JP2777173B2 - 電力変換装置 - Google Patents
電力変換装置Info
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- JP2777173B2 JP2777173B2 JP1039384A JP3938489A JP2777173B2 JP 2777173 B2 JP2777173 B2 JP 2777173B2 JP 1039384 A JP1039384 A JP 1039384A JP 3938489 A JP3938489 A JP 3938489A JP 2777173 B2 JP2777173 B2 JP 2777173B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔発明の目的〕 （産業上の利用分野） 本発明は交流電動機やリニアモータを駆動するパルス
幅変調制御の電力変換装置に関する。
幅変調制御の電力変換装置に関する。
（従来の技術） 第６図は従来のパルス幅変調制御電力変換装置の構成
図を示す。
図を示す。
図において、SUPは３相交流電源、LSR,LSS,LSTは交流
リアクトル、CONVはPWMコンバータ、Cdは直流平滑コン
デンサ、INVはPWMインバータ、Ｍは交流電動機を表わ
す。
リアクトル、CONVはPWMコンバータ、Cdは直流平滑コン
デンサ、INVはPWMインバータ、Ｍは交流電動機を表わ
す。
また、制御回路として、速度検出器PG、電圧検出器IS
O,電圧制御回路AVR、入力電流制御回路ACRS、速度制御
回路SPC、負荷電流制御回路ACRL、パルス幅変調制御回
路PWMC、PWMIが用意されている。
O,電圧制御回路AVR、入力電流制御回路ACRS、速度制御
回路SPC、負荷電流制御回路ACRL、パルス幅変調制御回
路PWMC、PWMIが用意されている。
PWMコンバータCONVは直流平滑コンデンサCdに印加さ
れる直流電圧Vdがほぼ一定になるように入力電流IR,IS,
ITを制御する。このとき、当該入力電流IR,IS,ITは各々
電源電圧VR,VS,VTと同相の正弦波に制御され、入力力率
は常に１となり、高調波の少ない入力電流となる。
れる直流電圧Vdがほぼ一定になるように入力電流IR,IS,
ITを制御する。このとき、当該入力電流IR,IS,ITは各々
電源電圧VR,VS,VTと同相の正弦波に制御され、入力力率
は常に１となり、高調波の少ない入力電流となる。
PWMインバータINVは前記直流平滑コンデンサCdを直流
電圧源とし、電動機に可変電圧可変周波数の電力を供給
する。このとき電動機に供給される電流は正弦波に制御
され、トルク脈動の少ない運転が可能となる。
電圧源とし、電動機に可変電圧可変周波数の電力を供給
する。このとき電動機に供給される電流は正弦波に制御
され、トルク脈動の少ない運転が可能となる。
（発明が解決しようとする課題） 上記従来の電力変換装置は、次のような問題点があ
る。
る。
すなわち、負荷（電動機）の容量が増加してくると、
インバータの出力電圧も高圧化され、それに伴ない直流
電圧Vdも高くする必要がある。
インバータの出力電圧も高圧化され、それに伴ない直流
電圧Vdも高くする必要がある。
大容量のインバータやコンバータを構成する自己消弧
素子（例えばゲートターンオフサイリスタGTO）では素
子の熱的限界等からスイッチング周波数をあまり高くす
ることはできず、現状では高々500Hz程度が限界となっ
ている。このため、直流電圧Vdを高くすれば、コンバー
タの入力電流IR,IS,ITあるいはインバータの出力電流
IU,IV,IWのリップルが大きくなり、種々の悪影響を及ぼ
す。
素子（例えばゲートターンオフサイリスタGTO）では素
子の熱的限界等からスイッチング周波数をあまり高くす
ることはできず、現状では高々500Hz程度が限界となっ
ている。このため、直流電圧Vdを高くすれば、コンバー
タの入力電流IR,IS,ITあるいはインバータの出力電流
