JPH05341864A - 電力変換装置 - Google Patents
電力変換装置Info
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- JPH05341864A JPH05341864A JP4151921A JP15192192A JPH05341864A JP H05341864 A JPH05341864 A JP H05341864A JP 4151921 A JP4151921 A JP 4151921A JP 15192192 A JP15192192 A JP 15192192A JP H05341864 A JPH05341864 A JP H05341864A
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- power supply
- voltage
- power
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- Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
- Y02E40/00—Technologies for an efficient electrical power generation, transmission or distribution
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- Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
- Control Of Electrical Variables (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 系統に接続されるＰＷＭ自励インバータを含
む電力変換装置の損失を減らす。 【構成】 交流電源１に接続されるＰＷＭ自励インバー
タ４のＰＷＭ制御搬送周波数を変更する搬送周波数可変
回路１９と、交流電源１の電圧擾乱を検出する電源電圧
擾乱検出回路１５を有し、交流電源１の電圧擾乱に応じ
て、インバータ４の搬送周波数を、常時は低く、電圧擾
乱発生時は高くする。 【効果】 常時はインバータ４のスイッチング損失を低
くして運転出来る。
む電力変換装置の損失を減らす。 【構成】 交流電源１に接続されるＰＷＭ自励インバー
タ４のＰＷＭ制御搬送周波数を変更する搬送周波数可変
回路１９と、交流電源１の電圧擾乱を検出する電源電圧
擾乱検出回路１５を有し、交流電源１の電圧擾乱に応じ
て、インバータ４の搬送周波数を、常時は低く、電圧擾
乱発生時は高くする。 【効果】 常時はインバータ４のスイッチング損失を低
くして運転出来る。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、自励式インバータを
用いた電力変換装置に関するものである。
用いた電力変換装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図５は例えば電気学会論文誌（Vol.111-
D,No-10,1991年）851 頁に示されている無効電力補償装
置に類似の従来の無効電力補償装置の回路図である。
D,No-10,1991年）851 頁に示されている無効電力補償装
置に類似の従来の無効電力補償装置の回路図である。
【０００３】図５において１は交流電力を供給する交流
電源、２は交流電源１の電力を送電する交流母線、３は
交流母線２に接続された変圧器、４は変圧器３の二次側
に接続されたＰＷＭ制御自励式インバータであり以後イ
ンバータと言う。５はインバータ４の直流側に接続され
たコンデンサ、６は変圧器３の一次側に設けられ、変圧
器３を経由してインバータ４に流れる電流を検出する電
流変成器である。
電源、２は交流電源１の電力を送電する交流母線、３は
交流母線２に接続された変圧器、４は変圧器３の二次側
に接続されたＰＷＭ制御自励式インバータであり以後イ
ンバータと言う。５はインバータ４の直流側に接続され
たコンデンサ、６は変圧器３の一次側に設けられ、変圧
器３を経由してインバータ４に流れる電流を検出する電
流変成器である。
【０００４】７は交流母線２に接続された不規則かつ急
激に変動する無効電力を発生しやすい、例えばアーク炉
などの負荷、８は交流母線２に接続された電圧変成器、
９は負荷７の無効電力を計測するため負荷７につながる
