JPS633677A - 交流電動機駆動装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の目的〕 （産業上の利用分野） 本発明は、例えば、直流き電線から電力供給を受ける電
車等に利用される高速大容量の交流可変速電動機駆動装
置に関する。

（従来の技術） 直流き電線から電力供給を受ける、所謂、直流電車には
直流電動機が多く用いられている。

直流電動機は、トリクリップルが小さく、制御性能に優
れ、取扱い易いという利点がおり直流チエツバ（サイリ
スタチョッパ）装置と組合せて広い分野で利用されてき
た。しかし、ブラシや整流子の保守に手間がかかり、ま
た、高速化や大容量化に限度があるため、最近では、交
流可変速電動機に置き換えられる傾向にある。

この傾向は直流電車システムにも見られ、より高速化、
大音は化を目積して、交流可変速電動機による駆動シス
テムが使われ始めている。

交流電動機の代表的なものは誘導電動機と同期電動機が
おる。その伯にリラクタンスモータやヒステリシスモー
タ等がおるが、適用分野はかなり限られている。

同期電動機の逆起電力を利用してサイリスクインバータ
を自然転流させるものは無整流子電動機として一般に知
られている。この無整流子電動間は、自然転流であるた
め大容量化が容易で、制御性能も直流機に近似しており
、種々の分野に適用されできている。しかし、界磁極を
必要とするため、電動機本体が大きくなり、また、自然
転流の限界からの制約により過負荷間■が小ざい等の欠
点を有する。

誘導電動機、特にかご形誘導電動殿はその構造が簡単で
、堅牢で取扱い易い利点を有する。反面、自励インバー
タが必要となり、当該変換器からの制約がある。

最近トランジスタやゲートターンオフサイリスタ等の自
己消弧素子の大容量化が図られ、上記自助インバータに
用いられるようになってきた。特に、パルス幅変調制御
［１］（ＰＷＭ）インバータは、電動機に、正弦波電流
を供給できるため、トルクリップルが小さく、低騒音の
交流可変速電動機を達成できる。また、誘導電動様の制
御法として、Ｖ／ｆ　−一定制御、すべり周波数制御あ
るいはベクトル制御等の技術が確立しており、直流機な
みの特性が得られることも知られている。

（発明が解決しようとする問題点） 上記従来の交流電動機駆動装置は各々の長所を活かし、
種々の分野に利用されている。

しかしながら、直流電車等に適用される高速大容量の電
動機を駆動する装置となると、上記従来技術では容易に
達成することができないのが現状である。

すなわち、自励インバータにより誘導雷Ｕ機を駆動する
装置は大容量のトランジスタやゲートターンオフサイリ
スタ等の自己消弧素子を必要とするため、装置が高価に
なり、大容量化が難しい等の問題がある。また、上記大
容量の自己消弧素子（特にゲートターンオフサイリスタ
）が実際に使用可能なスイッチング周波数は高々１ＫＨ
２程度でおり、前述のパルス幅変調制御を行った場合、
当該自励インバータの出力周波数は１００Ｈｚ程度が限
界である。

また、前記無整流子電動機は自然転流であるため、大容
量化が可能で、高速化も比較的容易であるが、電動機自
体が複雑で大形になり、かつ、矩形波電流が電機子巻線
に供給されるため、トルクリップルが大きい等の問題が
ある。さらに、始動時の転流問題や過負荷耐量等にも問
題が残る。

本発明は以上の問題点に鑑みてなされたもので、直流電
源に対して、交流電動機（誘導電動機、同期電動機、リ
ラクタンスモータ等）に周波数Ｏ〜数百Ｈ２の正弦波電
流を供給し得る高速大容量の交流可変速電動機駆動装置
を提供することを目的とする。

（発明の構成〕 （問題点を解決するための手段） 以上の目的を達成するために、本発明は、直流電源と、
該直流電源に直流リアクトルを介して出力側端子が接続
された交直電力変換器と、当該交直電力変換器の入力側
端子に接続された高周波進相コンデンサと、当該進相コ
ンデンサに入力側端子が接続された循環電流式サイクロ
コンバータと、当該サイクロコンバータの出力側端子に
接続された交流電動機とを具備し、前記進相コンデンサ
に印加される電圧の波高値がほぼ一定値になるように前
記直流電源から供給される電流を前記交直電力変換器に
よってＩｌ制御し、かつ、前記循環電流式サイクロコン
バータによって、前記交流電動機に可変周波数（Ｏ−数
百Ｈｚ＞の正弦波電流を供給するように制御している。

（作　用） すなわち、前記交直電力変換器は、直流電源と進相コン
デンサとの間で電力変換を行うもので、当該進相コンデ
ンサに印加される電圧値がほぼ一定になるように、前記
直流電源から供給される電流を制御している。このとき
、当該交直電力変換器は、進相コンデンサに印加される
交流電圧を利用して自然転流される。

また、循環電流式サイクロコンバータは、前記進相コン
デンサと交流電動機の間で、電力変換を行うもので、例
えば、進相コンデンサの周波数５００Ｈｚに対して、交
流電動機の電機子巻線には、○〜５００Ｈ２程度の周波
数の正弦波電流を供給することができる。

このとき、進相コンデンサは前記交直電力変換器及びサ
イクロコンバータに対して進み無効電力源となるもので
、その周波数（上記５００Ｈｚ　＞は、当該交直電力変
換器及びサイクロコンバータの遅れ無効電力と、上記進
相コンデンサの進み無効電力とが等しくなるように決定
される。言い換えると、外部の正弦波発振器（周波数５
００ＨＺ　＞に上り上記交直電力交換器及びサイクロコ
ンバータの位相制御基準信号を与えることにより、当該
基準信号の周波数及び位相に前記進相コンデンサ電圧の
周波数及び位相が一致するようにサイクロコンバータの
循環電流が流れる。