IU,IV,IWのリップルが大きくなり、種々の悪影響を及ぼ
す。
インバータINVの出力電流IU,IV,IWのリップルは電動
機のトルク脈動となるが、回転体のイナーシャによりそ
の影響は軽減される。また電動機巻線にはもともとイン
ダクタンス分を含み上記出力電流のリップルも小さくな
る傾向にある。
機のトルク脈動となるが、回転体のイナーシャによりそ
の影響は軽減される。また電動機巻線にはもともとイン
ダクタンス分を含み上記出力電流のリップルも小さくな
る傾向にある。
これに対し、コンバータCONVの入力電流IR,IS,ITのリ
ップル（高調波）は電源系統に悪影響を及ぼし、同一系
統に接続された他の電気機器に種々に弊害をもたらす。
また、通信線への誘導障害をひき起こす可能性もあり、
一般にその高調波の値は厳しく制限されている。
ップル（高調波）は電源系統に悪影響を及ぼし、同一系
統に接続された他の電気機器に種々に弊害をもたらす。
また、通信線への誘導障害をひき起こす可能性もあり、
一般にその高調波の値は厳しく制限されている。
本発明は、以上の問題点に鑑みてなされたもので、直
流電圧の高圧化を図り、かつ入力電流の高調波を低減で
きる電力変換装置を提供することを目的とする。
流電圧の高圧化を図り、かつ入力電流の高調波を低減で
きる電力変換装置を提供することを目的とする。
（課題を解決するための手段） 以上の目的を達成するために、本発明は、交流電源
と、当該交流電源に交流側端子が絶縁トランスを介して
並列接続され、かつ、直流側端子が直列接続された複数
台の３相ブリッジ結線のパルス幅変調制御交直電力変換
器（PWMコンバータ）と、当該各PWMコンバータの直流側
端子に並列接続された複数個の直流平滑コンデンサと、
当該直流平滑コンデンサの和電圧を直流電圧源とし、負
荷に可変電圧可変周波数の電力を供給する各アームが直
列接続された複数の自己消弧形素子で構成されるパルス
幅変調制御直交電力変換器（PWMインバータ）と、前記P
WMコンバータに接続された前記各直流平滑コンデンサに
印加される電圧がほぼ一定になるように前記PWMコンバ
ータを制御するコンバータ制御手段と、前記各PWMコン
バータ毎にパルス幅変調制御の搬送波信号を（360゜／
前記PWMコンバータの台数）の位相だけずらして与える
手段とを具備している。
と、当該交流電源に交流側端子が絶縁トランスを介して
並列接続され、かつ、直流側端子が直列接続された複数
台の３相ブリッジ結線のパルス幅変調制御交直電力変換
器（PWMコンバータ）と、当該各PWMコンバータの直流側
端子に並列接続された複数個の直流平滑コンデンサと、
当該直流平滑コンデンサの和電圧を直流電圧源とし、負
荷に可変電圧可変周波数の電力を供給する各アームが直
列接続された複数の自己消弧形素子で構成されるパルス
幅変調制御直交電力変換器（PWMインバータ）と、前記P
WMコンバータに接続された前記各直流平滑コンデンサに
印加される電圧がほぼ一定になるように前記PWMコンバ
ータを制御するコンバータ制御手段と、前記各PWMコン
バータ毎にパルス幅変調制御の搬送波信号を（360゜／
前記PWMコンバータの台数）の位相だけずらして与える
手段とを具備している。
（作 用） 複数台のPWMコンバータは各コンバータの直流側端子
に並列接続された直流平滑コンデンサに印加される電圧
がほぼ一定になるように、各コンバータの入力電流を制
御する。そのとき各コンバータの入力電流は電源電圧と
同相の正弦波になるように制御される。又、各コンバー
タのPWM制御に用いられる搬送波信号の位相をコンバー
タの台数に応じて、適宜の値だけずらし、多重運転を行
う。この結果、トランスの１次電流はリップルのほとん
どない正弦波となり、入力力率＝１で高調波のない運転
が可能となる。
に並列接続された直流平滑コンデンサに印加される電圧
がほぼ一定になるように、各コンバータの入力電流を制
御する。そのとき各コンバータの入力電流は電源電圧と
同相の正弦波になるように制御される。又、各コンバー
