高周波進相コン
デンサ、CCは循環電流式サイクロコンバータ、Ｍは交流
電動機（３相かご形誘導電動機）である。 スイッチ回路SWCはサイリスタTh1，Th2、ホイーリン
グダイオードWD1，WD2から構成され、直流き電線BUSか
ら供給される電流の方向を変える機能を果す。 また、循環電流式サイクロコンバータ（他励式の第２
電力変換手段）CCは、他励コンバータSS1〜SS3、直流リ
アクトルL1〜L3及び絶縁トランスTRとで構成され、その
出力側端子は交流電動機Ｍの電機子巻線に接続されてい
る。 交直電力変換器SSDの交流側端子及びサイクロコンバ
ータCCの入力側端子は、高周波進相コンデンサCAPに接
続されている。 また、制御回路として、電流検出用変流器CTd，CTu，
CTv，CTw、電圧検出用変成器PTcap、回転パルス発生器P
G、整流回路Ｄ、関数発生器FNC、３相基準電圧発生器
（外部発振器）Osc、電圧制御回路AVR、速度制御回路SP
C、電流制御回路ACR1，ACR2、位相制御回路PHD,PHCが用
意されている。 交直電力変換器SSDは高周波進相コンデンサCAPに印加
される３相交流電圧Va，Vb，Vcの波高値Vcapがほぼ一定
になるように直流き電線BUSから供給される電流Idを制
御する。 また、サイクロコンバータCCはΔ結線された循環電流
式サイクロコンバータで前記高周波進相コンデンサCAP
を３相電圧源とし誘導電動機Ｍに可変電圧可変周波数の
３相交流電力を供給する。 前記交直電力変換器SSD、及びサイクロコンバータCC
の位相制御には、外部発振器Oscからの３相基準電圧
ea，eb，ecの信号を用いており、上記進相コンデンサCA
Pの電圧Va，Vb，Vcの周波数と位相は当該基準電圧ea，e
b，ecの周波数と位相に一致する。 以下、その詳細な動作説明を行う。 まず、進相コンデンサCAPの電圧Va，Vb，Vcを確立さ
せるための起動動作を説明する。 起動時、スイッチ回路SWCのサイリスタTh1，Th2には
点弧パルスが入力され、オン状態にある。 また、交直電力変換器SSDは外部発振器Oscからの基準
電圧ea，eb，ecに基づいて位相制御され、最初、その制
御位相角αDは180°に設定されている。 第２図は、直流電圧Vpが印加されたときの交直電力変
換器SSD及び進相コンデンサCAP（Cab，Cbc，Cca）の等
価回路を示す。 いま、仮に、サイリスタS2とS4に点弧パルスが入った
場合、充電電流Idは、電源Vp +→直流リアクトルLd→サ
イリスタS4→コンデンサCab→サイリスタS2→電源Vp -の
経路と、電源Vp +直流リアクトルLd→サイリスタS4→コ
ンデンサCca→コンデンサCbc→サイリスタS2→電源Vp -
の経路に流れる。この結果、コンデンサCabには直流電
圧Vpが印加され、コンデンサCbc，Ccaには−Vp/2の電圧
が印加される。次にサイリスタS3に点弧パルスを与える
と、コンデンサCbcの電圧によってサイリスタS2に逆バ
イアス電圧が印加されS2はオフする。すなわち、起動時
には、進相コンデンサCAPは転流コンデンサの役目をは
たす。サイリスタS3とS4が導通すると、コンデンサCca
には−Vpの電圧が印加され、コンデンサCab，Cbcには＋
Vp/2の電圧が印加される。 第３図は、交直電力変換器SSDのサイリスタS1〜S6の
点弧モードと、そのときの進相コンデンサCAPに印加さ
れる電圧波形を表わす。SSDのサイリスタS1〜S6の点弧
パルスは外部発振器Oscからの３相基準電圧ea，eb，ec
に同期して与えられ、その結果第２図のa,b端子間の電
圧Va-bは図示の如く変化する。電圧Va-bはリアクトルLd
を介して充電させるため、破線の如く徐々に立上る。そ
の時間を２δとした場合、Va-bの基本波成分はδだけ遅
れる。Vaは相電圧の基本波成分を表わすもので、線間電
圧Va-bに対して（π/6）ラジアンだけを位相が遅れる。 この相電圧VaとサイリスタS1〜S6の点弧モードを比較
するとわかるように起動時の位相制御角αＤは αＤ＝π−δ（ラジアン） …（１） となっている。δはあまり大きくないので、近似的に
は、αＤ≒180°で運転されていることになる。このと
きの交直電力変換器SSDの出力電圧VDは VD＝Kc・Vcap・cosαＤ …（２） Kc：変換定数 Vcap：コンデンサ相電圧波高値 で表わされ、αＤ≒180°とした場合、VD≒−Kc・Vcap
となり、直流電源電圧VPとつり合う。 VP＝−VD …（３） しかし、このままでは、進相コンデンサCAPには当該
直流電圧VP以上の電圧は充電されない。 そこで、交直電力変換器SSDの点弧位相角αＤを90°
の方向に少しずらしてやる。すると、（２）式で示され
るSSDの出力電圧VDの反転値−VDが減少し、VP＞−VDと
なる。この結果、直流電流Idが増大し、コンデンサ電圧
Vcapを増加させて、再びVP＝−VDとなって落ちつく。こ
のときIdは零となっている。さらにVcapを増大させたい
ときは、αＤをさらに90°の方向にずらし、出力電圧の
反転値−VDを減少させることにより達成できる。αＤ＝
90°では、−VD＝0Vとなり、理論的には直流電圧VPがご
くわずかな値でもコンデンサ電圧Vcapを大きな値に充電
することが可能である。しかし、実際には、回路損失が
あるため、その分の電力供給は必要となる。 このようにして、進相コンデンサCAPの電圧Vcapを任
意の値に充電することができる。 次に、上記のように確立された進相コンデンサCAPの
電圧Va，Vb，Vcが外部発振器Oscからの位相制御基準電
圧ea，eb，ecの周波数と位相に一致することを説明す
る。 第１図の循環電流式サイクロコンバータCCの位相制御
回路PHCにも上記基準電圧ea，eb，ecが与えられること
は前にも述べた。 起動時、サイクロコンバータCCから電動機Ｍに供給す
る電流Iu，Iv，Iwは零として説明する。故に、他励コン
バータSS1〜SS3の出力電圧V1〜V3は V1≒V2≒V3≒０ …（４） となっている。従って、そのときの点弧位相角α１〜α
３はいずれも90°付近で制御されている。 第４図は、外部発振器Oscからの位相制御基準信号
ea，eb，ecと他励コンバータSS1の点弧パルス信号の関
係を表わしたものでα１＝90°で制御されている。他の
コンバータSS2，SS3も同様にα２≒α３≒90°となって
いるので、図示しなかった。 上記位相制御基準信号ea，eb，ecは次式のように表わ
せる。 ea＝Em・sin（ωｏ・ｔ） …（５） eb＝Em・sin（ωｏ・ｔ−２π/3） …（６） ec＝Em・sin（ωｏ・ｔ＋２π/3） …（７） Em：単位電圧波高値 ωｃ＝２πｆｃ：高周波角周波数 進相コンデンサCAPの相電圧Va，Vb，Vcが上記基準電
圧の周波数と位相に一致している場合、他励コンバータ
SS1〜SS3の出力電圧V1〜V3は次式のように表わせる。 V1＝Ｋ′ｃ・Vcap・cosα１ …（８） V2＝Ｋ′ｃ・Vcap・cosα２ …（９） V3＝Ｋ′ｃ・Vcap・cosα３ …（10） Kc′：変換定数 故に、V1＋V2＋V3＝０となり、サイクロコンバータCC
の循環電流I0の増減はない。 この状態から、仮に、コンデンサ電圧の周波数が低く
なり、第４図の破線のようにVa′，Vb′，Vc′となった
場合を考える。 コンバータSS1の点弧位相角α１≒90°はα１′≒78
°のように変化し、V1＞０となる。同様に、SS2及びSS3
の出力電圧もV2＞0,V3＞０となってV1＋V2＋V3＞０とな
る。この結果、サイクロコンバータCCの循環電流I0を増
大させる。当該循環電流I0は進相コンデンサCAP側から
見たサイクロコンバータCCの入力側の遅れ無効電力とな
る。 第５図は、サイクロコンバータCCの入力側の１相分の
等価回路を表わしたもので、サイクロコンバータCC及
び、交直電力変換器SSDは、遅れ電流をとる可変インダ
クタンスLccに置き換えられる。この回路の共振周波数
capは となる。 循環電流I0が増大することは、等価インダクタンスL
ccが減少することに等しく、上記周波数capは増大
し、Va′，Vb′，Vc′の周波数capは、基準電圧ea，e
b，ecの周波数cに近づく。 同様にcap＞cとなった場合には、循環電流I0が減
少し、Lccが大きくなって、やはり、cap＝cとなっ
て落ち着く。 進相コンデンサCAPの電圧の位相が、基準電圧の位相
より遅れた場合には、上記cap＞cとなったときと同
様に循環電流I0が増加し、進相コンデンサCAPの電圧位
相を進める。逆に、進相コンデンサCAPの電圧位相が、
