JPH0199476A - 高周波リンク変換装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の目的〕 （産業上の利用分野） 本発明は高周波電源となる進相コンデンサの電圧を利用
して自然転流させる高周波リンク変換装置に関する。

（従来の技術） 先に高周波リンク変換装置の応用技術の１つとして交流
電動機駆動装置（特願昭６ｌ−１６５０２８）等を提案
した。

この交流電動機駆動装置は、高周波電源となる進相コン
デンサの印加電圧を利用して２台のサイクロコンバータ
を自然転流させるもので、第１のサイクロコンバータは
、上記進相コンデンサに印加される電圧の波高値がほぼ
一定になるように交流電源から供給される入力電流を制
御している。

また、第２のサイクロコンバータは、進相コンデンサを
高周波電源として周波数変換を行い、交流電動機に可変
電圧可変周波数の正弦波電流を供給する。

この装置においては前記交流電源から供給される入力電
流を電源電圧と同相の正弦波に制御することができ、入
力力率＝１で入力電流高調波の少ない運転を達成するこ
とができる。また、交流電動機に供給される電流は正弦
波に制御されトルクリップルのない運転ができ、しかも
その出力周波数の上限値として数百ｍの運転が可能であ
る。すなわち、超高速大容量の交流可変速電動機を提供
できるものである。

（発明が解決しようとする問題点） 上記従来の高周波リンク変換装置は１次のような問題点
がある６ すなわち、従来の装置は、原理的には進相コンデンサに
印加される電圧の周波数と位相は、上記サイクロコンバ
ータの位相制御回路に与えられる基準信号（高周波３相
電圧）の周波数と位相に一致するように、第１のサイク
ロコンバータの循環電流値が自然に増減するものである
が、実際には、回路損失等のため、進相コンデンサの印
加電圧の位相と基４電圧の位相にずれが発生する。この
結果、各コンバータの入力端子に実際に印加される電圧
と当該コンバータの点弧位相を決定する位相基準電圧が
一致しなくなり、必要な出力電圧を発生させることがで
きなくなる。その分位相入力信号がずれてしまい、制御
可能な領域を縮め、位相制御の非線形性や飽和を招いて
いた。

また、高周波リンク変換装置の負荷が急変した場合、従
来の装置では、進相コンデンサに印加される電圧の位相
が上記基準電圧に対して変動し。

その変化の減衰が遅い欠点がある。このような進相コン
デンサの印加電圧の位相の変動は、自然転流の転流失敗
を招き、過電流等により、素子に悪影響を与える。

本発明は、以上の問題点に鑑みてなされたもので、高周
波電圧源となる進相コンデンサの印加電圧の位相を安定
させ、かつ、基準電圧との位相ずれをなくすことにより
広範囲の位相制御領域を確保し、自然転流の転流限界を
向上させた高周波リンク変換装置を提供することを目的
とする。

〔発明の構成〕

（問題点を解決するための手段） 以上の目的を達成するために、本発明は直流又は交流電
源と、当該電源に出力側端子が接続された循環電流式サ
イクロコンバータと、当該サイクロコンバータの入力側
端子に接続された高周波進相コンデンサと、前記サイク
ロコンバータの点弧位相を制御する位相制御回路と、当
該位相制御回路に位相基準信号を与える外部発振器と、
前記進相コンデンサに印加される電圧の波高値を制御す
る手段と、前記外部発振器から与えられる基準信号と前
記進相コンデンサに印加される電圧との位相差を検出す
る手段と、当該位相差を制御する手段とを具備している
。

（作　用） 循環電流式サイクロコンバータは進相コンデンサに印加
される電圧を利用して自然転流する。当該進相コンデン
サに印加される電圧の波高値は前記サイクロコンバータ
により、直流又は交流電源から供給される電流を調整す
ることにより、はぼ一定に制御される。また１、当該サ
イクロコンバータの点弧位相を制御する位相制御回路に
は、外部発振器によ１す、位相基準信号が与えられる。

この結果、進相コンデンサに印加される電圧の周波数と
位相は該基準信号の周波数と位相に一致するように動作
する。しかしながら、実際には、回路損失等によって進
相コンデンサの印加電圧と基準信号との間に位相差が発
生する。当該位相差を検出し、前記サイクロコンバータ
の循環電流を調整し位相差が零になるように制御する。

