JP5412930B2 - 回転電機制御システム - Google Patents

Description

本発明は、回転電機制御システムに係り、特に 少なくとも矩形波制御モードと過変調制御モードとの間で制御を切り替える回転電機制御システムに関する。

回転電機をインバータによって駆動する場合に、その制御方法として、正弦波制御モードと過変調制御モードと矩形波制御モードとを使い分けることが行われている。すなわち、回転電機の高出力化と小型化とを両立させるためには、１パルススイッチングを用いる矩形波制御モードが必要であり、低速領域で優れた特性を有する正弦波制御モードと、中速領域で用いられる過変調制御モードとの間のモード切替を行いながら、最適に回転電機を制御している。

ここで、正弦波制御モードと過変調制御モードとは、電流フィードバック制御であり、電圧指令と搬送波（キャリア）とを比較することでパルス幅変調（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：ＰＷＭ）パターンを回転電機に出力する制御である。一方、矩形波制御モードは、電気角に応じて１パルススイッチング波形を回転電機に出力する制御であり、電圧振幅は最大値に固定され、位相を制御することでトルクをフィードバック制御している。

正弦波制御モードから過変調制御モード、過変調制御モードから矩形波制御モードの３つのモードの間の切替は、変調率、あるいは変調率に相当する電圧指令振幅によって行われるが、矩形波制御モードから過変調制御モードへの切替は、矩形波制御モードにおいて電圧指令振幅が一定であるので、切替先である過変調制御モードでの動作ラインに対する実電流の偏差によって切替のタイミングを判定することで行われる。

例えば、特許文献１には、交流電動機の駆動制御装置として、電圧振幅が基準三角波のピーク値の１．００倍を超えたらＰＷＭ電流制御モードから過変調制御モードに切り替え、電圧振幅が基準三角波のピーク値の１．２７倍を超えたら矩形波制御モードに切り替え、一方実電流位相の絶対値が電流指令位相の絶対値未満となったら矩形波制御モードから過変調制御モードに切り替えることが述べられている。

そして、ｄ軸電流及びｑ軸電流には周期的なノイズや高調波が含まれるので測定電流にローパスフィルタ処理を行うが、このフィルタ処理のため、矩形波制御モードから過変調制御モードへの切り替えが遅れることがあり、電流位相のハンチング等を引き起こし、制御が不安的になることを指摘している。そこで、ここでは、誘起電圧等を加味した必要電圧振幅Ｖ_Rと基準三角波のピーク値とを比較し、さらにチャタリングを起こさないようなオフセット値を設けることで、矩形波制御モードから過変調制御モードへの切り替えの遅れが生じないようにすることが開示されている。

なお、本発明に関連する技術として、特許文献２には、モータを用いて操舵力を補助する電動パワーステアリング装置において、モータを制御する制御装置は、モータに流れる電流の電流座標変換を行って２軸に変換された電流が目標電流に一致するように制御を行うが、モータに流れる電流の検出信号に中点オフセットが生じると、電流座標変換処理を行った場合、変換された信号は本来の信号に対してリプルが重畳された信号となることが述べられている。

特開２００８−１１６８２号公報 特開２００７−６９８３６号公報

上記のように、矩形波制御モードから過変調制御モードへの切替は、切替先である過変調制御モードでの動作ラインに対する実電流の偏差によって切替のタイミングを判定する。過変調制御モードでの動作ラインとは、回転電機を予め定めた運転条件で運転できる電流動作点を結んだラインで、例えば、回転電機が最大効率となる電流指令値を結んだラインである。このラインを運転条件特性線と呼ぶことにすると、実電流値がこの運転条件特性線に到達したときに、矩形波制御モードから過変調制御モードに切替が行われることになる。

実際には、回転電機の特性のばらつき、制御処理のばらつき等があるので、特許文献２に述べられているように、電流は、本来の基本波成分にリプル成分が重畳したものになる。このようなリプル成分等の影響を考慮して、特許文献１に述べられているように、運転条件特性線からある程度の位相を遅らせて制御モードの切替閾値ラインが設定される。このように切替閾値ラインを設定することで、リプル成分が重畳した実電流が切替閾値ラインに到達したときに矩形波制御モードから過変調制御モードに切り替えるものとできる。

ところで、リプル成分は、上記のように回転電機の特性ばらつきによっても生じるので、予めリプル成分を想定して切替閾値ラインを設定しても、回転電機の特性ばらつきによって実際のリプル成分が想定していたリプル成分と異なると、制御モードの切替タイミングがばらつくことになり、回転電機の制御にばらつきが生じることになる。

本発明の目的は、矩形波制御モードから過変調制御モードへの切替タイミングのばらつきを抑制できる回転電機制御システムを提供することである。他の目的は、回転電機特性のばらつきによる矩形波制御モードから過変調制御モードへの切替タイミングのばらつきを抑制できる回転電機制御システムを提供することである。

本発明に係る回転電機制御システムは、少なくとも矩形波制御モードと過変調制御モードとの間で制御を切り替える回転電機制御システムであって、直交するｄ軸とｑ軸とで構成されるｄｑ平面上において、回転電機を予め定めた運転条件で運転できる電流動作点を結んで得られる運転条件特性線上で、電流指令を実行する電流指令実行手段と、回転電機の特性ばらつきまたは制御のばらつきの少なくとも一方により予め予測できないリプル成分が実電流動作点に含まれるとき、電気一周期における実ｄ軸電流の最大値と最小値の平均値、及び電気一周期における実ｑ軸電流の最大値と最小値の平均値に基づいてその実電流動作点における実電流基本波成分の動作点を算出する基本波成分算出手段と、運転条件特性線に基づいて設定される切替閾値ラインを実電流基本波成分の動作点が越えるときに矩形波制御モードから過変調制御モードに切り替えるモード切替手段と、を備えることを特徴とする。

