JPS6321411B2 - - Google Patents
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- JPS6321411B2 JPS6321411B2 JP54083198A JP8319879A JPS6321411B2 JP S6321411 B2 JPS6321411 B2 JP S6321411B2 JP 54083198 A JP54083198 A JP 54083198A JP 8319879 A JP8319879 A JP 8319879A JP S6321411 B2 JPS6321411 B2 JP S6321411B2
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- Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
- Control Of Electrical Variables (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は多相不平衡低力率負荷に対して力率の
改善と多相平衡化を図ると共に負荷の高調波リツ
プルを補償することのできる電力調整装置に関す
る。
改善と多相平衡化を図ると共に負荷の高調波リツ
プルを補償することのできる電力調整装置に関す
る。
多相交流電源にとつては、負荷に対して各相の
電流値が等しく平衡化し、また高調波リツプルを
含むことなく、同時に電流と電圧との位相差が
零、つまり力率が１であることが望ましい。上記
要件が満されない場合には、電力設備容量の著し
い増大を招き、また電力利用率の低下を招く。
電流値が等しく平衡化し、また高調波リツプルを
含むことなく、同時に電流と電圧との位相差が
零、つまり力率が１であることが望ましい。上記
要件が満されない場合には、電力設備容量の著し
い増大を招き、また電力利用率の低下を招く。
しかるにアーク炉装置やサイクロコンバータ装
置等の多相不平衡低力率負荷は無効電力が多く、
しかもその変動により同一電源系統に接続された
他の負荷に対して悪影響を及ぼす問題を有してい
る。更には近時、サイリスタを用いた静止レオナ
ード装置等の負荷にあつては、電源周波数以外の
高調波成分を発して誘導障害を招来し、高調波損
失の増大を招いた。
置等の多相不平衡低力率負荷は無効電力が多く、
しかもその変動により同一電源系統に接続された
他の負荷に対して悪影響を及ぼす問題を有してい
る。更には近時、サイリスタを用いた静止レオナ
ード装置等の負荷にあつては、電源周波数以外の
高調波成分を発して誘導障害を招来し、高調波損
失の増大を招いた。
そこで従来、例えば特開昭52−87650号公報等
に三相電力の平衡化と高調波リツプルの補償を行
う電力調整装置が提唱されるに至つている。同装
置は、例えば第１図に示すように概略構成される
もので、負荷Ａに対する電流iLU、iLV、iLWと、電
圧vLU、vLV、vLWとをU.V.Wなる各相毎に検出し、
瞬時電力計算回路Ｂにて、その瞬時電力を PU＝iLU・vLU PV＝iLV・vLV PW＝iLW・vLW を求める。しかして、上記瞬時電力から１／６周
期の時間平均を求め、これを各相の零クロス点検
出のタイミングでサンプリングし、三相の平均電
力値を ＝６／Ｔ∫T/16 0１／３・（PU＋PV＋PW）dt を求める。この値を平衡化されたときの有効電流
の振幅値ISRと看做し、乗算器Ｃにて各相の単位
化された検出電圧を乗じ、 iSUR＝ISR・sinωt iSVR＝ISR・sin（ωt−2π／３） iSWR＝ISR・sin（ωt−4π／３） として平衡化された有効電流指令値を得ている。
これら電流指令値から負荷電流を減じて補償電流
指令値を求め、インバータＤから実際に供給され
る補償電流iCU、iCV、iCWとの偏差を以つて上記イ
ンバータＤを制御している。これによつて不平衡
な有効電流分はインバータＤからの補償電流によ
つて補償され、電源は平衡化された電流のみを供
給すればよいことになる。
に三相電力の平衡化と高調波リツプルの補償を行