また、進相コンデンサに負荷（例えば、交流電動機を駆
動する第２のサイクロコンバータ等）を接続したとき、
当該負荷が急変した場合、前記進相コンデンサに印加さ
れる電圧の波高値や周波数及び位相が変動しようとする
が、前記波高値制御手段により電圧の大きさは一定に保
たれ、かつ、位相差制御手段により電圧の周波数及び位
相は安定に保たれる。

この結果、各コンバータの位相制御は安定し。

転流失敗がなく、かつ広範囲な位相制御を確保すること
ができる。

（実施例） 第１図は本発明の高周波リンク変換装置の一実施例を示
す構成図である。

図中、　　ｓｕｐは直流電源、Ｌｓは直流リアクトル、
ＣＣは循環電流式サイクロコンバータ、ＣＡＰは進相コ
ンデンサ、ＬＯＡＤは負荷装置である。

循環電流式サイクロコンバータＣＣは、正群コンバータ
ＳＳＰと負群コンバータＳＳＮ及び直流リアクトルＬｏ
ｔｓ　Ｌｏ２で構成されている。

また制御回路として、電流検出器ＣＴｓ、電圧検出器Ｐ
Ｔｃａｐ、　ＩＩ流流路路１位相差検出器５ＩＴＡ、比
較器０１〜Ｃ４、加算器Ａ工、Ａ２、電圧制御補償回路
Ｇｖ（Ｓ）、入力電流制御補償回路Ｇｘ（Ｓ）、循環電
流制御補償回路Ｇｏ（Ｓ）、位相差制御補償回路！１．
（Ｓ）、反転増幅器ＩＮＶ、位相制御口、路ＰＨＰ、　
ＰＩＮ及び外部発振器ＯＳＣが用意されている。

循環電流式サイクロコンバータＣＣは、進相コンデンサ
ＣＡＰに印加される電圧Ｖａｔ　Ｖｂｔ　Ｖ６の波高値
ｖｅａｐがほぼ一定になるように直流電源ＳＵＰから供
給される電流■ｓを制御する。

また、負荷装置ＬＯＡＤは、例えば、誘導電動機を駆動
するサイクロコンバータ等で、前記高周波進相コンデン
サＣＡＰを３相電圧源として当該サイクロコンバータに
より誘導電動機に可変電圧可変周波数の交流電力を供給
する。

次に、各制御動作を説明する。

まず、負群コンバータＳＳＮを介して進相コンデンサＣ
ＡＰに電圧を確立させる動作を説明する。

第２図は、直流電源ＶＳと負群コンバータＳＳＮと進相
コンデンサＣａｂｓ　Ｃｂａｙ　Ｃｃａと直流リアクト
ルしｓの関係を示す等価回路である。

第２図の回路で、サイリスタＳ２とＳ４に点弧パルスが
入った場合、充電々流Ｉｓは電源ＶＳ＋→リアクトルＬ
ｓ→サイリスタＳ４→コンデンサＣａｂ→サイリスタＳ
２→電源ｖｓ−の経路と、電源ＶＳ＋→リアクトルＬ３
→サイリスタＳ、→コンデンサＣＣａ→コンデンサＣｂ
ｃ→サイリスタＳ２→電源ＶＳ−の経路に流れる。この
結果、　コンデンサＣａｂには電源電圧ｖｓが充電され
、　コンデンサＣｂｃｖ　ＣＣａには−ＶＳ／　２の電
圧が印加される。

第３図（ａ）は、負群コンバータＳＳＮのサイリスタＳ
１〜Ｓ、の点弧モードを示すもので、第１図の外部発振
器Ｏｓｏからの３相基準信号ｅａ＋　ｅｂ＊　ｅｃに同
期して点弧パルスが与えられる。第２図のモードの後は
サイリスタＳ、に点弧パルスが与えられる。すると、　
コンデンサＣｂｅに充電された電圧によって、サイリス
タＳ２に逆バイアス電圧が印加され、Ｓ３はオフする。

すなわち、起動時には進相コンデンサＣＡＰは転流コン
デンサの役目をはたす、サイリスタＳ４とＳ、がオンす
ると、コンデンサＣａｂｖ　ＣｂｅｙＣＣａに印加され
る電圧も変化する。