このようにして確立した進相コンデンサ電圧により、上
記交直電力変換器及びサイクロコンバータは自然転流動
作だけで電力変換を行い、高速大容量の交流電動機駆動
装置が達成できる。

（実施例） 第１図は本発明の交流電動薇駆動装置の実施例を示す構
成図である。

図中、ＢＵＳは直流き電線、ＰＡＮは集電器、ＳＷＣは
スイッチ回路、Ｌｄは直流リアクトル、ＳＳＤは交直電
力変換器（他励コンバータ）、ＣＡＰは高周波進相コン
デンサ、ＣＣは循環電流式サイクロコンバータ、Ｍは交
流電動機（３相かご形層導電動機）である。

スイッチ回路ＳＷＣはサイリスタＴｈ１゜Ｔｈ２、ホイ
ーリングダイオードＷＤ１．ＷＤ２から構成され、直流
電源ＢＵＳから供給される電流の方向を変える機能を果
す。

また、循環電流式サイクロコンバータＣＣは、他励コン
バータＳＳ１〜ＳＳ３、直流リアクトル１１〜Ｌ３及び
絶縁トランスＴＲとで構成され、その出力側端子は交流
電動機Ｍの電機子巻線に接続されている。

交直電力変換器ＳＳＤ及びサイクロコンバータＣＣの入
力側端子は、高周波進相コンデンサＣＡＰに接続されて
いる。

また、制御回路として、電流検出用変流器ＣＴｄ、ＣＴ
ｕ、ＣＴｖ、ＣＴｗ、電圧検出用変成器ＰＴｃａρ、回
転パルス発生器ＰＧ、整流回路Ｄ、関数発生器ＦＮＣ１
３相基準電圧発生器（外部発振器）Ｏｓｃ、電圧制御回
路ＡＶＲ，速度制御回路ＳＰＣ，電流制御回路ＡＣＲ１
，ＡＣＲ２、位相−１］御回路ＰＨＤ、ＰＨＣが用意さ
れている。

交直電力変換器ＳＳＤは高周波進相コンデンサＣＡＰに
印加される３相交流電圧Ｖａ、Ｖｂ。

Ｖｃの波高値Ｖｃａｐがほぼ一定になるように直流き電
線ＢＵＳから供給される電流Ｉａを制御する。

また、サイクロコンバータＣＣはΔ結線された循環電流
式サイクロコンバータで前記高周波進相コンデンサＣＡ
Ｐを３相電圧源とし誘導電動機Ｍに可変電圧可変周波数
の３相交流電力を供給する。

前記交直電力変換器ＳＳＤ、及びサイクロコンバータＣ
Ｃの位相制御には、外部発振器Ｏｓｃからの３相基準電
圧ｅａ、ｅｌ：ｚ　ｅｃの信号を用いており、上記進相
コンデンサＣＡＰの電圧Ｖａ。

Ｖｂ、Ｖｃの周波数と位相は当該基準電圧ｅａ。

ｅｂ、ｅｃの周波数と位相に一致する。

以下、その詳細な動作説明を行う。

まず、進相コンデンサＣＡＰの電圧Ｖａ、Ｖｂ。

Ｖｃを確立させるための起動動作を説明する。

起動時、スイッチ回路ＳＷＣのサイリスタｌ”ｈｌ、Ｔ
ｈｚには点弧パルスが入力され、オン状態にある。

また、交直電力変換器ＳＳＤは外部発振器Ｏｓｃからの
基準電圧ｅａ、ｅｂ、ｅｃに基づいて位相制御され、最
初、その制御位相角αＤは１８０°に設定されている。

第２図は、直流電圧Ｖρが印加されたときの交直電力変
換器ＳＳＤ及び進相コンデンサＣＡＰ（Ｃａｂ、　Ｃｂ
ｃ、　Ｃｃａ）の等両回路を示す。

いま、仮に、サイリスタＳ２とＳ４に点弧パルスが入っ
た場合、充電電流■ｄは、電源Ｖｐ＋→直流リアクすル
Ｌｄ→サイリスタＳ４→コンデンサＣａｂ→サイリスタ
Ｓ２→電源Ｖｐ−の経路と、電源Ｖｐ＋→直流リアクす
ルＬａ→サイリスタＳ４→コンデンサＣｃａ→コンデン
サＣｂｃ→ザイリスタＳ２→電源Ｖρ−の経路に流れる
。この結果、コンデンサＣａｂには直流電圧Ｖρが印加
され、コンデンサＣｂｃ、　Ｃｃａには−Ｖρ／２の電
圧が印加される。

次にサイリスタＳ３に点弧パルスを与えると、コンデン
サＣｂｃの電圧によってサイリスタＳ２に逆バイアス電
圧が印加されＳ２はオフする。すなわち、起動時には、
進相コンデンサＣＡＰは転流コンデンサの役目をはたす
。サイリスタＳ３と８４が導通すると、コンデンサＣｃ
ａには−Ｖｐの電圧が印加され、コンデンサＣａｂ　、
　ＣｂｅにはｔＶρ／２の電圧が印加される。

第３図は、交直電力変換器ＳＳＤのサイリスタＳ１〜Ｓ
６の点弧モードと、そのときの進相コンデンサＣＡＰに
印加される電圧波形を表わす。

ＳＳＤのサイリスタＳ１〜Ｓ６の点弧パルスは外部発掘
器Ｏｓｃからの３相基準電圧ｅａ、ｅｂ。

ｅｏに同期して与えられ、その結果第２図のａ。

ｂ端子間の電圧Ｖａ−ｂは図示の如く変化する。

電圧Ｖａ−ｂはリアクトルＬｄを介して充電させるため
、破線の如く徐々に立上る。その時間を２６とした場合
、Ｖａ−ｂの基本波成分はδだけ遅れる。Ｖａは相電圧
の基本波成分を表わすもので、線間電圧Ｖａ−ｂに対し
て（π／６〉ラジアンだけを位相が遅れる。