交流母線２に設けられた負荷電流変成器、１０は電圧変
成器８の出力信号と負荷電流変成器９の出力信号を受け
て無効電力を検出する無効電力検出回路である。
激に変動する無効電力を発生しやすい、例えばアーク炉
などの負荷、８は交流母線２に接続された電圧変成器、
９は負荷７の無効電力を計測するため負荷７につながる
交流母線２に設けられた負荷電流変成器、１０は電圧変
成器８の出力信号と負荷電流変成器９の出力信号を受け
て無効電力を検出する無効電力検出回路である。
【０００５】１１は無効電力検出回路１０の信号を受け
てインバータ４の無効電力出力を制御する無効電力制御
回路、１２は無効電力制御回路１２の信号を受けてイン
バータ４の点弧信号を発生するＰＷＭ制御回路、１６は
ＰＷＭ制御回路１２に固定周波数のＰＷＭ制御搬送波を
与える固定周波搬送波発生回路である。
てインバータ４の無効電力出力を制御する無効電力制御
回路、１２は無効電力制御回路１２の信号を受けてイン
バータ４の点弧信号を発生するＰＷＭ制御回路、１６は
ＰＷＭ制御回路１２に固定周波数のＰＷＭ制御搬送波を
与える固定周波搬送波発生回路である。
【０００６】インバータ４の回路の一例を図６に示す。
図はＧＴＯサイリスタ１３を制御素子として用いた場合
を示し、１４はＧＴＯサイリスタ１３に逆並列に接続し
たダイオードである。又図の１〜５は図５と同様であ
る。図６では説明の都合上その他の制御回路等は省略し
ているが、同様に用いられている。
図はＧＴＯサイリスタ１３を制御素子として用いた場合
を示し、１４はＧＴＯサイリスタ１３に逆並列に接続し
たダイオードである。又図の１〜５は図５と同様であ
る。図６では説明の都合上その他の制御回路等は省略し
ているが、同様に用いられている。
【０００７】次に動作について説明する。図６に於て交
流電源１から供給された交流電圧はダイオード１４によ
り整流され、コンデンサ５に、図６に示す極性で充電さ
れる。充電された直流電圧はインバータ４によりＰＷＭ
制御されて、交流電源１の電圧と若干の電圧差をもつ同
位相の交流として、変圧器３の２次側へ加えられる。こ
こで、説明の都合上、交流電源１の電圧をＥ１、インバ
ータ４の前記の交流出力電圧をＥ２、変圧器３のリアク
タンスをＸ、電源Ｅ１とＥ２の間に流れる電流をＩＣと
すると、図７に示す電源等価回路の様に二つの交流電圧
源Ｅ１とＥ２をリアクタンスＸを介して接続した形で表
すことができる。
流電源１から供給された交流電圧はダイオード１４によ
り整流され、コンデンサ５に、図６に示す極性で充電さ
れる。充電された直流電圧はインバータ４によりＰＷＭ
制御されて、交流電源１の電圧と若干の電圧差をもつ同
位相の交流として、変圧器３の２次側へ加えられる。こ
こで、説明の都合上、交流電源１の電圧をＥ１、インバ
ータ４の前記の交流出力電圧をＥ２、変圧器３のリアク
タンスをＸ、電源Ｅ１とＥ２の間に流れる電流をＩＣと
すると、図７に示す電源等価回路の様に二つの交流電圧
源Ｅ１とＥ２をリアクタンスＸを介して接続した形で表
すことができる。
【０００８】図８は、図７の等価回路図におけるインバ
ータ４の電圧、電流波形を示す図である。図８（ａ）は
Ｅ１とＥ２が等しい場合を示している。この場合にはＥ
１とＥ２の電圧差は零であり、リアクタンスＸには電圧
が印加されないため電流ＩＣは流れない。また同図
（ｂ）に示すように、Ｅ１＜Ｅ２になるようにＥ２を制
御した場合には交流電源１からインバータ４方向へ進相
電流が流れ、また同図（ｃ）に示すように、Ｅ１＞Ｅ２
になるようにＥ２を制御した場合には交流電源１からイ
ンバータ４方向へ遅相電流が流れるので無効電力を制御
することができる。このように、無効電力補償装置では
インバータ５の出力電圧２を制御することにより無効電
力を制御している。
ータ４の電圧、電流波形を示す図である。図８（ａ）は
Ｅ１とＥ２が等しい場合を示している。この場合にはＥ
１とＥ２の電圧差は零であり、リアクタンスＸには電圧
が印加されないため電流ＩＣは流れない。また同図
（ｂ）に示すように、Ｅ１＜Ｅ２になるようにＥ２を制
御した場合には交流電源１からインバータ４方向へ進相
電流が流れ、また同図（ｃ）に示すように、Ｅ１＞Ｅ２
になるようにＥ２を制御した場合には交流電源１からイ
ンバータ４方向へ遅相電流が流れるので無効電力を制御
することができる。このように、無効電力補償装置では
インバータ５の出力電圧２を制御することにより無効電
力を制御している。
【０００９】次に図５の無効電力補償装置の制御回路に