う電力調整装置が提唱されるに至つている。同装
置は、例えば第１図に示すように概略構成される
もので、負荷Ａに対する電流iLU、iLV、iLWと、電
圧vLU、vLV、vLWとをU.V.Wなる各相毎に検出し、
瞬時電力計算回路Ｂにて、その瞬時電力を PU＝iLU・vLU PV＝iLV・vLV PW＝iLW・vLW を求める。しかして、上記瞬時電力から１／６周
期の時間平均を求め、これを各相の零クロス点検
出のタイミングでサンプリングし、三相の平均電
力値を ＝６／Ｔ∫T/16 0１／３・（PU＋PV＋PW）dt を求める。この値を平衡化されたときの有効電流
の振幅値ISRと看做し、乗算器Ｃにて各相の単位
化された検出電圧を乗じ、 iSUR＝ISR・sinωt iSVR＝ISR・sin（ωt−2π／３） iSWR＝ISR・sin（ωt−4π／３） として平衡化された有効電流指令値を得ている。
これら電流指令値から負荷電流を減じて補償電流
指令値を求め、インバータＤから実際に供給され
る補償電流iCU、iCV、iCWとの偏差を以つて上記イ
ンバータＤを制御している。これによつて不平衡
な有効電流分はインバータＤからの補償電流によ
つて補償され、電源は平衡化された電流のみを供
給すればよいことになる。
然乍ら上記構成の装置にあつては、瞬時電力の
計算にて平衡化された有効電力（有効電流）を求
めることが必要なので、計算回路Ｂ、零クロス点
検出器Ｅ、サンプルホールド回路Ｆ等の大掛りな
回路構成を要し、制御の複雑化と構成の煩雑化を
招く問題があつた。この為、信頼性に乏しく、ま
た経済的にも不利であるが故に、実用化には問題
があつた。また高調波リツプルを補償せんが為に
は装置自体の動作速度（応答速度）を十分高く設
定する必要があるので、技術的に多くの困難を伴
つた。
計算にて平衡化された有効電力（有効電流）を求
めることが必要なので、計算回路Ｂ、零クロス点
検出器Ｅ、サンプルホールド回路Ｆ等の大掛りな
回路構成を要し、制御の複雑化と構成の煩雑化を
招く問題があつた。この為、信頼性に乏しく、ま
た経済的にも不利であるが故に、実用化には問題
があつた。また高調波リツプルを補償せんが為に
は装置自体の動作速度（応答速度）を十分高く設
定する必要があるので、技術的に多くの困難を伴
つた。
本発明は上記事情を考慮してなされたもので、
その目的とするところは、簡易な演算制御にて効
果的な電力補償を行つて、多相不平衡低力率負荷
を駆動する電源に対して、多相平衡化と力率の向
上をはかり得る簡易で実用性の高い構成の電力調
整装置を提供せんことにある。
その目的とするところは、簡易な演算制御にて効
果的な電力補償を行つて、多相不平衡低力率負荷
を駆動する電源に対して、多相平衡化と力率の向
上をはかり得る簡易で実用性の高い構成の電力調
整装置を提供せんことにある。
以下、図面を参照して本発明の一実施例を説明
する。
する。
第２図は概略構成図で、U.V.W相からなる三
相交流電源線路１には、アーク炉装置等の三相不
平衡低力率負荷２が接続されて電力駆動されてい
る。上記電源線路１には三相トランス３を介して
整流回路４が接続されており、三相交流が整流さ
れて直流電圧が生成されている。この直流電圧は
コンデンサ５を介して平滑化されて、例えば自己
転流型SCRやダイオードで構成されるパルス幅
変調方式（PWM：Pulse Width Modulation）
のインバータ６に入力されている。このPWMイ
ンバータ６にて得られた補償電流は前記したU.
V.W各相毎に交流リアクトル７を介して前記負
荷２に供給されている。
相交流電源線路１には、アーク炉装置等の三相不
平衡低力率負荷２が接続されて電力駆動されてい
る。上記電源線路１には三相トランス３を介して
整流回路４が接続されており、三相交流が整流さ
れて直流電圧が生成されている。この直流電圧は
コンデンサ５を介して平滑化されて、例えば自己
転流型SCRやダイオードで構成されるパルス幅
変調方式（PWM：Pulse Width Modulation）
のインバータ６に入力されている。このPWMイ
ンバータ６にて得られた補償電流は前記したU.