この位相電圧ＶａとサイリスタＳ１〜Ｓ６の点弧モード
を比較するとわかるように起動時の位相制御角αＤは αＤ−π−δ（ラジアン）　　　　　・・−■となって
いる。δはあまり大きくないので、近似的には、αＤ〜
１８０°で運転されていることになる。このときの第２
の交直電流変換器ＳＳＤの出力電圧ＶＤは Ｖｏ＝ｋｃ・Ｖｃａｐ　拳　ＣＯＳαＤ　　　　・・・
■ｋｃ：変換定数 Ｖｃａｐ：コンデンサ相電圧波高値 で表わされ、αＤ４１８０’　とした場合、ＶＤ’Ｆ−
ｋｃ−Ｖｃａｐとなり、直流電源電圧Ｖρとつり合う。

Ｖｐ＝　−Ｖｏ　　　　　　　　　　　・・・（３）し
かし、このままでは、進相コンデンサＣＡＰには肖該直
流電圧■ρ以上の電圧は充電されない。

そこで、交直電力変換器ＳＳＤの点弧位相角αＤを９０
’の方向に少しずらしてやる。すると、２式で示される
ＳＳＤの出力電圧ＶＤの反転値−ＶＤが減少し、Ｖｏ＞
−ＶＤとなる。この結果、直流電流１ｄが増大し、コン
デンサ電圧Ｖｃａｐを増加させて、再びＶｏ−ＶＤとな
って落ちつく。

このときＩｄは零となっている。ざらにＶｃａｐを増大
させたいときは、αｐをさらに９０°の方向にずらし、
出力電圧の反転値−Ｖｏを減少させることにより達成で
きる。αＤ＝９０’では、−ＶＤ　＝○■となり、理論
的には直流電圧Ｖρがごくわずかな値でもコンデンサ電
圧Ｖｃａρを大きな値に充電することが可能である。し
かし、実際には、回路損失があるため、その分の電力供
給は必要となる。

このようにして、進相コンデンサＣＡＰの電圧Ｖｃａρ
を任意の値に充電することができる。

次に、上記のように確立された進相コンデンサＣＡＰの
電圧Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃが外部発振器Ｏｓｃからの位相制
御ｌＩｌ基準電圧ｅａ、ｅｂ、ｅｃの周波数と位相に一
致することを説明する。

第１図の循環電流式サイクロコンバータＣＣの位相制御
回路ＰＩ−１０にも上記基準電圧ｅａ、ｅｂ。

ｅｃが与えられることは前にも述べた。

起動時、サイクロコンバータＣＣから電動機Ｍに供給す
る電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗは零として説明する。故に、他
励コンバータＳ８１〜３３３の出力電圧■１〜Ｖ３は ■１〜■２今Ｖ３〜Ｏ・・・６） となっている。従って、そのときの点弧位相角α１〜α
３はいずれも９０”付近で制御されている。

第４図は、外部発振器Ｏｓｃからの位相制御基準信号ｅ
ａ、ｅｂ、ｅｏと他励コンバータＳＳ１の点弧パルス信
号の関係を表わしたものでα１＝９０”で制御されてい
る。他のコンバータＳＳ２゜ＳＳ３も同様にα２今α３
白９０°となっているので、図示しなかった。

上記位相制御基準信号ｅａ、ｅｂ、ｅＯは次式のように
表わせる。

ｅａ　−Ｅｍ−ｓｉｎ（ωｏ−ｔ　）　　　　　　−■
ｅｂ−Ｅｍ　−５ｉｎ（ωｏ−ｔ−２π／３）　　・（
６）ｅｏ−１：ｍ　−５ｉｎ（ω、−ｔ＋２π／３）　
　−・・■Ｅｍ二単位電圧波高値 ωｃ＝２πｆｃ：高周波角周波数 進相コンデンサＣＡＰの相電圧Ｖａ、Ｖｂ。

Ｖｃが上記基準電圧の周波数と位相に一致している場合
、他励コンバータＳＳ１〜ＳＳ３の出力電圧■１〜Ｖ３
は次式のように表わせる。

Ｖ　１　＝　ｋ　′ｃ　◆　■Ｏａｐ　　争　　ＣＯ３
α１　　　　　　・・・（８）Ｖ２　＝に’ｃ　争Ｖｃ
ａｐ−ＣＯ３α２　　−（９）Ｖ　３　＝　ｋ　’ｃ・
■０ａｐ−ＣＯ３α３　　−ＱΦｋｃ’：変換定数 故に、Ｖｌ　＋Ｖ２　＋Ｖ３＝Ｏとなり、サイクロコン
バータＣＣの循環電流Ｉｏの増減はない。

この状態から、仮に、コンデンサ電圧の周波数が低くな
り、第４図の破線のように■≦、Ｖｂ。

Ｖｃ’となった場合を考える。

コンバータＳＳ１の点弧位相角α、＋９０’はα１′４
７８°のように変化し、Ｖｌ＞Ｑとなる。同様に、ＳＳ
２及び５Ｓ３（７）出力電圧もＶ２　＞Ｏ。

Ｖ３＞０となってＶｌ　＋Ｖ２＋Ｖ３　＞０となる。

この結果、サイクロコンバータＣＣの循環電流１ｏを増
大させる。当該循環電流１ｏは進相コンデンサＣＡＰ側
から見たサイクロコンバータＣＣの入力側の遅れ無効電
力となる。

第５図は、サイクロコンバータＣＣの入力側の１相分の
等両回路を表わしたもので、サイクロコンバータＣＣ及
び、交直電力変換器ＳＳＤは、遅れ電流をとる可変イン
ダクタンスＬｃｃに置き換えられる。この回路の共振周
波数ｆｃａρはｆｃａｐ　＝　１／　（２７ｒ　　Ｌｃ
ｃ薯πａｐ　）　−（１１）となる。