第３図（ｂ）は、（ａ）のモードで点弧されたときの第
２図のａ、ｂ端子間の電圧Ｖａ−ｂと相電圧Ｖａの波形
を表す。電圧Ｖａ−ｂはリアクトルＬＳを介して充電さ
れるため、破線の如く、除々に立上る。その時間を２６
とした場合、Ｖａ−ｂの基本波成分はδだけ遅れる。相
電圧ｖａは、当該線間電圧Ｖａ−ｂに対して（π／６）
ラジアンだけ位相が遅れる。

第３図の点弧モードと相電圧ｖ８を比較するとわかるよ
うに、起動時の位相制御角αＮは、αＮ＝π−δ　（ラ
ジアン）　　　　　　　・・・■となっている。δはあ
まり大きくないので、近似的にはαＮ４１８０’で運転
されていることになる。

このときのコンバータＳＳＮの出力電圧ＶＮは・、第２
図の矢印の方向を正と考えると、 ＶＮ　＝　　ｋｖ　＠Ｖｃａｐ　’　Ｃ０１１αＮ　　
　　　　°°■となっている。ただし、ｋＶは比例定数
、　ＶＣａＰはコンデンサの相電圧波高値とする。

当該出力電圧Ｖ、が電ｇ電圧ＶＳとつり合っている。

しかし、このままでは、進相コンデンサＣＡＰには。

当該電源電圧７８以上の電圧は充電されない。そこで、
点弧位相角αＮを９０°の方向に少しずらしてやる。す
ると■式で示される出力電圧ＶＮが減少し。

Ｖａ＞ＶＮとなる。この結果、充電々流Ｉｓが増大しコ
ンデンサ電圧ｖｃａｐを増大させ、ｖｓ＝　ＶＮとなっ
て落ち着く。さらにｖｃａｐを増大させたい場合には。

α、をさらに９０″の方向にずらし、　出力電圧ＶＮを
減少させることにより達成できる。

ａＨ＝９０°ではｖＮ＝Ｏｖトナリ、理論的ニｌ：！、
電源電圧Ｖｓがごくわずかな値でもコンデンサ電圧ｖｃ
ａｐを大きな値に充電することができる。しかし、実際
には、回路損失があるため、その分の電力供給は必要不
可欠のものとなる。

このようにして進相コンデンサＣＡＰの電圧ｖｃａｐを
任意の値に充電することができる。

このようにして確立された進相コンデンサＣＡＰの電圧
Ｖａｐ　Ｖｂｔ　Ｖｃが、第１図の位相制御回路ＰＨＰ
　。

ＰＨＮに与えられる３相基準電圧ｅａｙ　ｅｂｅ　Ｉ！
ｌｃの周波数と位相に大略一致することを次に説明する
。

サイクロコンバータＣＣは電源から供給される入力電流
Ｔｓを制御するため、電ＷＸ電圧ＶＳに応じて、その出
力電圧ＶＣ３を変化させている。ＣＣの出力電圧Ｖ。３
は正群コンバータＳＳＰの出力電圧ＶＰと負群コンバー
タＳＳＮの出力電圧ＶＮの平均値で１次のように表わさ
れる。

Ｖｃｓ　＝　（ＶＰ＋ＶＮ）　／　２　　　　　　　　
−　（３）また、循環電流ＩＱは、上記正群及び負群コ
ンバータの出力電圧の差Ｖｐ　−ＶＮが直流リアクトル
しｏ□。

ＬＯ，に印加されることにより流れる。すなわち。

Ｖｐ＞Ｖｓの場合、　ＩＯは増加し、逆ニｖＰ＜ｖＮの
場合、１、は減少する。

通常は、Ｖｐ舛ｖＮとなって循環電流１．の増減はない
。このとき点弧位相角は、 αＮ押１８０°−αＰ　　　　　　　　・・・に）の条
件を満足している。

第４図は、　αＰ＝４５’　ｌ　α、＝１３５°の場合
の位相制御基準信号ｅａｔ　ｅｂｔ　ｅＱと、正群及び
負群コンバータの点弧パルス信号を表わす。

基準信号ｅｎＨｅｂｖ　ｅＱは、外部発振器Ｏ３Ｃから
与えられるもので、次式のように表わせる。

ｅＱ　＝　ｇｉｎ　（ωＣ−ｔ＋２π／３）　　　　　
・・・■ここで、ωＣ＝２πｆｃは高周波の角周波数で
例えば、ｆｃ＝１に七程度に選ばれる。

進相コンデンサＣＡＰの相電圧Ｖａ＋　Ｖｂｅ　Ｖａが
上記基準電圧ｅａｐ　ｅｂｅ　ｅＱの周波数と位相に一
致している場合、コンバータＳＳＰ、　ＳＳＮの出力電
圧は次のようになる。