また、本発明に係る回転電機制御システムにおいて、モード切替手段は、運転条件特性線を切替閾値ラインとして、運転条件特性線を実電流基本波成分の動作点が越えるときに矩形波制御モードから過変調制御モードに切り替えることが好ましい。

上記構成により、回転電機制御システムは、直交するｄ軸とｑ軸とで構成されるｄｑ平面上において、回転電機を予め定めた運転条件で運転できる電流動作点を結んで得られる運転条件特性線に基づいて設定される切替閾値ラインを制御モードの切替を行う切替閾値ラインとし、一方で電気一周期について求められる実電流動作点のリプル成分に基づいてその実電流動作点における実電流基本波成分の動作点を求めて、その実電流基本波成分の動作点が切替閾値ラインを越えるときに矩形波制御モードから過変調制御モードに切り替える。実電流基本波成分の動作点は、リプル成分を含まないときの本来の実電流の動作点であるので、これと切替閾値ラインと一致するときに制御モードを切り替えれば、リプル成分の変動によって制御モードの切替のばらつきが生じない。回転電機特性のばらつきはリプル成分の変動をきたすが、上記構成によれば、回転電機特性がばらついても制御モードの切替のばらつきが生じない。

また、回転電機制御システムにおいて、電気一周期における実ｄ軸電流の最大値と最小値の平均値と、電気一周期における実ｑ軸電流の最大値と最小値の平均値とに基づいて実電流基本波成分の動作点を算出するので、簡単な演算で実電流基本波成分の動作点、すなわちリプル成分を含まない本来の実電流の動作点を求めることができる。

また、回転電機制御システムにおいて、運転条件特性線を切替閾値ラインとして、運転条件特性線を実電流基本波成分の動作点が越えるときに矩形波制御モードから過変調制御モードに切り替えるので、リプル成分以外のばらつき要因が少ない場合には、このように簡明な切替制御を行うことが可能となる。

本発明に係る実施の形態において、車両に搭載される回転電機に対する回転電機制御システムの構成を示す図である。 回転電機の動作点に応じて制御モードが選択される様子を説明する図である。 本発明に係る実施の形態において、矩形波制御のときの制御ブロック図である。 本発明に係る実施の形態において、過変調制御のときの制御ブロック図である。 従来技術において、運転条件特性線である最大効率特性線と、制御モード切替の切替閾値ラインの様子を説明する図である。 本発明に係る実施の形態において、実電流の基本波成分の動作点を用いた制御モードの切替の様子を説明する図である。

以下に図面を用いて、本発明に係る実施の形態につき、詳細に説明する。以下では、回転電機制御システムが用いられるものとして回転電機が搭載される車両を説明するが、これは例示であって、少なくとも矩形波制御モードと過変調制御モードとの間で制御を切り替える回転電機制御システムを用いるものであればよい。また、この車両には、回転電機として、１台でモータ機能と発電機機能とを有するモータ・ジェネレータを２台用いるものとして説明するが、これは例示であって、モータ機能のみを有する回転電機を１台、発電機機能のみを有する回転電機を１台用いるものとしてもよい。また、モータ・ジェネレータを１台用いるものとしてもよく、３台以上用いるものとしてもよい。なお、以下では、回転電機の他に、エンジンを搭載する車両として説明するが、エンジンを搭載しない構成としてもよい。

以下では、回転電機に接続される電源回路として、蓄電装置、電圧変換器、インバータ、平滑コンデンサを含む構成を説明するが、これは例示であって、これら以外の要素を含むものとしてもよい。例えばシステムメインリレー、低電圧ＤＣ／ＤＣコンバータ等を含むことができる。また、蓄電装置とは別に、燃料電池を電源として含むものとしてもよい。

以下では、全ての図面において同様の要素には同一の符号を付し、重複する説明を省略する。また、本文中の説明においては、必要に応じそれ以前に述べた符号を用いるものとする。

図１は、車両に搭載される回転電機についての回転電機制御システム１０についてその構成を示す図である。回転電機制御システム１０は、電源回路１２と、これに接続される２つの回転電機２６，２８と、これらの構成要素の動作を全体として制御する回転電機制御装置３０とを含んで構成される。回転電機制御装置３０は、いくつかの制御機能を有する回路の集合体であって、ベクトル制御によって回転電機の動作制御を行う部分を含む。ベクトル制御による矩形波制御と過変調制御については、後にそれぞれ図面を用いて詳細に説明する。

回転電機（ＭＧ１）２６と回転電機（ＭＧ２）２８は、車両に搭載されるモータ・ジェネレータ（ＭＧ）であって、電源回路１２に含まれる蓄電装置１４から電力が供給されるときはモータとして機能し、図示されていないエンジンによる駆動時、あるいは車両の制動時には発電機として機能する３相同期型回転電機である。

回転電機（ＭＧ１）２６と回転電機（ＭＧ２）２８は、車両に搭載されるモータ・ジェネレータ（Ｍ／Ｇ）であって、電力が供給されるときはモータとして機能し、制動時には発電機として機能する３相同期型回転電機である。図１の例では、２つの回転電機２６，２８の中の一方を蓄電装置１４の充電のための発電機、他方を主として車両走行用としての駆動モータとして用いられる。

すなわち、上記のように、車両に搭載されるエンジンによって一方の回転電機（ＭＧ１）２６を駆動して発電機として用い、発電された電力を蓄電装置１４に供給するものとして用いる。また、他方の回転電機（ＭＧ２）２８を車両走行のために用いて、力行時には蓄電装置１４から電力の供給を受けてモータとして機能して車両の車軸を駆動し、制動時には発電機として機能して回生エネルギを回収し、蓄電装置１４に供給するものとできる。