基準電圧より進んだ場合には、上記cap＞cとなった
ときと同様に循環電流I0が減少し、進相コンデンサCAP
の電圧位相を遅らせる。このようにして、進相コンデン
サCAPの電圧Va，Vb，Vcは基準電圧ea，eb，ecと同一周
波数、同位相となるようにサイクロコンバータCCの循環
電流I0の大きさが自動的に調整される。このことは、サ
イクロコンバータCCから、電動機Ｍに電流IU，IV，IWを
供給している場合でも成り立っている。当該進相コンデ
ンサCAPの電圧Va，Vb，Vcは次式のように表わされる。 Va＝Vcap・sin（ωｃ・ｔ） …（12） Vb＝Vcap・sin（ωｃ・ｔ−２π/3） …（13） Vc＝Vcap・sin（ωｃ・ｔ＋２π/3） …（14） Vcap：電圧波高値 次に、第１図にもどって、定常運転時の各部の制御動
作を説明する。 第６図は、交直電力変換器SSDの制御回路（第１制御
手段）を詳しく表わしたもので、第１図の制御回路と対
応させると次のようになる。 まず、第１図の電圧制御回路AVRは、第６図の電圧設
定器VR、比較器C1、電圧制御補償回路Gc（Ｓ）で構成さ
れ、その出力として直流電流指令値▲I* d▼を与える。 また、電流制御回路ACR1は、絶対値回路ABS、比較器C
2、電流制御補償回路Gd（Ｓ）、シュミット回路SH、モ
ノマルチ回路MM及びゲート回路GCから成っている。 なお、位相制御回路PHD及び外部発振器Oscは、第１図
及び第６図ともに同一記号で表わしている。 第１図の変成器PTcapにより、進相コンデンサCAPの端
子電圧Va，Vb，Vcを検出し、整流回路Ｄを介してその波
高値Vcapを求める。当該波高値Vcapは、第６図の比較器
C1に入力され、電圧設定器VRからの信号（電圧指令値）
▲V* cap▼と比較される。当該偏差εｃ＝▲V* cap▼−V
capは次の電圧制御補償回路Gc（Ｓ）によって積分ある
いは比例増幅され、直流電流指令値▲I* d▼となる。 しかし、第１図の変流器CTdによって検出される電流
は一方向だけに流れるので、実際には、上記直流電流指
令値▲I* d▼は絶対値回路ABSを介して｜▲I* d▼｜とし
て与える。 第１図のスイッチ回路SWCは、回生運転を行うときに
必要となる。その制御は、第６図のシュミット回路SH、
モノマルチ回路MM及びゲート回路GCによって行われる。
第７図にこれらの動作状態を表わすタイムチャート図を
示す。 すなわち、前記指令値▲I* d▼が正の値になった場
合、シュミット回路SHの出力信号Sg1は“1"となり、ゲ
ート回路GCを介して第１図のサイリスタTh1及びTh2にオ
ン信号を与える。この結果、直流き電線BUSから、集電
器PAN→サイリスタTh1→直流リアクトルLd→交直電力変
換器SSD→サイリスタTh2→車輪WL→電源（−）の経路で
電流Idが流れ込む。 逆に指令値▲I* d▼が負の値になった場合、シュミッ
ト回路SHの出力信号Sg1は“0"となり、ゲート回路GCを
介して、第１図のサイリスタTh1及びTh2にオフ信号を与
える。すると、電流Idは、電源（−）→ダイオードWD2
→直流リアクトルLd→交直電力変換器SSD→ダイオードW
D1→集電器PAN→電源（＋）の経路で流れ、電力を回生
することができる。 ここで、指令値▲I* d▼が負から正に、また正から負
に変わるとき、すなわち、シュミット回路SHの出力信号
Sg1の立上り及び立下り時に、モノマルチ回路MMを介し
て、ΔＴの時間だけ、交直電力変換器SSDの位相制御回
路PHDにゲートシフト信号Sg2を送る。このゲートシフト
信号Sg2によって、変換器SSDの出力電圧VDは第１図の矢
印と反対方向の電圧の最大値を発生するようになり、直
流電流Idを完全に零にする。この状態で、スイッチ回路
SWCのサイリスタTh1，Th2のゲート信号をオフすれば、
当該サイリスタTh1，Th2はオフ状態になる。このゲート
シフト信号Sg2は、指令値▲I* d▼が正から負になるとき
に与えればよいのであるが、▲I* d▼が零近辺で脈動し
た場合のことを考えると、当該▲I* d▼が負から正に変
化するときもゲートシスト信号Sg2を与えたほうが良
い。 次に直流電流Idの制御動作を説明する。 直流電流指令値▲I* d▼は絶対値回路ABSを介して、比
較器C2に入力される。また、第１図の変流器CTdによっ
て検出された直流電流値Idも比較器C2に入力され、その
偏差εｄ＝｜▲I* d▼｜−Idが求まる。当該偏差εｄは
電流制御補償回路Gd（Ｓ）によって増幅され、位相制御
回路PHDに、次式で示される入力信号ＶαＤを与える。 ＶαＤ＝Gd（Ｓ）・εｄ＝Kd・εｄ …（15） ただし、Kdは、電流制御補償回路Gd（Ｓ）を単なる比
例増幅器とした場合の比例定数である。 交直電力変換器SSDの直流出力電圧VDは、上記位相制
御入力信号ＶαＤに比例した値となる。 指令値▲I* d▼が正の値で、｜▲I* d▼｜＞Idとなった
場合、偏差εｄは正の値となり、直流電圧VDを第１図の
矢印の方向に増加させる。この結果、実電流Idが増加
し、Id≒｜▲I* d▼｜となるように制御される。逆に、
｜▲I* d▼｜＜Idとなった場合、偏差εｄは負の値とな
り、直流電圧VDを負の値にする。VDを負の値で増加させ
ていくと、ある時点で−VD＞VPとなり、直流電流Idを減
少させる。故に、最終的にId≒｜▲I* d▼｜となって落
ち着く。 指令値▲I* d▼が負の値になった場合には、スイッチ
回路SWCのサイリスタTh1，Th2がオフされ、回生モード
となり、やはり直流電流Idはその指令値の絶対値｜▲I*
d▼｜に等しくなるように制御される。 次に進相コンデンサCAPの電圧波高値Vcapの制御動作
を説明する。 ▲V* cap▼＞Vcapとなった場合、偏差εｃ＝▲V* cap▼
−Vcapは正の値となり、直流電流指令値▲I* cap▼も正
の値となって増加する。 故に、スイッチ回路SWCのサイリスタTh1，Th2はオン
となりカ行モードで、直流電流Idを増加させ、有効電力
Vp・Idを電源から供給する。 この結果、エネルギーVP・Id・ｔが電源から進相コン
デンサCAPに供給され、（1/2）Ccap ▲V* cap▼として
蓄えられる。故に電圧Vcapが増大し、最終的にVcap≒▲
V* cap▼となって落ち着く。 逆に▲V* cap▼＜Vcapとなった場合、偏差εｃは負の
値となり、直流電流指令値▲I* d▼も負の値となる。故
に、スイッチ回路SWCのサイリスタTh1，Th2はオフさ
れ、電力回生モードとなり、進相コンデンサCAPのエネ
ルギー（1/2）Ccap ▲V2 cap▼がVP・Id・ｔとなって電
源に回生される。従って、電圧Vcapが減少しやはりVcap
≒▲V* cap▼となるように制御される。 なお、このとき、循環電流式サイクロコンバータCCも
同様に運転され、進相コンデンサCAPの電圧の周波数と
位相が外部発振器Oscによって与えられる３相基準電圧
信号ea，eb，ecの周波数と位相に一致することは前に説
明した通りである。 次に、この循環電流式サイクロコンバータCCによる出
力電流IU，IV，IWの制御動作を説明する。 第８図は、第１図の循環電流式サイクロコンバータCC
の制御回路（第２制御手段）の具体的実施例を示す構成
図である。第１図の制御回路と対応させると次のように
なる。 まず、第１図の速度制御回路SPCは、第８図の比較器C
3、速度制御補償回路Ｇω（Ｓ）、励磁電流設定器EX、
演算回路CAL1〜CAL3、３相正弦波パターン発生器PTG及
び乗算器ML1〜M3からなる。 また、電流制御回路ACR2は第８図の比較器C4〜C6、電
流制御補償回路GU（Ｓ），GV（Ｓ）GW（Ｓ）及び加算器
A1〜A3で構成される。 さらに、第１図の位相制御回路PHCは、第８図の位相
制御回路PHC1〜PHC3に対応する。 なお、第１図の関数発生器FNC及び外部発振器Oscは、
第８図で同一記号で表わしている。 まず、誘導電動機Ｍの速度制御動作を説明する。 誘導電動機の２次電流Ｉτと励磁電流Ieをベクトル的
に直交させ、各々を独立に制御できるようにしたものは
ベクトル制御誘導機として知られている。ここでは、そ
の手法を用いて速度制御するものを例にとっている。 ベクトル制御の手法は文献が多く出ており、詳しい説
明は省略し、概要を述べるにとどめる。 まず、電動機の回転子に直結された回転パルス発生器
PGから回転速度ωｒに比例したパルス列を取り出す。 比較器C3は、当該回転速度ωｒとその指令値▲ω* r▼
を比較し、当該偏差εω＝▲ω* r▼−ωｒを次の速度制
御補償回路Ｇω（Ｓ）に入力する。Ｇω（Ｓ）は、比例