Ｖｐ　＝　ｋ　・Ｖｃａｐ　１１ｃｏｓａｐ　　　　　
　　　−（８）ＶＮ　＝　−ｋ　ＩＩＶｃａｐ　ＩＩｃ
ｏｓａＮ＝―■故に、（イ）式を満足している限り、Ｖ
ｐ　岬ｖ、どなって循環電流ＩＯの増減はない。

この状態から仮にコンデンサ電圧の周波数ｆｅａＰが低
くなり、第４図の破線のようにＶａｅ　Ｖｂｅ　ｖｃと
なった場合を考える。

コンバータＳＳＰの点弧位相角は、αＰからαＰに、ま
た、　ＳＳＮの点弧位相角はα、からα、に変化する。

この結果、ＶＰ＞ＶＮとなり、サイクロコンバータＣＣ
の循環電流ＩＯを増大させる。

当該循環電施工０は、進相コンデンサＣＡＰ側から見た
場合、サイクロコンバータＣＣの入力側の遅れ無効電力
となる。

第５図は、サイクロコンバータＣＣの入力側の１相分の
等価回路を表わしたもので、サイクロコンバータＣＣは
、遅れ電流をとる可変インダクタンスｔｅａに置き換え
られる。この回路の共振周波数ｆｃａｐは、次式のよう
になる。

ｆｃａｐ　＝　１／　（２ｔｃＪ　Ｌｅｅ−Ｃｃａｐ　
）　　　　　−（１０）循環電流が増大することは、等
価インダクタンス１−ｃｃが減少することに等しく、上
記周波数ｆｅａＰは増大し、ｖａ、ｖｂ、ｖｃの周波数
ｆｃａｐは基準電圧ｅａｔ６ｂｖ　ｅＣの周波数ｆｃに
近ずく。

同様にｆ　ｃ　ａ　ｐ　＞　ｆＣとなった場合には、循
環電施工〇が減少し、Ｌｃｃが大きくなって、　やはり
、ｆｃａｐ＝ｆ、どなって落ち着く。

進相コンデンサＣＡＰの電圧の位相が基準電圧の位相よ
り遅れた場合には、上記ｆｃａｐ＜ｆ（どなったときと
同様に循環電流が増加し、進相コンデンサＣＡＰの電圧
位相を進める。逆に進相コンデンサＣＡＰの電圧位相が
基準電圧より進んだ場合には、上記ｆ　ｃ　ａ　ｐ　＞
　ｆＣとなったときと同様に、循環電流が減少し、進相
コンデンサＣＡＰの電圧位相を遅らせる。

このようにして、進相コンデンサＣＡＰの電圧ＶａｅＶ
ｂｓ　ＶＱは、基準電圧＋３１１＊　ｅｂｓ　８６と同
一周波数、同位相となるように循環電流の大きさが自動
的に調整されるものである。

しかしながら、実際には回路損失等のため、進相コンデ
ンサＣＡＰに印加される電圧Ｖａ＊　Ｖｂｅ　Ｖｅの位
相は、基準電圧’３ａｅ　ｅｂｅ　ｅＧより若干遅れる
。その遅れ角をθとした場合、当該コンデンサ電圧Ｖａ
＋Ｖｂｔ　Ｖｃは次式のように表わされる。

ＶＢ　＝　ＶｃＢｐ−ｓｉｎ　（ωｃ　＠　を−θ）　
　　　　　　−（１１）Ｖｂ　”　Ｖｃａｐ　’　ｓｉ
ｎ　（（ＩＩｃ−ｔ−θ＋２７１：／３）　　　−（１
２）ｖ０＝ｖｃａＰ−５ｉｎ（ωｃ−ｔ−θ−２ｔｃ／
　３）　　　−（１３）ただし、ＶｅａＰは電圧波高値
である。

