JPS6321410B2 - - Google Patents
Info
- Publication number
- JPS6321410B2 JPS6321410B2 JP54083197A JP8319779A JPS6321410B2 JP S6321410 B2 JPS6321410 B2 JP S6321410B2 JP 54083197 A JP54083197 A JP 54083197A JP 8319779 A JP8319779 A JP 8319779A JP S6321410 B2 JPS6321410 B2 JP S6321410B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- current
- phase
- load
- power
- value
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired
Links
- 239000013598 vector Substances 0.000 description 12
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 5
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 5
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 5
- 230000008859 change Effects 0.000 description 2
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 2
- 230000004044 response Effects 0.000 description 2
- 230000002411 adverse Effects 0.000 description 1
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 1
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 1
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 1
- 238000007599 discharging Methods 0.000 description 1
- 238000010304 firing Methods 0.000 description 1
- 230000006872 improvement Effects 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
- Control Of Electrical Variables (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は電力変動の激しい多相不平衡低力率負
荷に対して力率改善と多相平衡化をはかり得る電
力調整装置に関する。
荷に対して力率改善と多相平衡化をはかり得る電
力調整装置に関する。
多相交流電源にてアーク炉装置等の多相不平衡
負荷を駆動する場合、各相の電流の大きさがそれ
ぞれ異なる為、電力供給設備の利用率を悪くし、
結果的には設備容量の増大を招く問題がある。ま
た負荷が低力率なるが故に各相の電圧と電流との
位相差が大きいと無効電力が増加する問題があ
る。更には負荷の電力変動が激しい場合、多相電
源の電源電圧が変動して同一電源系統に接続され
た他の電気機器に種々の悪影響を及ぼす、例えば
電灯の所謂ちらつきを生じる問題があつた。そこ
で従来、力率改善を目的として進相コンデンサや
調相機が主として用いられているが、電力損失が
増大し、負荷変動に対する応答性が悪くなり、補
償精度が限界に達する等の問題があつた。これが
為にその使用条件が大きく制約された。
負荷を駆動する場合、各相の電流の大きさがそれ
ぞれ異なる為、電力供給設備の利用率を悪くし、
結果的には設備容量の増大を招く問題がある。ま
た負荷が低力率なるが故に各相の電圧と電流との
位相差が大きいと無効電力が増加する問題があ
る。更には負荷の電力変動が激しい場合、多相電
源の電源電圧が変動して同一電源系統に接続され
た他の電気機器に種々の悪影響を及ぼす、例えば
電灯の所謂ちらつきを生じる問題があつた。そこ
で従来、力率改善を目的として進相コンデンサや
調相機が主として用いられているが、電力損失が