V.W各相毎に交流リアクトル７を介して前記負
荷２に供給されている。
さて、上記インバータ６から負荷２に供給され
る補償電流の大きさは各相毎に各別に交流変流器
（CT）８にて検出され、また前記負荷２への供給
電力、つまり負荷電流と負荷電圧は、各相毎にそ
れぞれ交流変流器９および変成器（RT）１０に
て検出されている。これらの交流変流器８，９お
よび変成器１０にて検出された各成分は、前記イ
ンバータ６に対する各相の制御情報として用いら
れる。
る補償電流の大きさは各相毎に各別に交流変流器
（CT）８にて検出され、また前記負荷２への供給
電力、つまり負荷電流と負荷電圧は、各相毎にそ
れぞれ交流変流器９および変成器（RT）１０に
て検出されている。これらの交流変流器８，９お
よび変成器１０にて検出された各成分は、前記イ
ンバータ６に対する各相の制御情報として用いら
れる。
しかして前記整流回路４からインバータ６に供
給される電流（補償電流に相当する）IOは直流変
流器１１にて検出され、比較器１２に入力されて
補償電流設定値IORと比較判定されている。この
比較判定により得られた偏差ε1 ε1＝I0−IOR は積分器１３にて構成される制御系の補償要素
G1(S)を介して各相毎に設けられたインバータ制御
回路１４ａ，１４ｂ，１４ｃにそれぞれ導びかれ
る。尚、上記補償要素G1(S)は比例制御にあつては
一般的に比例要素K1として与えられるものであ
るが、偏差ε1を小さくして制御せんとする場合に
は積分要素が用いられる。
給される電流（補償電流に相当する）IOは直流変
流器１１にて検出され、比較器１２に入力されて
補償電流設定値IORと比較判定されている。この
比較判定により得られた偏差ε1 ε1＝I0−IOR は積分器１３にて構成される制御系の補償要素
G1(S)を介して各相毎に設けられたインバータ制御
回路１４ａ，１４ｂ，１４ｃにそれぞれ導びかれ
る。尚、上記補償要素G1(S)は比例制御にあつては
一般的に比例要素K1として与えられるものであ
るが、偏差ε1を小さくして制御せんとする場合に
は積分要素が用いられる。
さてインバータ制御回路１４ａ，１４ｂ，１４
ｃは上記偏差ε1に基づく補償要素G1(S)を入力し、
また前述した交流変流器８，９および変成器１０
による検出成分を入力して作動する。即ち、補償
要素G1(S)は乗算器１５に導びかれ、前記変成器１
０により検出されて係数器１６を介して規格化さ
れた負荷電圧成分と乗算されている。上記係数器
１６は、負荷電圧Vsの最大値をVmとしたとき
Kv＝１／Vmなる係数を乗じるものであり、従
つて乗算器１５にて得られる乗算出力は次のよう
になる。
ｃは上記偏差ε1に基づく補償要素G1(S)を入力し、
また前述した交流変流器８，９および変成器１０
による検出成分を入力して作動する。即ち、補償
要素G1(S)は乗算器１５に導びかれ、前記変成器１
０により検出されて係数器１６を介して規格化さ
れた負荷電圧成分と乗算されている。上記係数器
１６は、負荷電圧Vsの最大値をVmとしたとき
Kv＝１／Vmなる係数を乗じるものであり、従
つて乗算器１５にて得られる乗算出力は次のよう
になる。
iAUR＝ε1・G1(S)・sinωt ………Ｕ相
iAVR＝ε1・G1(S)・sin（ωt−2π／３） ………Ｖ相
iAWR＝ε1・G1(S)・sin（ωt−4π／３） ………Ｗ相
このようにして求められた電流成分iAVR、iAVR、
iAWRは前記負荷電源の三相平衡化した有効電流の
指令値に相当したものとなる。従つて、これら電
流成分を各相毎に比較器１７に入力して前記交流
変流器９で検出された負荷電流の検出値iLU、iLV、
iLWと比較すれば iCUR＝iLU−iAUR ………Ｕ相 iCVR＝iLV−iAVR ………Ｖ相 iCWR＝iLW−iAWR ………Ｗ相 なる補償電流の指令値を得ることができる。そこ
で比較器１８にて上記補償電流の指令値iCUR、
iCVR、iCWRと前記補償電流検出器iCU、iCV、iCWとの
偏差ε2を求め、その偏差ε2が零となる如く前記イ
ンバータ６の作動を制御することによつて三相平
衡化することができる。従つて、この三相平衡化
に際しては、上述した偏差ε2を制御補償回路１９
を介して比例増幅、或いは積分補償G2(S)を施こ
し、しかるのちその補償出力を比較器２０に入力
して三角波発振器２１から導びかれる例えば600
Hzの三角波信号（PWMインバータの搬送波）と
比較して、その差値を以つてゲート回路２２を駆