電源回路１２は、２次電池である蓄電装置１４と、蓄電装置１４側の平滑コンデンサ１６と、電圧変換器１８と、インバータ２２，２４側の平滑コンデンサ２０と、インバータ２２，２４を含んで構成される。電源回路１２は、回転電機２６，２８と接続される回路であり、回転電機２６，２８が駆動モータとして機能するときにこれに電力を供給し、あるいは回転電機２６，２８が発電機として機能するときは回生電力を受け取って蓄電装置１４を充電する機能を有する。

蓄電装置１４としては、例えば、約２００Ｖの端子電圧を有するリチウムイオン組電池あるいはニッケル水素組電池、またはキャパシタ等を用いることができる。

電圧変換器１８は、蓄電装置１４側の電圧をリアクトルのエネルギ蓄積作用を利用して例えば約６５０Ｖに昇圧する機能を有する回路で、昇圧コンバータとも呼ばれる。なお、電圧変換器１８は双方向機能を有し、インバータ２２，２４側からの電力を蓄電装置１４側に充電電力として供給するときには、インバータ２２，２４側の高圧を蓄電装置１４に適した電圧に降圧する作用も有する。

蓄電装置１４側の平滑コンデンサ１６と、インバータ２２，２４側の平滑コンデンサ２０は、それぞれの側の正極母線と負極母線との間における電圧、電流の変動を抑制し平滑化する機能を有する。

インバータ２２，２４は、回転電機制御装置３０の制御の下で作動する複数のスイッチング素子を含んで構成され，交流電力と直流電力との間の電力変換を行う回路である。図１に示されるように、（ＭＧ１）インバータ２２は回転電機（ＭＧ１）２６に接続され、（ＭＧ２）インバータ２４は回転電機（ＭＧ２）２８に接続される。

そして、回転電機（ＭＧ１）２６を発電機として機能させるとき、インバータ２２は、回転電機（ＭＧ１）２６からの交流３相回生電力を直流電力に変換し、蓄電装置１４側に充電電流として供給する交直変換機能を有する。また、回転電機（ＭＧ２）２８に接続されるインバータ２４は、車両が力行のとき、蓄電装置１４側からの直流電力を交流３相駆動電力に変換し、回転電機（ＭＧ２）２８に駆動電力として供給する直交変換機能と、車両が制動のとき、逆に回転電機（ＭＧ２）２８からの交流３相回生電力を直流電力に変換し、蓄電装置１４側に充電電流として供給する交直変換機能とを有する。

かかるインバータ２２，２４は、複数のスイッチング素子とダイオードとを組み合わせた回路で構成することができる。

回転電機制御装置３０は、上記の各要素の作動を全体として制御する機能を有する。例えば、図示されていないエンジンの作動を制御する機能、２つの回転電機２６，２８の作動を制御する機能、電源回路１２の作動を制御する機能等を制御する機能等を有する。

かかる回転電機制御装置３０は、車両の搭載に適した制御装置、例えば車載用コンピュータによって構成することができる。回転電機制御装置３０を１つのコンピュータで構成することもできるが、必要な処理速度が各構成要素によって異なること等を考慮し、複数のコンピュータにこれらの機能を分担させることもできる。例えば、エンジンの作動を制御する機能をエンジン電気制御ユニット（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｕｎｉｔ：ＥＣＵ）に分担させ、２つの回転電機２６，２８の作動を制御する機能をＭＧ−ＥＣＵに分担させ、電源回路１２の作動を制御する機能をＰＣＵ（Ｐｏｗｅｒ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｕｎｉｔ）に分担させ、全体を統合ＥＣＵで制御する等の構成とすることもできる。

図１において、回転電機制御装置３０は、これらの機能のうち、特に回転電機制御機能として、２つの回転電機２６，２８の制御モードの切替について、切替タイミングのばらつきを少なくする制御を有する部分が示されている。すなわち、回転電機制御装置３０は、２つの回転電機２６，２８の制御について、正弦波制御モードを実行する正弦波制御処理部３２、過変調制御モードを実行する過変調制御処理部３４、矩形波制御モードを実行する矩形波制御処理部３６、電気一周期について求められる実電流動作点のリプル成分に基づき、その実電流動作点における実電流基本波成分の動作点を求める基本波成分算出処理部３８と、運転条件特性線に基づいて設定される切替閾値ラインを実電流基本波成分の動作点が越えるときに矩形波制御モードから過変調制御モードに切り替えるモード切替処理部４０とを含んで構成される。

これらの機能は、ソフトウェアを実行することで実現でき、具体的には、回転電機制御プログラムの中の制御モード切替パートを実行することで実現できる。これらの機能の一部をハードウェアによって実現するものとしてもよい。

上記構成の作用、特に回転電機制御装置３０の各機能について以下に詳細に説明する。なお、２つの回転電機２６，２８の制御は特に区別がないので、以下では、第２の回転電機２８に代表させて、その制御モードの切替等について説明する。

最初に、正弦波制御モード、過変調制御モード、矩形波制御モードについて説明する。正弦波制御モードと過変調制御モードとは、電流フィードバック制御であり、電圧指令と搬送波（キャリア）とを比較することでパルス幅変調（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：ＰＷＭ）パターンを回転電機２８に出力する制御である。一方、矩形波制御モードは、電気角に応じて１パルススイッチング波形を回転電機２８に出力する制御であり、電圧振幅は最大値に固定され、位相を制御することでトルクをフィードバック制御している。上記のように、これら３つの制御モードは、それぞれ、正弦波制御処理部３２、過変調制御処理部３４、矩形波制御処理部３６によって実行される。