増大し、負荷変動に対する応答性が悪くなり、補
償精度が限界に達する等の問題があつた。これが
為にその使用条件が大きく制約された。
一方、三相電力の平衡化を目的とした技術が特
開昭52−87650号公報等に紹介されている。これ
に示される「電力調整装置」は、コンバータを用
い、また負荷の瞬時電力から平衡化された負荷有
効電力（電流）を求めて電力を調整せんとするも
のであるが、積分器やサンプルホールド回路、零
クロス点検出回路等を要するが故に構成が複雑化
し、信頼性および経済性に欠けると云う問題を有
していた。しかも、同装置は負荷の有効電力の変
動には対処することができず、他の機器への干渉
を除去するには至らなかつた。この為、負荷に対
する力率の改善、多相電力の平衡化および電力変
動の緩慢化を簡易にしてはかり得なかつた。
開昭52−87650号公報等に紹介されている。これ
に示される「電力調整装置」は、コンバータを用
い、また負荷の瞬時電力から平衡化された負荷有
効電力（電流）を求めて電力を調整せんとするも
のであるが、積分器やサンプルホールド回路、零
クロス点検出回路等を要するが故に構成が複雑化
し、信頼性および経済性に欠けると云う問題を有
していた。しかも、同装置は負荷の有効電力の変
動には対処することができず、他の機器への干渉
を除去するには至らなかつた。この為、負荷に対
する力率の改善、多相電力の平衡化および電力変
動の緩慢化を簡易にしてはかり得なかつた。
本発明は上記事情を考慮してなされたもので、
その目的とするところは、電力変動の激しい多相
不平衡低力率負荷に対して力率の改善と多相平衡
化をはかり得る簡易な構成で信頼性の高い電力調
整装置を提供せんことにある。
その目的とするところは、電力変動の激しい多相
不平衡低力率負荷に対して力率の改善と多相平衡
化をはかり得る簡易な構成で信頼性の高い電力調
整装置を提供せんことにある。
以下、図面を参照して本発明の一実施例を説明
する。
する。
第１図は第１の実施例を示す概略構成図で、
U.V.W相からなる三相交流電源線路１には、例
えばアーク炉装置やサイクロコンバータ装置に代
表される三相不平衡低力率負荷２が接続されて電
力駆動されている。また直流電源３に接続された
PWM（パルス幅変調）インバータ４の出力は、
各相毎に交流リアクトル５を介して前記負荷２に
供給されている。前記PWMインバータ４は、自
己転流機能を有した複数のSCR（S1、〜、S6）お
よび帰還用のダイオード（D1、〜、D6）とから
なり、後述するゲート制御を受けて前記直流電源
３の電圧V0をパルス幅変調して、任意の大きさ
及び位相の三相交流電圧を出力している。尚、前
記電源３の電圧V0は三相交流電圧の最大値Vnよ
り大きく設定されている。蓋し、PWMインバー
タ４のSCRがOFF状態にあるとき、三相交流電
源から電源３に充電電流を流さない為である。し
かして前記PWMインバータ４から交流リアクト
ル５を介して負荷２に供給される補償電流ICは、
前記PWMインバータ４の出力と三相電源の電圧
により決定され、その値は各相毎に交流変流器
（CT）６にて検出される。また負荷２の入力端で
はU.V.W相各相毎に変成器（PT）７によつて負
荷電圧が、また交流変流器（CT）８によつて負
荷電流が検出されている。
U.V.W相からなる三相交流電源線路１には、例
えばアーク炉装置やサイクロコンバータ装置に代
表される三相不平衡低力率負荷２が接続されて電
力駆動されている。また直流電源３に接続された
PWM（パルス幅変調）インバータ４の出力は、
各相毎に交流リアクトル５を介して前記負荷２に
供給されている。前記PWMインバータ４は、自
己転流機能を有した複数のSCR（S1、〜、S6）お
よび帰還用のダイオード（D1、〜、D6）とから
なり、後述するゲート制御を受けて前記直流電源
３の電圧V0をパルス幅変調して、任意の大きさ
及び位相の三相交流電圧を出力している。尚、前
記電源３の電圧V0は三相交流電圧の最大値Vnよ
り大きく設定されている。蓋し、PWMインバー
タ４のSCRがOFF状態にあるとき、三相交流電
源から電源３に充電電流を流さない為である。し
かして前記PWMインバータ４から交流リアクト
ル５を介して負荷２に供給される補償電流ICは、
前記PWMインバータ４の出力と三相電源の電圧
により決定され、その値は各相毎に交流変流器
（CT）６にて検出される。また負荷２の入力端で
はU.V.W相各相毎に変成器（PT）７によつて負
荷電圧が、また交流変流器（CT）８によつて負
荷電流が検出されている。
さて、前記PWMインバータ４は次のようにし