循環電流Ｉｏが増大することは、等価インダクタンスし
００が減少することに等しく、上記周波数ｆｃｘｘｐは
増大し、Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃ’の周波数ｆｃａｐは、基準
電圧ｅａ、ｅｂ、ｅｃの周波数ｆｃに近づく。

同様にｆａａｐ＞ｆｃとなった場合には、循環電流Ｉｏ
が減少し、Ｌｃｃが大きくなって、やはり、ｆｃａρ＝
ｆｃとなって落ち着く。

進相コンデンサＣＡＰの電圧の位相が、基準電圧の位相
より遅れた場合には、上記ｆａａｐ＞ｆｃとなったとき
と同様に循環電流Ｉｏが増加し、進相コンデンサＣＡＰ
の電圧位相を進める。逆に、進相コンデンサＣＡＰの電
圧位相が、基準電圧より進んだ場合には、上記ｆｃ８ｐ
＞ｆｃとなったときと同様に循環電流１ｏが減少し、進
相コンデンサＣＡＰの電圧位相を遅らせる。このように
して、進相コンデンサＣＡＰの電圧Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃは
基準電圧ｅ３．ｅｂ、ｅｃと同一周波数、同位相となる
ようにサイクロコンバータＣＣの循環電流Ｉｏの大きさ
が自動的に調整される。このことは、サイクロコンバー
タＣＣから、電動ｔＦｉＭに電流Ｉυ、Ｉｖ、Ｉｗを供
給している場合でも成り立っている。当該進相コンデン
サＣＡＰの電圧Ｖａ。

Ｖｂ、Ｖｃは次式のように表わされる。

Ｖａ　＝Ｖａｂｐ　　・Ｓｉｎ　（（１）Ｏ・ｔ　）　
　　　　　　　　−＠Ｖｂ−Ｖａｂｐ　　−５ｉｎ（ω
ｏ−ｔ−２π／３）　　　・（ｌｉＶｏ＝Ｖａｂｐ−３
ｉｎ（ωｏ−ｔ＋２π／３）　　　・０４）■偵ρ：電
圧波高値 次に、第１図にもどって、定常運転時の各部の制御動作
を説明する。

第６図は、交直電力変換器ＳＳＤの制御回路を詳しく表
わしたもので、第１図の制御回路と対応させると次のよ
うになる。

まず、第１図の電圧制御回路ＡＶＲは、第６図の電圧設
定器ＶＲ１比較器Ｃ１、電圧制御補償回路Ｇｃ（Ｓ）で
構成され、その出力として直流電流指令値１ｄを与える
。

また、電流制御回路ＡＣＲ１は、絶対値回路ＡＢＳ、比
較器Ｃ２、電流制御補償回路Ｇａ（Ｓ）、シュミット回
路ＳＨ、モノマルチ回路ＭＭ及びゲート回路ＧＣから成
っている。

なお、位相制御回路ＰＨＤ及び外部発娠器Ｏｓｃは、第
１図及び第６図ともに同一記号で表わしている。

第１図の変成器ＰＴｃａρにより、進相コンデンサｃＡ
Ｐ、１７）端子ｉ／ＩＶａ、Ｖｂ、ＶｃＦｒ検出し、整
流回路りを介してその波高値Ｖｃａｐを求める。

当該波高値Ｖｃａｐは、第６図の比較器Ｃ１に入力され
、電圧設定器ＶＲからの信号（Ｎ圧指令値）Ｖムρと比
較される。当該偏差εｃ　＝　Ｖｃａｐ　−Ｖｃａｐは
次の電圧制御補償回路Ｇｃ（Ｓ）によって積分あるいは
比例増幅され、直流電流指令値■二となる。

しかし、第１図の変流器ＣＴｄによって検出される電流
は一方向だけに流れるので、実際には、上記直流電流指
令値■１は絶対値回路ＡＢＳを介して１Ｉｄｌとして与
える。

第１図のスイッチ回路ＳＷＣは、回生運転を行うときに
必要となる。その制御は、第６図のシュミット回路ＳＨ
、モノマルチ回路ＭＭ及びゲート回路ＧＣによって行わ
れる。第７図にこれらの動作状態を表わすタイムチャー
ト図を示す。

すなわち、前記指令値にが正の値になった場合、シュミ
ット回路ＳＨの出力信号Ｓ８１は“１″となり、ゲート
回路ＧＣを介して第１図のサイリスタＴｈ１及びＴ　ｈ
２にオン信号を与える。この結果、直流電源ＢＵＳから
、集電器ＰＡＮ→サイリスタＴ　ｈ　１→直流リアクト
ルしｄ→交直電力変換器ＳＳＤ→サイリスタＴ　ｈ　２
→車輪ＷＬ−＋電源（→の経路で電流Ｉｄが流れ込む。

逆に指令値■ｄが負の値になった場合、シュミット回路
ＳＨの出力信号５Ｆ１１は“Ｏｔｏとなり、ゲート回路
ＧＣを介して、第１図のサイリスタ１’−ｈｌ及びＴｈ
２にオフ信号を与える。すると、電流Ｉｄは、電源（→
→ダイオードＷＤ２→直流リアクトルＬｄ→交直電力変
換器ＳＳＤ→ダイオードＷＤ１→集電器ＰＡＮ→電源（
→の経路で流れ、電力を回生ずることができる。

ここで、指令値Ｉｄが負から正に、また正から負に変わ
るとき、すなわち、シュミット回路ＳＨの出力信号Ｓ３
１の立上り及び立下り時に、モノマルチ回路ＭＭを介し
て、ΔＴの時間だけ、交直電力変換器ＳＳＤの位相制御
回路ＰＨＤにゲートシフト信号Ｓｙｚを送る。このゲー
トシフト信号Ｓ？２によって、変換器ＳＳＤの出力電圧
ＶＤは第１図の矢印と反対方向の電圧の最大値を発生す
るようになり、直流電流ＩＣ＋を完全に零にする。