正弦波制御モード、過変調制御モード、矩形波制御モードの３つのモードの間の切替は、変調率、あるいは変調率に相当する電圧指令振幅によって行われる。変調率とは、インバータ）の出力電圧Ｅ_d一定の条件でトルクの制御をするときの制御信号振幅をＥ_dとの比で示すもので、インバータの出力電圧の利用効率の指標となるものである。矩形波制御モードの場合は、矩形波である方形波電圧の信号振幅である線間基本波電圧は、Ｅ_d｛（６）^1/2｝／π＝０．７８Ｅ_dであるので変調率は０．７８である。正弦波と三角波の比較による正弦波制御モードと過変調制御モードの場合は、その信号振幅である線間基本波電圧は、Ｅ_d｛（３）^1/2｝／２｛（２）^1/2｝＝０．６１Ｅ_dであるので、変調率は０．６１である。

このように、回転電機２８を高出力にするには、変調率を大きくできる矩形波制御の方が向いている。一方で、正弦波制御モード、過変調制御モードにおいては、ＰＷＭ技術によって形成される擬似正弦波を用いるので、矩形波制御モードに比べ、応答を速くすることができる。これらのことから、低速領域では、正弦波制御モード、中速領域では過変調制御モード、高速領域で矩形波制御モードを用いることが好ましい。

図２は、回転電機の動作点に応じて制御モードが選択される様子を説明する図である。この図は、回転電機２８の回転数を横軸に、トルクを縦軸にとり、その最大トルク特性線５０を示し、さらに、最大トルク特性線５０で示される作動領域においてどの制御モードが用いられるかを示す図である。この図に示されるように、低速側に正弦波制御モード作動領域５２が、高速側に矩形波制御モード作動領域５６が、その中間に過変調制御モード作動領域５４がそれぞれ設定されている。

次に、これら３つの制御モードの切替について説明する。図２で示されたように、回転数とトルクで与えられる回転電機２８の動作点の状態に応じて、制御モードの切替が行われる。速度とトルクを次第に上げて行くにつれて、正弦波制御モードから過変調制御モード、過変調制御モードから矩形波制御モードへと制御モードを切り替える。速度とトルクを変更することは、インバータの直流電圧の変更、つまり電圧変換器１８の昇圧比の変更で行うことができる。また、昇圧比の変更とともに、インバータの電圧利用率を変更することで速度とトルクを変更できる。

したがって、以下のように変調率によって、制御モードの切替を行うものとできる。すなわち、変調率が０．６１以下のときに正弦波制御モード、変調率が０．６１から０．７８の間は過変調制御モード、変調率が０．７８となれば矩形波制御モードを用いるように制御モードを切り替える。

これと逆方向に制御モードを切り替えるときも変調率を用いることができるが、矩形波制御モードから過変調制御モードへの切替は、矩形波制御モードにおいて電圧指令振幅が一定であるので、切替先である過変調制御モードでの動作ラインに対する実電流の偏差によって切替のタイミングを判定することで行われる。

回転電機の制御にはベクトル制御が行われるので、次にベクトル制御について説明する。例えばＵ相、Ｖ相、Ｗ相の３相を有する３相同期型回転電機の場合、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相の状態がｄ軸、ｑ軸の２軸の状態に変換され、このｄ軸、ｑ軸の電流、電圧について制御が行われる。回転界磁型の３相同期型電動機に用いられるベクトル制御では、回転子の磁極が形成する磁束の方向がｄ軸にとられ、ｄ軸に直交する軸がｑ軸に取られる。後述する図５に示されるように、ｄｑ平面は、このｄ軸とｑ軸とを直交する座標軸として構成される平面である。

ここで、回転電機２８のｄ軸インダクタンスをＬ_d、ｑ軸インダクタンスをＬ_q、巻線抵抗をＲ、電気角速度をω、逆起電力定数をψ、ｄ軸電流をＩ_d、ｑ軸電流をＩ_q、ｄ軸電圧をＶ_d、ｑ軸電圧をＶ_qとすると、回転電機の理論式は以下のように示すことができる。

すなわち、ｄ軸電圧Ｖ_dは、Ｖ_d＝Ｒ×Ｉ_d−ω×Ｌ_q×Ｉ_qで与えられる。また、ｑ軸電圧Ｖ_qは、Ｖ_q＝Ｒ×Ｉ_q＋ω×Ｌ_d×Ｉ_d＋ωψで与えられる。また、回転電機２８の極数をｐとして、トルクτは、τ＝ｐψＩ_q＋ｐ（Ｌ_d−Ｌ_q）Ｉ_dＩ_qで与えられる。

ｄ軸電流とｑ軸電流とで規定される電流ベクトルの絶対値Ｉ_aをＩ_a＝（Ｉ_d ²＋Ｉ_q ²）^1/2とし、電流位相βをβ＝ｔａｎ^-1（Ｉ_q／Ｉ_d）とすると、トルクτの式が電流位相βで表すことができる。すなわち、トルクτ＝ｐψＩ_aｓｉｎβ＋（１／２）×ｐ（Ｌ_d−Ｌ_q）Ｉ_a ²×ｓｉｎ２βで与えられる。この式は、電流位相βでトルクτが制御できることを示している。すなわち、電流位相とは、電流におけるｄ軸電流成分とｑ軸電流成分との間の位相を示すものである。

このようにして、ｄｑ平面上で、電流位相βを制御することで回転電機２８のトルクを制御できる。なお、最大トルクを与える電流位相βは、上記トルクτの式を電流位相βで微分してその値をゼロとおいた式に基いて求めることができる。すなわち、β＝ｃｏｓ^-1〔［−ψ＋｛ψ²−８（Ｌ_d−Ｌ_q）²｝^1/2］／４（Ｌ_d−Ｌ_q）Ｉ_a〕で最大トルクのときの電流位相βが求められる。このように計算で求められる関係式に、必要な場合に適当な補正を加えて、回転電機２８を最大効率で運転できる特性線を求めることができる。