てSCRの点弧制御、つまり作動制御されている。
即ち、電源３からPWMインバータ４に供給され
る電流IOは直流変流器９で検出され、比較器１０
にて直流電流設定値IORとの偏差 ε1＝IO−IOR が求められる。この偏差ε1は積分器１１で構成さ
れる補償係数回路を介してG1(S)なる補償要素とし
て、各相に夫々対応して設けられたインバータ制
御回路１２ａ，１２ｂ，１２ｃに供給される。
尚、補償要素G1(S)は比例制御の場合には一般に比
例要素K1として与えられるものだが、偏差ε1を
小さくして制御せんとする場合には図示したよう
に積分器１１による積分要素が用いられる。しか
して前記補償要素G1(S)なる成分は、各相に対応し
た制御回路１２において、乗算器１３に導びかれ
る。この乗算器１３には、前記変成器（PT）７
により検出された負荷電圧VSの情報が係数器１
４を介して導びかれている。この係数器１４は、
負荷電圧VSの最大値をVnとしたとき、KV＝１／
Vnなる係数処理を施して検出電圧の正規化を行
うものである。従つて前記乗算器１３による各相
の乗算出力iSRは次のようになる。
てSCRの点弧制御、つまり作動制御されている。
即ち、電源３からPWMインバータ４に供給され
る電流IOは直流変流器９で検出され、比較器１０
にて直流電流設定値IORとの偏差 ε1＝IO−IOR が求められる。この偏差ε1は積分器１１で構成さ
れる補償係数回路を介してG1(S)なる補償要素とし
て、各相に夫々対応して設けられたインバータ制
御回路１２ａ，１２ｂ，１２ｃに供給される。
尚、補償要素G1(S)は比例制御の場合には一般に比
例要素K1として与えられるものだが、偏差ε1を
小さくして制御せんとする場合には図示したよう
に積分器１１による積分要素が用いられる。しか
して前記補償要素G1(S)なる成分は、各相に対応し
た制御回路１２において、乗算器１３に導びかれ
る。この乗算器１３には、前記変成器（PT）７
により検出された負荷電圧VSの情報が係数器１
４を介して導びかれている。この係数器１４は、
負荷電圧VSの最大値をVnとしたとき、KV＝１／
Vnなる係数処理を施して検出電圧の正規化を行
うものである。従つて前記乗算器１３による各相
の乗算出力iSRは次のようになる。
iSUR＝ε1・G1(S)・sinωt …Ｕ相
iSVR＝ε1・G1(S)・sin（ωt−2π／３） …Ｖ相
iSWR＝ε1・G1(S)・sin（ωt−4π／３） …Ｗ相
このようにして求められた電流iSUR、iSVR、iSWR
は三相平衡条件となる有効電流の指令値に相当し
たものとなる。しかして上記各電流iSRは比較器
１５にて、前記交流変流器（CT）８により検出
された負荷電流iLU、iLV、iLWと各相毎にそれぞれ
比較されて、次のように補償電流の指令値iCRが
求められる。
は三相平衡条件となる有効電流の指令値に相当し
たものとなる。しかして上記各電流iSRは比較器
１５にて、前記交流変流器（CT）８により検出
された負荷電流iLU、iLV、iLWと各相毎にそれぞれ
比較されて、次のように補償電流の指令値iCRが
求められる。
iCUR＝iLU−iSUR …Ｕ相
iCVR＝iLV−iSVR …Ｖ相
iCWR＝iLW−iSWR …Ｗ相
この指令値iCRに示される補償電流を前記PWM
インバータ４から負荷２に供給することにより線
路１における三相交流電源が平衡化することにな
る。しかして前記指令値iCUR、iCVR、iCWRは比較器
１６に入力されて前記交流変流器（CT）６によ
り検出された補償電流iCU、iCV、iCWとそれぞれ比
較され、その偏差ε2が求められる。
インバータ４から負荷２に供給することにより線
路１における三相交流電源が平衡化することにな
る。しかして前記指令値iCUR、iCVR、iCWRは比較器
１６に入力されて前記交流変流器（CT）６によ
り検出された補償電流iCU、iCV、iCWとそれぞれ比
較され、その偏差ε2が求められる。
ε2u＝iCUR−iCU …Ｕ相
ε2V＝iSVR−iCV …Ｖ相
ε2W＝iCWR−iCW …Ｗ相
この偏差ε2に応じて前記PWMインバータ４を
制御し、偏差ε2が零となる如く制御することによ
り上述した所期の目的が達せられる。ここでは上
記偏差ε2を制御系の補償要素G2(S)（積分器または
比例増幅器１７）を介して求め、三角波発振器１
８からの例えば600Hzなる搬送波と上記補償要素
G2(S)との比較を比較器１９にて行い、ゲート回路
２０を付勢して前記SCRの点弧制御を行うよう
にしている。
制御し、偏差ε2が零となる如く制御することによ