要素あるいは積分要素等からなり、出力としてトルク電
流指令▲Ｉ＊ τ▼を与える。 また、前記回転速度検出値ωｒは励磁電流設定器EXに
入力され、励磁電流指令▲I* e▼を与える。 当該トルク電流指令▲I* τ▼及び励磁電流指令▲I* e
▼は演算回路CAL1〜CAL3に入力され次の演算を行う。 すなわち、演算回路CAL1では、 ▲R* r▼:2次抵抗 ▲L* r▼:2次インダクタンス の演算によって、すべり角周波数▲ω* sl▼を求める。 また、演算回路CAL2では、 の演算によって、励磁電流▲I* e▼に対する１次電流指
令値▲I* L▼の位相角▲θ* r▼を求める。 さらに、演算回路CAL3では、 の演算によって、１次電流指令値▲I* L▼の波高値ILmを
求める。 第９図は当該誘導電動機の電流ベクトル図を表わすも
ので、励磁電流▲I* e▼と２次電流（トルク電流）▲I*
τ▼とは直交関係にあり、当該電動機の発生トルクT
eは、次式で表わせる。 通常励磁電流指令▲I* e▼は一定に与えられ、電動機
の発生トルクTeは２次電流指令（トルク電流指令）▲I*
τ▼を変えることによって制御される。 ただし、回転速度を定格以上で運転させるときには、
弱め界磁制御が行われ励磁電流設定器EXによって、励磁
電流指令▲I* e▼を回転速度ωｒに応じて変化させるこ
とがある。 このようにして求められたすべり角周波数▲ω
* Sl▼、位相角▲θ* r▼と回転角周波数（回転速度検出
値）ωｒを正弦波パターン発生器PTGに入力し、次の３
相単位正弦波φＵ，φＶ，φＷを求める。 当該単位正弦波φＵ，φＶ，φＷは、誘導電動機Ｍに
供給される１次電流ILの周波数と位相を決定するもので
ある。 乗算器ML1〜ML3によって、当該３相単位正弦波φＵ，
φＶ，φＷと前記波高値指令ILmを掛け合わせ誘導電動
機Ｍに供給される３相電流（１次電流）の指令値▲I* U
▼，▲I* V▼，▲I* W▼を求める。 誘導電動機のベクトル制御は、励磁電流Ieと２次電流
Ｉτを独立に制御できることに特長がある。故に、電動
機の励磁電流Ieを一定に保ちながら、２次電流Ｉτの大
きさを変えることにより発生トルクを制御することがで
き直流機と同等の速度制御応答を達成することが可能と
なる。 次に、上記のように与えられた１次電流指令値▲I* U
▼，▲I* V▼，▲I* W▼に従って、実電流IU，IV，IWを制
御する動作を説明する。 まず、第１図の変流器CTU，CTV，CTWによって電動機
Ｍに供給される電流IU，IV，IWを検出する。 なお、他励コンバータSS1〜SS3の各出力電流をI1〜I3
とした場合、上記、電動機への供給電流IU，IV，IWと
は、次の関係式が成り立つ。 IU＝I1−I3 …（26） IV＝I2−I1 …（27） IW＝I3−I2 …（28） この電動機１次電流検出値IU，IV，IWを各々比較器C4
〜C6に入力し、前記指令値▲I* U▼，▲I* V▼，▲I* W▼
と各々比較する。 Ｕ相電流を例にとって、制御動作を説明する。 比較器C4によって、実電流IUと指令値▲I* U▼を比較
し、当該偏差εＵ＝▲I* U▼−IUを電流制御補償回路GU
（Ｓ）に入力する。GU（Ｓ）では、積分あるいは比例増
幅し、その出力を加算器A1を介して位相制御回路PHC1へ
入力する。また、GU（Ｓ）の出力の反転値を加算器A3を
介して位相制御回路PHC3へ入力する。 各コンバータSS1〜SS3の出力電圧V1〜V3は位相制御回
路PHC1〜PHC3の入力電圧ｖα１〜ｖα３に比例する。 故に、▲I* U▼＞IUとなった場合、偏差εＵは正の値
となり、制御補償回路Gu（Ｓ）を介して、位相制御回路
PHC1の入力電圧ｖα１を増加させ、コンバータSS1の出
力電圧V1を第１図の矢印の方向に増大させる。また、同
時に、位相制御回路PHC3の入力電圧ｖα３を減少させ、
コンバータSS3の出力電圧V3を第１図の矢印と反対方向
に発生させる。この結果、コンバータSS1の出力電流I1
が増大し、コンバータSS3の出力電流I3が減少する。故
に、（26）式で示される電動機のＵ相電流IUが増大し、
IU≒▲I* U▼となるように制御される。 逆に▲I* U▼＜IUとなった場合、偏差εＶは負の値と
なり、出力電圧V1が減って、V3が増加する。従って、IU
＝I1−I3は減少し、やはり、IU≒▲I* U▼となるように
制御される。指令値▲I* U▼を正弦波状に変化させれ
ば、それに従って、実電流もIU≒▲I* U▼となり、正弦
波電流が誘導電動機Ｍに供給されることになる。 Ｖ相及びＷ相の電流IV，IWも同様に制御される。 従って、誘導電動機Ｍの回転速度ωｒは、次のように
して制御される。 ▲ω* r▼＜ωｒとなった場合、偏差εωは、正の値と
なり、制御補償回路Ｇω（Ｓ）を介して、トルク電流
（２次電流）指令▲I* τ▼を増加させる。 この結果、第９図に示される誘導電動機の１次電流指
令▲I* L▼（▲I* U▼，▲I* V▼，▲I* W▼）の波高値ILm
と位相角▲θ* r▼を増加させ、実電流IU，IV，IWもそれ
に従って追従制御される。 故に、誘導電動機Ｍの実際の２次電流Ｉτが増大し、
発生トルクTeをふやし、加速する。これにより、ωｒが
増加し、ωｒ≒▲ω* r▼になるように制御される。 逆に、▲ω* r▼＜ωｒとなった場合、偏差εωは負の
値となり、トルク電流指令▲I* τ▼を減少させ、１次電
流指令▲I* L▼（▲I* U▼，▲I* V▼，▲I* W▼）の波高値
ILmと位相角▲θ* r▼を減少させる。故に、発生トルクT
eは減少し、回転速度ωｒが減って、やはりωｒ≒▲ω*
r▼になるように制御される。 循環電流式サイクロコンバータCCの循環電流I0は、進
相コンデンサCAPの電圧の周波数cap及び位相が、外部
発振器Oscによる３相基準電圧ea，eb，ecの周波数cと
位相に一致するように自動的に調整されることは前に述
べた。 さて、上記循環電流式サイクロコンバータCCや交直電
力変換器SSDは進相コンデンサCAPの側から見た場合、一
種の遅れ電力をとる負荷と考えることができる。当該遅
れ電力Qccは進相コンデンサCAPがとる進み電力Qcapと常
に等しくなり、（11）式で示した発振周波数capを維
持することが可能となる。 そこで、上記サイクロコンバータCCと交直電力交換器
SSDがとる遅れ無効電流IQを求めサイクロコンバータCC
に流れる循環電流I0の計算式を紹介する。 直流電流をId、交直電力変換器SSDの位相制御角をα
Ｄ、サイクロコンバーラCCの各変換器SS1〜SS3の出力電
流をI1〜I3、そのときの位相制御角をα１〜α３、比例
定数をk1，k2とした場合、進相コンデンサCAP側から見
た全体の遅れ無効電流IQは IQ＝K1Id・sinαＤ＋k2（I1・sinα１＋I2・sinα２＋I
3・sinα３） …（29） ここでサイクロコンバータCCの各変換器SS1〜SS3の出
力電流I1〜I3を循環電流I0と負荷電流IU〜IWに依存する
成分I1′〜I3′に分離し、次のように与える。 I1＝I1′＋I0 …（30） I2＝I2′＋I0 …（31） I3＝I3′＋I0 …（32） これを（29）式に代入し、IQ＝Icapとして循環電流I0
を求めると、次式のようになる。 負荷電流IU，IV，IWが増えると、I1′，I2′，I3′及
び直流電流Idが増加し、循環電流I0が減少してくる。さ
らに負荷が増加すると、ついには循環電流I0は零とな
り、その時点でcap＝cの条件は満足されなくなる。
すなわち、その点がこの装置の限界ということになる。 過負荷運転を必要とする場合には、それに見合った進
相コンデンサCAPを用意しなければならない。しかし、
その場合には、軽負荷運転時の循環電流I0が増大し、変
換器の損失を増加させることになる。 これを解決するためには、進相コンデンサCAPの容量
を負荷の大小に応じて切換えるか、次のように、負荷に
応じて進相コンデンサCAPに印加される電圧の周波数
capを変化させるのがよい。 第10図は第１図の関数発生器FNCの外部特性を示すも
ので、負荷電流波高値ILmを入力とし、外部発振器Oscの
発振周波数の指令値▲* c▼を出力する。 すなわち、負荷電流ILmが定格負荷ILOになるまでは発
振周波数c＝▲* c▼を一定に保ち、その後、負荷の
増加とともに、発振周波数c＝▲* c▼を高めてい
く。これにより、進相コンデンサCAPの周波数cap＝
cも上昇し、進み電流Icapが増加する。従って、（33）
式で示される循環電流I0は、負荷の増加によって減少し
なくなり、第11図に示すように一定値I0（min）を保持