動して前記インバータ６のSCRの点弧を制御す
るようにすればよい。このようなPWMインバー
タ６の作動制御がインバータ制御回路１４ａ，１
４ｂ，１４ｃにて各相毎に行われる。尚、前記補
償要素G2(S)には一般に比例要素K2が用いられる
ことも多いが、制御系の応答性を良くする為に進
み遅れ補償を行うこともある。
iAWRは前記負荷電源の三相平衡化した有効電流の
指令値に相当したものとなる。従つて、これら電
流成分を各相毎に比較器１７に入力して前記交流
変流器９で検出された負荷電流の検出値iLU、iLV、
iLWと比較すれば iCUR＝iLU−iAUR ………Ｕ相 iCVR＝iLV−iAVR ………Ｖ相 iCWR＝iLW−iAWR ………Ｗ相 なる補償電流の指令値を得ることができる。そこ
で比較器１８にて上記補償電流の指令値iCUR、
iCVR、iCWRと前記補償電流検出器iCU、iCV、iCWとの
偏差ε2を求め、その偏差ε2が零となる如く前記イ
ンバータ６の作動を制御することによつて三相平
衡化することができる。従つて、この三相平衡化
に際しては、上述した偏差ε2を制御補償回路１９
を介して比例増幅、或いは積分補償G2(S)を施こ
し、しかるのちその補償出力を比較器２０に入力
して三角波発振器２１から導びかれる例えば600
Hzの三角波信号（PWMインバータの搬送波）と
比較して、その差値を以つてゲート回路２２を駆
動して前記インバータ６のSCRの点弧を制御す
るようにすればよい。このようなPWMインバー
タ６の作動制御がインバータ制御回路１４ａ，１
４ｂ，１４ｃにて各相毎に行われる。尚、前記補
償要素G2(S)には一般に比例要素K2が用いられる
ことも多いが、制御系の応答性を良くする為に進
み遅れ補償を行うこともある。
このように本発明に係る電力調整装置は、整流
回路４からインバータ６に供給される直流電流IO
とその設定値IORとの偏差ε1に基づいて三相平衡
有効電流の指令値を求めて補償電流を制御でき
る。この為、従来のように負荷電力の瞬時値から
複雑な計算処理によつて三相平衡有効電力を求め
る必要がないので、制御系の大幅な簡略化と動作
の安定化をはかることができる。
回路４からインバータ６に供給される直流電流IO
とその設定値IORとの偏差ε1に基づいて三相平衡
有効電流の指令値を求めて補償電流を制御でき
る。この為、従来のように負荷電力の瞬時値から
複雑な計算処理によつて三相平衡有効電力を求め
る必要がないので、制御系の大幅な簡略化と動作
の安定化をはかることができる。
さて、前記偏差ε1は次のような理由により三相
平衡有効電流の指令値として用いられるものであ
る。
平衡有効電流の指令値として用いられるものであ
る。
第３図は三相交流の電圧および電流成分のベク
トル関係を示すもので、図中VU，VV，VWはＵ、
Ｖ、Ｗ相の各電圧ベクトルを示している。また
ILU，ILV，ILWは各相の負荷電流ベクトル、IAU，
IAV，IAWは三相電源から負荷２に直接供給される
有効電流ベクトル、IBU，IBV，IBWは三相電源から
整流回路４、インバータ６を介して負荷２に供給
される有効電流ベクトル、そしてICU，ICV，ICWは
インバータ６から負荷２に供給される補償電流ベ
クトルをそれぞれ示している。これらのベクトル
関係に示されるように、負荷２の三相不平衡負荷
電流ベクトルILU，ILV，ILWに対して、三相平衡化
した有効電流IAU、IAV、IAWを電源から導びくよう
にするには、前記インバータ６は前述した如く制
御して第３図中破線で示す如く補償電流ICU、ICV、
ICWをインバータ６から負荷２に供給してやれば
よい。
トル関係を示すもので、図中VU，VV，VWはＵ、
Ｖ、Ｗ相の各電圧ベクトルを示している。また
ILU，ILV，ILWは各相の負荷電流ベクトル、IAU，
IAV，IAWは三相電源から負荷２に直接供給される
有効電流ベクトル、IBU，IBV，IBWは三相電源から
整流回路４、インバータ６を介して負荷２に供給
される有効電流ベクトル、そしてICU，ICV，ICWは
インバータ６から負荷２に供給される補償電流ベ
クトルをそれぞれ示している。これらのベクトル
関係に示されるように、負荷２の三相不平衡負荷
電流ベクトルILU，ILV，ILWに対して、三相平衡化
した有効電流IAU、IAV、IAWを電源から導びくよう
にするには、前記インバータ６は前述した如く制
御して第３図中破線で示す如く補償電流ICU、ICV、
