DE3834639A1 - Hochfrequenz-verbindungsumformeranordnung - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Hochfrequenz-Koppel- oder -Verbindungsumformeranordnung bzw. HF-Stromrichteranordnung zur Herbeiführung einer natürlichen oder Selbstkommutierung auf der Grundlage der Spannung eines Kommutator- Phasenschieberkondensators als Hochfrequenz-Stromversorgung.

Es wurde bereits ein Wechselstrommotor-Treiber (JP-Patentanmeldung 61-1 65 028, entsprechend US-PS 47 60 321) als Anwendungsbeispiel für eine Hochfreqzuenz-Verbindungsumformeranordnung vorgeschlagen.

Bei diesem Wechselstrommotor-Treiber werden zwei Steuerumrichter (cycloconverters) durch an Kommutator-Phasenschieberkondensatoren (phase-advancing capacitors), die als Hochfrequenz-Stromversorgungen dienen, angelegte Spannungen natürlich kommutiert. Der erste Steuerumrichter steuert seinen von einer Wechselstromversorgung oder -quelle gelieferten Eingangsstrom derart, daß der Scheitelwert der an den Kommutator-Phasenschieberkondensator angelegten Spannung auf einem konstanten Pegel gehalten werden kann (bzw. bleibt). Der zweite Steuerumrichter bewirkt eine Frequenzumwandlung unter Heranziehung des Kommutator-Phasenschieberkondensators als Hochfrequenz-Stromversorgung, und er liefert einen Sinusstrom variabler Spannung und variabler Frequenz zum Wechselstrommotor.

Bei der obigen Anordnung kann der von der Wechselstromversorgung oder -quelle gelieferte Eingangsstrom so geregelt werden, daß er eine Sinuswellenform besitzt, die mit der Stromversorgungsspannung in Phase ist; dabei kann ein Betrieb mit einem Eingangs-Leistungsfaktor = 1 und mit weniger Harmonischen des (im) Eingangsstrom(s) erreicht werden. Der dem Wechselstrommotor zugespeiste Strom kann auf eine Sinuswellenform eingestellt oder geregelt werden, so daß ein Betrieb ohne Drehmoment-Welligkeit möglich wird. In diesem Fall kann die maximale Ausgangsfrequenz auf eine Größe entsprechend einem Mehrfachen von 100 Hz eingestellt werden, so daß ein drehzahlregelbarer Wechselstrommotor sehr hoher Drehzahl und großer Leistung vorgesehen werden kann.

Die Hochfrequenz-Verbindungsumformeranordnung gemäß der genannten JP-Patentanmeldung ist jedoch mit den folgenden Problemen behaftet:

Im Prinzip bergrößert oder verkleinert sich bei dieser bisherigen Anordnung der Ausgleichsstrom (circulating current) des ersten Steuerumrichters auf natürliche Weise unter Anpassung von Frequenz und Phase der an den Kommutator- Phasenschieberkondensator angelegten Spannung an diejenigen eines Bezugssignals (Hochfrequenz-Dreiphasenstromversorgungsspannung), das dem Phasenregler des Steuerumrichters zugeführt wird. In der Praxis tritt jedoch eine durch Schaltungsverlust o. dgl. hervorgerufene Phasendifferenz zwischen der an den Kommutator-Phasenschieberkondensator angelegten Spannung und der Bezugsspannung auf. Infolgedessen wird die tatsächlich an die Eingangsklemme jedes Stromrichters angelegte Spannung unvereinbar mit einer Phasenbezugsspannung zur Bestimmung der Zündphase des Stromrichters, wodurch die Erzeugung bzw. Lieferung der nötigen Ausgangsspannung unmöglich wird. Das Phaseneingangssignal weicht dann entsprechend ab, wodurch der regel- oder steuerbare Bereich eingeschränkt und die Stromversorgungsregelung nichtlinear und gesättigt wird.

Wenn sich die Last der Hochfrequenz-Verbindungsumformeranordnung plötzlich oder schlagartig ändert, variiert die Phase der an dem Kommutator-Phasenschieberkondensator angelegten Spannung gegenüber der Bezugsspannung; die Geschwindigkeit der Dämpfung dieser Varianten ist jedoch bei der genannten bisherigen Anordnung niedrig. Dabei wird ein Kippen oder eine Polwendung der natürlichen oder Selbstkommutierung durch eine solche Variation bzw. Änderung der an den Kommutator-Phasenschieberkondensator angelegten Spannung eingeführt, und ein vom Kippen herrührender Überstrom usw. hat eine ungünstige Beeinflussung des Elements (bzw. des Stromrichters) zur Folge.

Aufgabe der Erfindung ist damit die Schaffung einer Hochfrequenz- Verbindungsumformeranordnung, mit welcher ein weiter Phasenregelbereich erzielbar ist, indem die Phase der an den als Hochfrequenz-Stromversorgung dienenden Kommutator- Phasenschieberkondensator angelegten Spannung stabilisiert und die Phasendifferenz zwischen der Kondensatorspannung und der Bezugsspannung auf einen Mindestwert unterdrückt wird, so daß damit die Kommutierungsgrenze der natürlichen Kommutierung verbessert (erweitert) wird.

Diese Aufgabe wird durch die im Patentanspruch 1 gekennzeichneten Merkmale gelöst.

Gegenstand der Erfindung ist eine Hochfrequenz-Verbindungsumformeranordnung, umfassend eine Gleich- oder Wechselstromversorgung, einen Ausgleichsstrom-Steuerumrichter mit einer an die Stromversorgung angeschlossenen Ausgangsklemme, einen mit einer Eingangsklemme des Steuerumrichters verbundenen Hochfrequenz-Kommutator-Phasenschieberkondensator, einen Phasenregler zum Regeln der Zündphase des Steuerumrichters, einen externen Oszillator zur Lieferung eines Phasenbezugssignals zum Phasenregler, eine Einrichtung zum Regeln des Scheitelwerts der an den Phasenschieberkondensator angelegten Spannung, eine Einrichtung zum Erfassen einer Phasendifferenz zwischen dem vom externen Oszillator gelieferten Bezugssignal und der am Phasenschieberkondensator anliegenden Spannung sowie eine Einrichtung zum Regeln oder Einstellen der erfaßten Phasendifferenz.

Der Ausgleichsstrom-Steuerumrichter bewirkt die natürliche Kommutierung (Selbstkommutierung) auf der Grundlage der an den Kommutator-Phasenschieberkondensator angelegten Spannung. Der Scheitelwert der an letzteren angelegten Spannung wird durch Einstellung des von der Gleich- oder Wechselstromversorgung gelieferten Stroms mittels des Steuerumrichters auf eine im wesentlichen konstante Größe geregelt. Weiterhin wird der Phasenregler zum Regeln der Zündphase des Steuerumrichters mit einem Phasenbezugs- oder -referenzsignal vom externen Oszillator beschickt. Infolgedessen werden Frequenz und Phase der an den Phasenschieberkondensator angelegten Spannung so geändert, daß sie mit denen des Bezugssignals koinzidieren. In der Praxis tritt allerdings eine Phasendifferenz aufgrund von Schaltungsverlust o. dgl. zwischen der an den Phasenschieberkondensator angelegten Spannung und der Bezugsspannung auf. Die Phasendifferenz wird erfaßt oder gemessen; nach Maßgabe der erfaßten Phasendifferenz wird der Ausgleichsstrom des Steuerumrichters eingestellt, um die Phasendifferenz zu Null zu reduzieren.