する。故に過負荷運転が可能となり、しかも、軽負荷運
転時の循環電流I0が増大し、変換効率を下げることもな
くなる。 交流電動機Ｍが低速運転している場合には、進相コン
デンサCAPに印加される電圧の周波数がより低い値で
も、サイクロコンバータCCの出力電流を正弦波に制御す
ることが可能である。故に、低速運転時には、第10図の
破線で示す特性、すなわち、定格負荷電流ILO以下でも
負荷電流波高値ILmに応じて、発振周波数指令値▲* c
▼を変化させる。この結果、軽負荷運転時の循環電流は
第11図のI02のようになり、装置の効率を向上させるこ
とができる。 第１図は、循環電流式サイクロコンバータCCとしてΔ
結線されたサイクロコンバータを例にとって説明した
が、通常の正逆コンバータを３相分用意した循環電流式
サイクロコンバータでも同様に達成できることは言うま
でもない。 また、電力回生を必要としない用途では、第１図のス
イッチ回路SWCは不要となる。 （発明の効果） 本発明の交流電動機駆動装置によれば、第１電力変換
手段（SSD）、第２電力変換手段（CC）共に自然転流す
る他励式の電力変換器として動作するので、自己消弧素
子を用いる必要がなく高速サイリスタで達成することが
でき、容易に大容量化することが可能となる。また、第
２電力変換手段（CC）から０〜数百Hzの正弦波電流を供
給することができるので、トルク脈動が小さくしかも超
高速の交流電動機を可変速駆動することが可能となる。
また、電力回生を必要としなければスイッチ回路（SW
C）を省略することができ比較的に簡潔な構成とするこ
とができる。
電車等に利用される高速大容量の交流可変速電動機駆動
装置に関する。 （従来の技術） 直流き電線から電力供給を受ける、所謂、直流電車に
は直流電動機が多く用いられている。 直流電動機は、トリクリップルが小さく、制御性能に
優れ、取扱い易いという利点があり直流チェッパ（サイ
リスタチョッパ）装置と組合せて広い分野で利用されて
きた。しかし、ブラシや整流子の保守に手間がかかり、
また、高速化や大容量化に限度があるため、最近では、
交流可変速電動機に置き換えられる傾向にある。 この傾向は直流電車システムにも見られ、より高速
化、大容量化を目指して、交流可変速電動機による駆動
システムが使われ始めている。 交流電動機の代表的なものは誘導電動機と同期電動機
がある。その他にリラクタンスモータやヒステリシスモ
ータ等があるが、適用分野はかなり限られている。 同期電動機の逆起電力を利用してサイリスタインバー
タを自然転流させるものは無整流子電動機として一般に
知られている。この無整流子電動機は、自然転流である
ため大容量化が容易で、制御性能も直流機に近似してお
り、種々の分野に適用されてきている。しかし、界磁極
を必要とするため、電動機本体が大きくなり、また、自
然転流の限界からの制約により過負荷耐量が小さい等の
欠点を有する。 誘導電動機、特にかご形誘導電動機はその構造が簡単
で、堅牢で取扱い易い利点を有する。反面、自励インバ
ータが必要となり、当該変換器からの制約がある。 最近トランジスタやゲートターンオフサイリスタ等の
自己消弧素子の大容量化が図られ、上記自励インバータ
に用いられるようになってきた。特に、パルス幅変調制
御（PWM）インバータは、電動機に、正弦波電流を供給
できるため、トルクリップルが小さく、低騒音の交流可
変速電動機を達成できる。また、誘導電動機の制御法と
して、V/f＝一定制御、すべり周波数制御あるいはベク
トル制御等の技術が確立しており、直流機なみの特性が
得られることも知られている。 （発明が解決しようとする問題点） 上記従来の交流電動機駆動装置は各々の長所を活か
し、種々の分野に利用されている。 しかしながら、直流電車等に適用される高速大容量の
電動機を駆動する装置となると、上記従来技術では容易
に達成することができないのが現状である。 すなわち、自励インバータにより誘導電動機を駆動す
る装置は大容量のトランジスタやゲートターンオフサイ
リスタ等の自己消弧素子を必要とするため、装置が高価
になり、大容量化が難しい等の問題がある。また、上記
大容量の自己消弧素子（特にゲートターンオフサイリス
タ）が実際に使用可能なスイッチング周波数は高々1KHz
程度であり、前述のパルス幅変調制御を行った場合、当
該自励インバータの出力周波数は100Hz程度が限界であ
る。 また、前記無整流子電動機は自然転流であるため、大
容量化が可能で、高速化も比較的容易であるが、電動機
自体が複雑で大形になり、かつ、矩形波電流が電機子巻
線に供給されるため、トルクリップルが大きい等の問題
がある。さらに、始動時の転流問題や過負荷耐量等にも
問題が残る。 本発明は以上の問題点に鑑みてなされたもので、直流
電源に対して、交流電動機（誘導電動機、同期電動機、
リラクタンスモータ等）に周波数０〜数百Hzの正弦波電
流を供給し得る高速大容量の交流可変速電動機駆動装置
を提供することを目的とする。 （問題点を解決するための手段） 上記目的を達成するため、本発明の交流電動機駆動装
置は、直流電圧源と進相コンデンサに加わる所定周波数
の第１交流電圧との間で電力の授受を行う他励式の第１
電力変換手段と、前記第１交流電圧を所望の周波数の第
２交流電圧に変換して交流電動機に供給する他励式の第
２電力変換手段と、周波数基準に基づいて位相基準信号
を出力する信号発生手段と、電圧基準と前記第１交流電
圧との偏差及び前記位相基準信号に基づいて前記第１電
力変換手段を制御する第１制御手段と、速度基準と前記
交流電動機の回転速度との偏差及び前記位相基準信号に
基づいて前記第２電力変換手段を制御する第２制御手段
とを備え、前記周波数基準に基づいて前記第１交流電圧
の周波数を決定し、前記第２電力変換手段に循環電流を
流すように構成する。 （作用） 上記構成において、前記第１電力変換手段の起動制御
により前記直流電圧源から前記進相コンデンサに電力が
供給されて転流のための電圧が確立すると、前記第１電
力変換手段は他励式の電力変換器として動作が可能とな
り、前記第１制御手段は前記進相コンデンサに加わる第
１交流電圧の周波数を前記周波数基準（例えば500HZ）
に対応した値となるように前記第１電力変換手段を制御
し、また同時に前記第１交流電圧が電圧基準に対応した
値となるように前記第１電力変換手段を制御する。前記
第１交流電圧が確立すると前記第２電力変換手段は他励
式の電力変換器として動作が可能となり、前記第２制御
手段は前記位相基準信号に基づいて前記進相コンデンサ
に流れる進みの無効電流を相殺する遅れの無効電流が循
環電流として流れるように前記第２電力変換手段を制御
する。また同時に速度基準と前記交流電動機の回転速度
との偏差に基づいて前記第１交流電圧を可変周波数（例
えば０〜数百HZ）の第２交流電圧に変換し交流電動機に
正弦波電流を供給してその回転速度が前記速度基準に対
応した値となるように前記第２電力変換手段を制御し、
前記交流電動機を可変速制御する。 （実施例） 第１図は本発明の交流電動機駆動装置の実施例を示す
構成図である。 図中、BUSは直流き電線、PANは集電器、SWCはスイッ
チ回路、Ldは直流リアクトル、SSDは交直電力変換器
（他励式の第１電力変換手段）、CAPは高周波進相コン
デンサ、CCは循環電流式サイクロコンバータ、Ｍは交流
電動機（３相かご形誘導電動機）である。 スイッチ回路SWCはサイリスタTh1，Th2、ホイーリン
グダイオードWD1，WD2から構成され、直流き電線BUSか
ら供給される電流の方向を変える機能を果す。 また、循環電流式サイクロコンバータ（他励式の第２
電力変換手段）CCは、他励コンバータSS1〜SS3、直流リ
アクトルL1〜L3及び絶縁トランスTRとで構成され、その
出力側端子は交流電動機Ｍの電機子巻線に接続されてい
る。 交直電力変換器SSDの交流側端子及びサイクロコンバ
ータCCの入力側端子は、高周波進相コンデンサCAPに接
続されている。 また、制御回路として、電流検出用変流器CTd，CTu，
CTv，CTw、電圧検出用変成器PTcap、回転パルス発生器P
G、整流回路Ｄ、関数発生器FNC、３相基準電圧発生器
（外部発振器）Osc、電圧制御回路AVR、速度制御回路SP
C、電流制御回路ACR1，ACR2、位相制御回路PHD,PHCが用
意されている。 交直電力変換器SSDは高周波進相コンデンサCAPに印加
される３相交流電圧Va，Vb，Vcの波高値Vcapがほぼ一定
になるように直流き電線BUSから供給される電流Idを制
御する。 また、サイクロコンバータCCはΔ結線された循環電流