ICWをインバータ６から負荷２に供給してやれば
よい。
即ち、従来装置にあつては、三相補償電流によ
る電力の和を零にして平均的には無効電力のみを
供給して平衡化をはかることが一般的であつた。
但し、正確には交流リアクトルによる抵抗損失で
多少の電力消費が生じる。ところが本装置ではイ
ンバータから無効電力の全てと有効電力の一部を
供給する構成となつている。そして上記有効電力
の一部は三相電源から交流トランス３、整流回路
４を介して得るものである。従つて、整流回路４
が常に力率「１」なる状態で運転されて三相電圧
が平衡しておれば電源からの有効電流IBU、IBV、
IBWも平衡することになる。従つて結果的には電
源から負荷２に供給される有効電流は ISU＝IAU＋IBU ………Ｕ相 ISV＝IAV＋IBV ………Ｖ相 ISW＝IAW＋IBW ………Ｗ相 と、力率「１」にて平衡化したものとなり、且
つ、前記整流回路４からインバータ６に供給され
る直流電流IOは上記有効電流に比例したものとな
る。かくして、上記直流電流IOを検出し、その設
定値IORとの偏差ε1に基づき三相平衡有効電流の
指令値を定めることにより効果的な制御を行い得
る。
る電力の和を零にして平均的には無効電力のみを
供給して平衡化をはかることが一般的であつた。
但し、正確には交流リアクトルによる抵抗損失で
多少の電力消費が生じる。ところが本装置ではイ
ンバータから無効電力の全てと有効電力の一部を
供給する構成となつている。そして上記有効電力
の一部は三相電源から交流トランス３、整流回路
４を介して得るものである。従つて、整流回路４
が常に力率「１」なる状態で運転されて三相電圧
が平衡しておれば電源からの有効電流IBU、IBV、
IBWも平衡することになる。従つて結果的には電
源から負荷２に供給される有効電流は ISU＝IAU＋IBU ………Ｕ相 ISV＝IAV＋IBV ………Ｖ相 ISW＝IAW＋IBW ………Ｗ相 と、力率「１」にて平衡化したものとなり、且
つ、前記整流回路４からインバータ６に供給され
る直流電流IOは上記有効電流に比例したものとな
る。かくして、上記直流電流IOを検出し、その設
定値IORとの偏差ε1に基づき三相平衡有効電流の
指令値を定めることにより効果的な制御を行い得
る。
ところで、第４図に示すようにＵ相の負荷電流
ILUがI′LUの如く変化した場合、前記した有効電流
の指令値iAUR、iAVR、iAWRの変化は生じないが、Ｕ
相の補償電流がベクトルI′CUの如く変化すること
になる。これによつて補償電流I′CU、ICV、ICWによ
る三相電力の総和が減少し、整流回路４からイン
バータ６に供給される直流電流IOが減少すること
になる。この直流電流IOの減少の結果、前記偏差
ε1が減少して三相平衡有効電流の指令値iAUR、
iAVR、iAWRが減少し、これにより補償電流の指令
値iCUR、iCVR、iCWRが変化して三相平衡有効電流
IAU、IAV、IAWが全体的に減少する。そして最終的
には実際の補償電流による三相電力の総和が元の
値に戻り、IOが元の値に定常化する。同時に電源
から供給される三相平衡有効電流が減少して安定
することになる。尚、無効電力の変化に対しても
インバータ６の追従制御により安定化がなされる
ことは勿論である。
ILUがI′LUの如く変化した場合、前記した有効電流
の指令値iAUR、iAVR、iAWRの変化は生じないが、Ｕ
相の補償電流がベクトルI′CUの如く変化すること
になる。これによつて補償電流I′CU、ICV、ICWによ
る三相電力の総和が減少し、整流回路４からイン
バータ６に供給される直流電流IOが減少すること
になる。この直流電流IOの減少の結果、前記偏差
ε1が減少して三相平衡有効電流の指令値iAUR、
iAVR、iAWRが減少し、これにより補償電流の指令
値iCUR、iCVR、iCWRが変化して三相平衡有効電流
IAU、IAV、IAWが全体的に減少する。そして最終的
には実際の補償電流による三相電力の総和が元の
値に戻り、IOが元の値に定常化する。同時に電源
から供給される三相平衡有効電流が減少して安定
することになる。尚、無効電力の変化に対しても
インバータ６の追従制御により安定化がなされる
ことは勿論である。
一方、負荷２の有効電力の総和が増加した場合
には、直流電流IOの一時的な増加によつて上記減
少時とは逆の作用が呈せられ、最終的には電源か
らの有効電流が増加して負荷２の有効電力分の平