次に、第１図にもどって、進相コンデンサＣＡＰに印加
される電圧Ｖａ＊　Ｖｂｓ　Ｖｃの波高値■。ａｐ副制
御萌記位相角θの制御動作を説明する。

まず、入力電流Ｉｓは次のようにして制御される。

入力電施工ｓを比較器Ｃ２に入力しその指令値Ｉ３と比
較し、偏差εｒ＝ｘｓｘｓを次の入力電流制御補償回路
Ｇ工（Ｓ）に入力する。Ｇｒ（Ｓ）は説明を簡単にする
ため反転の比例要素−に工のみとする。正群コンバータ
ＳＳＰの位相制御回路ＰＨＰには、加算器Ａ１を介して
、前記Ｇｘ（Ｓ）の出力信号が入力される。また、負群
コンバータＳＳＮの位相制御回路ＰＨＮには、反転増幅
器ＩＮＶ及び加算器Ａ２を介して、上記Ｇｒ（Ｓ）の出
力信号が入力される。ここで、循環電流制御補償回路Ｇ
。（Ｓ）の出力信号が充分小さいものと仮定すれば、上
記位相制御回路ＰＮＰ及びＰＩ（Ｎの入カサαＰ及びＷ
ａＳは、次式のようになる。

Ｖｃ弁−に、・ε□　　　　　　　　　・・・（１４）
Ｖい弁に、・εエ　　　　　　　　　・・・（１５）こ
の結果、正群及び負群コンバータの各出力電圧は、比例
定数をｋｃとした場合、 ｖｐ　＝　ｋＣ”　Ｚ’（ｒＰ″：ｋｃ−Ｋｚ−５Ｉ　
　　　・・−（１６）！／Ｎ　＝　　ｋｃ−ｕｒｍ　＃
　Ｖｐ　　　　　　　・・・（１７）となる。

Ｉｓ　）　１．どなった場合、偏差ε工は正の値となり
、ＶＰ及びＶＮを減少させる。その結果、リアクトルＬ
ｓに印加される電圧Ｖｓ−（ＶＰ＋ＶＮ）／　２が正の
値となり、入力電施工ｓを増加させる６ 逆に工ｓ＞Ｉｓとなった場合、偏差ε工は負の値となり
、ｖｐ及びＶＮを増加させ、入力電流Ｉｓを減少させる
。最終的にはｌ３＝ＩＳとなって落ち着く。

次に、進相コンデンサＣＡＰに印加される電圧の波高値
ＶＣａＰの制御動作を説明する。

３相電圧検出器ＰＴｃａｐにより進相コンデンサＣＡＰ
に印加される電圧Ｖａｖ　Ｖｂｐ　ｖｃの瞬時値を検出
する。

それを整流回路りを介して整流し、波高値ｖｅａｐを求
める。

当該波高値検出値ｖｃａｐは比較器Ｃユに入力され。

波高値指令ｖｃａｐと比較される６当該偏差εＶ＝ｖｃ
ａｐ　　ｖｃａｐは次の電圧制御補償回路Ｇｖ（Ｓ）に
入力され、比例増幅あるいは積分される。　　Ｇｖ（Ｓ
）の出力は前記入力電流制御のための指令値工ｓとなる
。

Ｖ　ｃ　ａ　ｐ　＞　Ｖ。ａｐとなった場合、偏差ε９
は正の値となり、Ｇｖ（Ｓ）を介して電流指令値Ｉｓを
増加させる。

前述のように入力電流Ｉｓは該指令値Ｉｓに一致するよ
うに制御される。故に工ｓが増加し有効電力ＰＳ＝ＶＳ
・工、が電源ＳＵＰから進相コンデンサＣＡＰに供給さ
れ、コンデンサの蓄積エネルギー（１／２）Ｃｃａｐ・
ｖｃａｐ”ｐｓ　’　ｔが増加する。すなわち、電圧波
高値ｖｅａｐが増加する。

逆にＶ　ｃ　ａ　ｐ　＜　Ｖ　ｃ　ａ　ｐとなった場合
、偏差ε７は負の値となり、　　Ｇｖ（Ｓ）を介して、
電流指令値工、を減少させる。偏差εＶが負の値で大き
くなったときには、工ｓは負の値にもなる。この結果、
有効電力ＰＳも負の値となり、コンデンサの蓄積エネル
ギーが電ｌ５ＵＰに回生され、Ｖｃａｐは減少する。、
最終的には、Ｖｅａｐ＝Ｖｅａｐとなるように制御され
る。