り上述した所期の目的が達せられる。ここでは上
記偏差ε2を制御系の補償要素G2(S)（積分器または
比例増幅器１７）を介して求め、三角波発振器１
８からの例えば600Hzなる搬送波と上記補償要素
G2(S)との比較を比較器１９にて行い、ゲート回路
２０を付勢して前記SCRの点弧制御を行うよう
にしている。
このような点弧制御が各相毎にインバータ制御
回路１２ａ，１２ｂ，１２ｃを以つて行われる。
つまり本発明装置にあつては、インバータ４に対
する直流電源３の充放電電流IOを検出し、その設
定値IORとの偏差から比較的定数の大なる遅れ要
素を介して得られた制御値に従つて三相平衡有効
電流の振幅を制御するものである。これは従来装
置にあつて必須の要件とされた三相平衡有効電力
の計算を全く必要としない点において大きな差異
を有するところであり、本発明の最も特長とする
点である。
回路１２ａ，１２ｂ，１２ｃを以つて行われる。
つまり本発明装置にあつては、インバータ４に対
する直流電源３の充放電電流IOを検出し、その設
定値IORとの偏差から比較的定数の大なる遅れ要
素を介して得られた制御値に従つて三相平衡有効
電流の振幅を制御するものである。これは従来装
置にあつて必須の要件とされた三相平衡有効電力
の計算を全く必要としない点において大きな差異
を有するところであり、本発明の最も特長とする
点である。
次に本装置の動作原理とその作用について説明
する。
する。
先づ負荷２が休止状態にあり、例えば夜間電力
を利用して直流電源３を充電する場合、直流電流
設定値IORは負の値に設定され、偏差ε1は正の値
となる。このときの積分器１１の補償要素G1(S)を
次のように定める。
を利用して直流電源３を充電する場合、直流電流
設定値IORは負の値に設定され、偏差ε1は正の値
となる。このときの積分器１１の補償要素G1(S)を
次のように定める。
G1(S)＝K1／１＋TS
但し、K1は定数、Ｔは時定数、そしてＳはラ
プラス演算子である。しかして時定数Ｔが十分大
きく設定されているものとすると、補償要素
G1(S)、つまりその伝達関数は G1(S)≒K1′／Ｓ、K1′＝K1′／Ｔ と近似される。従つて、この場合における三相平
衡有効電流の指令値は iSUR＝（ε1・K1′／Ｓ）・sinωt iSUR＝（ε1・K1′／Ｓ）・sin（ωt−2π／３） iSWR＝（ε1・K1′／Ｓ）・sin（ωt−4π／３） で示され、またこのときの負荷電流iLは零なの
で、補償電流の指令値は iCUR＝−iSUR iCVR＝−iSVR iCWR＝−iSWR として設定される。この設定値（指令値）に応じ
て前記PWMインバータ４が駆動され、実際の補
償電流iCU、iCV、iSWは三相電源線路１（電源）か
らPWMインバータ４に流れ込み、その有効電流
成分は電源３の充電電流として供給される。この
結果、前記した偏差ε1が徐々に減少し、最終的に
は零となつて落ち着き、積分器G1(S)の出力は或る
値を保持して補償電流iCを供給し続ける。
プラス演算子である。しかして時定数Ｔが十分大
きく設定されているものとすると、補償要素
G1(S)、つまりその伝達関数は G1(S)≒K1′／Ｓ、K1′＝K1′／Ｔ と近似される。従つて、この場合における三相平
衡有効電流の指令値は iSUR＝（ε1・K1′／Ｓ）・sinωt iSUR＝（ε1・K1′／Ｓ）・sin（ωt−2π／３） iSWR＝（ε1・K1′／Ｓ）・sin（ωt−4π／３） で示され、またこのときの負荷電流iLは零なの
で、補償電流の指令値は iCUR＝−iSUR iCVR＝−iSVR iCWR＝−iSWR として設定される。この設定値（指令値）に応じ
て前記PWMインバータ４が駆動され、実際の補
償電流iCU、iCV、iSWは三相電源線路１（電源）か
らPWMインバータ４に流れ込み、その有効電流
成分は電源３の充電電流として供給される。この
結果、前記した偏差ε1が徐々に減少し、最終的に
は零となつて落ち着き、積分器G1(S)の出力は或る
値を保持して補償電流iCを供給し続ける。
このようにして直流電流IOは、その設定値IOに
等しくなるように制御され、直流電源３に充電電
流を供給し続ける。
等しくなるように制御され、直流電源３に充電電
流を供給し続ける。
一方、前記負荷１を駆動する場合には前述した
直流電源設定値IORを今度は正の値に設定し、電
源３からPWMインバータ４を介して負荷２に電
流を供給するように制御される。第２図はこの場
合におけるU.V.W各相の電流成分ベクトルおよ
び電圧成分ベクトルを示したものである。図にお
いてベクトルVU，VV，VWは各相の負荷電圧を示