式サイクロコンバータで前記高周波進相コンデンサCAP
を３相電圧源とし誘導電動機Ｍに可変電圧可変周波数の
３相交流電力を供給する。 前記交直電力変換器SSD、及びサイクロコンバータCC
の位相制御には、外部発振器Oscからの３相基準電圧
ea，eb，ecの信号を用いており、上記進相コンデンサCA
Pの電圧Va，Vb，Vcの周波数と位相は当該基準電圧ea，e
b，ecの周波数と位相に一致する。 以下、その詳細な動作説明を行う。 まず、進相コンデンサCAPの電圧Va，Vb，Vcを確立さ
せるための起動動作を説明する。 起動時、スイッチ回路SWCのサイリスタTh1，Th2には
点弧パルスが入力され、オン状態にある。 また、交直電力変換器SSDは外部発振器Oscからの基準
電圧ea，eb，ecに基づいて位相制御され、最初、その制
御位相角αDは180°に設定されている。 第２図は、直流電圧Vpが印加されたときの交直電力変
換器SSD及び進相コンデンサCAP（Cab，Cbc，Cca）の等
価回路を示す。 いま、仮に、サイリスタS2とS4に点弧パルスが入った
場合、充電電流Idは、電源Vp +→直流リアクトルLd→サ
イリスタS4→コンデンサCab→サイリスタS2→電源Vp -の
経路と、電源Vp +直流リアクトルLd→サイリスタS4→コ
ンデンサCca→コンデンサCbc→サイリスタS2→電源Vp -
の経路に流れる。この結果、コンデンサCabには直流電
圧Vpが印加され、コンデンサCbc，Ccaには−Vp/2の電圧
が印加される。次にサイリスタS3に点弧パルスを与える
と、コンデンサCbcの電圧によってサイリスタS2に逆バ
イアス電圧が印加されS2はオフする。すなわち、起動時
には、進相コンデンサCAPは転流コンデンサの役目をは
たす。サイリスタS3とS4が導通すると、コンデンサCca
には−Vpの電圧が印加され、コンデンサCab，Cbcには＋
Vp/2の電圧が印加される。 第３図は、交直電力変換器SSDのサイリスタS1〜S6の
点弧モードと、そのときの進相コンデンサCAPに印加さ
れる電圧波形を表わす。SSDのサイリスタS1〜S6の点弧
パルスは外部発振器Oscからの３相基準電圧ea，eb，ec
に同期して与えられ、その結果第２図のa,b端子間の電
圧Va-bは図示の如く変化する。電圧Va-bはリアクトルLd
を介して充電させるため、破線の如く徐々に立上る。そ
の時間を２δとした場合、Va-bの基本波成分はδだけ遅
れる。Vaは相電圧の基本波成分を表わすもので、線間電
圧Va-bに対して（π/6）ラジアンだけを位相が遅れる。 この相電圧VaとサイリスタS1〜S6の点弧モードを比較
するとわかるように起動時の位相制御角αＤは αＤ＝π−δ（ラジアン） …（１） となっている。δはあまり大きくないので、近似的に
は、αＤ≒180°で運転されていることになる。このと
きの交直電力変換器SSDの出力電圧VDは VD＝Kc・Vcap・cosαＤ …（２） Kc：変換定数 Vcap：コンデンサ相電圧波高値 で表わされ、αＤ≒180°とした場合、VD≒−Kc・Vcap
となり、直流電源電圧VPとつり合う。 VP＝−VD …（３） しかし、このままでは、進相コンデンサCAPには当該
直流電圧VP以上の電圧は充電されない。 そこで、交直電力変換器SSDの点弧位相角αＤを90°
の方向に少しずらしてやる。すると、（２）式で示され
るSSDの出力電圧VDの反転値−VDが減少し、VP＞−VDと
なる。この結果、直流電流Idが増大し、コンデンサ電圧
Vcapを増加させて、再びVP＝−VDとなって落ちつく。こ
のときIdは零となっている。さらにVcapを増大させたい
ときは、αＤをさらに90°の方向にずらし、出力電圧の
反転値−VDを減少させることにより達成できる。αＤ＝
90°では、−VD＝0Vとなり、理論的には直流電圧VPがご
くわずかな値でもコンデンサ電圧Vcapを大きな値に充電
することが可能である。しかし、実際には、回路損失が
あるため、その分の電力供給は必要となる。 このようにして、進相コンデンサCAPの電圧Vcapを任
意の値に充電することができる。 次に、上記のように確立された進相コンデンサCAPの
電圧Va，Vb，Vcが外部発振器Oscからの位相制御基準電
圧ea，eb，ecの周波数と位相に一致することを説明す
る。 第１図の循環電流式サイクロコンバータCCの位相制御
回路PHCにも上記基準電圧ea，eb，ecが与えられること
は前にも述べた。 起動時、サイクロコンバータCCから電動機Ｍに供給す
る電流Iu，Iv，Iwは零として説明する。故に、他励コン
バータSS1〜SS3の出力電圧V1〜V3は V1≒V2≒V3≒０ …（４） となっている。従って、そのときの点弧位相角α１〜α
３はいずれも90°付近で制御されている。 第４図は、外部発振器Oscからの位相制御基準信号
ea，eb，ecと他励コンバータSS1の点弧パルス信号の関
係を表わしたものでα１＝90°で制御されている。他の
コンバータSS2，SS3も同様にα２≒α３≒90°となって
いるので、図示しなかった。 上記位相制御基準信号ea，eb，ecは次式のように表わ
せる。 ea＝Em・sin（ωｏ・ｔ） …（５） eb＝Em・sin（ωｏ・ｔ−２π/3） …（６） ec＝Em・sin（ωｏ・ｔ＋２π/3） …（７） Em：単位電圧波高値 ωｃ＝２πｆｃ：高周波角周波数 進相コンデンサCAPの相電圧Va，Vb，Vcが上記基準電
圧の周波数と位相に一致している場合、他励コンバータ
SS1〜SS3の出力電圧V1〜V3は次式のように表わせる。 V1＝Ｋ′ｃ・Vcap・cosα１ …（８） V2＝Ｋ′ｃ・Vcap・cosα２ …（９） V3＝Ｋ′ｃ・Vcap・cosα３ …（10） Kc′：変換定数 故に、V1＋V2＋V3＝０となり、サイクロコンバータCC
の循環電流I0の増減はない。 この状態から、仮に、コンデンサ電圧の周波数が低く
なり、第４図の破線のようにVa′，Vb′，Vc′となった
場合を考える。 コンバータSS1の点弧位相角α１≒90°はα１′≒78
°のように変化し、V1＞０となる。同様に、SS2及びSS3
の出力電圧もV2＞0,V3＞０となってV1＋V2＋V3＞０とな
る。この結果、サイクロコンバータCCの循環電流I0を増
大させる。当該循環電流I0は進相コンデンサCAP側から
見たサイクロコンバータCCの入力側の遅れ無効電力とな
る。 第５図は、サイクロコンバータCCの入力側の１相分の
等価回路を表わしたもので、サイクロコンバータCC及
び、交直電力変換器SSDは、遅れ電流をとる可変インダ
クタンスLccに置き換えられる。この回路の共振周波数
capは となる。 循環電流I0が増大することは、等価インダクタンスL
ccが減少することに等しく、上記周波数capは増大
し、Va′，Vb′，Vc′の周波数capは、基準電圧ea，e
b，ecの周波数cに近づく。 同様にcap＞cとなった場合には、循環電流I0が減
少し、Lccが大きくなって、やはり、cap＝cとなっ
て落ち着く。 進相コンデンサCAPの電圧の位相が、基準電圧の位相
より遅れた場合には、上記cap＞cとなったときと同
様に循環電流I0が増加し、進相コンデンサCAPの電圧位
相を進める。逆に、進相コンデンサCAPの電圧位相が、
基準電圧より進んだ場合には、上記cap＞cとなった
ときと同様に循環電流I0が減少し、進相コンデンサCAP
の電圧位相を遅らせる。このようにして、進相コンデン
サCAPの電圧Va，Vb，Vcは基準電圧ea，eb，ecと同一周
波数、同位相となるようにサイクロコンバータCCの循環
電流I0の大きさが自動的に調整される。このことは、サ
イクロコンバータCCから、電動機Ｍに電流IU，IV，IWを
供給している場合でも成り立っている。当該進相コンデ
ンサCAPの電圧Va，Vb，Vcは次式のように表わされる。 Va＝Vcap・sin（ωｃ・ｔ） …（12） Vb＝Vcap・sin（ωｃ・ｔ−２π/3） …（13） Vc＝Vcap・sin（ωｃ・ｔ＋２π/3） …（14） Vcap：電圧波高値 次に、第１図にもどって、定常運転時の各部の制御動
作を説明する。 第６図は、交直電力変換器SSDの制御回路（第１制御
手段）を詳しく表わしたもので、第１図の制御回路と対
応させると次のようになる。 まず、第１図の電圧制御回路AVRは、第６図の電圧設
定器VR、比較器C1、電圧制御補償回路Gc（Ｓ）で構成さ
れ、その出力として直流電流指令値▲I* d▼を与える。 また、電流制御回路ACR1は、絶対値回路ABS、比較器C
2、電流制御補償回路Gd（Ｓ）、シュミット回路SH、モ