Wenn eine Last (z. B. ein zweiter Steuerumrichter o. dgl. zum Ansteuern eines Wechselstrommotors) mit dem Kommutator-Phasenschieberkondensator verbunden ist, und wenn sich die Last plötzlich ändert, neigen Scheitelwert, Frequenz und/oder Phase der an den Phasenschieberkondensator angelegten Spannung zu einer Schwankung. Dabei wird jedoch die Größe der Spannung durch die Scheitelwert-Regeleinrichtung konstantgehalten, während Frequenz und Phase der Spannung durch die Phasendifferenz-Regeleinrichtung stabilgehalten werden.

Infolgedessen wird die Phasenregelung für jeden Stromrichter stabil; es tritt kein Kippen bzw. keine Polwendung auf, und es kann ein weiter Phasenregelbereich erzielt werden.

Im folgenden sind bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung anhand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigt

Fig. 1 ein Schaltbild einer Ausführungsform einer Hochfrequenz- Verbindungsumformeranordnung gemäß der Erfindung,

Fig. 2 ein Äquivalentschaltbild zur Verdeutlichung des Anfahrbetriebs der Anordnung nach Fig. 1,

Fig. 3A und 3B Zeitsteuerdiagramme zur Verdeutlichung der Arbeitsweise der Anordnung nach Fig. 1,

Fig. 4A und 4B weitere Zeitsteuerdiagramme zur Verdeutlichung der Arbeitsweise der Anordnung nach Fig. 1,

Fig. 5 ein weiteres Äquivalentschaltbild zur Verdeutlichung des Betriebs der Anordnung nach Fig. 1,

Fig. 6 ein Schaltbild eines Beispiels für einen bei der Anordnung nach Fig. 1 verwendeten Phasendifferenzdetektor (SITA),

Fig. 6A ein Beispiel für einen anderen Phasendifferenzdetektor (SITA),

Fig. 6B ein Zeitsteuerdiagramm zur Verdeutlichung der Arbeitsweise des Detektors nach Fig. 6A,

Fig. 7 ein Schaltbild einer Regel- oder Steuerschaltung bei einer Hochfrequenz-Verbindungsumformeranordnung gemäß einer anderen Ausführungsform der Erfindung,

Fig. 8 ein Schaltbild einer Hochfrequenz-Verbindungsumformeranordnung gemäß einer anderen Ausführungsform der Erfindung,

Fig. 9 ein Schaltbild einer Hochfrequenz-Verbindungsumformeranordnung gemäß noch einer anderen Ausführungsform der Erfindung und

Fig. 10 ein Schaltbild einer Hochfrequenz-Verbindungsumformeranordnung gemäß einer weiteren Ausführungsform der Erfindung.

Fig. 1 veranschaulicht den Schaltungsaufbau einer Hochfrequenz- Verbindungsumformeranordnung gemäß der Erfindung.

In Fig. 1 sind mit SUP eine Gleichstromversorgung oder -quelle, mit Ls eine Gleichspannungsdrossel, mit CC ein Ausgleichsstrom(typ)- Steuerumrichter, mit CAP ein Kommutator-Phasenschieberkondensator und mit LOAD eine Lastvorrichtung bezeichnet.

Der Ausgleichstrom-Steuerumrichter CC enthält einen Positivgruppen- oder Mitsystem-Umformer oder -Stromumrichter SSP, einen Negativgruppen- oder Gegensystem-Stromrichter SSN sowie Gleichspannungsdrosseln Lo 1 und Lo 2.

Weiter vorgesehen sind ein Stromtransformator CTs, ein Potentialtransformator PTcap, ein Gleichrichter D, ein Phasendifferenzdetektor SITA, Komparatoren C 1-C 4, Addierstufen A 1 und A 2, ein Spannungsregelkompensator GV(S), ein Eingangsstrom-Regelkompensator GI(S), ein Ausgleichsstrom- Regelkompensator Go(S), ein Phasendifferenz-Regelkompensator H R (S), ein invertierender Verstärker (Inverter) INV, Phasenregler PHP und PHN sowie ein externer Oszillator OSC; diese Bauelemente bilden eine Steuer- oder Regelschaltung.

Der Ausgleichsstrom-Steuerumrichter CC regelt den von der Gleichstromquelle SUP gelieferten Strom IS derart, daß der Scheitelwert Vcap von am Kommutator-Phasenschieberkondensator CAP anliegenden Spannungen Va, Vb und Vc konstant bleibt.

Die Lastvorrichtung LOAD ist z. B. ein Steuerumrichter (cycloconverter) zum Ansteuern eines Induktionsmotors. Dieser Steuerumrichter bewirkt die Zufuhr eines Wechselstroms variabler Spannung und variabler Frequenz zum Induktionsmotor unter Heranziehung des (Kommutator-)Phasenschieberkondensators als Dreiphasen-Stromquelle.

Im folgenden sind die einzelnen, bei der Ausführungsform nach Fig. 1 bewirkten Steuer- oder Regeloperationen erläutert.

Im folgenden ist zunächst der Betrieb zur Einstellung einer Spannung am Phasenschieberkondensator mittels des Negativgruppen- Stromrichters SSN erläutert.

Fig. 2 ist ein Äquivalentschaltbild zur Darstellung der Beziehung zwischen der Gleichstromquelle, dem Negativgruppen- Stromrichter SSN, den Phasenschieberkondensatoren Cab, Cbc und Cca sowie der Gleichspannungsdrossel Ls.

Wenn in der Schaltung nach Fig. 2 ein Zündimpuls Thyristoren S 2 und S 2 eingespeist wird, fließt ein Ladestrom Is über die Strecke aus Stromquelle Vs⁺, Drossel Ls, Thyristor S 4, Kondensator Cab, Thyristor S 2 und Stromquelle Vs ^- sowie über die Strecke aus Stromquelle Vs⁺, Drossel Ls, Thyristor S 4, Kondensator Cca, Kondensator Cbc, Thyristor S 2 und Stromquelle Vs ^-. Infolgedessen werden der Kondensator Cab mit der Stromquellenspannung Vs aufgeladen und an die Kondensatoren Cbc und Cca eine Spannung von -Vs/2 angelegt.