次に、ベクトル制御を用いた回転電機２８のフィードバック制御について、矩形波制御モードと過変調制御モードとに分けて説明する。

図３は、ベクトル制御による回転電機２８の矩形波制御における制御ブロック図である。図３において、インバータ２４と回転電機２８とを除く部分４２が、回転電機制御装置３０の矩形波制御処理部３６に相当する。

この制御ブロック図に示されるように、矩形波制御モードにおいては、座標変換部７２において回転電機２８の各相電流値をｄｑ電流値に変換し、トルク推定部７４においてｄｑ電流値からトルク推定値Ｔ_estを算出し、これをトルク指令値Ｔ_comにフィードバックするトルクフィードバックが行われる。

ここで、トルク指令値Ｔ_com７０は、図示されていない車両のアクセル等から求められるユーザの要求トルクに基づいて算出される。

座標変換部７２は、回転電機２８の各相電流値のうち２つの電流値と回転角度θを取得し、各相電流値に基づいてｄ軸電流値Ｉ_dとｑ軸電流値Ｉ_qを算出する機能を有する。図７の例では、適当な電流検出手段によって取得されたＶ相電流値Ｉ_vとＷ相電流値Ｉ_wと、レゾルバ等によって取得された回転電機２８の回転角度θに基づいて座標変換が行われている。

トルク推定部７４は、座標変換部７２によって算出されたｄ軸電流値Ｉ_dとｑ軸電流値Ｉ_qとから上記で説明したトルクの式τ＝ｐψＩ_q＋ｐ（Ｌ_d−Ｌ_q）Ｉ_dＩ_qに従って、トルクを算出し、これをトルク推定値Ｔ_estとして出力する機能を有する。

減算器７６は、トルク指令値Ｔ_comからトルク推定値Ｔ_estを減算してトルク偏差ΔＴを算出する機能を有する。

ＰＩ演算部７８は、回転電機２８について予め求められている電圧位相φとトルクＴとの関係に基づき、所定ゲインの下で比例積分制御を行ってトルク偏差ΔＴに対応する制御偏差を求め、その制御偏差に応じた電圧位相φを算出する機能を有する。矩形波制御モードでは、電圧振幅は一定であるので、この電圧位相φによってトルク制御が実行されることになる。

矩形波発生部８０は、算出された電圧位相φに基づいて、矩形波パルスである各相電圧指令値Ｉ_u，Ｉ_v，Ｉ_wを発生する機能を有し、信号発生部８２は、各相電圧指令値に基づいて、インバータ２４を構成する各スイッチング素子に対する制御信号を発生する機能を有する。３相作動型インバータは、６つのスイッチング素子を有しているので、図７では、６つの制御信号がインバータ２４に供給される様子が示されている。これによって、電圧位相φに従った３相の矩形波パルスが回転電機２８に供給される。

このようにして、矩形波制御モードにおいては、回転電機２８の実ｄ軸電流と実ｑ軸電流に基づいて算出されたトルク推定値がトルク指令に対してフィードバックされるトルクフィードバック制御が行われる。

図８は、過変調制御モードのときの制御ブロック図である。図４において、インバータ２４と回転電機２８とを除く部分４４が、回転電機制御装置３０の過変調制御処理部３４に相当する。

この制御ブロック図に示されるように、過変調制御モードにおいては、座標変換部７２において回転電機２８の各相電流値をｄ軸電流値Ｉ_dとｑ軸電流値Ｉ_qとに変換し、一方でトルク指令値Ｔ_comからｄ軸電流指令値Ｉ_dcomとｑ軸電流指令値Ｉ_qcomを算出ｓする。そして、ｄ軸電流指令値Ｉ_dcomにｄ軸電流値Ｉ_dをフィードバックし、ｑ軸電流指令値Ｉ_qcomにｑ軸電流値Ｉ_qをフィードバックする電流フィードバックが行われる。

トルク指令値Ｔ_com７０と座標変換部７２は図３で説明したものと同じ内容である。電流指令生成部９０は、例えば予め作成したテーブル等を用いて、トルク指令値Ｔ_comをｄ軸電流指令値Ｉ_dcomとｑ軸電流指令値Ｉ_qcomの組として算出する機能を有する。

減算器９２は、ｄ軸電流指令値Ｉ_dcomからｄ軸電流値Ｉ_dを減算してｄ軸電流偏差ΔＩ_dを算出し、減算器９４は、ｑ軸電流指令値Ｉ_qcomからｑ軸電流値Ｉ_qを減算してｑ軸電流偏差ΔＩ_qを算出する機能を有する。

ＰＩ演算部９６は、ｄ軸電流偏差ΔＩ_dとｑ軸電流偏差ΔＩ_qについて、所定のゲインの下で比例積分制御を行ってこれらに対応する制御偏差を求め、その制御偏差に応じたｄ軸電圧指令値Ｖ_dとｑ軸電圧指令値Ｖ_qを算出する機能を有する。

座標変換部９８は、先ほどの座標変換部７２と互いに逆変換の関係にあるもので、ｄｑ電圧値を各相電圧値に変換する機能を有する。すなわち、回転電機２８の回転角度θに基づいて、ｄ軸電圧指令値Ｖ_dとｑ軸電圧指令値Ｖ_qを、各相電圧指令値Ｖ_u，Ｖ_v，Ｖ_wに変換する機能を有する。なお、これらの変換に際し、インバータ２４にコンバータから供給されるシステム電圧も反映される。

ＰＷＭ信号生成部１００は、各相電圧指令値Ｖ_u，Ｖ_v，Ｖ_wと所定の搬送波との比較によって、インバータ２４を構成する各スイッチング素子に対する制御信号を発生する機能を有する。図３で説明したように、インバータ２４は、６つのスイッチング素子を有しているので、ここでも、６つの制御信号がインバータ２４に供給される様子が示されている。これによって、各相電圧指令値に対応する各相のＰＷＭ信号が回転電機２８に供給される。