ノマルチ回路MM及びゲート回路GCから成っている。 なお、位相制御回路PHD及び外部発振器Oscは、第１図
及び第６図ともに同一記号で表わしている。 第１図の変成器PTcapにより、進相コンデンサCAPの端
子電圧Va，Vb，Vcを検出し、整流回路Ｄを介してその波
高値Vcapを求める。当該波高値Vcapは、第６図の比較器
C1に入力され、電圧設定器VRからの信号（電圧指令値）
▲V* cap▼と比較される。当該偏差εｃ＝▲V* cap▼−V
capは次の電圧制御補償回路Gc（Ｓ）によって積分ある
いは比例増幅され、直流電流指令値▲I* d▼となる。 しかし、第１図の変流器CTdによって検出される電流
は一方向だけに流れるので、実際には、上記直流電流指
令値▲I* d▼は絶対値回路ABSを介して｜▲I* d▼｜とし
て与える。 第１図のスイッチ回路SWCは、回生運転を行うときに
必要となる。その制御は、第６図のシュミット回路SH、
モノマルチ回路MM及びゲート回路GCによって行われる。
第７図にこれらの動作状態を表わすタイムチャート図を
示す。 すなわち、前記指令値▲I* d▼が正の値になった場
合、シュミット回路SHの出力信号Sg1は“1"となり、ゲ
ート回路GCを介して第１図のサイリスタTh1及びTh2にオ
ン信号を与える。この結果、直流き電線BUSから、集電
器PAN→サイリスタTh1→直流リアクトルLd→交直電力変
換器SSD→サイリスタTh2→車輪WL→電源（−）の経路で
電流Idが流れ込む。 逆に指令値▲I* d▼が負の値になった場合、シュミッ
ト回路SHの出力信号Sg1は“0"となり、ゲート回路GCを
介して、第１図のサイリスタTh1及びTh2にオフ信号を与
える。すると、電流Idは、電源（−）→ダイオードWD2
→直流リアクトルLd→交直電力変換器SSD→ダイオードW
D1→集電器PAN→電源（＋）の経路で流れ、電力を回生
することができる。 ここで、指令値▲I* d▼が負から正に、また正から負
に変わるとき、すなわち、シュミット回路SHの出力信号
Sg1の立上り及び立下り時に、モノマルチ回路MMを介し
て、ΔＴの時間だけ、交直電力変換器SSDの位相制御回
路PHDにゲートシフト信号Sg2を送る。このゲートシフト
信号Sg2によって、変換器SSDの出力電圧VDは第１図の矢
印と反対方向の電圧の最大値を発生するようになり、直
流電流Idを完全に零にする。この状態で、スイッチ回路
SWCのサイリスタTh1，Th2のゲート信号をオフすれば、
当該サイリスタTh1，Th2はオフ状態になる。このゲート
シフト信号Sg2は、指令値▲I* d▼が正から負になるとき
に与えればよいのであるが、▲I* d▼が零近辺で脈動し
た場合のことを考えると、当該▲I* d▼が負から正に変
化するときもゲートシスト信号Sg2を与えたほうが良
い。 次に直流電流Idの制御動作を説明する。 直流電流指令値▲I* d▼は絶対値回路ABSを介して、比
較器C2に入力される。また、第１図の変流器CTdによっ
て検出された直流電流値Idも比較器C2に入力され、その
偏差εｄ＝｜▲I* d▼｜−Idが求まる。当該偏差εｄは
電流制御補償回路Gd（Ｓ）によって増幅され、位相制御
回路PHDに、次式で示される入力信号ＶαＤを与える。 ＶαＤ＝Gd（Ｓ）・εｄ＝Kd・εｄ …（15） ただし、Kdは、電流制御補償回路Gd（Ｓ）を単なる比
例増幅器とした場合の比例定数である。 交直電力変換器SSDの直流出力電圧VDは、上記位相制
御入力信号ＶαＤに比例した値となる。 指令値▲I* d▼が正の値で、｜▲I* d▼｜＞Idとなった
場合、偏差εｄは正の値となり、直流電圧VDを第１図の
矢印の方向に増加させる。この結果、実電流Idが増加
し、Id≒｜▲I* d▼｜となるように制御される。逆に、
｜▲I* d▼｜＜Idとなった場合、偏差εｄは負の値とな
り、直流電圧VDを負の値にする。VDを負の値で増加させ
ていくと、ある時点で−VD＞VPとなり、直流電流Idを減
少させる。故に、最終的にId≒｜▲I* d▼｜となって落
ち着く。 指令値▲I* d▼が負の値になった場合には、スイッチ
回路SWCのサイリスタTh1，Th2がオフされ、回生モード
となり、やはり直流電流Idはその指令値の絶対値｜▲I*
d▼｜に等しくなるように制御される。 次に進相コンデンサCAPの電圧波高値Vcapの制御動作
を説明する。 ▲V* cap▼＞Vcapとなった場合、偏差εｃ＝▲V* cap▼
−Vcapは正の値となり、直流電流指令値▲I* cap▼も正
の値となって増加する。 故に、スイッチ回路SWCのサイリスタTh1，Th2はオン
となりカ行モードで、直流電流Idを増加させ、有効電力
Vp・Idを電源から供給する。 この結果、エネルギーVP・Id・ｔが電源から進相コン
デンサCAPに供給され、（1/2）Ccap ▲V* cap▼として
蓄えられる。故に電圧Vcapが増大し、最終的にVcap≒▲
V* cap▼となって落ち着く。 逆に▲V* cap▼＜Vcapとなった場合、偏差εｃは負の
値となり、直流電流指令値▲I* d▼も負の値となる。故
に、スイッチ回路SWCのサイリスタTh1，Th2はオフさ
れ、電力回生モードとなり、進相コンデンサCAPのエネ
ルギー（1/2）Ccap ▲V2 cap▼がVP・Id・ｔとなって電
源に回生される。従って、電圧Vcapが減少しやはりVcap
≒▲V* cap▼となるように制御される。 なお、このとき、循環電流式サイクロコンバータCCも
同様に運転され、進相コンデンサCAPの電圧の周波数と
位相が外部発振器Oscによって与えられる３相基準電圧
信号ea，eb，ecの周波数と位相に一致することは前に説
明した通りである。 次に、この循環電流式サイクロコンバータCCによる出
力電流IU，IV，IWの制御動作を説明する。 第８図は、第１図の循環電流式サイクロコンバータCC
の制御回路（第２制御手段）の具体的実施例を示す構成
図である。第１図の制御回路と対応させると次のように
なる。 まず、第１図の速度制御回路SPCは、第８図の比較器C
3、速度制御補償回路Ｇω（Ｓ）、励磁電流設定器EX、
演算回路CAL1〜CAL3、３相正弦波パターン発生器PTG及
び乗算器ML1〜M3からなる。 また、電流制御回路ACR2は第８図の比較器C4〜C6、電
流制御補償回路GU（Ｓ），GV（Ｓ）GW（Ｓ）及び加算器
A1〜A3で構成される。 さらに、第１図の位相制御回路PHCは、第８図の位相
制御回路PHC1〜PHC3に対応する。 なお、第１図の関数発生器FNC及び外部発振器Oscは、
第８図で同一記号で表わしている。 まず、誘導電動機Ｍの速度制御動作を説明する。 誘導電動機の２次電流Ｉτと励磁電流Ieをベクトル的
に直交させ、各々を独立に制御できるようにしたものは
ベクトル制御誘導機として知られている。ここでは、そ
の手法を用いて速度制御するものを例にとっている。 ベクトル制御の手法は文献が多く出ており、詳しい説
明は省略し、概要を述べるにとどめる。 まず、電動機の回転子に直結された回転パルス発生器
PGから回転速度ωｒに比例したパルス列を取り出す。 比較器C3は、当該回転速度ωｒとその指令値▲ω* r▼
を比較し、当該偏差εω＝▲ω* r▼−ωｒを次の速度制
御補償回路Ｇω（Ｓ）に入力する。Ｇω（Ｓ）は、比例
要素あるいは積分要素等からなり、出力としてトルク電
流指令▲Ｉ＊ τ▼を与える。 また、前記回転速度検出値ωｒは励磁電流設定器EXに
入力され、励磁電流指令▲I* e▼を与える。 当該トルク電流指令▲I* τ▼及び励磁電流指令▲I* e
▼は演算回路CAL1〜CAL3に入力され次の演算を行う。 すなわち、演算回路CAL1では、 ▲R* r▼:2次抵抗 ▲L* r▼:2次インダクタンス の演算によって、すべり角周波数▲ω* sl▼を求める。 また、演算回路CAL2では、 の演算によって、励磁電流▲I* e▼に対する１次電流指
令値▲I* L▼の位相角▲θ* r▼を求める。 さらに、演算回路CAL3では、 の演算によって、１次電流指令値▲I* L▼の波高値ILmを
求める。 第９図は当該誘導電動機の電流ベクトル図を表わすも
ので、励磁電流▲I* e▼と２次電流（トルク電流）▲I*
τ▼とは直交関係にあり、当該電動機の発生トルクT
eは、次式で表わせる。 通常励磁電流指令▲I* e▼は一定に与えられ、電動機
の発生トルクTeは２次電流指令（トルク電流指令）▲I*
τ▼を変えることによって制御される。 ただし、回転速度を定格以上で運転させるときには、
弱め界磁制御が行われ励磁電流設定器EXによって、励磁
電流指令▲I* e▼を回転速度ωｒに応じて変化させるこ