Fig. 3A veranschaulicht die (den) Zündungsart oder -modus der Thyristoren S 1-S 6 des Negativgruppen-Stromrichters SSN. In diesem Modus werden Zündimpulse in Synchronismus mit Dreiphasen- Bezugssignalen ea, eb und ec vom externen Oszillator OSC (vgl. Fig. 1) geliefert. Nach Einstellung des Modus gemäß Fig. 2 wird ein Zündimpuls zum Thyristor S 3 geliefert. Sodann wird durch die Ladespannung am Kondensator Cbc eine Gegen- oder Sperrvorspannung an den Thyristor S 2 angelegt, wodurch dieser gesperrt wird. Dies bedeutet, daß der (Kommutator-)Phasenschieberkondensator CAP im Anfahrbetrieb als Kommutationskondensation wirkt. Wenn die Thyristoren S 4 und S 3 durchgeschaltet werden, werden die den Kondensatoren Cab, Cbc und Cca aufgeprägten Spannungen geändert.

Fig. 3B veranschaulicht Wellenformen einer Spannung Va-b zwischen Klemmen a und b gemäß Fig. 2 sowie einer Phasenspannung im Zündungsmodus nach Fig. 3A. Da die Spannung Va-b über die Drossel Ls aufgeladen wird, steigt sie auf die durch gestrichelte Linien in Fig. 3B gezeigte Weise allmählich oder fortlaufend (stufenweise) an. Wenn die Anstiegszeit zu 2 δ vorausgesetzt wird, wird eine Grundwellenkomponente der Spannung Va-b um δ verzögert. Weiterhin wird die Phasenspannung Va um (π/6) Radiant gegenüber der Leitungs- bzw. Netzspannung Va-b verzögert.

Wie sich unter Bezugnahme auf den Zündungsmodus und die Phasenspannung Va nach Fig. 3A und 3B ohne weiteres ergibt, läßt sich der Phasenregelwinkel α N wie folgt ausdrücken:

α N = π - δ (Radiant) (1)

Da δ nicht sehr groß ist, kann vorausgesetzt werden, daß der Betrieb mit α N ≅ 180° erfolgt. Es sei angenommen, daß die durch den Pfeil in Fig. 2 bezeichnete Richtung positiv ist. Dabei kann die Ausgangsspannung VN des Stromrichters SSN wie folgt ausgedrückt werden:

VN = -kv · Vcap · cos a N (2)

Darin bedeuten: kv = eine Proportionalitätskonstante und Vcap = ein Scheitelwert der Phasenspannung am Kondensator CAP.

Die Ausgangsspannung VN ist zur Stromquellenspannung Vs symmetrisch. Unter diesen Bedingungen wird jedoch der Phasenschieberkondensator CAP nicht mit einer höheren Spannung als die Stromquellenspannung Vs aufgeladen. Zur Erhöhung der Kondensatorspannung Vcap wird der Zündphasenwinkel α N geringfügig auf 90° verschoben. Sodann verringert sich die durch Gleichung (2) ausgedrückte Ausgangsspannung VN, und es gilt Vs < VN. Als Ergebnis vergrößert sich der Ladestrom Is unter Erhöhung der Kondensatorspannung Vcap, die stabil wird, wenn Vs = VN gilt. Zur weiteren Erhöhung der Kondensatorspannung Vcap wird α N weiter in Richtung auf 90° verschoben, um die Ausgangsspannung VN zu verringern.

Im Fall von α N = 90° gilt VN = 0 V, wobei es theoretisch möglich wird, die Kondensatorspannung Vcap auf eine hohe Spannung mit einer niedrigen Stromquellenspannung Vs aufzuladen. In der Praxis ist allerdings ein Schaltungsverlust unvermeidbar; es ist daher nötig, Strom bzw. Energie in einer Menge entsprechend dem Schaltungsverlust zuzuspeisen.

Auf diese Weise kann die Spannung Vcap des Phasenschieberkondensators CAP auf einen gewünschten Spannungspegel aufgeladen bzw. eingestellt werden.

Es ist damit erläutert, daß die auf vorstehend beschriebene Weise bestimmten Spannungen Va, Vb und Vc des Phasenschieberkondensators CAP in Frequenz und Phase mit den Dreiphasen- Bezugsspannungen ea, eb und ec koinzidieren, die den Phasenreglern PHP und PHN gemäß Fig. 1 zugeführt werden.

Zur Regelung des von der Stromquelle gelieferten Eingangsstroms Is ändert der Steuerumrichter CC die Ausgangsspannung Vcs entsprechend der Stromquellenspannung Vs. Die Ausgangsspannung Vcs des Steuerumrichters CC ist gleich dem Mittelwert der Ausgangsspannung VP des Positivgruppen-Stromrichters SSP und der Ausgangsspannung VN des Negativgruppen- Stromrichters SSN, und sie läßt sich wie folgt ausdrücken:

Vcs = (VP + VN)/2 (3)

Weiterhin fließt ein Ausgleichsstrom Io, wenn eine Differenz (VP - VN) zwischen den Ausgangsspannungen von Positivgruppen- und Negativgruppen-Stromrichter an den Gleichspannungsdrosseln Lo 1 und Lo 2 anliegt. Die bedeutet, daß sich Io im Fall von VP < VN erhöht und im Fall von VP < VN verringert.

Im allgemeinen gilt VP ≅ VN, so daß der Ausgleichsstrom Io nicht variiert. In diesem Fall genügt der Zündphasenwinkel der folgenden Bedingung:

α N ≅ 180° - α P (4)

Die Fig. 4A und 4B zeigen Zündimpulssignale der Positivgruppen- und Negativgruppen-Stromrichter sowie Phasenregel- Bezugssignale ea, eb und ec, mit α P = 45° und α N 135°.

Die vom externen Oszillator OSC gelieferten Bezugssignale ea, eb und ec lassen sich wie folgt ausdrücken:

ea = sin (ω c · t) (5)
eb = sin (ω c · t) - 2 π/3) (6)
ec = sin (ω c · t + 2 π/3) (7)

Darin bedeuten: ω c = 2 π fc eine hohe Kreisfrequenz; fc ist dabei mit z. B. etwa 1 kHz gewählt.

Wenn die Spannungen Va, Vb und Vc des Phasenschieberkondensators CAP in Frequenz und Phase jweils mit Bezugsspannungen ea, eb bzw. ec koinzidieren, lassen sich die Ausgangsspannungen der Stromrichter (converters) SSP und SSN wie folgt ausdrücken:

VP = k · Vcap · cos α P (8)
VN = -k · Vcap · cos α N (9)

Daher ergibt sich die Beziehung VP ≅ VN, wenn Gleichung (2) erfüllt ist, und es tritt keine Änderung im Ausgleichsstrom Io auf.

Es sei angenommen, daß die Frequenz fcap der Kondensatorspannung herabgesetzt ist und die durch die gestrichelten Linien in Fig. 4A gezeigten Spannungen Va′, Vb′ und Vc′ erhalten werden.

Der Zündphasenwinkel des Stromrichters SSP ändert sich von α P auf α P′, und der Zündphasenwinkel des Stromrichters SSN ändert sich von a N auf α N′. Infolgedessen gilt VP < VN, und der Ausgleichsstrom Io des Steuerumrichters CC steigt an.