ついて説明する。説明の都合上、図５の負荷７へ流れる
無効電流をＩＱとする。又電流変成器６で検出する電流
をＩＦと呼ぶものとする。負荷７の電流ＩＱを負荷電流
変成器９により検出する。また交流母線２の電圧を電圧
変成器８により検出する。こうして検出した電圧と電流
を無効電力検出回路１０へ入力して、負荷７に流れる無
効電力を検出する。次段の無効電力制御回路１１では無
効電力検出回路１０の出力Ｉを電流指令信号として用
い、また、電流変成器６で検出したインバータ４の出力
電流ＩＦをフィードバック信号として、負荷７に流入す
る無効電流に、大きさが等しく位相が１８０°ずれた電
流がインバータ４に流れ、結果として交流電源１におけ
る無効電力が、所望の大きさ例えばゼロになるようにイ
ンバータ４の電流を制御する。この際無効電力制御回路
１１の出力は次段のＰＷＭ制御回路１２へ入力され、こ
れに応じたＰＷＭ変調信号をインバータ４のＧＴＯサイ
リスタ１３へ与える。
ついて説明する。説明の都合上、図５の負荷７へ流れる
無効電流をＩＱとする。又電流変成器６で検出する電流
をＩＦと呼ぶものとする。負荷７の電流ＩＱを負荷電流
変成器９により検出する。また交流母線２の電圧を電圧
変成器８により検出する。こうして検出した電圧と電流
を無効電力検出回路１０へ入力して、負荷７に流れる無
効電力を検出する。次段の無効電力制御回路１１では無
効電力検出回路１０の出力Ｉを電流指令信号として用
い、また、電流変成器６で検出したインバータ４の出力
電流ＩＦをフィードバック信号として、負荷７に流入す
る無効電流に、大きさが等しく位相が１８０°ずれた電
流がインバータ４に流れ、結果として交流電源１におけ
る無効電力が、所望の大きさ例えばゼロになるようにイ
ンバータ４の電流を制御する。この際無効電力制御回路
１１の出力は次段のＰＷＭ制御回路１２へ入力され、こ
れに応じたＰＷＭ変調信号をインバータ４のＧＴＯサイ
リスタ１３へ与える。
【００１０】交流電源１が事故時の様に過渡的に電源電
圧波形が歪んだり三相不平衡になった場合には、電源電
圧波形とインバータ４の出力波形との波形の差に相当す
る電圧差が、交流電源１とインバータ４との間に生じ、
この電圧差に相応する電流ＩＣが生じる。この電流は前
記の制御によって、やがておさえられるが、交流電源１
の波形歪が大きい場合にはこの電流も過大となるので、
この過電流を防止するために素早くインバータ４の出力
電圧を交流電源１の電圧に合わせて制御する必要があ
る。そこで、この様な高速応答の要求を満すために、イ
ンバータ４のＰＷＭ制御を行う周波数（固定周波搬送波
発生回路１６の発振周波数）は高く設定されている。
圧波形が歪んだり三相不平衡になった場合には、電源電
圧波形とインバータ４の出力波形との波形の差に相当す
る電圧差が、交流電源１とインバータ４との間に生じ、
この電圧差に相応する電流ＩＣが生じる。この電流は前
記の制御によって、やがておさえられるが、交流電源１
の波形歪が大きい場合にはこの電流も過大となるので、
この過電流を防止するために素早くインバータ４の出力
電圧を交流電源１の電圧に合わせて制御する必要があ
る。そこで、この様な高速応答の要求を満すために、イ
ンバータ４のＰＷＭ制御を行う周波数（固定周波搬送波
発生回路１６の発振周波数）は高く設定されている。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】従来の電力変換装置は
以上のように構成されているので、インバータのＰＷＭ
制御搬送周波数が高く、それに相応して、インバータの
いわゆるスイッチング損失あるいはスナバ損失による運
転損失が大きく、経済的に不利であると言う問題があっ
た。
以上のように構成されているので、インバータのＰＷＭ
制御搬送周波数が高く、それに相応して、インバータの
いわゆるスイッチング損失あるいはスナバ損失による運
転損失が大きく、経済的に不利であると言う問題があっ
た。
【００１２】この発明は上記のような課題を解決するた
めになされたものであり、運転損失の小さな電力変換装
置を得ることを目的とする。
めになされたものであり、運転損失の小さな電力変換装
置を得ることを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】この発明に係る電力変換
装置は、インバータの搬送周波数を変えることの出来る
搬送周波数可変回路を有し、更に、交流電源の電圧の擾
乱を検出する電源電圧擾乱検出回路、又は、前記インバ