とがある。 このようにして求められたすべり角周波数▲ω
* Sl▼、位相角▲θ* r▼と回転角周波数（回転速度検出
値）ωｒを正弦波パターン発生器PTGに入力し、次の３
相単位正弦波φＵ，φＶ，φＷを求める。 当該単位正弦波φＵ，φＶ，φＷは、誘導電動機Ｍに
供給される１次電流ILの周波数と位相を決定するもので
ある。 乗算器ML1〜ML3によって、当該３相単位正弦波φＵ，
φＶ，φＷと前記波高値指令ILmを掛け合わせ誘導電動
機Ｍに供給される３相電流（１次電流）の指令値▲I* U
▼，▲I* V▼，▲I* W▼を求める。 誘導電動機のベクトル制御は、励磁電流Ieと２次電流
Ｉτを独立に制御できることに特長がある。故に、電動
機の励磁電流Ieを一定に保ちながら、２次電流Ｉτの大
きさを変えることにより発生トルクを制御することがで
き直流機と同等の速度制御応答を達成することが可能と
なる。 次に、上記のように与えられた１次電流指令値▲I* U
▼，▲I* V▼，▲I* W▼に従って、実電流IU，IV，IWを制
御する動作を説明する。 まず、第１図の変流器CTU，CTV，CTWによって電動機
Ｍに供給される電流IU，IV，IWを検出する。 なお、他励コンバータSS1〜SS3の各出力電流をI1〜I3
とした場合、上記、電動機への供給電流IU，IV，IWと
は、次の関係式が成り立つ。 IU＝I1−I3 …（26） IV＝I2−I1 …（27） IW＝I3−I2 …（28） この電動機１次電流検出値IU，IV，IWを各々比較器C4
〜C6に入力し、前記指令値▲I* U▼，▲I* V▼，▲I* W▼
と各々比較する。 Ｕ相電流を例にとって、制御動作を説明する。 比較器C4によって、実電流IUと指令値▲I* U▼を比較
し、当該偏差εＵ＝▲I* U▼−IUを電流制御補償回路GU
（Ｓ）に入力する。GU（Ｓ）では、積分あるいは比例増
幅し、その出力を加算器A1を介して位相制御回路PHC1へ
入力する。また、GU（Ｓ）の出力の反転値を加算器A3を
介して位相制御回路PHC3へ入力する。 各コンバータSS1〜SS3の出力電圧V1〜V3は位相制御回
路PHC1〜PHC3の入力電圧ｖα１〜ｖα３に比例する。 故に、▲I* U▼＞IUとなった場合、偏差εＵは正の値
となり、制御補償回路Gu（Ｓ）を介して、位相制御回路
PHC1の入力電圧ｖα１を増加させ、コンバータSS1の出
力電圧V1を第１図の矢印の方向に増大させる。また、同
時に、位相制御回路PHC3の入力電圧ｖα３を減少させ、
コンバータSS3の出力電圧V3を第１図の矢印と反対方向
に発生させる。この結果、コンバータSS1の出力電流I1
が増大し、コンバータSS3の出力電流I3が減少する。故
に、（26）式で示される電動機のＵ相電流IUが増大し、
IU≒▲I* U▼となるように制御される。 逆に▲I* U▼＜IUとなった場合、偏差εＶは負の値と
なり、出力電圧V1が減って、V3が増加する。従って、IU
＝I1−I3は減少し、やはり、IU≒▲I* U▼となるように
制御される。指令値▲I* U▼を正弦波状に変化させれ
ば、それに従って、実電流もIU≒▲I* U▼となり、正弦
波電流が誘導電動機Ｍに供給されることになる。 Ｖ相及びＷ相の電流IV，IWも同様に制御される。 従って、誘導電動機Ｍの回転速度ωｒは、次のように
して制御される。 ▲ω* r▼＜ωｒとなった場合、偏差εωは、正の値と
なり、制御補償回路Ｇω（Ｓ）を介して、トルク電流
（２次電流）指令▲I* τ▼を増加させる。 この結果、第９図に示される誘導電動機の１次電流指
令▲I* L▼（▲I* U▼，▲I* V▼，▲I* W▼）の波高値ILm
と位相角▲θ* r▼を増加させ、実電流IU，IV，IWもそれ
に従って追従制御される。 故に、誘導電動機Ｍの実際の２次電流Ｉτが増大し、
発生トルクTeをふやし、加速する。これにより、ωｒが
増加し、ωｒ≒▲ω* r▼になるように制御される。 逆に、▲ω* r▼＜ωｒとなった場合、偏差εωは負の
値となり、トルク電流指令▲I* τ▼を減少させ、１次電
流指令▲I* L▼（▲I* U▼，▲I* V▼，▲I* W▼）の波高値
ILmと位相角▲θ* r▼を減少させる。故に、発生トルクT
eは減少し、回転速度ωｒが減って、やはりωｒ≒▲ω*
r▼になるように制御される。 循環電流式サイクロコンバータCCの循環電流I0は、進
相コンデンサCAPの電圧の周波数cap及び位相が、外部
発振器Oscによる３相基準電圧ea，eb，ecの周波数cと
位相に一致するように自動的に調整されることは前に述
べた。 さて、上記循環電流式サイクロコンバータCCや交直電
力変換器SSDは進相コンデンサCAPの側から見た場合、一
種の遅れ電力をとる負荷と考えることができる。当該遅
れ電力Qccは進相コンデンサCAPがとる進み電力Qcapと常
に等しくなり、（11）式で示した発振周波数capを維
持することが可能となる。 そこで、上記サイクロコンバータCCと交直電力交換器
SSDがとる遅れ無効電流IQを求めサイクロコンバータCC
に流れる循環電流I0の計算式を紹介する。 直流電流をId、交直電力変換器SSDの位相制御角をα
Ｄ、サイクロコンバーラCCの各変換器SS1〜SS3の出力電
流をI1〜I3、そのときの位相制御角をα１〜α３、比例
定数をk1，k2とした場合、進相コンデンサCAP側から見
た全体の遅れ無効電流IQは IQ＝K1Id・sinαＤ＋k2（I1・sinα１＋I2・sinα２＋I
3・sinα３） …（29） ここでサイクロコンバータCCの各変換器SS1〜SS3の出
力電流I1〜I3を循環電流I0と負荷電流IU〜IWに依存する
成分I1′〜I3′に分離し、次のように与える。 I1＝I1′＋I0 …（30） I2＝I2′＋I0 …（31） I3＝I3′＋I0 …（32） これを（29）式に代入し、IQ＝Icapとして循環電流I0
を求めると、次式のようになる。 負荷電流IU，IV，IWが増えると、I1′，I2′，I3′及
び直流電流Idが増加し、循環電流I0が減少してくる。さ
らに負荷が増加すると、ついには循環電流I0は零とな
り、その時点でcap＝cの条件は満足されなくなる。
すなわち、その点がこの装置の限界ということになる。 過負荷運転を必要とする場合には、それに見合った進
相コンデンサCAPを用意しなければならない。しかし、
その場合には、軽負荷運転時の循環電流I0が増大し、変
換器の損失を増加させることになる。 これを解決するためには、進相コンデンサCAPの容量
を負荷の大小に応じて切換えるか、次のように、負荷に
応じて進相コンデンサCAPに印加される電圧の周波数
capを変化させるのがよい。 第10図は第１図の関数発生器FNCの外部特性を示すも
ので、負荷電流波高値ILmを入力とし、外部発振器Oscの
発振周波数の指令値▲* c▼を出力する。 すなわち、負荷電流ILmが定格負荷ILOになるまでは発
振周波数c＝▲* c▼を一定に保ち、その後、負荷の
増加とともに、発振周波数c＝▲* c▼を高めてい
く。これにより、進相コンデンサCAPの周波数cap＝
cも上昇し、進み電流Icapが増加する。従って、（33）
式で示される循環電流I0は、負荷の増加によって減少し
なくなり、第11図に示すように一定値I0（min）を保持
する。故に過負荷運転が可能となり、しかも、軽負荷運
転時の循環電流I0が増大し、変換効率を下げることもな
くなる。 交流電動機Ｍが低速運転している場合には、進相コン
デンサCAPに印加される電圧の周波数がより低い値で
も、サイクロコンバータCCの出力電流を正弦波に制御す
ることが可能である。故に、低速運転時には、第10図の
破線で示す特性、すなわち、定格負荷電流ILO以下でも
負荷電流波高値ILmに応じて、発振周波数指令値▲* c
▼を変化させる。この結果、軽負荷運転時の循環電流は
第11図のI02のようになり、装置の効率を向上させるこ
とができる。 第１図は、循環電流式サイクロコンバータCCとしてΔ
結線されたサイクロコンバータを例にとって説明した
が、通常の正逆コンバータを３相分用意した循環電流式
サイクロコンバータでも同様に達成できることは言うま
でもない。 また、電力回生を必要としない用途では、第１図のス
イッチ回路SWCは不要となる。 （発明の効果） 本発明の交流電動機駆動装置によれば、第１電力変換
手段（SSD）、第２電力変換手段（CC）共に自然転流す
る他励式の電力変換器として動作するので、自己消弧素
子を用いる必要がなく高速サイリスタで達成することが
でき、容易に大容量化することが可能となる。また、第
２電力変換手段（CC）から０〜数百Hzの正弦波電流を供