し、ベクトルILU，ILV，ILWは負荷電流を示してい
る。しかして上記負荷２にPWMインバータ４よ
りベクトルICU，ICV，ICWで示される補償電流を供
給することによつて三相電源から供給される電流
ISU，ISV，iSWを図示ベクトルのように設定して平
衡化をはかることが可能となる。即ちこの場合に
は負荷２に対する有効電流の殆んどを三相電源に
より供給し、残る有効電流と平衡化の為の無効電
流分とをPWMインバータ４から負荷２に供給す
ることにより達せられる。この有効電流成分およ
び無効電流の供給が前述した制御によりなされ
る。つまり、正の値に設定された直流電流設定値
IORによつて、補償電流iCはインバータ４から三相
電源に有効電力を供給するものとなる。
直流電源設定値IORを今度は正の値に設定し、電
源３からPWMインバータ４を介して負荷２に電
流を供給するように制御される。第２図はこの場
合におけるU.V.W各相の電流成分ベクトルおよ
び電圧成分ベクトルを示したものである。図にお
いてベクトルVU，VV，VWは各相の負荷電圧を示
し、ベクトルILU，ILV，ILWは負荷電流を示してい
る。しかして上記負荷２にPWMインバータ４よ
りベクトルICU，ICV，ICWで示される補償電流を供
給することによつて三相電源から供給される電流
ISU，ISV，iSWを図示ベクトルのように設定して平
衡化をはかることが可能となる。即ちこの場合に
は負荷２に対する有効電流の殆んどを三相電源に
より供給し、残る有効電流と平衡化の為の無効電
流分とをPWMインバータ４から負荷２に供給す
ることにより達せられる。この有効電流成分およ
び無効電流の供給が前述した制御によりなされ
る。つまり、正の値に設定された直流電流設定値
IORによつて、補償電流iCはインバータ４から三相
電源に有効電力を供給するものとなる。
つまりIO＜IOの場合には、その偏差ε1＝IO−IOR
は負の値となり、有効電流指令値iSR（iSUR、iSVR、
iSWR）の波高値Im＝ε1・G1（Ｓ）を減少させ、そ
の結果、補償電流指令値iCR＝iL−iSRの有効電流成
分を増大させる。補償電流icはこの指令値iCRに一
致するように制御されるので、これによつて直流
電流IOが増大し、IO＝IORとなつて落着く。
は負の値となり、有効電流指令値iSR（iSUR、iSVR、
iSWR）の波高値Im＝ε1・G1（Ｓ）を減少させ、そ
の結果、補償電流指令値iCR＝iL−iSRの有効電流成
分を増大させる。補償電流icはこの指令値iCRに一
致するように制御されるので、これによつて直流
電流IOが増大し、IO＝IORとなつて落着く。
逆にIO＞IORの場合には、その偏差ε1＝IO−IORは
正の値となり、有効電流指令値iCR（iSUR、iSVR、
iSWR）の波高値Im＝ε1・G1（Ｓ）が増大して、補
償電流指令値iCR＝iL−iSRの有効電流成分を減少さ
せる。故に、直流電流IOは減少し、やはりIO＝IOR
となるように制御される。
正の値となり、有効電流指令値iCR（iSUR、iSVR、
iSWR）の波高値Im＝ε1・G1（Ｓ）が増大して、補
償電流指令値iCR＝iL−iSRの有効電流成分を減少さ
せる。故に、直流電流IOは減少し、やはりIO＝IOR
となるように制御される。
第２図において円Ａで示す値は負荷電流iLU、
iLV、iLWの有効電流成分の平均値を表わす。これ
に対し、補償電流iCU、iCV、iCWを破線のベクトル
のように制御すると、三相電源から供給される電
流はiSU、iSV、iSWのようになる。
iLV、iLWの有効電流成分の平均値を表わす。これ
に対し、補償電流iCU、iCV、iCWを破線のベクトル
のように制御すると、三相電源から供給される電
流はiSU、iSV、iSWのようになる。
即ち、負荷電流の有効成分（円Ａで示す）と三
相電源からの有効電流（破線の円で示す）との差
は補償電流iCU、iCV、iCWの有効電流分となるもの
で、この値は直流電流IOに比例する。
相電源からの有効電流（破線の円で示す）との差
は補償電流iCU、iCV、iCWの有効電流分となるもの
で、この値は直流電流IOに比例する。
第２図ベクトルにおいて負荷電流iLU、iLV、iLW
が変化しない状態で、直流電流指令値IORを増加
させると、それに追従して直流電流IOが増大する
ように、前記三相電源から供給される有効電流
iSU、iSV、iSWを減少させる。
が変化しない状態で、直流電流指令値IORを増加
させると、それに追従して直流電流IOが増大する
ように、前記三相電源から供給される有効電流