このようにして、過変調制御モードにおいては、トルク指令値に対応するｄ軸電流指令値とｑ軸電流指令値のそれぞれに対し、回転電機２８の実ｄ軸電流値と実ｑ軸電流値がフィードバックされる電流フィードバック制御が行われる。

なお、正弦波制御処理部３２に対応するベクトル制御によるフィードバック制御の内容も基本的には図４と同じ構成であるので、その詳細な説明を省略する。

以上でベクトル制御による回転電機２８の矩形波制御モードと過変調制御モードの説明をしたので、次に、矩形波制御モードから過変調制御モードへの切替について説明する。上記で説明したように、ベクトル制御によれば、電流位相βを制御することでトルクが制御でき、トルクの式から、最大トルクのときの電流位相βの軌跡をｄｑ平面上で求めることで、回転電機２８を最大効率で運転できる最大効率特性線を得ることができる。

図５は、ｄ軸とｑ軸とを直交する座標軸として構成されるｄｑ平面であり、ここに上記の最大効率特性線６２が示されている。この最大効率特性線６２上で電流指令を実行すれば、回転電機２８を最大効率で運転することができる。このように、最大効率でなくても、ｄｑ平面上において、回転電機２８を予め定めた運転条件で運転できる電流動作点を結んで得られる運転条件特性線を示すことができる。そして、このようにして求められた運転条件特性線上で電流指令を実行することで、回転電機２８を正弦波制御モードまたは過変調制御モードで運転できる。以下では、予め定めた運転条件を最大効率運転条件として、運転条件特性線を最大効率特性線６２として説明を続ける。

この最大効率特性線６２は、最大トルクのときの電流位相βを満たすｄ軸電流とｑ軸電流の電流組を結んで得られる特性線であるが、これらのｄ軸電流、ｑ軸電流に対応するｄ軸電圧、ｑ軸電圧の電圧組を結んで得られる特性線が図６において電圧指令特性線６６として示されている。

図５で示される最大電圧円６０は、回転電機２８に供給される最大電圧を示す線であり、矩形波制御モードでは、その電圧振幅が一定のときは、この最大電圧円６０の上で、電圧位相を制御することで出力されるトルクの大きさを制御することができる。したがって、この最大電圧円６０の内部の電圧指令特性線６６は、正弦波制御モードおよび過変調制御モードにおける最大効率運転のときの電圧指令のｄ軸電圧とｑ軸電圧の電圧組を示すものである。

このようにして、ｄｑ平面を用いることで、正弦波制御モードおよび過変調制御モードにおける最大効率運転のときの電流指令が実行される最大効率特性線６２、これに対応する電圧指令が実行される電圧指令特性線６６が示される。また、矩形波制御モードにおける電圧指令は、最大電圧円６０上で実行されることが示される。

最大効率特性線６２上で実行される電流指令は、電流位相に従って実行されることになる。また、最大電圧円６０上で実行される電圧指令は、電圧位相に従って実行されることになる。このように回転電機２８の運転においては、特に制御モードの切替においては、電流位相、電圧位相について、指令値と実際の値との偏差を監視しながら実行される。

図５において示される切替閾値ライン６４は、ｄｑ平面上で、最大効率特性線６２よりも遅角側に予め設定された位相差を有する特性線である。切替閾値ライン６４は、このラインを越えるときに、矩形波制御モードから過変調制御モードに切り替えるものとする切替タイミングの判断基準としての機能を有する。

運転条件特性線である最大効率特性線６２は、矩形波制御モードから過変調制御モードに切り替えるときに、切替先となる過変調制御モードにおける動作線である。この切替先動作線である最大効率特性線６２と位相差を有して切替閾値ライン６４を設ける理由は、実電流値は様々な理由でばらつきが生じ得るから余裕を見る必要があるためである。すなわち、実際に電流を計測するつもりで検出された値に基づいて最大効率特性線６２に到達したことを判断すると、真の実電流値はまだ最大効率特性線６２に到達していないことがあり、逆に既に最大効率特性線６２に到達した後であることもある。

上記の特許文献１の例では、測定電流にローパスフィルタ処理をしているので、このローパスフィルタ処理によって検出値と真の実電流値との間に偏差が生じえる。特許文献２の例では、検出器の中点オフセットによってｄ軸電流、ｑ軸電流にリプル成分が生じるので、このリプル成分を検出すると、真の実電流値はリプル成分がない値であるので、リプル成分によって検出値と真の実電流値との間に偏差が生じえる。

このように様々な理由で、実際に電流を計測するつもりで検出された値と、真の実電流値との間に偏差が生じえる。以下では、この偏差の原因をリプル成分のみとして、説明を続ける。このように偏差原因をリプル成分とし、検出される電流値はリプル成分を含む実電流値であるとすると、リプル成分を含む実電流値である検出値が切替閾値ライン６４に到達したときに、実はリプル成分のない元々の実電流値がちょうど最大効率特性線６２のところに来ているように、切替閾値ライン６４を設定することになる。

図６に、検出値と真の実電流との間の偏差がリプル成分のみと考えたときの制御モードの切替の考え方を説明する図である。ここでは、ｄｑ平面上に、最大効率特性線６２と、これに対しリプル成分を考慮した切替閾値ライン６４とが示されている。最大効率特性線６２は、過変調制御モードのときにこのライン上で電流指令を実行すれば、回転電機２８を最大効率で運転できる動作線である。換言すれば、回転電機制御装置３０の過変調制御処理部３４は、この最大効率特性線６２上で電流指令を実行する機能を有する。