Vom Phasenschieberkondensator CAP aus gesehen wird der Ausgleichsstrom Io zur verzögerten Blindleistung an der Eingangsseite des Steuerumrichters CC.

Fig. 5 veranschaulicht eine Äquivalentschaltung entsprechend einem Einphasenkreis an der Eingangsseite des Steuerumrichters CC, wobei letzterer durch eine einen Verzögerungsstrom liefernde variable Induktivität Lcc ersetzt ist. Die Resonanzfrequenz fcap der Schaltung läßt sich ausdrücken zu:

Eine Vergrößerung des Ausgleichsstroms kann als einer Verkleinerung der Äquivalent-Induktivität Lcc gleich angesehen werden. Aus diesem Grund erhöht sich die Frequenz fcap der Spannungen Va′, Vb′ und Vc′, und sie nähert sich stärker an die Frequenz fc der Bezugsspannungen ea, eb und ec an.

Ebenso erfahren im Fall von fcap < fc der Ausgleichsstrom Io eine Verringerung und Lcc eine Erhöhung, wobei ein stabiler Zustand bei fcap = fc erreicht wird.

Wenn die Phase der Spannung des Phasenschieberkondensators CAP gegenüber der Phase der Bezugsspannung verzögert wird, vergrößert sich der Ausgleichsstrom wie im Fall von fcap < fc, so daß die Spannungsphase des Phasenschieberkondensators CAP zur Voreilung gebracht wird. Falls dagegen die Phase der Spannung des Phasenschieberkondensators CAP der Phase der Bezugsspannung voreilt, verringert sich der Ausgleichsstrom wie im Fall von fcap < fc, wodurch die Spannungsphase des Phasenschieberkondensators CAP verzögert wird. Auf diese Weise wird die Größe des Ausgleichsstroms automatisch so eingestellt, daß die Spannungen Va, Vb und Vc des Phasenschieberkondensators CAP in Frequenz und Phase den Bezugsspannungen ea, eb und ec gleich eingestellt werden können.

In der Praxis eilen jedoch die Phasen der an den Phasenschieberkondensator CAP angelegten Spannungen Va, Vb und Vc aufgrund von Schaltungsverlust denen der Bezugsspannungen ea, eb und ec nach. Wenn der Nacheil- oder Verzögerungswinkel (delay angle) R ist, lassen sich die Kondensatorspannungen Va, Vb und Vc wie folgt ausdrücken:

Va = Vcap · sin (ω c · t - R) (11)
Vb = Vcap · sin (l c · t) - R + 2 π/3) (12)
Vc = Vcap · sin (ω c · t - R - 2 π/3) (13)

Darin bedeutet: Vcap = Scheitelwert der Spannung am Kondensator CAP.

Im folgenden sind anhand von Fig. 1 die Operation der Regelung oder Einstellung des Scheitelwerts Vcap der an den Phasenschieberkondensator CAP angelegten Spannungen Va, Vb und Vc und die Operation der Regelung des Phasenwinkels R erläutert.

Der Eingangsstrom Is wird zunächst wie folgt geregelt:

Der Eingangsstrom Is wird vom Stromtransformator CTs zum Komparator C 2 geliefert und (in diesem) mit einem Befehls- oder Sollwert Is* verglichen; die Abweichung ε I = Is* - Is wird dem Eingangsstrom-Regelkompensator GI(S) eingespeist. Kurz gesagt, dieser Kompensator GI(S) dient lediglich zum Invertieren des Proportionalitätsfaktors KI. Das Ausgangssignal eGI des Kompensators GI(S) wird zum Phasenregler PHP des Positivgruppen-Stromrichters SSP über die Addierstufe A 1 geliefert. Weiterhin wird das Ausgangssignal dieses Komparators GI(S) über den invertierenden Verstärker INV und die Addierstufe A 2 zum Phasenregler PHN des Negativgruppen- Stromrichters SSN geschickt. Wenn dabei das Ausgangssignal eGo des Ausgleichsstrom-Regelkompensators Go(S) ausreichend klein ist, lassen sich die Eingangsspannungen να P und να N der Phasenregler PHP und PHN wie folgt ausdrücken:

να P ≅ -KI · ε I (14)
να N ≅ KI · ε I (15)

Infolgedessen lassen sich die Ausgangsspannungen der Positivgruppen- und Negativgruppen-Stromrichter unter Heranziehung des Proportionalitätsfaktors kc wie folgt ausdrücken:

VP = kc · να P ≅ -kc · KI · ε I (16)
VN = -kc · να N ≅ VP (17)

Im Fall von Is* < Is wird die Abweichung ε I positiv, so daß VP und VN abnehmen. Infolgedessen wird die an die Drossel Ls angelegte Spannung Vs - (VP + VN)/2 positiv, so daß sich der Eingangsstrom Is vergrößert.

Im Fall von Is* < Is wird dagegen die Abweichung e I negativ, so daß sich VP und VN vergrößern und der Eingangsstrom Is kleiner wird. Der Betrieb wird stabil, wenn Is = Is* gilt.

Im folgenden ist die Operation der Einstellung oder Regelung des Scheitelwerts Vcap der an den Phasenschieberkondensator angelegten Spannung erläutert.

Augenblicks- oder Istwerte der an den Phasenschieberkondensator CAP angelegten Spannungen Va, Vb und Vc werden durch den Dreiphasen-Potentialtransformator PTcap erfaßt. Die erfaßten Größen oder Werte werden zur Bestimmung des Scheitelwerts Vcap durch den Gleichrichter D gleichgerichtet.

Der erfaßte Scheitelwert Vcap wird dem Komparator C 1 eingespeist und mit dem Soll-Scheitelwert Vcap* verglichen. Die Abweichung ε v = Vcap* - Vcap wird dem nachgeschalteten Spannungsregelkompensator GV(S) eingespeist und einer Proportionalitätsverstärkung oder Integration unterworfen. Ein Ausgangssignal des Kompensators GV(S) wird als Sollwert (instruction value) Is* zum Regeln des Eingangsstroms Is benutzt.

Im Fall von Vcap* < Vcap wird die Abweichung ε v positiv, und sie wird über den Kompensator GV(S) zugeführt, um die Größe des Strom-Sollwerts Is* zu vergrößern. Wie vorher beschrieben, wird der Eingangsstrom Is so geregelt, daß er mit dem Sollwert Is* koinzidiert. Demzufolge vergrößert sich der Eingangsstrom Is, und es wird eine Effektivleistung Ps = Vs · Is von der Stromquelle SUP zum Phasenschieberkondensator CAP geliefert. Aus diesem Grund erhöht sich die Speicherenergie (1/2)Ccap · (Vcap)² = Ps · t im Kondensator. Der Spannungsscheitelwert Vcap erhöht sich damit.