タのPWM制御に用いられる搬送波信号の位相をコンバー
タの台数に応じて、適宜の値だけずらし、多重運転を行
う。この結果、トランスの１次電流はリップルのほとん
どない正弦波となり、入力力率＝１で高調波のない運転
が可能となる。
一方、PWMインバータは、上記複数台のコンバータの
出力電圧の和を直流電圧源とし、負荷である交流電動機
に可変電圧可変周波数の電力を供給する。このとき、上
記各コンバータの直流出力電圧は一定に制御されている
ので、その和電圧も安定にかつ一定に保たれる。
出力電圧の和を直流電圧源とし、負荷である交流電動機
に可変電圧可変周波数の電力を供給する。このとき、上
記各コンバータの直流出力電圧は一定に制御されている
ので、その和電圧も安定にかつ一定に保たれる。
このようにして、直流電圧の高圧化が図られ、安定し
た直流高電圧が得られるとともに、入力電流のリップル
分が低減され、高性能な大容量電力変換装置を提供でき
る。
た直流高電圧が得られるとともに、入力電流のリップル
分が低減され、高性能な大容量電力変換装置を提供でき
る。
（実施例） 第１図は本発明の電力変換装置の実施例を示す構成図
である。
である。
図中、BUSは３相交流電源の電線路、TRはトランス、L
S1〜LS3は交流リアクトル、CONV−１〜CONV−３はPWM制
御コンバータ、Cd1〜Cd3は直流平滑コンデンサ、INVは
高圧インバータ、Ｍは交流電動機である。
S1〜LS3は交流リアクトル、CONV−１〜CONV−３はPWM制
御コンバータ、Cd1〜Cd3は直流平滑コンデンサ、INVは
高圧インバータ、Ｍは交流電動機である。
３台のPWMコンバータCONV−１〜CONV−３の入力側
（交流側）端子はトランスTRによって絶縁されている。
又、当該コンバータの出力側（直流側）端子は直列接続
され、その出力電圧の和が高圧インバータINVの直流側
端子に印加されるように接続されている。
（交流側）端子はトランスTRによって絶縁されている。
又、当該コンバータの出力側（直流側）端子は直列接続
され、その出力電圧の和が高圧インバータINVの直流側
端子に印加されるように接続されている。
各コンバータの出力側端子には直流平滑コンデンサC
d1〜Cd3が並列接続されており、当該各コンバータCONV
−１〜CONV−３は各々平滑コンデンサCd1〜Cd3に印加さ
れる直流電圧Vd1〜Vd3がほぼ一定になるように各コンバ
ータの入力電流を制御する。
d1〜Cd3が並列接続されており、当該各コンバータCONV
−１〜CONV−３は各々平滑コンデンサCd1〜Cd3に印加さ
れる直流電圧Vd1〜Vd3がほぼ一定になるように各コンバ
ータの入力電流を制御する。
第２図は第１図の装置のコンバータCONV−１の具体的
な主回路構成とその制御ブロック図を示す。
な主回路構成とその制御ブロック図を示す。
図中、TRは電源トランス、LSR,LSS,LSTは交流リアク
トル（LS1に相当）、CONV−１はコンバータ本体、Cd1は
直流平滑コンデンサ、ISOは直流電圧検出器、CRT,CTS,C
TTは電流検出器、C1〜C4は比較器、MLR,MLS,MLTは乗算
器、GV（Ｓ）は電圧制御補償回路、GR（Ｓ）,GS（Ｓ）,
GT（Ｓ）は電流制御補償回路、PWMはパルス幅変調制御
回路である。
トル（LS1に相当）、CONV−１はコンバータ本体、Cd1は
直流平滑コンデンサ、ISOは直流電圧検出器、CRT,CTS,C
TTは電流検出器、C1〜C4は比較器、MLR,MLS,MLTは乗算
器、GV（Ｓ）は電圧制御補償回路、GR（Ｓ）,GS（Ｓ）,
GT（Ｓ）は電流制御補償回路、PWMはパルス幅変調制御
回路である。
コンバータ本体CONV−１は自己消弧素子S1〜S6とフリ
ーホイーリングダイオードD1〜D6で構成されている。
ーホイーリングダイオードD1〜D6で構成されている。
まず、電圧検出器ISOによって直流平滑コンデンサCd1
に印加される直流電圧Vd1を検出し、比較器C1に入力す
る。比較器C1によって乗直流電圧検出値Vd1とその指令