iSU、iSV、iSWを減少させる。
逆に直流電流指令値IORを減少させればIOが減少
するように三相電源からの有効電流iSU、iSV、iSW
が増大する。
するように三相電源からの有効電流iSU、iSV、iSW
が増大する。
即ち、直流電源指令値IORによつて、三相電源
からの有効電流とインバータからの有効電流の比
が変えられる。
からの有効電流とインバータからの有効電流の比
が変えられる。
第３図は負荷２に電力が供給された瞬間の電圧
および電流成分のベクトル関係を示したものであ
る。この場合には、三相平衡化有効電流の指令値
iSUR、iSVR、iSWRが未だ負の値を示すので、補償電
流の指令値は負荷電流によつて iCUR＝iLU−iSUR iCVR＝iLV−iSVR iCWR＝iLW−iSWR と変化する。しかして補償電流ICU、ICV、ICWは第
３図中破線で示す如きベクトル成分となつて流れ
ることになる。しかるのち、直流電流IOの増加に
よつて前述した作用が呈せられ、前記第２図に示
すベクトル関係に収束して安定する。
および電流成分のベクトル関係を示したものであ
る。この場合には、三相平衡化有効電流の指令値
iSUR、iSVR、iSWRが未だ負の値を示すので、補償電
流の指令値は負荷電流によつて iCUR＝iLU−iSUR iCVR＝iLV−iSVR iCWR＝iLW−iSWR と変化する。しかして補償電流ICU、ICV、ICWは第
３図中破線で示す如きベクトル成分となつて流れ
ることになる。しかるのち、直流電流IOの増加に
よつて前述した作用が呈せられ、前記第２図に示
すベクトル関係に収束して安定する。
尚、第２図および第３図において円Ａで示す特
性は負荷有効電流の平均値を示している。
性は負荷有効電流の平均値を示している。
ところで負荷２の有効電力PUが第４図ａに示
すように繰返し変動した場合には、三相電源から
供給される有効電力PSも同図ｂに示すように変化
する。このときには前記PWMインバータ４から
供給される有効電力PCは前記制御動作によつて
第４図ｃに示す如く可変設定されることになる。
つまり PL＝PS＋PC なる関係が常に維持される。従つて負荷電力PL
の変動に応じて補償電流PCが急峻に変化するの
で、電源から供給される電力PSは図に示すように
緩慢な変化を示すことになる。しかも、補償電力
PCの平均値は破線Ｂに示すように正の値となつ
て負荷電力PLの一部を担うことになる。故に上
記補償電力PCの平均値分だけ電源からの供給電
力を小さくして、電源設備容量の小容量化をはか
ることが可能となる。
すように繰返し変動した場合には、三相電源から
供給される有効電力PSも同図ｂに示すように変化
する。このときには前記PWMインバータ４から
供給される有効電力PCは前記制御動作によつて
第４図ｃに示す如く可変設定されることになる。
つまり PL＝PS＋PC なる関係が常に維持される。従つて負荷電力PL
の変動に応じて補償電流PCが急峻に変化するの
で、電源から供給される電力PSは図に示すように
緩慢な変化を示すことになる。しかも、補償電力
PCの平均値は破線Ｂに示すように正の値となつ
て負荷電力PLの一部を担うことになる。故に上
記補償電力PCの平均値分だけ電源からの供給電
力を小さくして、電源設備容量の小容量化をはか
ることが可能となる。
尚、負荷２が重い場合、つまり重負荷時にあつ
ては直流電流設定値IORを増大させて補償電力PC
の平均値を増やせばよい。また軽負荷時や無負荷
時には直流電流設定値IORを小さくする、あるい
は負の値（前記電源３の充電モード）に設定すれ
ばよいことは勿論のことである。
ては直流電流設定値IORを増大させて補償電力PC
の平均値を増やせばよい。また軽負荷時や無負荷
時には直流電流設定値IORを小さくする、あるい
は負の値（前記電源３の充電モード）に設定すれ
ばよいことは勿論のことである。
このように本発明によれば、従来電力調整に必
要とされていた三相平衡化有効電流の計算を行う
ことなしに、三相電源から負荷２に供給される三
相電流の平衡化と力率の改善を行うことができ
る。また負荷２の急激な電力変動に対しても十分
に補償でき、僅かに電源供給電流の緩慢な変化を
招くだけである。従つて同一電源系統に接続され
た電灯の所謂ちらつきを招く等の問題を効果的に
解消できる。更には夜間電力を蓄積して、電力需
要の大なる昼間等の重負荷時に供給することもで
き、電力の有効利用をはかり得る等の絶大なる効
果を奏する。
要とされていた三相平衡化有効電流の計算を行う
ことなしに、三相電源から負荷２に供給される三