給することができるので、トルク脈動が小さくしかも超
高速の交流電動機を可変速駆動することが可能となる。
また、電力回生を必要としなければスイッチ回路（SW
C）を省略することができ比較的に簡潔な構成とするこ
とができる。
【図面の簡単な説明】
第１図は、本発明の交流電動機駆動装置の実施例を示す
構成図、第２図及び第３図は、本発明装置の起動動作を
説明するための等価回路図とタイムチャート図、第４図
及び第５図は、本発明装置の位相制御動作を説明するた
めのタイムチャート図と等価回路図、第６図及び第８図
は、第１図の制御回路部の実施例を示す構成図、第７図
は第８図の動作を説明するためのタイムチャート図、第
９図は第８図の動作を説明するためのベクトル図、第10
図及び第11図は第１図の装置の動作を説明するための外
部特性図である。 BUS…直流き電線 PAN…集電器 WL…車輪 SWC…スイッチ回路 Ld…直流リアクトル SSD…交流電力変換器 CAP…高周波進相コンデンサ CC…循環電流式サイクロコンバータ TR…絶縁トランス SS1〜SS3…他励コンバータ L1〜L3…直流リアクトル Ｍ…交流電動機 PG…回転パルス発生器 CTd，CTU，CTV，CTW…変流器 PTcap…変成器 Ｄ…整流回路 AVR…電圧制御回路 SPC…速度制御回路 ACR1，ACR2…電流制御回路 PHD,PHC…位相制御回路 FNC…関数発生器 OSC…外部発振器
構成図、第２図及び第３図は、本発明装置の起動動作を
説明するための等価回路図とタイムチャート図、第４図
及び第５図は、本発明装置の位相制御動作を説明するた
めのタイムチャート図と等価回路図、第６図及び第８図
は、第１図の制御回路部の実施例を示す構成図、第７図
は第８図の動作を説明するためのタイムチャート図、第
９図は第８図の動作を説明するためのベクトル図、第10
図及び第11図は第１図の装置の動作を説明するための外
部特性図である。 BUS…直流き電線 PAN…集電器 WL…車輪 SWC…スイッチ回路 Ld…直流リアクトル SSD…交流電力変換器 CAP…高周波進相コンデンサ CC…循環電流式サイクロコンバータ TR…絶縁トランス SS1〜SS3…他励コンバータ L1〜L3…直流リアクトル Ｍ…交流電動機 PG…回転パルス発生器 CTd，CTU，CTV，CTW…変流器 PTcap…変成器 Ｄ…整流回路 AVR…電圧制御回路 SPC…速度制御回路 ACR1，ACR2…電流制御回路 PHD,PHC…位相制御回路 FNC…関数発生器 OSC…外部発振器
Claims (1)
- (57)【特許請求の範囲】 １．直流電圧源と進相コンデンサに加わる所定周波数の
第１交流電圧との間で電力の授受を行う他励式の第１電
力変換手段と、前記第１交流電圧を所望の周波数の第２
交流電圧に変換して交流電動機に供給する他励式の第２
電力変換手段と、周波数基準に基づいて位相基準信号を
出力する信号発生手段と、電圧基準と前記第１交流電圧
との偏差及び前記位相基準信号に基づいて前記第１電力
変換手段を制御する第１制御手段と、速度基準と前記交
流電動機の回転速度との偏差及び前記位相基準信号に基
づいて前記第２電力変換手段を制御する第２制御手段と
を備え、前記周波数基準に基づいて前記第１交流電圧の
周波数を制御し、前記第２電力変換手段に流れる循環電
流を制御することを特徴とする交流電動機駆動装置。 ２．特許請求の範囲第１項に記載の交流電動機駆動装置
において、前記周波数基準を前記交流電動機に供給され
る交流電流に基づいて変化させることを特徴とする交流
電動機駆動装置。 ３．特許請求の範囲第１項に記載の交流電動機駆動装置
において、前記周波数基準を前記交流電動機の回転速度
に基づいて決定することを特徴とする交流電動機駆動装
置。 ４．特許請求の範囲第１項に記載の交流電動機駆動装置
において、前記第１制御手段は、電圧基準と前記第１交
流電圧の波高値との偏差に基づいて電流基準を出力する
電圧制御部と、前記電流基準と前記直流電圧源側に流れ
る直流電流との偏差に基づいて第１位相制御信号を出力
する第１電流制御部と、前記位相基準信号と第１位相制
御信号に基づいて前記第１電力変換手段を制御する第１
位相制御部とを備え、前記周波数基準に基づいて前記第
１交流電圧の周波数を制御し、同時に前記第１交流電圧
を前記電圧基準に対応した値に制御することを特徴とす
る交流電動機駆動装置。 ５．特許請求の範囲第４項に記載の交流電動機駆動装置
において、前記第１制御手段は、前記電流基準の極性に
応じて前記直流電圧源の電圧極性を反転させるスイッチ
回路を備え、前記第１電力変換手段から前記直流電圧源
側へ電力回生を行うことを特徴とする交流電動機駆動装
置。 ６．特許請求の範囲第１項に記載の交流電動機駆動装置
において、前記第２制御手段は、速度基準と前記交流電
動機の回転速度との偏差に基づいてトルク電流基準を出
力する速度制御部と、前記トルク電流基準と励磁電流基
準とから第２電流基準を演算する電流基準演算部と、前
記第２電流基準と前記交流電動機に供給される電流との
偏差に基づいて第２位相制御信号を出力する第２電流制
御部と、前記位相基準信号と前記第２位相制御信号に基
づいて前記第２電力変換手段を制御する第２位相制御部
とを備え、前記周波数基準に基づいて前記循環電流を制
御し、同時に前記交流電動機の回転速度を速度基準に対
応した値に制御することを特徴とする交流電動機駆動装
置。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61144911A JP2695771B2 (ja) | 1986-06-23 | 1986-06-23 | 交流電動機駆動装置 |
| US07/063,230 US4843296A (en) | 1986-06-23 | 1987-06-17 | AC motor drive apparatus |
| CA000539867A CA1293529C (en) | 1986-06-23 | 1987-06-17 | Ac motor drive apparatus |
| EP87108797A EP0251068B1 (en) | 1986-06-23 | 1987-06-19 | Ac motor drive apparatus |
| DE87108797T DE3787498T2 (de) | 1986-06-23 | 1987-06-19 | Antriebseinrichtung für Wechselstrommotor. |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61144911A JP2695771B2 (ja) | 1986-06-23 | 1986-06-23 | 交流電動機駆動装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS633677A JPS633677A (ja) | 1988-01-08 |
| JP2695771B2 true JP2695771B2 (ja) | 1998-01-14 |
Family
ID=15373139
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61144911A Expired - Lifetime JP2695771B2 (ja) | 1986-06-23 | 1986-06-23 | 交流電動機駆動装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2695771B2 (ja) |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5444086B2 (ja) * | 1973-09-29 | 1979-12-24 | ||
| JPS561874B2 (ja) * | 1974-06-24 | 1981-01-16 | ||
| JPS5858621A (ja) * | 1981-10-05 | 1983-04-07 | Toshiba Corp | 無効電力制御形サイクロコンバ−タ装置 |
-
1986
- 1986-06-23 JP JP61144911A patent/JP2695771B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS633677A (ja) | 1988-01-08 |
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