値 を比較し、偏差 を次の電圧制御補償回路GV（Ｓ）に与える。GV（Ｓ）で
は、当該偏差εＶを増幅あるいは積分し、入力電流IR,I
S,ITの波高値指令 を求める。
に印加される直流電圧Vd1を検出し、比較器C1に入力す
る。比較器C1によって乗直流電圧検出値Vd1とその指令
値 を比較し、偏差 を次の電圧制御補償回路GV（Ｓ）に与える。GV（Ｓ）で
は、当該偏差εＶを増幅あるいは積分し、入力電流IR,I
S,ITの波高値指令 を求める。
一方、電源電圧VR,VS,VTに同相した単位正弦波φR,φ
S,φＴを求め、乗算器MLR,MLS,MLTによって次式のよう
な入力電流指令値 を与える。
S,φＴを求め、乗算器MLR,MLS,MLTによって次式のよう
な入力電流指令値 を与える。
ただし、ωＳ＝２πＳでＳは電源周波数 また、電流検出器CTR,CTS,CTTによってコンバータCON
V−１の入力電流IR,IS,ITを検出し、比較器C2〜C4に各
々入力する。
V−１の入力電流IR,IS,ITを検出し、比較器C2〜C4に各
々入力する。
Ｒ相電流IRは、比較器C2によって上記指令値 と比較され、その偏差 を次の電流制御補償回路GR（Ｓ）によって増幅する。GR
（Ｓ）の出力信号eRはPWM制御の入力信号となる。
（Ｓ）の出力信号eRはPWM制御の入力信号となる。
第３図はパルス幅変調制御回路PWMの動作を説明する
ためのタイムチャート図を示す。
ためのタイムチャート図を示す。
PWM制御搬送波Ｘと前記入力信号eRを比較し、eRＸ
のとき第２図の素子S1をオンさせ、素子S4をオフさせ
る。又、eR＜Ｘのとき、素子S1をオフし、素子S4をオン
させる。この結果、コンバータCONV−１のＲ相の交流電
圧VCRはS1がオンのとき＋Vd1/2となり、S4がオンのとき
−Vd1/2となる。ただし、直流平滑コンデンサCd1の印加
電圧Vd1の中間電圧を仮想の零点としている。
のとき第２図の素子S1をオンさせ、素子S4をオフさせ
る。又、eR＜Ｘのとき、素子S1をオフし、素子S4をオン
させる。この結果、コンバータCONV−１のＲ相の交流電
圧VCRはS1がオンのとき＋Vd1/2となり、S4がオンのとき
−Vd1/2となる。ただし、直流平滑コンデンサCd1の印加
電圧Vd1の中間電圧を仮想の零点としている。
従って、コンバータCONV−１のＲ相の交流電圧VCRの
平均値は破線のCRのように前記入力信号eRに比例した
値となる。
平均値は破線のCRのように前記入力信号eRに比例した
値となる。
第４図はコンバータCONV−１のＲ相の電圧電流ベクト
ル図を示すもので、VRは電源電圧、VCRはコンバータＲ
相の交流電圧、VLRは交流リアクトルLSRに印加される電
圧、IRはＲ相入力電流を表わす。入力電流IRは交流リア
クトルLSRに印加される電圧VLR＝VR−VCRによって決定
される。入力電流IRを電源電圧VRと同相（力率＝１）に
制御するには、VLRはVRより約90゜進んだベクトルとな
り、そのためコンバータCONV−１はVRより位相がθだけ
遅れたベクトル電圧VCRを発生させればよい。実際には
電流瞬時値制御しているため、上記ベクトル関係は自動
的に保たれる。
ル図を示すもので、VRは電源電圧、VCRはコンバータＲ
相の交流電圧、VLRは交流リアクトルLSRに印加される電
圧、IRはＲ相入力電流を表わす。入力電流IRは交流リア
クトルLSRに印加される電圧VLR＝VR−VCRによって決定
される。入力電流IRを電源電圧VRと同相（力率＝１）に
制御するには、VLRはVRより約90゜進んだベクトルとな
り、そのためコンバータCONV−１はVRより位相がθだけ
遅れたベクトル電圧VCRを発生させればよい。実際には
電流瞬時値制御しているため、上記ベクトル関係は自動
的に保たれる。
Ｒ相入力電流IRは次のように制御される。
の場合、偏差εＲは正の値となり、制御補償回路G
R（Ｓ）によって反転増幅される。すなわち、比例ゲイ