衡化が行われ、安定化する。
には、直流電流IOの一時的な増加によつて上記減
少時とは逆の作用が呈せられ、最終的には電源か
らの有効電流が増加して負荷２の有効電力分の平
衡化が行われ、安定化する。
また負荷２の有効電力の総和が零になつた場合
には、最終的には IAU＝−IBU IAV＝−IBV IAW＝−IBW なる関係が生じて三相電源線路１と交流トランス
３を介したインバータ６との間に循環電流が流
れ、ISU、ISV、ISWが殆んど零となつて落着くこと
になる。
には、最終的には IAU＝−IBU IAV＝−IBV IAW＝−IBW なる関係が生じて三相電源線路１と交流トランス
３を介したインバータ６との間に循環電流が流
れ、ISU、ISV、ISWが殆んど零となつて落着くこと
になる。
以上のように本装置によれば、従来必要とされ
ていた三相平衡化有効電力の複雑な計算を行うこ
となしに、非常に簡易な制御で電源から供給され
る電流の平衡化と力率の改善を行うことができ
る。従つて同一電源系統に接続された他の機器に
悪影響を及ぼすことがなく、三相不平衡電流に伴
う種々の問題を効果的に解消できる。また負荷電
流に高調波成分が含まれていてもインバータ６か
ら補償電流の一部として供給できるので、電源電
流を常に平衡化された基本波成分だけとすること
ができる。しかも急激な負荷変動が生じても、こ
れを緩衝することができ、電力変動を抑えること
ができる等の種々格別なる効果を奏する。
ていた三相平衡化有効電力の複雑な計算を行うこ
となしに、非常に簡易な制御で電源から供給され
る電流の平衡化と力率の改善を行うことができ
る。従つて同一電源系統に接続された他の機器に
悪影響を及ぼすことがなく、三相不平衡電流に伴
う種々の問題を効果的に解消できる。また負荷電
流に高調波成分が含まれていてもインバータ６か
ら補償電流の一部として供給できるので、電源電
流を常に平衡化された基本波成分だけとすること
ができる。しかも急激な負荷変動が生じても、こ
れを緩衝することができ、電力変動を抑えること
ができる等の種々格別なる効果を奏する。
尚、本発明は上記実施例にのみ限定されるもの
ではない。例えば第５図に別の実施例を示すよう
に、インバータ６を２組並列的に設け、インバー
タ制御回路１４ａ，１４ｂ，１４ｃでは位相のず
れた２つの三角波信号（インバータ搬送波）を以
つて上記インバータ６を交互に作動制御するよう
にしてもよい。このようにすれば実質的にインバ
ータ６による三相平衡化の動作周波数を２倍に高
めることができるので、サイクロコンバータ装置
を負荷とする場合における高調波リツプルに対し
ても十分に対処することが可能となる。またこの
ような場合にはインバータ６を３台、４台〜と並
列駆動して実質的な動作周波数を高めてもよいこ
とは勿論のことである。また本発明は２相、４
相、６相等の電源に対しても十分適用可能である
ことは云うまでもない。また直流電源IOの代りに
整流回路４の前段で交流電流を検出することにし
ても良い。更には制御系の補償要素G1(S)、G2(S)も
適宜仕様に応じて定めればよいものである。要す
るに本発明は、その要旨を逸脱しない範囲で種々
変形して実施することができる。
ではない。例えば第５図に別の実施例を示すよう
に、インバータ６を２組並列的に設け、インバー
タ制御回路１４ａ，１４ｂ，１４ｃでは位相のず
れた２つの三角波信号（インバータ搬送波）を以
つて上記インバータ６を交互に作動制御するよう
にしてもよい。このようにすれば実質的にインバ
ータ６による三相平衡化の動作周波数を２倍に高
めることができるので、サイクロコンバータ装置
を負荷とする場合における高調波リツプルに対し
ても十分に対処することが可能となる。またこの
ような場合にはインバータ６を３台、４台〜と並
列駆動して実質的な動作周波数を高めてもよいこ
とは勿論のことである。また本発明は２相、４
相、６相等の電源に対しても十分適用可能である
ことは云うまでもない。また直流電源IOの代りに
整流回路４の前段で交流電流を検出することにし
ても良い。更には制御系の補償要素G1(S)、G2(S)も
適宜仕様に応じて定めればよいものである。要す
るに本発明は、その要旨を逸脱しない範囲で種々
変形して実施することができる。
第１図は従来装置の一例を示す概略構成図、第
２図は本発明の一実施例を示す概略構成図、第３
図および第４図は本発明装置の作用を説明する為
の電圧および電流のベクトル図、第５図は本発明