図６には、矩形波制御モードにおけるｄｑ平面上の実電流値の移行線１２０も示されている。この実電流値の移行線１２０は、矩形波制御モードにおいて回転電機２８のトルクと回転数が変更されたときの実電流値がｄｑ平面上で移動する軌跡を示す線である。図６の例では、ｄ軸電流の負の値の絶対値が次第に小さくなって、最大効率特性線６２および切替閾値ライン６４に近づいていく様子が示されている。

この実電流値の移行線１２０は、リプル成分を含まない元々の実電流値をｄｑ平面上でつなげたものである。図６では丸印でリプル成分を含まない元々の実電流値を示してあるが、これを実電流の基本波成分１１０と呼ぶことができる。したがって、実電流値の移行線１２０は、ｄｑ平面上で実電流の基本波成分１１０をつなげたものである。

実電流の基本波成分１１０とは、実電流を検出するときに、変動成分であるリプル成分を取り除いたものである。図６には、この基本波成分１１０の周りにリプル成分１１２が示されている。リプル成分１１２とは、回転電機２８の特性ばらつき等によって、元々の実電流値である基本波成分１１０に重畳される変動成分であり、図６に示されるように、基本波成分１１０を中心にしたある広がりを有する領域である。

実際に検出できるのはリプル成分１１２を含んだ電流値である。矩形波制御モードから過変調制御モードに切り替えるのは、実際に検出される値に基づくことになるので、リプル成分１１２が切替閾値ライン６４に到達したタイミングで制御モードが切り替えられることになる。このタイミングのときに、そのリプル成分１１２を含む実電流の基本波成分１１０が最大効率特性線６２の上に来ていればよい。

このことから、予め標準的なリプル成分１１２を定め、最大効率特性線６２からリプル成分１１２の広がりの領域分だけ、ｄｑ平面上で遅角側にくる線を、切替閾値ライン６４として設定することがよいことになる。

このように、最大効率特性線６２から標準的リプル成分１１２だけ離れたところに切替閾値ライン６４を設定することで、実際に検出されるリプル成分１１２を含む実電流値が切替閾値ライン６４に到達したときを、制御モードの切替タイミングとすることができる。すなわち、実際に検出されるリプル成分１１２を含む実電流値が切替閾値ライン６４に到達するまでは矩形波制御モードとし、切替閾値ライン６４に到達したときから過変調制御モードとすれば、ちょうど実電流の基本波成分１１０が過変調制御モードにおける最大効率特性線６２上に来ている。したがって、矩形波制御モードと過変調制御モードとの切替が滑らかに行われる。

ここでは、リプル成分１１２を予め標準的な広がりを有する領域として考えている。このように考えることで、最大効率特性線６２に対し、ただ１つの切替閾値ライン６４を設定することが可能である。

ところで、リプル成分は、回転電機２８の特性ばらつきによってｄｑ平面上で広い領域になることも狭い領域になることもある。図６におけるリプル成分１１２は、予め標準的なリプル成分として定めた領域の大きさを有するものとして示されている。これに対し、このリプル成分１１２の外側に破線でしめした拡大リプル成分１１６は、回転電機２８の特性ばらつきによって、標準的とされたリプル成分１１２よりもｄｑ平面上でさらに広い広がりの領域を有する拡大リプル成分１１６である。勿論、標準的とされたリプル成分１１２よりもｄｑ平面上でさらに狭い広がりの領域を有する縮小リプル成分もあり得る。以下では、拡大リプル成分１１６を例に取り上げて説明を続ける。このように、回転電機２８に特性ばらつきが生じると、実際に検出されるのはこの拡大リプル成分１１６を含む実電流となる。

拡大リプル成分１１６はばらつきを示すものであるので、回転電機２８の特性がばらつくとそのばらつき程度によってそれぞれ異なるものとなる。したがって、様々な拡大リプル成分１１６があり得るので、予め拡大リプル成分１１６を考慮して切替閾値ライン６４を異なるものとして設定することは困難である。切替閾値ライン６４を標準的なリプル成分１１２に対して設定されたものとすると、実際に検出されるのは拡大リプル成分１１６を含む実電流であるので、その検出値が切替閾値ライン６４に到達したときに制御モードを切り替えると、拡大リプル成分１１６のばらつきの影響を受けて制御モードの切替タイミングがばらつくことになる。

すなわち、実際に検出される拡大リプル成分１１６が切替閾値ライン６４に到達したときに制御モードを切り替えても、実電流の基本波成分１１０は必ずしも最大効率特性線６２の上にないことが生じえる。このように、リプル成分１１２を固定値として切替閾値ライン６４を設定すると、矩形波制御モードから過変調制御モードへの切替タイミングがばらつくことになる。これが本発明の解決すべき課題である。

その様子について、図６を用いて説明する。図６において、矩形波制御モードにおける電流動作点が次第に最大効率特性線６２と切替閾値ライン６４に近づいていくことを考える。図６においてＡとして示される動作点では、実電流の基本波成分１１０も、標準的として予め設定されたリプル成分１１２も、まだ最大効率特性線６２と切替閾値ライン６４に到達していない。ところが、拡大リプル成分１１６は切替閾値ライン６４に達してしまっている。

このタイミングで矩形波制御モードから過変調制御モードに切り替えると、過変調制御モードにおいては、最大効率特性線６２上にない状態の電流指令値が指示されることになる。つまり、制御モードの切替タイングが早すぎる方にばらつく。拡大リプル成分１１６に代えて縮小リプル成分の場合には、これと逆となって、制御モードの切替タイングが遅すぎる方にばらつくことになる。

なお、実電流が標準的なリプル成分１１２を含む場合の切替タイミングは、図６においてＢとして示されている。このＢにおいては、標準的として予め設定されたリプル成分１１２が切替閾値ライン６４上の点１１４に達しており、そのタイミングでその実電流の基本波成分１１０はちょうど最大効率特性線６２の上に来ている。したがって、このタイミングで矩形波制御モードから過変調制御モードに切り替えればよい。