ータの直流側の電圧又は電流の変動を検出する直流電圧
変動検出回路又は直流電流変動検出回路を有し、これら
検出回路の出力に応じてインバータの搬送周波数を変化
させるようにしたものである。
装置は、インバータの搬送周波数を変えることの出来る
搬送周波数可変回路を有し、更に、交流電源の電圧の擾
乱を検出する電源電圧擾乱検出回路、又は、前記インバ
ータの直流側の電圧又は電流の変動を検出する直流電圧
変動検出回路又は直流電流変動検出回路を有し、これら
検出回路の出力に応じてインバータの搬送周波数を変化
させるようにしたものである。
【００１４】
【作用】以上のように構成された電力変換装置は、電源
電圧が正常かあるいは、インバータの直流電圧又は直流
電流が正常時にはインバータのＰＷＭ制御搬送周波数を
低くして運転することにより定常時の運転損失を小さく
し、電源系統の事故時のように過渡的に交流電源電圧が
大きく歪んだり不平衡になった場合、あるいはインバー
タの直流側の電圧又は電流に乱れが生じた場合には、直
ちにインバータのＰＷＭ搬送周波数を高くすることによ
って、インバータの制御応答速度を速くし、異常電流が
大きくなるまえに制御によって電流を低減することが出
来るものである。
電圧が正常かあるいは、インバータの直流電圧又は直流
電流が正常時にはインバータのＰＷＭ制御搬送周波数を
低くして運転することにより定常時の運転損失を小さく
し、電源系統の事故時のように過渡的に交流電源電圧が
大きく歪んだり不平衡になった場合、あるいはインバー
タの直流側の電圧又は電流に乱れが生じた場合には、直
ちにインバータのＰＷＭ搬送周波数を高くすることによ
って、インバータの制御応答速度を速くし、異常電流が
大きくなるまえに制御によって電流を低減することが出
来るものである。
【００１５】
実施例１．以下、この発明の実施例１を図に基づいて説
明する。図１は本発明の実施例１の電力変換装置の回路
図である。図に於て、１〜１２は図５と同様であるので
説明を省略する。１５は電圧変成器８の出力を受けて電
源電圧中の擾乱を電圧Ｐを出力する電源電圧擾乱検出回
路、２１は電圧変成器８の出力電圧を受けて後述する演
算を行う演算器、２２は演算器２１の出力中の変動要素
のみをとり出すハイパスフィルターである。電源電圧擾
乱検出回路１５は演算器２１とハイパスフィルター２２
で構成されている。
明する。図１は本発明の実施例１の電力変換装置の回路
図である。図に於て、１〜１２は図５と同様であるので
説明を省略する。１５は電圧変成器８の出力を受けて電
源電圧中の擾乱を電圧Ｐを出力する電源電圧擾乱検出回
路、２１は電圧変成器８の出力電圧を受けて後述する演
算を行う演算器、２２は演算器２１の出力中の変動要素
のみをとり出すハイパスフィルターである。電源電圧擾
乱検出回路１５は演算器２１とハイパスフィルター２２
で構成されている。
【００１６】１７は電源電圧擾乱検出回路１５の出力Ｐ
を受けて、パルスＫを発生するワンショットマルチバイ
ブレータ、１８はワンショットマルチバイブレータ１７
の出力Ｋに一定の大きさの直流電圧Ｖ０を加算して、Ｖ
０＋Ｋを出力する加算回路である。１９は加算回路１８
の出力Ｖ０＋Ｋを受けてインバータ４の制御を行うに適
した可変周波数Ｆを出力する搬送周波数可変回路である
が以後Ｖ／Ｆ変換回路と言う。２０はＶ／Ｆ変換回路１
９の出力を受けて同じ周波数の三角波を発生する三角波
発生回路であり、この三角波はＰＷＭ制御回路１２のＰ
ＷＭ搬送波として用いられる。
を受けて、パルスＫを発生するワンショットマルチバイ
ブレータ、１８はワンショットマルチバイブレータ１７
の出力Ｋに一定の大きさの直流電圧Ｖ０を加算して、Ｖ
０＋Ｋを出力する加算回路である。１９は加算回路１８
の出力Ｖ０＋Ｋを受けてインバータ４の制御を行うに適
した可変周波数Ｆを出力する搬送周波数可変回路である
が以後Ｖ／Ｆ変換回路と言う。２０はＶ／Ｆ変換回路１
９の出力を受けて同じ周波数の三角波を発生する三角波
発生回路であり、この三角波はＰＷＭ制御回路１２のＰ
ＷＭ搬送波として用いられる。
【００１７】次に動作について図１を用いて説明する。
無効電力検出回路１０において負荷７に流れる無効電力
を検出し、検出信号Ｉを無効電力制御回路１１において
フィードバック信号ＩＦと比較して制御信号を出力する
ことは図５と同一である。電圧変成器８により検出され
た電源電圧を電源電圧擾乱検出回路１５に入力し、電源
における電圧の擾乱を検出するために演算器２１では、