この状態で、スイッチ回路ＳＷＣのサイリスタＴｈ１．
Ｔｈｚのゲート信号をオフすれば、当該サイリスタ１’
−ｈｉ　、Ｔｈ２はオフ状態になる。このゲートシフト
信号Ｓ８２は、指令値Ｉｄが正から負になるときに与え
ればよいのでおるか、Ｉｄが零近辺で脈動した場合のこ
とを考えると、当該１１が負から正に変化するときもゲ
ートシスト信号Ｓｓ２を与えたほうが良い。

次に直流電流Ｉｑのゐ１］御動作を説明する。

直流電流指令値Ｉｄは絶対値回路ＡＢＳを介して、比較
器Ｃ２に入力される。また、第１図の変流器ＣＴｄによ
って検出された直流電流値Ｉｄも比較器Ｃ２に入力され
、その偏差εｄ＝ｌＩｄｌ−Ｉｄが求まる。当該偏差ε
ｄは電流制御補償回路Ｇ　ｄ（Ｓ）によって増幅され、
位相制御回路Ｐ　ＨＤに、次式で示される入力信号Ｖα
Ｄを与える。

ＶαＤ＝Ｇａ（Ｓ）　　・εｄ −Ｋｄ　・εｄ　　　　　　　　・・・０ゆただし、Ｋ
ｄは、電流制御補償回路Ｇ　ｄ（Ｓ）を単なる比例増幅
器とした場合の比例定数である。

交直電力変換器ＳＳＤの直流出力電圧ＶＤは、上記位相
制御入力信号ＶαＤに比例した値となる。

指令値Ｉａが正の値で、ｌ　Ｉａ　ｌ＞Ｉｄとなった場
合、偏差εｄは正の値となり、直流電圧ＶＤを第１図の
矢印の方向に増加させる。この結果、実電流Ｉｄが増加
し、Ｉａ４１　にｌとなるように制御される。逆に、ｌ
　Ｉｄｌ＜Ｉａとなった場合、偏差εｄは負の値となり
、直流電圧ＶＤを負の値にする。ＶＤを負の値で増加さ
せていくと、ある時点で−ＶＤ　＞Ｖρとなり、直流電
流Ｉｄを減少させる。故に、最終的にＩｄ”＝ｌ　Ｉｄ
！となって落ち着く。

指令値Ｉｄが負の値になった場合には、スイッチ回路Ｓ
ＷＣのサイリスタＴｈ１．Ｔｈ２がオフされ、回生モー
ドとなり、やはり直流電流１ｄはその指令値の絶対１ｆ
ｉｌＩａｌに等しくなるように制御される。

次に進相コンデンサＣＡＰの電圧波高値Ｖｃａｐの制御
動作を説明する。

Ｖｃａｐ＞Ｖｃａｐとなった場合、Ｂ差εＣ＝Ｖｃａｐ
−ａａ、ｐは正の値となり、直流電流指令値Ｉ、も正の
値となって増加する。

故に、スイッチ回路ＳＷＣのサイリスタＴｈ１゜Ｔ　ｈ
　２はオンとなり力行モードで、直流電流Ｉｄを増加さ
せ、有効電力Ｖρ・Ｉｄ・↑が電源から供給する。

この結果、エネルギーＶｐｌｄ−ｔが電源から進相コン
デンサＣＡＰに供給され（１／２　）　Ｃｃａ　ｐＶｃ
ａρとして蓄えられる。故に電圧Ｖｃａρが増大し、最
終的にＶｃａｐ句Ｖムρとなって落ち着く。

逆にＶｃａｐ＜Ｖｃａｐとなった場合、偏差εＱは負の
値となり、直流電流指令値１１も負の値となる。故に、
スイッチ回路ＳＷＣのサイリスタｌｈ１．Ｔｈ２はオフ
され、電力回生モードどなり、進相コンデンサＣＡＰの
エネルギー（１／２）ＣｃａｐＶｃａρがＶρ・Ｉｄ−
１となって電源に回生される。従って、電圧Ｖｃａｐが
減少しゃはりＶｃａｐキＶｃａｐとなるように制御され
る。

なあ、このとき、循環電流式サイクロコンバータＣＣも
同時に運転され、進相コンデンサＣＡＰの電圧の周波数
と位相が外部発振器Ｏｓｃによって与えられる３相基Ｑ
電圧信号ｅａ、ｅｂ、ｅｃの周波数と位相に一致するこ
とは前に説明した通りである。

次に、この循環電流式サイクロコンバータＣＣによる出
力電流１ｕ、Ｉｖ、Ｉｗの制御動作を説明する。

第８図は、第１図の循環電流式サイクロコンバータＣＣ
の制御回路の具体的実施例を示す構成図でおる。第１図
の制御回路と対応させると次のようになる。

まず、第１図の速度制御回路ＳＰＣは、第８図の比較器
Ｃ３、速度制御補償回路Ｇω（Ｓ）、励磁電流設定器Ｅ
Ｘ、演算回路ＣＡＬ１〜ＣＡＬ３．３相正弦波パターン
発生器ＰＴＧ及び乗算器〜ＩＬ１〜Ｍ３からなる。

また、電流制御回路ＡＣＲ２は第８図の比較器Ｃ４〜Ｃ
６、電流制御補償回路Ｇｕ　（Ｓ）　、　Ｇｖ　（Ｓ）
Ｇｗ（Ｓ）及び加算器へ１〜八〇で構成される。

さらに、第１図の位相制御回路ＰＨＣは、第８図の位相
制御回路ＰＨＣ１〜ＰＨＣ３に対応する。

なお、第１図の関数発生器ＦＮＣ及び外部発１辰器Ｏｓ
ｃは、第８図で同一記号で表わしている。

まず、誘導電動機Ｍの速度制御動作を説明する。

誘導電動機の２次電流Ｉτと励磁電流１ｅをベクトル的
に直交させ、各々を独立に制御できるようにしたものは
ベクトル制御誘導機として知られている。ここでは、そ
の手法を用いて速度制御するものを例にとっている。