Im Fall von Vcap* < Vcap dagegen die Abweichung ε v negativ, und sie wird über den Komparator GV(S) zur Verkleinerung des Strom-Sollwerts Is* zugeführt oder geliefert. Wenn die Abweichung ε v einen großen negativen Wert erreicht, kann Is* negativ werden. Als Ergebnis wird die Effektivleistung Ps negativ, und die Speicherenergie im Kondensator wird zur Stromquelle SUP rückgespeichert, so daß sich Vcap verkleinert. Die Regeloperation wird durchgeführt, um letztlich Vcap - Vcap* zu erzielen.

Wie erwähnt, wird der Spannungsscheitelwert Vcap des Phasenschieberkondensators CAP so geregelt, daß er mit einem Sollwert Vcap* übereinstimmt.

Nachstehend ist die Operation beim Regeln des Ausgleichsstroms im Steuerumrichter erläutert.

Der Ausgleichsstrom Io des Steuerumrichters CC kann unter Heranziehung der Ausgangsströme IP und IN von Positivgruppen- bzw. Negativgruppen-Stromrichter wie folgt abgeleitet werden:

Io = (IP + IN - |IP - IN |)/2 (18)

Der auf diese Weise erhaltene (obtained) Ausgleichsstrom Io wird dem Komparator C 4 eingespeist und (darin) mit dem Sollwert Io* verglichen. Die Abweichung ε o = Io* - Io wird dem Kompensator Go(S) eingegeben und der Proportionalitätsverstärkung unterworfen. Wenn der Proportionaltitätsfaktor von Go(S) gleich Ko ist, lassen sich die Phasenregeleingangsspannungen να P und να N wie folgt umschreiben:

να P = -KI · e I + Ko · ε o (19)
να N = KI · ε I + Ko · e o (20)

Im Fall von Io* < Io wird die Abweichung ε o positiv, so daß die Ausgangsspannung VP des Positivgruppen-Stromrichters SSP ansteigt und die Ausgangsspannung VN des Negativgruppen-Stromrichters SSN abnimmt. Demzufolge ergibt sich VP < VN, so daß der Ausgleichsstrom Io größer wird.

Im Fall von Io* < Io wird dageben die Abweichung ε o negativ, so daß demzufolge VP < VN gilt, was eine Verkleinerung des Ausgleichsstroms Io zur Folge hat. Der Betrieb wird stabil, wenn Io ≅ Io* gilt.

Nachstehend ist ein Verfahren zum Einstellen oder Regeln der Phasendifferenz R der an den Phasenschieberkondensator CAP angelegten Spannungen Va, Vb und Vc mittels des Ausgleichsstroms Io beschrieben.

Fig. 6 zeigt in einem Schaltbild den Aufbau des Phasendifferenzdetektors SITA gemäß Fig. 1. In Fig. 6 sind mit k 1-k 3 Proportionalitätsfaktoren, mit ML 1-ML 3 Multiplizierstufen, mit AD eine Addierstufe, mit K ein Proportionalitätsfaktor und mit VT ein Phasenschieber bezeichnet.

Zunächst werden Ausgangssignale ea, eb und ec des externen Oszillators OSC mittels des Phasenverschiebers VT in Signale ea′, eb′ und ec′ mit einer Phasenvoreilung von 90° umgewandelt. Damit ergeben sich die folgenden Beziehungen:

ea′ = (ec - eb)/√ = sin (ω c · t + π/2) = cos (ω c · t) (21)
-eb′ = (ea - ec)/√ = cos (ω c · t - π/3) (22)
ec′ = (eb - ea)/√ = cos (ω c · t + π/2) (23)

Durch den Dreiphasen-Potentialtransformator PTcap erfaßte Augenblicks- oder Istwerte Va, Vb und Vc des Phasenschieberkondensators CAP werden mittels Porportionalitätsfaktoren k 1-k 3 normalisiert und in Einheitsspannungen (unit voltages) ν a, ν b, und ν c umgewandelt.

Die Multiplizierstufen ML 1-ML 3, die Addierstufen AD und die Proportionalitätsfaktoren werden benutzt zur Ableitung eines Sinuswerts sin R mit Phasendifferenz R gemäß folgender Gleichung:

Wenn die Phasendifferenz R nicht sehr groß ist, gilt R ≅ sin R , so daß sich auch dann kein ernsthaftes Problem ergibt, wenn sin R als Regelgröße (control amount) benutzt wird. Die genaue Größe von R kann ermittelt werden durch Ausführen der Operation von sin^-1 in bezug auf das abgeleitete Ergebnis über einen Funktionswandler 60.

Die Phasendifferenz R ist als positiv ausgedrückt, wenn sie voreilt (is leading).

Die ermittelte Phasendifferenz R wird dem Komparator C 3 (Fig. 1) eingespeist und mit dem Sollwert R* verglichen, der normalerweise auf Null gesetzt ist. Die Abweichung εR = R* - R vom Komparator C 3 wird dem Phasendifferenzregler H R (S) eingegeben und einer Proportionalitätsverstärkung oder Integration unterworfen. Ein Ausgangssignal des Reglers H R (S) wird als Ausgleichsstrom-Sollwert Io* benutzt.

Im Fall von R* < R wird die Abweichung εR positiv, so daß der Ausgleichsstrom-Sollwert Io* über den Regler H R (S) vergrößert wird. Der Sollwert Io wird daher ebenfalls größer, so daß sich Lcc im Äquivalentschaltkreis nach Fig. 5 verkleinert. Die Frequenz fcap in Gleichung (10) wird daher hoch, um damit die Phase R der Spannungen Va, Vb und Vc des Phasenschieberkondensators CAP voreilen zu lassen.

Im Fall von R* < R wird die Abweichung εR negativ, so daß der Ausgleichsstrom-Sollwert Io kleiner wird und sich die Frequenz fcap in Gleichung (10) verringert. Als Ergebnis wird die Phase R der Spannungen Va, Vb und Vc vergrößert.

Der Betrieb wird schließlich bei R = R* stabil. Wenn der Sollwert R* gleich Null ist, wird die Phasendifferenz R zu Null. Die anliegenden Spannungen Va, Vb und Vc des Phasenschieberkondensators CAP koinzidieren daher in ihrer Phase vollkommen mit den Bezugssignalen vom externen Oszillator OSC.

Auf diese Weise werden nachteilige Erscheinungen, wie Nichtlinearität und Sättigung, in der Phasenregeloperation vermieden, und es kann ein weiter Regelbereich erzielt werden.

Auch wenn weiterhin die Last schnell geändert wird und eine Phasendifferenz R auftritt, arbeitet die Phasenregelschleife effektiv zur schnellen Unterdrückung der Phasendifferenz R und Wiederherstellung des ursprünglichen Zustands. Die Möglichkeit für Kippen oder Polwendung (commutation failure) kann damit unterbunden werden.