下記の演算を実施している。 J=Ea×sin ωt+Eb × sin(ωt+2/3π)+Ec×sin(ωt+4/3
π) ここで、Ea,Eb,Ecはそれぞれ三相交流電圧を、又、Ｊは
演算器２１の出力を示す。
無効電力検出回路１０において負荷７に流れる無効電力
を検出し、検出信号Ｉを無効電力制御回路１１において
フィードバック信号ＩＦと比較して制御信号を出力する
ことは図５と同一である。電圧変成器８により検出され
た電源電圧を電源電圧擾乱検出回路１５に入力し、電源
における電圧の擾乱を検出するために演算器２１では、
下記の演算を実施している。 J=Ea×sin ωt+Eb × sin(ωt+2/3π)+Ec×sin(ωt+4/3
π) ここで、Ea,Eb,Ecはそれぞれ三相交流電圧を、又、Ｊは
演算器２１の出力を示す。
【００１８】演算器２１の出力Ｊは、三相交流電圧Ea,E
b,Ecが正弦波でかつ、3 相が平衡している場合にはゼロ
となり、また、三相交流電圧Ea,Eb,Ecが系統事故などで
過渡的に歪んだり三相不平衡になった様な場合には直流
と交流電圧とが重畳されたものとなる。ハイパスフィル
タ２２は直流をしゃ断し交流のみを通過させるので交流
電源電圧が正常時にはハイパスフィルタの出力Ｐは零で
あり、電圧擾乱時には交流電圧が出力される。電流電圧
擾乱検出回路１５の出力Ｐは次段のワンショトマルチバ
イブレータ１７に入力される。
b,Ecが正弦波でかつ、3 相が平衡している場合にはゼロ
となり、また、三相交流電圧Ea,Eb,Ecが系統事故などで
過渡的に歪んだり三相不平衡になった様な場合には直流
と交流電圧とが重畳されたものとなる。ハイパスフィル
タ２２は直流をしゃ断し交流のみを通過させるので交流
電源電圧が正常時にはハイパスフィルタの出力Ｐは零で
あり、電圧擾乱時には交流電圧が出力される。電流電圧
擾乱検出回路１５の出力Ｐは次段のワンショトマルチバ
イブレータ１７に入力される。
【００１９】この入力がある期間中はワンショットマル
チバイブレータ１７は直流電圧出力Ｋを出力する。ワン
ショットマルッチバイブレータ１７の出力Ｋは次段の加
算回路１８において一定の直流電圧Ｖ０と加算され、Ｋ
＋Ｖ０をＶ／Ｆ変換回路１９に入力する。Ｖ／Ｆ変換回
路１９は入力電圧Ｋ＋Ｖ０の大きさに応じて発振周波数
Ｆが制御されるように構成されている。電源電圧が正常
時には入力電圧Ｖ０に相当した周波数Ｆ＝Ｆ０で発振し
ており、電源電圧擾乱時には入力電圧Ｖ０＋Ｋに相当し
た周波数Ｆ＝Ｆ１で発振することになる。Ｖ／Ｆ変換回
路１９の出力Ｆは次段の三角波発生回路２０に入力さ
れ、三角波発生回路２０はＰＷＭ搬送波を出力する。
チバイブレータ１７は直流電圧出力Ｋを出力する。ワン
ショットマルッチバイブレータ１７の出力Ｋは次段の加
算回路１８において一定の直流電圧Ｖ０と加算され、Ｋ
＋Ｖ０をＶ／Ｆ変換回路１９に入力する。Ｖ／Ｆ変換回
路１９は入力電圧Ｋ＋Ｖ０の大きさに応じて発振周波数
Ｆが制御されるように構成されている。電源電圧が正常
時には入力電圧Ｖ０に相当した周波数Ｆ＝Ｆ０で発振し
ており、電源電圧擾乱時には入力電圧Ｖ０＋Ｋに相当し
た周波数Ｆ＝Ｆ１で発振することになる。Ｖ／Ｆ変換回
路１９の出力Ｆは次段の三角波発生回路２０に入力さ
れ、三角波発生回路２０はＰＷＭ搬送波を出力する。
【００２０】図１の実施例の動作を更に詳しく説明する
ため、図２に動作説明図を示す。図２の横軸は時間軸で
あり、（ａ）は電源電圧波形Ea,Eb,Ecを、（ｂ）は電圧
擾乱検出回路１５の出力Ｐを、（ｃ）はワンショットマ
ルチバイブレータ１７の出力Ｋを（ｄ）は三角波発生回
路２０の出力を示している。三角波の周波数は一般に
は、電源の周波数に比し数倍高い場合が多いが、ここで
は、図示の都合上周波数を低くして図示している。又、
区間及びは電源電圧に擾乱がない区間を示し、区間
は電源電圧に擾乱がある区間を示している。電源電圧
擾乱の一例として、ここでは電源電圧の３相の内の一相
Eaが欠相している場合を示している。
ため、図２に動作説明図を示す。図２の横軸は時間軸で
あり、（ａ）は電源電圧波形Ea,Eb,Ecを、（ｂ）は電圧
擾乱検出回路１５の出力Ｐを、（ｃ）はワンショットマ
ルチバイブレータ１７の出力Ｋを（ｄ）は三角波発生回
路２０の出力を示している。三角波の周波数は一般に
は、電源の周波数に比し数倍高い場合が多いが、ここで
は、図示の都合上周波数を低くして図示している。又、
区間及びは電源電圧に擾乱がない区間を示し、区間