の他の実施例を示す概略構成図である。 ２……負荷、３……交流トランス、４……整流
回路、６……インバータ、７……交流リアクト
ル、８，９……交流変流器（CT）、１０……変成
器（PT）、１１……直流変流器（CT）、１２，１
７，１８……比較器、１４ａ，１４ｂ，１４ｃ…
…インバータ制御回路、１５……乗算器、２１…
…三角波発振器。
２図は本発明の一実施例を示す概略構成図、第３
図および第４図は本発明装置の作用を説明する為
の電圧および電流のベクトル図、第５図は本発明
の他の実施例を示す概略構成図である。 ２……負荷、３……交流トランス、４……整流
回路、６……インバータ、７……交流リアクト
ル、８，９……交流変流器（CT）、１０……変成
器（PT）、１１……直流変流器（CT）、１２，１
７，１８……比較器、１４ａ，１４ｂ，１４ｃ…
…インバータ制御回路、１５……乗算器、２１…
…三角波発振器。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 多相電源の負荷に並列接続された整流回路
と、この整流回路の出力電流を交流リアクトルを
介して前記負荷に供給して負荷電流補償を行う電
圧形PWMインバータと、前記整流回路の出力電
流と設定値との偏差を求め、補償要素を介して求
められる上記偏差の値を多相平衡化有効電流に対
する振幅指令値とし、この振幅指令値を前記負荷
に流れる電流値から減じた値で前記電圧形PWM
インバータの作動を制御するインバータ制御回路
とを具備し、このインバータ制御回路にて前記電
圧形PWMインバータから前記負荷に供給される
補償電流の量を可変してなることを特徴とする電
力調整装置。 ２ 電圧形PWMインバータの作動制御は各相毎
に行なわれるのである特許請求の範囲第１項記載
の電力調整装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8319879A JPS5610040A (en) | 1979-06-30 | 1979-06-30 | Power regulator |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8319879A JPS5610040A (en) | 1979-06-30 | 1979-06-30 | Power regulator |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5610040A JPS5610040A (en) | 1981-02-02 |
| JPS6321411B2 true JPS6321411B2 (ja) | 1988-05-06 |
Family
ID=13795622
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8319879A Granted JPS5610040A (en) | 1979-06-30 | 1979-06-30 | Power regulator |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5610040A (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS58141630A (ja) * | 1982-02-16 | 1983-08-23 | 東京電力株式会社 | 高調波電圧歪抑制装置 |
| EP0144556B1 (de) * | 1983-10-12 | 1988-06-29 | BBC Brown Boveri AG | Blindleistungskompensator zur Kompensation einer Blindstromkomponente in einem Wechselspannungsnetz |
| JP2007318929A (ja) * | 2006-05-26 | 2007-12-06 | Yanmar Co Ltd | 系統連系発電システム |
-
1979
- 1979-06-30 JP JP8319879A patent/JPS5610040A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5610040A (en) | 1981-02-02 |
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