Fig. 6A veranschaulicht ein anderes Beispiel für den Phasendifferenzdetektor SITA nach Fig. 1. Fig. 6B zeigt Wellenformen von Signalen in der Schaltung nach Fig. 6A. In der Darstellung von Fig. 6B sind mit Ausnahme der Phasendifferenz von 120° die durch das Signal e dargestellten Signale ea, eb und ec dieselben (wie vorher). Ebenso sind die Spannungen Va, Vb und Vc durch die Spannung V dargestellt.

Gemäß Fig. 6A werden Dreiphasen-Bezugssignale ea, eb und ec einem Wellenformer 61 eingespeist, welcher den Nulldurchgangspunkt jedes der Signale ea, eb und ec feststellt und Dreiphasen-Rechtecksignale e Φ erzeugt. Dreiphasen- Kondensatorspannungen Va, Vb und Vc werden einem Wellenformer 62 eingespeist, der den Nulldurchgangspunkt jeder der Spannungen Va, Vb und Vc feststellt und Dreiphasen- Rechtecksignale V Φ erzeugt. Die Signale e Φ und V Φ werden einem Phasenkomparator 63 eingegeben, welcher die Signalphasen von Va, Vb und Vc (= V Φ) mit denen von ea, eb bzw. ec (= e Φ) vergleicht. Der Komparator 63 erzeugt ein Tor(steuer)signal (gate signal) Φ , welches die Phasendifferenz ( R ) zwischen V R repräsentiert.

Das Signal Φ wird als Torsignal einem Zähler 64 eingespeist, welcher den Taktimpuls CK für jede Periode des Torsignals Φ zählt. Das numerische oder digitale Ausgangssignal R des Zählers 64 stellt dann die Phasendifferenz zwischen V Φ und e Φ dar. Das digitale Ausgangssignal R vom Zähler 64 wird in einer Verriegelungsschaltung 65 für jede zyklische Periode des Signals R zwischengespeichert. Die in der Verriegelungsschaltung 65 verriegelten Daten ( R ) werden durch einen D/A-Wandler 66 in ein Analogsignal R umgewandelt. Das so erhaltene Analogsignal R wird dem Regler H R (S) gemäß Fig. 1 oder 10 oder einem automatischen Phasenregler A R R gemäß Fig. 8 oder 9 zugespeist. (Der Regler A R R entspricht den Schaltungsbauteilen C 3, H R [S] gemäß Fig. 1).

Fig. 7 ist ein Schaltbild zur Darstellung des Aufbaus einer anderen Ausführungsform eines Reglers gemäß der Erfindung.

Bei dieser Ausführungsform wird ein Ausgangssignal des Kompensators H R (S) nicht als Anweisungs- bzw. Sollwert für den Ausgleichsstrom benutzt, sondern über Addierstufen A 1 und A 2 Phasenreglern PHP und PHN zugeführt.

Der Ausgleichsstrom des Steuerumrichters CC kann auf praktisch dieselbe Weise, wie in Verbindung mit Fig. 1 beschrieben, eingestellt werden; die Phasendifferenz R wird so geregelt, daß sie mit dem Sollwert R* koinzidiert bzw. übereinstimmt.

Fig. 8 veranschaulicht eine andere Ausführungsform der Erfindung. Diese umfaßt eine Dreiphasen-Wechselstromquelle SUP, einen ersten Ausgleichsstrom-Steuerumrichter CC- 1, einen Hochfrequenz-(Kommutator-)Phasenschieberkondensator CAP, einen zweiten Steuerumrichter CC- 2, einen Dreiphasen-Wechselstrommotor M, einen Drehzahldetektor PG, Stromtransformatoren CTs und CTL, einen Spannungstransformator PTcap, einen Gleichrichter D, einen Phasendifferenzdetektor SITA, einen Spannungsregler AVR, einen Eingangsstromregler ACR 1, einen Phasendifferenzregler A R R, einen Ausgleichsstromregler ACCR, einen externen Oszillator OSC, einen Phasenregler PHC 1 des ersten Steuerumrichters, einen Geschwindigkeits- oder Drehzahlregler SPC, einen Motorstromregler ACR 2 sowie einen Phasenregler PHC 2 des zweiten Steuerumrichters.

Die Ausführungsform nach Fig. 8 ähnelt derjenigen nach Fig. 1, nur mit dem Unterschied, daß die Stromquelle SUP eine Wechselstromquelle ist. Ein Ausgangssignal des Reglers AVR wird als Sollgrößen oder -werte ISR*, ISS* und IST* der Dreiphasen-Eingangsströme ISR, ISS bzw. IST benutzt.

Der zweite Steuerumrichter CC- 2 und der Wechselstrommotor M sind als Lastvorrichtung geschaltet. Der Steuerumrichter CC- 2 liefert Sinusströme ILU, ILV und ILW variabler Spannung und variabler Frequenz zum Motor M unter Heranziehung des Phasenschieberkondensators als Hochfrequenzstromquelle.

Fig. 9 veranschaulicht noch eine andere Ausführungsform der Erfindung. Diese umfaßt eine erste Gleichstromquelle Vs, eine Gleichspannungsdrossel Ls, einen Ausgleichsstrom- Steuerumrichter CC, einen Hochfrequenz-(Kommutator-)Phasenschieberkondensator SSL, einen getrennt oder fremderregten Stromrichter (converter) SSL, eine Gleichspannungsdrossel DC und eine zweite Gleichstromquelle VL.

Der Steuerumrichter CC enthält einen Mitsystem- oder Positivgruppen- Stromrichter SSP, einen Gegensystem- oder Negativgruppen- Stromrichter SSN sowie Gleichspannungsdrosseln Lo 1 und Lo 2.

Stromtransformatoren CTS und CTL, ein Spannungstransformator PTcap, einen Gleichrichter D, ein Phasendifferenzdetektor SITA, ein Spannungsregler AVR, ein erster Gleichstromregler ACR 1, ein Phasendifferenzregler A R R, ein Ausgleichsstromregler ACCR, ein zweiter Gleichstromregler ACR 2, ein externer Oszillator OSC sowie Phasenregler PHC 1 und PHC 2 sind als Steuer- oder Regelschaltung vorgesehen.

Als zweite Gleichspannungsquelle VL kann eine Solarzellenbatterie verwendet werden. Der getrennt erregte Stromrichter SSL bewirkt die natürliche Kommutierung unter Heranziehung des Kommutator-Phasenschieberkondensators als Hochfrequenzstromquelle, und er liefert den von einer Solarzellenbatterie VL erzeugten Strom zum Hochfrequenz-Phasenschieberkondensator.

Wenn sich die Speicherenergie im Phasenschieberkondensator CAP erhöht, überträgt der Ausgleichsstrom-Steuerrichter CC die Speicherenergie zur ersten Gleichstromquelle (z. B. eine Gleichstromübertragungsleitung) zwecks Regelung des Scheitelwerts der am Phasenschieberkondensator anliegenden Spannungen Va, Vb und Vc, um diese(n) auf einer konstanten Größe zu halten

Die Phasendifferenzregelung erfolgt auf die in Verbindung mit Fig. 1 beschriebene Weise.