は電源電圧に擾乱がある区間を示している。電源電圧
擾乱の一例として、ここでは電源電圧の３相の内の一相
Eaが欠相している場合を示している。
【００２１】図１の電力変換装置は図２の交流電源電圧
の異常の場合には次のように作用する。簡単のため、三
相交流電圧Ea,Eb,Ecが図２（ａ）のように変動した場合
を考える。同図２（ａ）の区間の電圧正常時には三相
平衡しているため、電源電圧擾乱検出回路１５の出力Ｐ
は図２（ｂ）のように０であり、その結果、ワンショト
マルチバイブレータ１７の出力Ｐは図２（ｂ）のように
０であり、その結果、ワンショットマルチバイブレータ
１７の出力は図２（ｃ）の様に０となっているため、図
２では図示していないが、Ｖ／Ｆ変換回路１９の出力周
波数はＦ０である。この結果、ＰＷＭ制御用の三角波は
図２（ｄ）に示すように低い周波数でＦ０で動作してい
る。この状態ではインバータ４の運転損失は小さく抑え
られる。
の異常の場合には次のように作用する。簡単のため、三
相交流電圧Ea,Eb,Ecが図２（ａ）のように変動した場合
を考える。同図２（ａ）の区間の電圧正常時には三相
平衡しているため、電源電圧擾乱検出回路１５の出力Ｐ
は図２（ｂ）のように０であり、その結果、ワンショト
マルチバイブレータ１７の出力Ｐは図２（ｂ）のように
０であり、その結果、ワンショットマルチバイブレータ
１７の出力は図２（ｃ）の様に０となっているため、図
２では図示していないが、Ｖ／Ｆ変換回路１９の出力周
波数はＦ０である。この結果、ＰＷＭ制御用の三角波は
図２（ｄ）に示すように低い周波数でＦ０で動作してい
る。この状態ではインバータ４の運転損失は小さく抑え
られる。
【００２２】次に図２（ａ）の区間で例えば交流系統
事故が発生して電源電圧に三相不平衡が生じた場合に
は、電源電圧擾乱検出回路１５の出力Ｐは図２（ｂ）の
ように交流電圧となる。その結果、ワンショットマルチ
バイブレータ１７は図２（ｃ）のように直流電圧Ｋを出
力する。このため、Ｖ／Ｆ変換回路１９への入力はＫ＋
Ｖ０となり発振周波数はＦ１に増加することになり、Ｐ
ＷＭ制御用の三角波は図２（ｄ）に示すようにその周波
数が増加する。ここではＦ１はＦ０の例えば２倍の周波
数になるものとして示している。ワンショットマルチバ
イブレータ１７が出力Ｋを出力している区間はとして
示しているが、この区間は電源電圧の擾乱が検出され
ている区間よりも、ワンショットマルチバイブレータ
１７の単１パルスのパルス巾だけ長くなる。
事故が発生して電源電圧に三相不平衡が生じた場合に
は、電源電圧擾乱検出回路１５の出力Ｐは図２（ｂ）の
ように交流電圧となる。その結果、ワンショットマルチ
バイブレータ１７は図２（ｃ）のように直流電圧Ｋを出
力する。このため、Ｖ／Ｆ変換回路１９への入力はＫ＋
Ｖ０となり発振周波数はＦ１に増加することになり、Ｐ
ＷＭ制御用の三角波は図２（ｄ）に示すようにその周波
数が増加する。ここではＦ１はＦ０の例えば２倍の周波
数になるものとして示している。ワンショットマルチバ
イブレータ１７が出力Ｋを出力している区間はとして
示しているが、この区間は電源電圧の擾乱が検出され
ている区間よりも、ワンショットマルチバイブレータ
１７の単１パルスのパルス巾だけ長くなる。
【００２３】その後、図２の区間で電源電圧が正常に
復帰すると、区間の終了後に区間と同様の動作でＰ
ＷＭ周波数は再びＦ０に戻る。
復帰すると、区間の終了後に区間と同様の動作でＰ
ＷＭ周波数は再びＦ０に戻る。
【００２４】図２の区間ではインバータ４のＰＷＭ搬
送周波数が高くなっているので、無効電力制御回路１１
の制御定数を相応のものとしておけば、インバータ４と
電流変成器６、無効電力制御回路１１、ＰＷＭ制御回路
１２で構成される無効電力制御ループの制御速度を高め
ることが出来、電流電圧の擾乱によって生じるインバー
タ４の異常電流を、素速く低減することが出来る。区間
ではインバータ４の損失は相応に大きいものとなって
いるが、区間へ移るとともにＰＷＭ搬送周波数が低く
なって損失も小さくなる。
送周波数が高くなっているので、無効電力制御回路１１
の制御定数を相応のものとしておけば、インバータ４と
電流変成器６、無効電力制御回路１１、ＰＷＭ制御回路
１２で構成される無効電力制御ループの制御速度を高め
ることが出来、電流電圧の擾乱によって生じるインバー
タ４の異常電流を、素速く低減することが出来る。区間
ではインバータ４の損失は相応に大きいものとなって
いるが、区間へ移るとともにＰＷＭ搬送周波数が低く