以上のようにして進相コンデンサＣＡＰの電圧波高値ｖ
ｅａｐは指令値ｖｃａｐに一致するように制御される。

次にサイクロコンバータの１！猟電流制御の動作を説明
する。

サイクロコンバータＣＣの循環電流Ｉｎは、正群及び負
群コンバータの各出力電流ＩＰ＋　ＩＮから次式のよう
に求められる。

工。＝（ＩＰＰＩＮ−Ｉ　ＩＰ　　ＩＮ　ｌ　）／　２
　　　　　・・・（１８）このようにして検出された循
環電流ＩＯを比較器Ｃ４に入力し、その指令値ＩＯと比
較する。当該偏差εＯ＝ＩＯ−ＩＯを次の＠環電流制御
補償回路Ｇｏ（Ｓ’）に入力し、比例増幅する。その比
例定数をＫ。とすると、（１４）、　（１５）式で与え
られた位相制御入力電圧Ｖ　（ｔＰ　ｔ　Ｖ　（ＫＮは
次のようになる。

Ｖｅ”ＫＸ・ｔ　工＋　Ｋ６・ｉｏ”・（１９）９ｃｔ
Ｎ＝　Ｋｌ’　ε工＋　Ｋｏ”　ｔ□　　　　　　−（
２０）Ｉ□＞Ｉ□となった場合、偏差ε０は正の値とな
り、正群コンバータＳＳＰの出力電圧Ｖｐを増加させ、
負群コンバータＳＳＮの出力電圧ＶＮを減少させる。故
に、ＶＰ＞ＶＮとなり、循環電流ＩＯを増加させる。

逆にＩＯ＜工０どなった場合、偏差ε０は負の値となり
、　ＶＰ＜ＶＮとなって、循環電施工０を減少させる。

最終的には、■。＝工０どなって落ち着く。

次に、この循環電流ＩＯを用いて進相コンデンサＣＡＰ
に印加される電圧Ｖａ＋　Ｖｂｙ　ｖ、の位相差θの制
御を行う方法を説明する。

第６図は第１図の位相差検出回路５ＩＴＡの具体例を示
す構成図である。図中、ｋ１〜に、は比例要素、ＭＬ、
〜ＭＬ、は乗算器、　ＡＤは加算器、Ｋは比例要素、Ｖ
Ｔは移相器である。

まず、外部発振器ＯＳＣからの出力信号６ａｔｅｂｔｅ
Ｑは移相器ＶＴを介して、９０’位相の進んだ信号６’
ａｓ　”ｂｓ　ｅ’Ｃに変換される。すなわち、ｅ’ａ
　　＝　　（ｅｃ−ｅｂ）　　／６＝　ｓｉｎ　（ωｃ
−ｔ＋π／２） ＝　ｃｏｓ　（ωｃ−ｔ）　　　　　　　　　・・・（
２１）ｅ’ｂ　＝　（ｅａ−ｅｅ）　／６ ＝　ｃｏｓ　（ω。・ｔ−２π／３）　　　　　・・・
（２２）ｅ４　＝　（ｅｂ−ｅａ）　／６ ＝　ｃｏｓ　（ωｃ−ｔ＋２π／３）　　　　　・・・
（２３）となる。

また、　３相電圧検出器ＰＴｃａｐによって検出された
進相コンデンサＣＡＰの瞬時電圧Ｖａｅ　Ｖｂｙ　ｖｅ
は、比例要素に、、　ｋ、、　ｋ、を介して規格化され
、単位電圧Ｚ’ａｔ　Ｖｂｇ　’ｒｐｃになおされる。

乗算器札、〜ＭＬ、、加算器ＡＤ及び比例要素を用いて
、次式のように位相差θの正弦値ｓｉｎθが求められる
。

＝１（。。８（（１１゜・ｔ　）　、５ｉｎ（＜ｖ。−
１−〇）２π ＋　ｃｏｓ（ωｃ−をｍ−）・ｓｉｎ　（ωｃ−ｔ＋垣
−θ））−−５ｉｎθ 位相差θがあまり大きくない範囲では、θ押ｓｉｎθと
なるので、制御量としてｓｉｎθを用いてもあまり問題
ない、なお、この後に５ｉｎ−”の演算を行えば、正確
なθを求めることもできる。

位相差θは進みを正として検出する。

位相差の検出値θは、第１図の比較器Ｃ３に入力され指
令値θ−と比較される。通常、この指令値θには零に設
定されている。偏差εθ＝θ葺−θは次の位相差制御回
路Ｈ６（Ｓ）に入力され、比例増幅あるいは積分される
。このＨ，（Ｓ）の出力信号工０は前述の循環電流指令
値となる。