ベクトル制御の手法は文献が多く出ており、詳しい説明
は省略し、概要を述べるにとどめる。

まず、電動機の回転子に直結された回転パルス発生器Ｐ
Ｇから回転速度ωｒに比例したパルス列を取り出す。

比較器Ｃ３は、当該回転速度ωｒとその指令値ωｒを比
較し、当該偏差εω−ωｒ−ωｒを次の速度制御補償回
路Ｇ（１）（Ｓ）に入力する。Ｇｗ（Ｓ）は、比例要素
あるいは積分要素等からなり、出力としてトルク電流指
令■τを与える。

また、前記回転速度検出値ωｒは励磁電流設定器ＥＸに
入力され、励磁電流指令Ｉｅを与える。

当該トルク電流指令Ｉτ及び励磁電流指令Ｉｅは演算回
路ＣＡＬ１〜ＣＡＬ３に入力され次の演算を行う。

すなわち、演算回路ＣＡＬ１では、 Ｒｒ、２次抵抗 Ｌｒ、２次インダクタンス の演算によって、すべり角周波数ω３１２を求める。

また、演算回路ＣＡＬ２では、 の演算によって、励磁電流Ｉｅに対する１次電流指令値
ＩＬの位相角θｒを求める。

ざらに、演算回路ＣＡＬ３では、 Ｉ・・＝５７耳Ｙ　　　・・・（至） の演算によって、１次電流指令値ＩＬの波高値Ｉｔ−ｍ
を求める。

第９図は当該誘導電動機の電流ベクトル図を表わすもの
で、励磁電流Ｉｅと２次電流（トルク電流）■でとは直
交関係にあり、当該電動機の発生トルクＴｅは、次式で
表わせる。

Ｔｅ＝Ｋｅ　・Ｉｒ　・Ｉｅ　　　　　　・＝０３通常
励磁電流指令１ｅは一定に与えられ、電動機の発生トル
クＴｅは２次電流指令（トルク電流指令）Ｂを変えるこ
とによって制御される。

ただし、回転速度を定格以上で運転させるときには、弱
め界磁制御が行われ励磁電流設定器ＥＸによって、励磁
電流指令Ｉｅを回転速度ωｒに応じて変化させることが
ある。

このようにして求められたすべり角周波数ωｓ２、相角
θ戸と回転角周波数（回転速度検出値）ωｒを正弦波パ
ターン発生器ＰＴＧに入力し、次の３相半位正弦波φＵ
、φ■、φＷを求める。

φｕ−３ｉｎ（（ωｒ＋ωａ１）・℃千〇ｒ　）　　　
　　　　−＠φｖ−ｓｉｎ（（ωｒ＋ω社・ｔ＋θニー
２π／３）　　・・・υφ、−５ｉｎ（（ωｐ　＋ωｓ
ｉ）　　・　ｔ＋θｒ＋２π／３）　　・・・＠当該単
位正弦波φＵ、φ■、φＷは、誘導電動ＨＩＭに供給さ
れる１次電流ＩＬの周波数と位相を決定するものである
。

乗算器ＭＬ１〜ＭＬ３によって、当該３相単位正弦波φ
Ｕ、φ■２φＷと前記波高値指令■Ｌｍを掛は合わせ誘
導電動機Ｍに供給される３相電流（１次電流）の指令値
Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを求める。

１ｍ−ＩＬｍ−３ｉｎ（（ωｒ＋ωｓｔ）　・ｔ＋θｒ
　）　　　　＝（２３１ＴニーＩＬｎｅ　−５ｉｎ（（
ωｒ＋ωｓ”ｔ）　・ｔ＋θｒ−２７Ｃ／　３１−　（
２４）１ｗ＝［ｔ、ｍ−５ｉｎ（（ωｒ＋ωｓｍ）・を
十〇ｒ＋２π／３　）　・（２５１誘導電動機のベクト
ル制御は、励磁電流Ｉｅと２次電流■τを独立に制御で
きることに特長がある。故に、電動機の励磁電流Ｉｅを
一定に保ちながら、２次電流Ｉτの大きざを変えること
により発生トルクを制御することができ直流殿と同等の
速度制御応答を達成することが可能となる。

次に、上記のように与えられた１次電流指令値Ｉｕ、Ｉ
ｖ、Ｉｗに従って、実電流Ｉｕ、Ｉｖ。

Ｉｗを制御する動作を説明する。

まず、第１図の交流器ＣＴｕ、ＣＴｖ、ＣＴｗによって
電動ａＭに供給される電流Ｉｕ、Ｉｖ。

Ｉｗを検出する。

なお、他励コンバータＳＳ１〜３３３の各出力電流を１
１〜■３とした場合、上記、電動機への供給電流１ｕ、
Ｉｖ、Ｉｗとは、次の関係式が成り立つ。

ＩＬｍ１１　１３　　　　　　・・・（２６）Ｉｖ−１
ｚ　　１１　　　　　　・・・（２７）Ｉｗ−■３−１
２　　　　　−（２８）この電動機１次電流検出値Ｉｕ
、Ｉｖ、Ｉｗを各々比較器Ｃ４〜Ｃａに入力し、前記指
令値Ｉ♂。

Ｉｖ、Ｉｗと各々比較する。

Ｕ相電流を例にとって、制御動作を説明する。

比較器Ｃ４によって、実電流■υと指令値■０を比較し
、当該偏差εｕ−１ｕ　　Ｉｕを電流制御補償回路Ｇｕ
（Ｓ）に入力する。Ｇｕ（Ｓ）では、積分あるいは比例
増幅し、その出力を加算器Ａ１を介して位相制御回路Ｐ
ＨＣ１へ入力する。また、Ｇｕ（Ｓ）の出力の反転値を
加算器へ〇を介して位相制御回路ＰＨＣ３へ入力する。