なって損失も小さくなる。
【００２５】ワンショットマルチバイブレータ１７の出
力Ｋのゼロ以外の時の大きさは、検出された電源電圧の
擾乱の大きさＰに応じて大小に変化するものでも、ある
いは擾乱の大きさに関係なく一定のものでも、いずれで
もよい。又出力Ｋが大小に変化するようにした場合、Ｖ
／Ｆ変換回路１９の出力Ｆの周波数は入力の大きさが変
るにつれて変化するが、周波数は連続可変ではなく、例
えば電源電圧の周波数の奇数倍の周波数を段階的に切換
るようにする。この段階的に切換る場合の擾乱検出出力
Ｐと周波数Ｆの関係の一例を図３のＰ／Ｆ特性図に示
す。
力Ｋのゼロ以外の時の大きさは、検出された電源電圧の
擾乱の大きさＰに応じて大小に変化するものでも、ある
いは擾乱の大きさに関係なく一定のものでも、いずれで
もよい。又出力Ｋが大小に変化するようにした場合、Ｖ
／Ｆ変換回路１９の出力Ｆの周波数は入力の大きさが変
るにつれて変化するが、周波数は連続可変ではなく、例
えば電源電圧の周波数の奇数倍の周波数を段階的に切換
るようにする。この段階的に切換る場合の擾乱検出出力
Ｐと周波数Ｆの関係の一例を図３のＰ／Ｆ特性図に示
す。
【００２６】実施例２．本発明の他の実施例を示す回路
図を図４に示す。実施例１では電源電圧擾乱の検出方法
として、電源電圧の不平衡または電圧歪みの増加等を電
源電圧擾乱検出回路１５により検出する方法を示した
が、図４に示すようにインバータ４に接続されたコンデ
ンサ５の電圧を検出するコンデンサ電圧検出回路２３を
設け、この電圧の電圧変動のみをハイパスフィルタ２２
により検出し、ハイパスフィルタ２２の出力Ｐをワンシ
ョットマルチバイブレータ１７に入力してもよい。この
場合には、電源電圧擾乱時にはコンデンサ５の電圧に交
流成分が重畳されるため、ハイパスフィルタ２２で電源
電圧擾乱を検出することができる。そして電源電圧の擾
乱有無に応じてＰＷＭ周波数を制御する事ができ上記実
施例１と同様の効果を発揮できる。
図を図４に示す。実施例１では電源電圧擾乱の検出方法
として、電源電圧の不平衡または電圧歪みの増加等を電
源電圧擾乱検出回路１５により検出する方法を示した
が、図４に示すようにインバータ４に接続されたコンデ
ンサ５の電圧を検出するコンデンサ電圧検出回路２３を
設け、この電圧の電圧変動のみをハイパスフィルタ２２
により検出し、ハイパスフィルタ２２の出力Ｐをワンシ
ョットマルチバイブレータ１７に入力してもよい。この
場合には、電源電圧擾乱時にはコンデンサ５の電圧に交
流成分が重畳されるため、ハイパスフィルタ２２で電源
電圧擾乱を検出することができる。そして電源電圧の擾
乱有無に応じてＰＷＭ周波数を制御する事ができ上記実
施例１と同様の効果を発揮できる。
【００２７】実施例１及び２では無効電力を制御する場
合について示したが、自励式インバータを適用した電力
変換装置で、電力系統に接続されるもの、例えば風力発
電や太陽光発電電力の系統への接続、あるいは直流送電
に於ける系統接続側の電力変換装置であれば同様の効果
が得られる。また、インバータは電圧形の場合を示した
が、電流形のインバータでも、交流側の電流変成器を電
圧変成器に、又コンデンサ電圧検出器をインバータ直流
側電流検出器に変える等の処置により同様の効果を得る
ことが出来る。
合について示したが、自励式インバータを適用した電力
変換装置で、電力系統に接続されるもの、例えば風力発
電や太陽光発電電力の系統への接続、あるいは直流送電
に於ける系統接続側の電力変換装置であれば同様の効果
が得られる。また、インバータは電圧形の場合を示した
が、電流形のインバータでも、交流側の電流変成器を電
圧変成器に、又コンデンサ電圧検出器をインバータ直流
側電流検出器に変える等の処置により同様の効果を得る
ことが出来る。
【００２８】
【発明の効果】以上のように、この発明によれば電力変
換装置運転時に電源電圧正常時には比較的低いＰＷＭ周
波数で自励式インバータを運転するようにし、電源電圧
擾乱時にはＰＷＭ周波数を一時的に増加させるようにし
たので、正常に運転している間の自励式インバータの運
転損失を軽減することができる。
換装置運転時に電源電圧正常時には比較的低いＰＷＭ周
波数で自励式インバータを運転するようにし、電源電圧
擾乱時にはＰＷＭ周波数を一時的に増加させるようにし
たので、正常に運転している間の自励式インバータの運
転損失を軽減することができる。
【図１】この発明の実施例１の電力変換装置を示す断面
図である。
図である。