θ減〉０の場合、偏差ε　は正の値となり、　Ｈｏ（Ｓ
）θ を介して、循環電流指令値０を増加させる。故に循環電
流指令ＩＯもそれに従って増加し、第５図の等価回路の
Ｌｃｃを減少させる。従って、（１０）式の周波数ｆｃ
ａＰが高くなり、進相コンデンサの電圧Ｖａ＋Ｖｂｙ　
Ｖｃの位相θを進ませる。

逆に、θ“くθの場合、偏差Ｃ６は正の値となり、循環
電施工０を減少させ、（１０）式の周波数ｆａａＰを減
少させる。その結果、Ｖａｔ　Ｖｂｔ　ｖｃの位相θを
遅らせる。

最終的にはθ＝θにとなって落ち着く。この指令値θ擾
を零とすれば１位相差θも零となり、進相コンデンサＣ
ＡＰの印加電圧ｖａ、　Ｖｂ−Ｖ（２と外部発振器ＯＳ
Ｃからの基準信号ｅａｔ　ｅｂｙ　ｅｃの位相は完全に
一致する。

故に、位相制御に際し、非線形性や飽和等の現象がなく
なり、広範囲な制御領域を確保することが可能となる。

また、負荷急変等が発生した場合でも、この位相制御ル
ープが有効に働き、位相差θが生じたとしてもすみやか
に減衰して元の状態に復帰することができる、従って転
流失敗の危険を取除くことができる。

第７図は、本発明装置の制御回路部の別の実施政を示す
構成図である。

この実施例では、位相差制御補償回路Ｈ８（Ｓ）の出力
信号を循環電流の指令値とするのでなく、直接、加算器
Ａ、、Ａ、を介して位相制御回路ＰＨＰ及びＰＨＮに入
力している。

結果的には第１図と同じく、サイクロコンバータＣＣの
循環電流が調整されて、位相差θがその指令値θ０に一
致するように制御される。

第８図は本発明装置の別の実施例を示す構成図である。

図中、ｓｕｐは３相交流電源、ＣＧ−１は第１の循環電
流式サイクロコンバータ、ＣＡＰは高周波進相コンデン
サ、ＣＣ−Ｚは第２のサイクロコンバータ、Ｍは３相交
流電動機、　　ＰＧは回転速度検出器、ＣＴｓ。

ＣＴＩ、は電流検出器、ＰＴｃａｐは電圧検出器、Ｄは
整流回路、５ＩＴＡは位相差検出器、ＡＶＦＩは電圧制
御回路、ＡＣＲｌは入力電流制御回路、ＡθＲは位相差
制御回路、ＡＣＣＲは循環電流制御回路、ＯＳＣは外部
発振器、Ｐ）Ｉｃ１は第１のサイクロコンバータの位相
制御回路、ｓｐｃは速度制御回路、ＡＣＲ，は電動機電
流制御回路、ｐ＋ｔｃ、は第２のサイクロコンバータの
位相制御回路である。

電源ＳＵＰが交流電源となっている点が、第１図と異な
る。電圧波高値制御回路ＡＶＲの出力は、３相入力電流
ｌ５Ｒｙ　Ｉ！！ｌｓ＋　ＩＳＴの指令値ｌ５Ｒｅ　ｌ
５Ｓｓ　ＩＳＴとなる。

負荷装置として、第２のサイクロコンバータＣＣ−２と
交流電動機Ｍが接続されている。ＣＣ−２は進相コンデ
ンサを高周波電圧源として、交流電動機Ｍに可変電圧可
変周波数の正弦波電流ＩＬυｐ　ＩＬＶｅ工ｔ、Ｗを供
給する。

第９図は本発明装置のさらに別の実施例を示す構成図で
ある。

図中、ＶＳは第１の直流電源、Ｌｓは直流リアクトル、
ＣＣは循環電流式サイクロコンバータ、ＣＡＰは高周波
進相コンデンサ、　　ＳＳＬは他励コンバータ。

ＬＬは直流リアクトル、　ＶＬは第２の直流電圧源を各
々表わす。

サイクロコンバータＣＣは、正群コンバータｓｓＰ、負
群コンバータＳＳＮ、　直流リアクトルＬｏｔ　Ｉ　Ｌ
Ｏ２で構成されている。

また、制御回路として、電流検出器ｃＴｓ、　ＣＴ、−
１電圧検出器ＰＴｃａｐ、　９ｍ流回路Ｄ、位相差検出
器５ＩＴＡ、　ｉ’ｌ！圧制御回路ＡＶＲ１第１の直流
電流制御回路ＡＣＲ１、位相差制御回路ＡθＲ１循環電
流制御回路ＡＣＣＲ１第２の直流電流制御回路ＡＣＲ２
、外部発振器０３Ｃ１位相制御回路ＰＨＣ１，ＰＨＣ，
が用意されている。