In Verbindung mit den beschriebenen Ausführungsformen ist ein Fall erläutert worden, in welchem eine Lastvorrichtung LOAD angeschlossen ist. Die Erfindung ist jedoch auch auf einen Leistungs- oder Stromeinsteller (power adjuster), wie ein Aktivfilter, als Anwendungsbeispiel für die Hochfrequenz- Verbindungsumformeranordnung anwendbar.

Fig. 10 verdeutlicht die Anwendung der Erfindung auf das genannte Aktivfilter. Die Schaltung nach Fig. 10 entspricht derjenigen gemäß Fig. 1 von US-PS 45 29 925. Ein Ausgangssignal ε V wird durch eine Schaltung GV(S) in ein Signal Ism umgewandelt. Das Signal Ism wird in einer Multiplizierstufe MLT mit einem Einheitssinuswellensignal sin ω t multipliziert, das mit der Wechselstromquellenspannung VS synchronisiert ist. Das Ausgangssignal Is* von der Multiplizierstufe MLT wird der Addierstufe AD zugeführt, welche das einen Laststrom repräsentierende Signal IL empfängt und einen Strombefehl oder -sollwert Ic* (= IL - Is*) liefert. Der Sollwert Ic* wird einem Komparator C 2 eingespeist, welcher den Strom Ic des Stromumrichters mit dem Sollwert Ic* vergleicht und das Vergleichsergebnis ( ε c) zu einer Schaltung GI(S) liefert. Mit Ausnahme der beschriebenen Einzelheiten entspricht der Schaltungsaufbau weitgehend demjenigen nach Fig. 1.

Wie vorstehend beschrieben, ist es erfindungsgemäß möglich, die Phase der Phasenschieberkondensator anliegenden Spannungen Va, Vb und Vc vollkommen mit der Phase der vom externen Oszillator gelieferten Bezugssignale ea, eb und ec in Koinzidenz zu bringen. Außerdem treten in der Phasenregelung des Stromumrichters keine ungünstigen Erscheinungen, wie Nichtlinearität und Sättigung auf, so daß ein weiter Regelbereich erzielbar ist. Da die Phasendifferenz R zwischen den Spannungen Va, Vb und Vc des Phasenschieberkondensators und den Bezugssignalen ea, eb und ec erfaßt (detektiert) und geregelt wird, kann eine Änderung in der Phasendifferenz R auf eine kleine Größe unterdrückt werden, und Schwingung kann schnell gedämpft werden, auch wenn die Last schnell geändert wird. Auf diese Weise kann verhindert werden, daß der Kommutierungsspannenwinkel des Steuerumrichters extrem klein wird, so daß damit die Möglichkeit für eine Beschädigung des Bauelements durch Kippen oder Polwendung ausgeschaltet wird. Infolgedessen kann eine höchst zuverlässige Hochfrequenz-Verbindungsumformeranordnung realisiert werden.

Zur weiteren Stützung der vorliegenden Offenbarung sei auf die folgenden US-PSen Bezug genommen:

• 1. US-PS 47 60 321, "Wechselstrommotor-Antriebsvorrichtung"; erteilt: 26. 07. 1988.
• 2. US-PS 45 70 214, "Blindleistungsregler-Steuerumrichter"; 11. 02. 1986.
• 3. US-PS 45 29 925, "Blindleistungskompensier-Steuerumrichter"; 16. 07. 1985.
• 4. US-PS 44 18 380, "Verfahren und Vorrichtung zum Regeln des Ausgleichsstroms eines Steuerumrichters; 29. 11. 1983.

Claims (9)

1. Umformeranordnung, gekennzeichnet durch (Fig. 1)
eine Stromquelleneinheit (SUP) zur Lieferung von elektrischem Strom,
einen als Hochfrequenz-Stromquelle dienenden Kondensator (CAP), an den eine Hochfrequenzspannung (Va, Vb, Vc) anlegbar ist,
einen Ausgleichsstrom(typ)-Steuerumrichter (CC) mit einer an den Kondensator (CAP) angeschlossenen Klemme und einer anderen, an die Stromquelleneinheit (SUP) angeschlossenen Klemme,
eine Bezugssignaleinheit (OSC) zur Erzeugung eines Phasenbezugssignals (ea, eb, ec) und
eine mit dem Steuerumrichter (CC) und der Bezugssignaleinheit (OSC) verbundene Operations- oder Betriebsregeleinrichtung (PTcap, D, PHP, PHN, C 1-C 4, A 1-A 2, INV, H R (S), Go(S), GV(S), GI(S), SITA) zum Steuern oder Regeln des Betriebs des Steuerumrichters (CC) in der Weise, daß eine Phasendifferenz ( R ) zwischen der Hochfrequenzspannung (Va, Vb, Vc) und dem Phasenbezugssignal (ea, eb, ec) zu einem vorgeschriebenen Phasenbezugswert ( R )* konvergiert.

2. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der vorgeschriebene Phasenbezugswert ( R )* mit praktisch Null gewählt ist.

3. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Betriebsregeleinrichtung (PTcap, D, PHP, PHN, C 1-C 4, A 1-A 2, INV, H R (S), Go(S), GV(S), GI(S), SITA) umfaßt (Fig. 1):
eine mit dem Kondensator (CAP) verbundene Spannungsdetektoreinheit (PTcap) zum Erfassen oder Messen der Hochfrequenzspannung (Va, Vb, Vc),
eine mit der Spannungsdetektoreinheit (PTcap) und der Bezugssignaleinheit (OSC) verbundene Phasenkomparator- oder -vergleichereinheit (SITA) zum Vergleichen einer Phase der Hochfrequenzspannung (Va, Vb, Vc) mit derjenigen des Phasenbezugssignals (ea, eb, ec) und zum Erzeugen eines Phasendifferenzsignals ( R ) das die Phasendifferenz ( R ) zwischen der Hochfrequenzspannung (Va, Vb, Vc) und dem Phasenbezugssignal (ea, eb, ec) repräsentiert,
eine mit der Phasenkomparatoreinheit (SITA) verbundene und auf den vorgeschriebenen Phasenbezugswert ( R ) ansprechende Fehlerdetektoreinheit (C 3) zum Detektieren eines Phasenfehlersignals ( εR ), das eine Differenz zwischen dem vorgeschriebenen Phasenbezugswert ( R*) und dem Phasendifferenzsignal ( R ) darstellt, sowie
eine mit der Fehlerdetektoreinheit (C 3), dem Steuerumrichter (CC) und der Bezugssignaleinheit (OSC) verbundene Einrichtung (PHP, PHN, C 1, C 2, C 4, A 1-A 2, INV, H R (S), Go(S), GV(S), GI(S), SITA) zum Regeln eines über den Steuerumrichter (CC) fließenden Ausgleichsstroms (Io) in Übereinstimmung mit dem Phasenfehlersignal ( εR ) in der Weise, daß (sich) die Phasendifferenz ( R ) zwischen der Hochfrequenzspannung (Va, Vb, Vc) und dem Phasenbezugssignal (ea, eb, ec) auf den vorgeschriebenen Phasenbezugswert ( R ) verringert bzw. konvergiert.