【図２】図１の電力変換装置の動作を示す図である。
【図３】図１の電力変換装置の動作を説明するＰ／Ｆ特
性図である。
性図である。
【図４】この発明の実施例２の電力変換装置を示す回路
図である。
図である。
【図５】従来の電力変換装置を示す回路図である。
【図６】図４の電力変換装置に用いられているインバー
タを示す回路図である。
タを示す回路図である。
【図７】図４の電力変換装置の等価回路を示す図であ
る。
る。
【図８】電力変換装置の動作を説明する説明図である。
１ 交流電源 ４ 自励式インバータ ５ コンデンサ ８ 電圧変成器 １２ ＰＷＭ制御回路 １５ 電源電圧擾乱検出回路 １９ Ｖ／Ｆ変換回路 ２０ 三角波発生回路 ２３ コンデンサ電圧検出回路
Claims (2)
- 【請求項１】 系統交流電源に対してＰＷＭ自励インバ
ータを接続し、このインバータを制御して、前記交流電
源側と前記インバータの直流側との間で電力の授受を行
う電力変換装置において、前記インバータのＰＷＭ搬送
周波数の変更が可能な搬送周波数可変回路と、前記交流
電源の電圧の擾乱を検出する電源電圧擾乱検出回路とを
有し、該電源電圧擾乱検出回路の出力に応じて、前記イ
ンバータのＰＷＭ搬送周波数を変化するようにした事を
特徴とする電力変換装置。 - 【請求項２】 請求項１に示す電力変換装置に於いて、
電源電圧擾乱検出回路に代えて、前記インバータの直流
側電圧又は直流側電流の変動を検出する直流電圧変動検
出回路又は直流電流変動検出回路を用いた電力変換装
置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4151921A JPH05341864A (ja) | 1992-06-11 | 1992-06-11 | 電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4151921A JPH05341864A (ja) | 1992-06-11 | 1992-06-11 | 電力変換装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05341864A true JPH05341864A (ja) | 1993-12-24 |
Family
ID=15529115
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4151921A Pending JPH05341864A (ja) | 1992-06-11 | 1992-06-11 | 電力変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH05341864A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009503469A (ja) * | 2005-07-29 | 2009-01-29 | アロイス・ヴォベン | 電力損失の測定 |
| KR101454427B1 (ko) * | 2013-06-21 | 2014-10-27 | 삼성중공업 주식회사 | 풍력 발전 시스템의 과도 상태 제어 장치 및 방법 |
| JP2017208896A (ja) * | 2016-05-17 | 2017-11-24 | 東芝三菱電機産業システム株式会社 | 電力変換装置及びその制御方法 |
-
1992
- 1992-06-11 JP JP4151921A patent/JPH05341864A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009503469A (ja) * | 2005-07-29 | 2009-01-29 | アロイス・ヴォベン | 電力損失の測定 |
| JP4654295B2 (ja) * | 2005-07-29 | 2011-03-16 | アロイス・ヴォベン | 電力損失の測定 |
| KR101454427B1 (ko) * | 2013-06-21 | 2014-10-27 | 삼성중공업 주식회사 | 풍력 발전 시스템의 과도 상태 제어 장치 및 방법 |
| JP2017208896A (ja) * | 2016-05-17 | 2017-11-24 | 東芝三菱電機産業システム株式会社 | 電力変換装置及びその制御方法 |
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