第２の直流電圧源ＶＬとして太陽電池が考えられる。他
励コンバータＳＳＬは進相コンデンサＣＡＰを高周波電
圧源として自然転流するもので、太陽電池Ｖ、によって
発電されて電力を高周波進相コンデンサに回生ずる。

循環電流式サイクロコンバータＣＣは、進相コンデンサ
ＣＡＰの蓄積エネルギーが増加すれば、　それらをさら
に第１の直流電源（例えば直流送電線等）に回生ずるこ
とにより、進相コンデンサＣＡＰに印加される電圧Ｖａ
＋　Ｖｂｖ　ｖ、の波高値を一定に制御する。

位相差制御は、第１図と同様に行われる。

以上の実施例は負荷装ＭＬＯＡＤが接続されている　・
場合を示したが、高周波リンク変換器の応用例としては
、アクティブフィルタ等の電力調整装置も考えられ、本
発明を同様に適用できることは言うまでもない。

〔発明の効果〕

以上のように本発明によれば、進相コンデンサに印加さ
れる電圧Ｖａ＊　Ｖｂｖ　Ｖｏと外部発振器から出力さ
れる基準信号ｅａｙ　ｅｂｙ　ｅｃとの位相を完全に一
致させることができ、サイクロコンバータの位相制御に
際し、非線形性や飽和等がなくなり、広範囲な制御領域
を確保することができる。さらに負荷急変等があっても
上記進相コンデンサの電圧ｖａ。

Ｖｂｖ　ｖ、と、基準信号Ｓａｗ　Ｑｂｇ　ｅｃとの位
相差θを検出し、制御しているため、位相差θの変動が
小さくなり、かつ振動の減衰を早めることができる。

従って、サイクロコンバータの転流余有角が極端に小さ
くなることがなくなり、転流失敗による素子破壊の危険
もなくなる。全体的に信頼性の高い高周波リンク変換装
置を提供することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の高周波リンク変換装置の一実施例を示
す構成図、第２図及び第３図は第１図の装置の起動動作
を説明するための等価回路図と、タイムチャート図、第
４図及び第５図は第１図の装置の動作を説明するための
タイムチャート図と等価回路図、第６図は第１図の装置
の位相差検出回路の実施例を示す具体的構成図、第７図
は本発明装置の制御回路の他の実施例を示す構成図、第
８図は本発明装置の他の実施例を示す構成図、第９図は
本発明装置のさらに別の実施例を示す構成図である。 ＳＵＰ・・・直流又は交流電源、　　ＣＣ・・・循環電
流式サイクロコンバータ、　　ＣＡＰ・・・進相コンデ
ンサ、ＬＯＡＤ・・・負荷装置、　５ＩＴＡ・・・位相
差検出器、　Ｈｏ（Ｓ）・・・位相差制御補償回路、　
　Ｇｏ（Ｓ）・・・循環電流制御補償回路、　　Ｇｖ　
（Ｓ）・・・電圧波高値制御補償回路、Ｇｘ（Ｓ）・・
・入力電流制御補償回路、　Ｏ２０・・・外部発振器、
　ＰＨＰ、　ＰＨＮ・・・位相制御回路。 代理人　弁理士　　則　近　憲　佑 同　　　　　第子丸　　　健 第１図 第２ｖＡ 第３図 第４図 第５図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 直流又は交流電源と、当該電源に出力側端子が接続され
   た循環電流式サイクロコンバータと、当該サイクロコン
   バータの入力側端子に接続された高周波進相コンデンサ
   と、前記サイクロコンバータの点弧位相を制御する位相
   制御回路と、当該位相制御回路に位相基準信号を与える
   外部発振器と、前記進相コンデンサに印加される電圧の
   波高値を制御する手段と、前記外部発振器から与えられ
   る基準信号と前記進相コンデンサに印加される電圧との
   位相差を検出する手段と、当該位相差を制御する手段と
   を具備してなる高周波リンク変換装置。