各コンバータＳＳ１〜ＳＳ３の出力電圧Ｖ１〜ｖ３は位
相制御回路ＰＨＣ１〜ＰＨＣ３の入力電圧α１〜■α３
に比例する。

故に、Ｉｕ＞Ｉｕとなった場合、偏差εＶは正の値とな
り、制御補償回路Ｇｕ（Ｓ）を介して、位相制御回路Ｐ
Ｈ０１の入力電圧■α１を増加させ、コンバータＳ８１
の出力電圧ｖ１を第１図の矢印の方向に増大させる。ま
た、同時に、位相制御回路ＰＨＣ３の入力電圧■α３を
減少させ、コンパ−夕３３３の出力電圧Ｖ３を第１図の
矢印と反対方向に発生させる。この結果、コンバータＳ
８１の出力電流■１が増大し、コンバータＳＳ３の出力
電流Ｉ３が減少する。故に、（２６）式で示される電動
機のＵ相電流Ｉｕが増大し、Ｉｕ−１ｕとなるように制
御される。

逆にＩす＜Ｉｕとなった場合、偏差ε■は負の値となり
、出力電圧Ｖ１が減って、ｖ３が増加する。従って、Ｉ
ｕ−１１−１３は減少し、やはり、ＩＵ４Ｉことなるよ
うに制御される。指令値Ｉｕを正弦波状に変化させれば
、それに従って、実電流もＩｕキＩｕとなり、正弦波電
流が誘導電動機Ｍに供給されることになる。

相及びＷ相の電流Ｉｖ、Ｉｗも同様に制御される。

従って、誘導電動機Ｍの回転速度ωｒは、次のようにし
て制御される。

ωｒ〉ωｒとなった場合、偏差εωは、正の値となり、
制御補償回路Ｇω（Ｓ）を介して、トルク電流（２次電
流）指令■τを増加ざぜる。

この結果、第９図に示される誘導電動機の１次電流指令
■こ（■こ、Ｂ、Ｉ農）の波高値■Ｌｍと位相角θｒを
増加させ、実電流Ｉｕ。

Ｉｖ、Ｉｗもそれに従って追従制御される。

故に、誘導電動機Ｍの実際の２次電流Ｉτが増大し、発
生トルクＴｅをふやし、加速する。これにより、ωｒが
増加し、ωｒ４・ωｒになるように制御される。

逆に、０戸くωｒとなった場合、偏差εωは負の値とな
り、トルク電流指令■τを減少させ、１次電流指令ＩＬ
　（Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｖｖ）の波高値Ｉしｍと位相角Ｏｒ
を減少させる。故に、発生トルクＴｅは減少し、回転速
度ωｒが減って、やはりωｒキωｒになるように制御さ
れる。

循環電流式サイクロコンバータＣＣの循環電流Ｉｏは、
進相コンデンサＣＡＰの電圧の周波数ｆｃａｐ及び位相
が、外部発搬器Ｏｓｃによる３相基準電圧ｅａ、ｅｌ　
ｅｃの周波数ｆｃと位相に一致するように自動的に調整
されることは前に述べた。

さて、上記循環電流式サイクロコンバータＣＣや交直電
力変換器ＳＳＤは進相コンデンサＣＡＰの側から見た場
合、−種の遅れ電力をとる負荷と考えることができる。

当該遅れ電力Ｑｃｃは進相コンデンサＣＡＰがとる進み
電力Ｑｃａρと常に等しくなり、Ｑｌ）式で示した発撮
周波数ｆｃａｐを維持することが可能となる。

そこで、上記サイクロコンバータＣＣと交直電力交換器
ＳＳＤがとる遅れ無効電流ＩＱを求めサイクロコンバー
タＣＣに流れる循環電流Ｉｏの計算式を紹介する。

直流電流をＩｃｉ、交直電力変換器ＳＳＤの位相制御角
をαＤ、ナイクロコンバータＣＣの各変換器Ｓ８１〜３
３３の出力電流を１１〜１３、そのときの位相制御角を
α１〜α３、比例定数をに１゜ｋ２とした場合、進相コ
ンデンサＣＡＰ側から見た全体の遅れ無効電流Ｉａは １ｏ　＝に１１　ｄ−３ｉｎ（Ｚｏ　＋に２　（ｈ　・
ｓｉｎα１＋　Ｉ　ｚ−ｓｉｎａｚ　＋　１３・ｓｉｎ
α３）・・・（２９） ここでサイクロコンバータＣＣの各変換器Ｓ８１〜３３
３の出力電流１１〜Ｉ３を循環電流１ｏと負荷電流Ｉｕ
〜Ｉｗに依存する成分Ｉイ〜■６に分離し、次のように
与える。

Ｉ’　１　＝Ｉ　　イ　＋　Ｉｏ　　　　　　　　　　
　−（３０）Ｉ２＝Ｉ４＋Ｉｏ　　　　　・・・（３１
）Ｉｓ＝Ｉ５＋Ｉｏ　　　　　　・−（３２）これを（
２９）式に代入し、ｌｏ−１ｃａｐとして循環電流Ｉｏ
を求めると、次式のようになる。

・・・（３３） 負荷電流Ｉυ、Ｉｖ、Ｉｗが増えると、１イ。

Ｉ６．１５及び直流電流Ｉｄが増加し、循環電流１ｏが
減少してくるａさらに負荷が増加すると、ついには循環
電流Ｉｏは零となり、その時点でｆｃａρ＝ｆｃの条件
は満足されなくなる。すなわち、その点がこの装置の限
界ということになる。