ンKRとした場合、PWM制御の入力信号eRは、 eR＝−KR・εＲ …（４） となる。故に、eRは負の値となり、コンバータCONV−１
の交流側Ｒ相電圧VCRも負の値となる。その結果、入力
電流IRが第２図の矢印の方向に増大し、最終的に となって落ち着く。
R（Ｓ）によって反転増幅される。すなわち、比例ゲイ
ンKRとした場合、PWM制御の入力信号eRは、 eR＝−KR・εＲ …（４） となる。故に、eRは負の値となり、コンバータCONV−１
の交流側Ｒ相電圧VCRも負の値となる。その結果、入力
電流IRが第２図の矢印の方向に増大し、最終的に となって落ち着く。
逆に となった場合、偏差εＲは負の値となり、PWM制御の入
力信号eRは正の値となる。コンバータCONV−１の交流側
Ｒ相電圧VCRも正の値となって入力電流IRを減少させ
る。やはり、 となるように制御される。電流指令値 を（１）式の如く、正弦波状に変化させると、実電流IR
もそれに追従して正弦波電流となる。
力信号eRは正の値となる。コンバータCONV−１の交流側
Ｒ相電圧VCRも正の値となって入力電流IRを減少させ
る。やはり、 となるように制御される。電流指令値 を（１）式の如く、正弦波状に変化させると、実電流IR
もそれに追従して正弦波電流となる。
以上はＲ相入力電流制御について説明したが、Ｓ相及
びＴ相の入力電流IS,ITも同様に制御される。
びＴ相の入力電流IS,ITも同様に制御される。
次に直流平滑コンデンサCd1に印加される電圧Vd1の制
御動作を説明する。
御動作を説明する。
となった場合、偏差εＶは正の値となり、入力電流の波
高値指令 を正の値で増加させる。その結果、３相交流電源から次
式で示される有効電力PSが直流平滑コンデンサCd1に供
給される。
高値指令 を正の値で増加させる。その結果、３相交流電源から次
式で示される有効電力PSが直流平滑コンデンサCd1に供
給される。
ただし、Vmは電源電圧波高値 故に、エネルギーPS・ｔが電源から直流平滑コンデン
サCd1に供給させ、Cd1の蓄積エネルギ を増加させる。従って直流電圧Vd1が増大し、指令値 に近づく。
サCd1に供給させ、Cd1の蓄積エネルギ を増加させる。従って直流電圧Vd1が増大し、指令値 に近づく。
逆に、 となった場合、偏差εＶは負の値となり を減少あるいは負の値にする。その結果、電力PSが電源
に回生され、直流平滑コンデンサCd1の蓄積エネルギー
を減少させる。故に、直流電圧Vd1が減少しやはり、 Vd1に近づく。
に回生され、直流平滑コンデンサCd1の蓄積エネルギー
を減少させる。故に、直流電圧Vd1が減少しやはり、 Vd1に近づく。
このようにして、直流電圧Vd1はその指令値 に一致するように制御される。
他のPWMコンバータCONV−2,CONV−３も同様に制御さ
れ、各々直流平滑コンデンサCd2及びCd3の印加電圧Vd2,
Vd3がほぼ一定になるように各コンバータの入力電流を
制御する。
れ、各々直流平滑コンデンサCd2及びCd3の印加電圧Vd2,
Vd3がほぼ一定になるように各コンバータの入力電流を
制御する。
高圧インバータINVの直流側端子には、上記平滑コン
デンサCd1〜Cd3に印加される電圧Vd1〜Vd3の和電圧Vd0
＝Vd1＋Vd2＋Vd3が印加される。従ってインバータINVを
構成する各アームの高圧化を図るため、自己消弧素子の
直列接続を行っている。インバータINVは、直流電圧Vd0
を可変電圧可変周波数の交流電流に変換し、交流電動機
Ｍを可変速運転する。インバータINVをPWM制御すること
により電動機Ｍに供給される電流IU,IV,IWを正弦波に近
づけることができる。
デンサCd1〜Cd3に印加される電圧Vd1〜Vd3の和電圧Vd0
＝Vd1＋Vd2＋Vd3が印加される。従ってインバータINVを
構成する各アームの高圧化を図るため、自己消弧素子の
直列接続を行っている。インバータINVは、直流電圧Vd0
を可変電圧可変周波数の交流電流に変換し、交流電動機
Ｍを可変速運転する。インバータINVをPWM制御すること