このように、実電流が標準的なリプル成分１１２を含むときは、Ｂのタイミングで制御モードを切り替えればよいが、拡大リプル成分１１６を含むときはＡのタイミングで制御モードを切り替えねばならない。図６には示していないが、縮小リプル成分を含むときは、おそらくＣで示されるタイミングで制御モードを切り替えなければならない。

上記では、リプル成分を含んでいる実電流を検出するものとしている。ここで、実電流の基本波成分１１０を推定できれば、切替閾値ライン６４を用いずに、実電流の基本波成分１１０が最大効率特性線６２を越えるタイミングで制御モードの切替を行えばよい。

図１の回転電機制御装置３０の基本波成分算出処理部３８は、リプル成分を含む実電流の測定に基づいて、その実電流の基本波成分を算出する機能を有する。ここで、図６に示されるように、基本波成分１１０はリプル成分１１２の中心位置であるので、ｄｑ平面上の基本波成分１１０の値は、検出される値の最大値と最小値の平均値として推定することができる。

いま、リプル成分は電気一周期ごとに繰り返される周期性のものであるとすると、電気一周期において検出される実ｄ軸電流値の最大値をＩ_dMAXとし、最小値をＩ_dMINと、実Ｉ_d電流の変動の基本波成分は、（Ｉ_dMAX−Ｉ_dMINと）／２と推定できる。同様に、電気一周期において検出される実ｑ軸電流値の最大値をＩ_qMAXとし、最小値をＩ_qMINと、実Ｉ_q電流の変動の基本波成分は、（Ｉ_qMAX−Ｉ_qMINと）／２と推定できる。このようにして、実電流の基本波成分１１０のｄｑ平面上の値を推定することができる。

図６で説明すると、回転電機２８のトルクと回転数によって定まる動作点が矩形波制御モードで次第に最大効率特性線６２に近づき、上記のようにして推定された実電流の基本波成分１１０がこの最大効率特性線６２を越えるタイミングで、矩形波制御モードから過変調制御モードに切り替える。つまり、この場合には、最大効率特性線６２が切替閾値ラインとして用いられていることになる。図６の例では、Ｂのタイミングで、過変調制御モードに切り替える。ここで、最大効率特性線６２を越えるタイミングとは、最大効率特性線６２に一致した以後は、過変調制御モードとなる、という意味である。

このようにすることで、最大効率特性線６２を切替閾値ラインとして用いることができ、リプル成分１１２を考慮した切替閾値ライン６４を用いる必要がなくなる。これは、上記のように、実電流のばらつき要因がリプル成分のみの場合であって、それ以外の要因を考慮して、別の切替閾値ラインを設けるときは、その切替閾値ラインを実電流の基本波成分１１０が越えるタイミングで、矩形波制御モードから過変調制御モードに切り替える。

例えば、特許文献１のようにフィルタ処理を行ったものを検出する構成では、フィルタ処理に起因する遅れ処理を考慮して切替閾値ラインが設定される。このときは、リプル成分を含まない実電流、つまり基本波成分がこの切替閾値ラインを超えるタイミングで制御モードを切り替えるものとする。このようにして、リプル成分の影響をなくして制御モードの切替を行うことができる。

本発明に係る回転電機制御システムは、矩形波制御モードと過変調制御モードとを有する回転電機制御システムに利用できる。

１０ 回転電機制御システム、１２ 電源回路、１４ 蓄電装置、１６，２０ 平滑コンデンサ、１８ 電圧変換器、２２，２４ インバータ、２６，２８ 回転電機、３０ 回転電機制御装置、３２ 正弦波制御処理部、３４ 過変調制御処理部、３６ 矩形波制御処理部、３８ 基本波成分算出処理部、４０ モード切替処理部、４２ （矩形波制御処理部に対応する）部分、４４ （過変調制御処理部に対応する）部分、５０ 最大トルク特性線、５２ 正弦波制御モード作動領域、５４ 過変調制御モード作動領域、５６ 矩形波制御モード作動領域、６０ 最大電圧円、６２ 最大効率特性線、６４ 切替閾値ライン、６６ 電圧指令特性線、７０ トルク指令値、７２，９８ 座標変換部、７４ トルク推定部、７６，９２，９４ 減算器、７８，９６ ＰＩ演算部、８０ 矩形波発生部、８２ 信号発生部、９０ 電流指令生成部、１００ ＰＷＭ信号生成部、１１０ 基本波成分、１１２ リプル成分、１１４ 点、１１６ 拡大リプル成分、１２０ 移行線。

Claims (2)

1. 少なくとも矩形波制御モードと過変調制御モードとの間で制御を切り替える回転電機制御システムであって、
   直交するｄ軸とｑ軸とで構成されるｄｑ平面上において、回転電機を予め定めた運転条件で運転できる電流動作点を結んで得られる運転条件特性線上で、電流指令を実行する電流指令実行手段と、
   回転電機の特性ばらつきまたは制御のばらつきの少なくとも一方により予め予測できないリプル成分が実電流動作点に含まれるとき、電気一周期における実ｄ軸電流の最大値と最小値の平均値、及び電気一周期における実ｑ軸電流の最大値と最小値の平均値に基づいてその実電流動作点における実電流基本波成分の動作点を算出する基本波成分算出手段と、
   運転条件特性線に基づいて設定される切替閾値ラインを実電流基本波成分の動作点が越えるときに矩形波制御モードから過変調制御モードに切り替えるモード切替手段と、
   を備えることを特徴とする回転電機制御システム。
2. 請求項１に記載の回転電機制御システムにおいて、
   モード切替手段は、
   運転条件特性線を切替閾値ラインとして、運転条件特性線を実電流基本波成分の動作点が越えるときに矩形波制御モードから過変調制御モードに切り替えることを特徴とする回転電機制御システム。
   

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