過負荷運転を必要とする場合には、それに見台つた進相
コンデンサＣＡＰを用意しなければならない。しかし、
その場合には、軽負荷運転時の循環電流Ｉｏが増大し、
変換器の損失を増加させることになる。

これを解決するためには、進相コンデンサＣＡＰの容量
を負荷の大小に応じて切換えるか、次のように、負荷に
応じて進相コンデンサＣＡＰに印加される電圧の周波数
ｆｃａｐを変化させるのがよい。

第１０図は第１図の関数発生器ＦＮＣの外部特性を示す
もので、負荷電流波高値ＩＬｍを入力とし、外部発娠器
Ｏｓｃの発振周波数の指令値ｆ♂を出力する。

すなわち、負荷電流ＩＬｍが定格負荷ＩＬＯになるまで
は発振周波数ｆｃ＝ｆ♂を一定に保ち、その後、負荷の
増加とともに、発１辰周波数ｆｃ＝ｆ♂を高めていく。

これにより、進相コンデンサＣＡＰの周波数ｆＣａρ＝
ｆｃも上昇し、進み電流Ｉｃａρが増加する。従って、
（３３）式で示される循環電流Ｉｏは、負荷の増加によ
って減少しなくなり、第１１図に示すように一定値Ｉ　
ｏ　（ｍｉｎ）を保持する。故に過負荷運転が可能とな
り、しかも、軽負荷運転時の循環電流Ｉｏが増大し、変
換効率を下げることもなくなる。

交流電動機Ｍが低速運転している場合には、進相コンデ
ンサＣＡＰに印加される電圧の周波数がより低い値でも
、サイクロコンバータＣＣの出力電流を正弦波に制御す
ることが可能である。故に、低速運転時には、第１０図
の破線で示す特性、すなわち、定格負荷電流ＩＬＯ以下
でも負荷電流波高値ＩＬｍに応じて、発振周波数指令値
ｆｃを変化させる。この結果、軽負荷運転時の循環電流
は第１１図のＩＯ２のようになり、装置の効率を向上さ
せることができる。

第１図は、循環電流式サイクロコンバータＣＣとしてΔ
結線されたサイクロコンバータを例にとって説明したが
、通常の正逆コンバータを３相分用意した循環電流式サ
イクロコンバータでも同様に達成できることは言うまで
もない。

また、電力回生を必要としない用途では、第１図のスイ
ッチ回路ＳＷＣは不要となる。

〔発明の効果〕

さて、以上のような交流電動前駆動装置では、次のよう
な効果が得られる。

■　この装置に用いられる変換器は全て自然転流によっ
て動作する。すなわち、高周波進相コンデンサＣＡＰに
確立した電圧Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃを利用して転流するため
、従来のインバータ等で使用される自己消弧素子（大電
力トランジスタやゲートターンオフサイリスタ等）は不
要となる。

従って、ここに使われる素子は、高速サイリスタであれ
ばよく、装置の大音串化がきわめて容易になる。

■　また、循環電流式サイクロコンバータＣＣからは、
Ｏ〜数百Ｈｚの正弦波電流を供給できるようになり、ト
ルク脈動が小さく、しかも超高速の回転殿を駆動するこ
とが可能となる。

■　さらに、直流電源との間には、スイッチ回路ＳＷＣ
及び他励コンバータ（交直電力変換器）ＳＳＤが設置さ
れるだけで、構成も比較的簡単になる。特に電力回生を
必要としなければ、上記スイッチ回路ＳＷＣも省略する
ことが可能となる。

【図面の簡単な説明】

第１図は、本発明の交流電動機駆動装置の実施例を示す
構成図、第２図及び第３図は、本発明装置の起動動作を
説明するための等価回路図とタイムチャート図、第４図
及び第５図は、本発明装置の位相制御動作を説明するた
めのタイムチャート図と等価回路図、第６図及び第８図
は、第１図の制御回路部の実施例を示す構成図、第７図
は第８図の動作を説明するためのタイムチャート図、第
９図は第８図の動作を説明するためのベクトル図、第１
０図及び第１１図は第１図の装置の動作を説明するため
の外部特性図である。 ＢＵＳ・・・直流き電線 ＰＡＮ・・・集電器 ＷＬ・・・車輪 ＳＷＣ・・・スイッチ回路 Ｌｄ・・・直流リアクトル ＳＳＤ・・・交直電力変換器 ＣＡＰ・・・高周波進相コンデンサ ＣＣ・・・循環電流式サイクロコンバータＴＲ・・・絶
縁トランス ＳＳ１〜ＳＳ３・−・他励コンバータ し１〜Ｌ３・・・直流リアクトル Ｍ・・・交流電動殿 ＰＧ・・・回転パルス発生器 ＣＴｄ、ＣＴｕ、ＣＴｖ、ＣＴｗ−変流器ＰＴｃａｐ・
・・変成器 Ｄ・・・整流回路 Ａ　Ｖ　Ｒ・ＩｆｆＪＩＪｖＪ１回路 ＳＰＣ・・・速度制御回路 ＡＣＲｌ、ＡＣＲ２・・・電流制御回路ＰＨＤ、ＰＨＣ
・・・位相制御回路 ＦＮＣ・・・関数発生器 Ｏｓｃ・・・外部発振器 代理人　弁理士　則　近　憲　憎 同　　三俣弘文 第２図 第３図 第４図 第５図 第７図 第１０図 １ｔｏ　　　　　　Ｉｔｍ 第１１図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 直流電源と、当該直流電源に直流リアクトルを介して直
   流側端子が接続された直流電力交換器と、当該交直電力
   交換器の交流側端子に接続された進相コンデンサと、当
   該進相コンデンサに入力側端子が接続された循環電流式
   サイクロコンバータと、当該サイクロコンバータの出力
   側端子に接続された交流電動機とを具備して成る交流電
   動機駆動装置。