相電流の平衡化と力率の改善を行うことができ
る。また負荷２の急激な電力変動に対しても十分
に補償でき、僅かに電源供給電流の緩慢な変化を
招くだけである。従つて同一電源系統に接続され
た電灯の所謂ちらつきを招く等の問題を効果的に
解消できる。更には夜間電力を蓄積して、電力需
要の大なる昼間等の重負荷時に供給することもで
き、電力の有効利用をはかり得る等の絶大なる効
果を奏する。
尚、本発明は上記実施例に限定されるものでは
ない。例えば３相電源に限らず２相、６相、12相
等の電源に対しても適用できることは勿論のこと
である。また第５図に示すように三相電源線路１
からトランス２１を介して電力を導びき、これを
整流器２２にて整流して前記した直流電流３に代
えてもよい。また第５図に示す実施例にあつては
並列構成された２つのPWMインバータ４ａ，４
ｂを用いて位相をづらして駆動制御している。こ
のようにすれば、個々のインバータの動作周波数
を高めることなしに負荷２の高調波リツプルを補
償できる利点がある。またインバータ１１の構成
素子としてサイリスタに代えてトランジスタを用
いてもよいことは云うまでもない。要するに本発
明はこの要旨を逸脱しない範囲で種々変形して実
施することができる。
ない。例えば３相電源に限らず２相、６相、12相
等の電源に対しても適用できることは勿論のこと
である。また第５図に示すように三相電源線路１
からトランス２１を介して電力を導びき、これを
整流器２２にて整流して前記した直流電流３に代
えてもよい。また第５図に示す実施例にあつては
並列構成された２つのPWMインバータ４ａ，４
ｂを用いて位相をづらして駆動制御している。こ
のようにすれば、個々のインバータの動作周波数
を高めることなしに負荷２の高調波リツプルを補
償できる利点がある。またインバータ１１の構成
素子としてサイリスタに代えてトランジスタを用
いてもよいことは云うまでもない。要するに本発
明はこの要旨を逸脱しない範囲で種々変形して実
施することができる。
以上詳述したように本発明によれば、簡易にし
て電力変動の激しい多相不平衡低力率負荷に対し
て力率の改善と多相平衡化をはかり得る実用性の
高い電力調整装置をここに提供することができ
る。
て電力変動の激しい多相不平衡低力率負荷に対し
て力率の改善と多相平衡化をはかり得る実用性の
高い電力調整装置をここに提供することができ
る。
図は本発明の実施例を示すもので、第１図は第
１の実施例の概略構成図、第２図および第３図は
それぞれ電流と電圧とのベクトル関係とその制御
作用を示す図、第４図は負荷変動に対する電力の
変動を示す図、第５図は第２の実施例を示す概略
構成図である。 ２……負荷、３……直流電源、４，４ａ，４ｂ
……PWMインバータ、５……交流リアクトル、
６，８……交流変流器、７……変成器、９……直
流変流器、１０，１５，１６……比較器、１２
ａ，１２ｂ，１２ｃ……インバータ制御回路、１
３……乗算器、１７……三角波発振器、２２……
整流器。
１の実施例の概略構成図、第２図および第３図は
それぞれ電流と電圧とのベクトル関係とその制御
作用を示す図、第４図は負荷変動に対する電力の
変動を示す図、第５図は第２の実施例を示す概略
構成図である。 ２……負荷、３……直流電源、４，４ａ，４ｂ
……PWMインバータ、５……交流リアクトル、
６，８……交流変流器、７……変成器、９……直
流変流器、１０，１５，１６……比較器、１２
ａ，１２ｂ，１２ｃ……インバータ制御回路、１
３……乗算器、１７……三角波発振器、２２……
整流器。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 多相電源の負荷に交流リアクトルを介して並
列接続されたPWMインバータと、このインバー
タの直流側に接続された蓄電池と、この蓄電池の
充電電流の値と設定値との偏差を求め、補償要素
を介して求められる上記偏差の値を多相平衡化有
効電流に対する指令値とし、この指令値を前記負
荷に流れる電流値から減じた値で前記PWMイン
バータの作動を制御するインバータ制御回路とを
具備し、このインバータ制御回路にて前記PWM
インバータから前記負荷に供給される補償電流の
量を可変してなることを特徴とする電力調整装
置。 ２ PWMインバータの作動制御は各相毎に行わ
れるものである特許請求の範囲第１項記載の電力