4. Anordnung nach Anspruch 1 dadurch gekennzeichnet, daß die Betriebsregeleinrichtung (PTcap, D, PHP, PHN, C 1-C 4, A 1-A 2, INV, H R (S), Go(S), GV(S), GI(S), SITA) umfaßt Fig. 7):
eine mit dem Kondensator (CAP) verbundene Spannungsdetektoreinheit (PTcap) zum Detektieren der Hochfrequenzspannung (Va, Vb, Vc),
eine mit der Spannungsdetektoreinheit (PTcap) und der Bezugssignaleinheit (OSC) verbundene Phasenkomparator- oder -vergleichereinheit (SITA) zum Vergleichen einer Phase der Hochfrequenzspannung (Va, Vb, Vc) mit derjenigen eines Phasenbezugssignals (ea, eb, ec) und zum Erzeugen eines Phasendifferenzsignals ( R ), das die Phasendifferenz ( R ) zwischen der Hochfrequenzspannung (Va, Vb, Vc) und dem Phasenbezugssignal (ea, eb, ec) repräsentiert,
eine mit der Phasenkomparatoreinheit (SITA) verbundene und auf den vorgeschriebenen Phasenbezugswert ( R*) ansprechende Fehlerdetektoreinheit (C 3) zum Detektieren eines Phasenfehlersignals ( εR ), das eine Differenz zwischen dem vorgeschriebenen Phasenbezugswert ( R*) und dem Phasendifferenzsignal ( R ) darstellt, sowie
eine mit der Fehlerdetektoreinheit (C 3), dem Steuerumrichter (CC) und der Bezugssignaleinheit (OSC) verbundene Einrichtung (PHP, PHN, C 1, C 2, A 1-A 2, INV, H R (S), GV(S), GI(S), SITA) zum Steuern des Betriebs des Steuerumrichters (CC) nach Maßgabe des Phasenfehlersignals ( R ) in der Weise, daß (sich) die Phasendifferenz ( R ) zwischen der Hochfrequenzspannung (Va, Vb, Vc) und dem Phasenbezugssignal (ea, eb, ec) auf den vorgeschriebenen Phasenbezugswert ( R*) verringert bzw. konvergiert.

5. Anordnung nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasenkomparatoreinheit (SITA) umfaßt (Fig. 6):
einen mit der Bezugssignaleinheit (OSC) verbundenen Phasenschieber (VT) zum Verschieben einer Phase des Phasenbezugssignals (ea, eb, ec) um praktisch 90° und zum Liefern eines phasenverschobenen Signals (ea′, eb′, ec′) sowie
eine mit dem Phasenschieber (VT) verbundene Multipliziereinheit (K 1-K 3, ML 1-ML 3, AD, K, 60) zum Multiplizieren des phasenverschobenen Signals (ea′, eb′, ec′) mit einem der Hochfrequenzspannung (Va, Vb, Vc) entsprechenden Signal und zum Ableiten des Phasendifferenzsignals ( R ) aus einem Ergebnis dieser Multiplikation.

6. Anordnung nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasenkomparatoreinheit (SITA) umfaßt (Fig. 6A):
eine mit der Bezugssignaleinheit (OSC) verbundene erste Schaltung (61) zum Erfassen eines Nulldurchgangspunkts des Phasenbezugssignals (ea, eb, ec) und zum Erzeugen eines ersten Phasensignals (e Φ ), das eine Phase des Phasenbezugssignals (ea, eb, ec) repräsentiert,
eine mit dem Kondensator (CAP) verbundene zweite Schaltung (62) zum Erfassen eines Nulldurchgangspunkts der Hochfrequenzspannung (Va, Vb, Vc) und zum Erzeugen eines zweiten Phasensignals (v R ), das eine Phase der Hochfrequenzspannung (Va, Vb, Vc) repräsentiert,
eine mit erster und zweiter Schaltung (61, 62) verbundene dritte Schaltung (63) zum Erfassen oder Detektieren einer Phasendifferenz zwischen erstem und zweitem Phasensignal (e Φ , V R bzw. V Φ ) und zum Erzeugen eines Phasendifferenzsignals ( R ) mit einer Signaldauer, die das Phasendifferenzsignal ( R ) repräsentiert, sowie
eine mit der dritten Schaltung (63) verbundene Einrichtung (64-66) zum Messen der Signaldauer des Phasendifferenzsignals ( R ) und Ableiten des Phasendifferenzsignals ( R ) aus einem Ergebnis dieser Messung.

7. Anordnung nach Anspruch 1, gekennzeichnet, durch eine Last (LOAD), die mit dem Kondensator (CAP) verbunden ist und die umfaßt (Fig. 8):
einen Motor (M),
einen zweiten Steuerumrichter (CC- 2) mit einer mit dem Kondensator (CAP) verbundenen Klemme und einer anderen, an den Motor (M) angeschlossenen Klemme, sowie
eine mit dem Motor (M), dem zweiten Steuerumrichter (CC- 22) und der Bezugssignaleinheit (OSC) verbundene Einrichtung (PG, SPC, ACR 2, PHX 2 ) zum Regeln einer Drehzahl des Motors (M) auf der Grundlage einer gegebenen Drehzahlreferenz ( ω r*) und des Phasenbezugssignals (ea, eb, ec).

8. Anordnung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine mit dem Kondensator (CAP) verbundene Last (LOAD), die umfaßt (Fig. 9):
einen Lastkreis (VL),
einen Inverter (SSL) mit einer mit dem Kondensator (CAP) verbundenen Klemme und einer anderen, an den Lastkreis (VL) angeschlossenen Klemme sowie
eine mit dem Lastkreis (VL), dem Inverter (SSL) und der Bezugssignaleinheit (OSC) verbundene Einrichtung (CTL, ACR 2, PHC 2 ) zum Regeln eines Stroms (IL) des Lastkreises (VL) auf der Grundlage einer gegebenen Stromreferenz (IL*) und des Phasenbezugssignals (ea, eb, ec).

9. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Stromquelleneinheit (SUP) eine Wechselspannungsquelle oder -versorgung aufweist, und
ferner gekennzeichnet durch (Fig. 10)
eine auf den vorgeschriebenen Phasenbezugswert ( R*), einen zwischen dem Ausgleichsstrom-Steuerumrichter (CC) und der Wechselstromquelle fließenden Strom (Ic) sowie ein mit einer Spannung (Vs) der Wechselstromquelle synchronisiertes Einheitssinuswellensignal (unit sine wave signal) (sin l t) ansprechende Einrichtung (MLT, AD, C 2, GI(S), A 1-A 2, PHP, PHN, SITA, C 3, H R [S]) zum Betätigen des Ausgleichsstrom-Steuerumrichters (CC) in der Weise, daß der Steuerumrichter (CC) als Aktivfilter wirkt.