調整装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8319779A JPS5610039A (en) | 1979-06-30 | 1979-06-30 | Power regulator |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8319779A JPS5610039A (en) | 1979-06-30 | 1979-06-30 | Power regulator |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5610039A JPS5610039A (en) | 1981-02-02 |
| JPS6321410B2 true JPS6321410B2 (ja) | 1988-05-06 |
Family
ID=13795592
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8319779A Granted JPS5610039A (en) | 1979-06-30 | 1979-06-30 | Power regulator |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5610039A (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS63242135A (ja) * | 1987-03-27 | 1988-10-07 | 三菱電機株式会社 | 無効電力補償装置 |
| JP4779777B2 (ja) * | 2006-04-06 | 2011-09-28 | 株式会社日立製作所 | フリッカ抑制装置 |
-
1979
- 1979-06-30 JP JP8319779A patent/JPS5610039A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5610039A (en) | 1981-02-02 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JPS6137864B2 (ja) | ||
| KR102698112B1 (ko) | 멀티레벨 변환기를 위한 전압 밸런스 시스템 및 방법 | |
| US5604669A (en) | Resonant, current mode regulated, half-bridge power supply | |
| JPS58222782A (ja) | Ｐｗｍ変換器の制御装置 | |
| US4933828A (en) | Control system for voltage-source pulse width modulation step-up rectifier | |
| CN116349127A (zh) | 用于操作三电平或多电平逆变器的装置和方法 | |
| JP2527911B2 (ja) | Ｐｗｍコンバ―タ | |
| JPS6321410B2 (ja) | ||
| JPS631831B2 (ja) | ||
| US5349283A (en) | Automatic voltage control circuit by using reactive power | |
| JPH0748951B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| JP2585691B2 (ja) | 半導体電力変換装置の制御方法 | |
| JPH0564551B2 (ja) | ||
| JPH02168895A (ja) | 電圧形パルス幅変調制御インバータの電流ピーク値低減方法 | |
| JPS6321411B2 (ja) | ||
| JPS6321427B2 (ja) | ||
| JPS58107083A (ja) | 駆動回生変換電源装置 | |
| JPS6051339B2 (ja) | 電力調整装置 | |
| US20230170818A1 (en) | Power conversion system | |
| JPH09163751A (ja) | Ｐｗｍ制御自励式整流装置 | |
| JPH06197541A (ja) | インバータ装置 | |
| JP2777173B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| JP2598000B2 (ja) | 高周波電源装置 | |
| KR20230142736A (ko) | Dc 전원 장치 및 이를 포함하는 철도 변전소 | |
| JP2002374624A (ja) | 負荷電圧調整装置 |