により電動機Ｍに供給される電流IU,IV,IWを正弦波に近
づけることができる。
第５図は、３台のPWMコンバータCONV−１〜CONV−３
のパルス幅変調制御の動作を説明するためのタイムチャ
ート図である。３台のコンバータCONV−１〜CONV−３に
は各々PWM制御の搬送波信号として、位相が120゜ずつず
れた信号X,Y,Zが与えられ、入力信号eRと各々比較し、
各コンバータのＲ相を制御する素子のゲート信号gR1,g
R2,gR3が作られる。ゲート信号gR1〜gR3は点弧タイミン
グがずれており、その結果、各コンバータのＲ相電流I
R1,IR2,IR3の瞬時瞬時の増減が打ち消し合い、トランス
TRの１次電流IR1＋IR2＋IR3としてはリップルの少ない
正弦波電流となる。なお、上記各コンバータのＲ相電流
IR1〜IR3の平均値はどれも一致している。
のパルス幅変調制御の動作を説明するためのタイムチャ
ート図である。３台のコンバータCONV−１〜CONV−３に
は各々PWM制御の搬送波信号として、位相が120゜ずつず
れた信号X,Y,Zが与えられ、入力信号eRと各々比較し、
各コンバータのＲ相を制御する素子のゲート信号gR1,g
R2,gR3が作られる。ゲート信号gR1〜gR3は点弧タイミン
グがずれており、その結果、各コンバータのＲ相電流I
R1,IR2,IR3の瞬時瞬時の増減が打ち消し合い、トランス
TRの１次電流IR1＋IR2＋IR3としてはリップルの少ない
正弦波電流となる。なお、上記各コンバータのＲ相電流
IR1〜IR3の平均値はどれも一致している。
Ｓ相,T相の入力電流も同様になる。
以上のように、本発明の電力変換装置によれば、安定
した直流高電圧が得られ、高圧インバータによって大容
量の交流電動機を駆動することが可能となる。特に入力
電流のリップルが低減され、電源系統へ悪影響を与える
高調波がなくなり、高性能な大容量電力変換装置が提供
できる。
した直流高電圧が得られ、高圧インバータによって大容
量の交流電動機を駆動することが可能となる。特に入力
電流のリップルが低減され、電源系統へ悪影響を与える
高調波がなくなり、高性能な大容量電力変換装置が提供
できる。
第１図は本発明の電力変換装置の実施例を示す構成図、
第２図は第１図の装置の部分的な主回路構成図とその制
御回路構成図、第３図は第２図の回路の動作を説明する
ためのタイムチャート図、第４図は同じく電圧電流ベク
トル図、第５図は第１図の装置の動作を説明するための
タイムチャート図、第６図は従来の電力変換装置の構成
図である。 BUS……３相交流電源の電線路 TR……トランス LS1〜LS3……交流リアクトル CONV−１〜CONV−３……PWMコンバータ Cd1〜Cd3……直流平滑コンデンサ INV……PWMインバータ Ｍ……交流電動機
第２図は第１図の装置の部分的な主回路構成図とその制
御回路構成図、第３図は第２図の回路の動作を説明する
ためのタイムチャート図、第４図は同じく電圧電流ベク
トル図、第５図は第１図の装置の動作を説明するための
タイムチャート図、第６図は従来の電力変換装置の構成
図である。 BUS……３相交流電源の電線路 TR……トランス LS1〜LS3……交流リアクトル CONV−１〜CONV−３……PWMコンバータ Cd1〜Cd3……直流平滑コンデンサ INV……PWMインバータ Ｍ……交流電動機
Claims (1)
- 【請求項１】交流電源と、当該交流電源に交流側端子が
絶縁トランスを介して並列接続され、かつ、直流側端子
が直列接続された複数台の３相ブリッジ結線のパルス幅
変調制御交直電力変換器（PWMコンバータ）と、当該各P
WMコンバータの直流側端子に並列接続された複数個の直
流平滑コンデンサと、当該直流平滑コンデンサの和電圧
を直流電圧源とし、負荷に可変電圧可変周波数の電力を
供給する各アームが直列接続された複数の自己消弧形素
子で構成されるパルス幅変調制御直交電力変換器（PWM
インバータ）と、前記PWMコンバータに接続された前記
各直流平滑コンデンサに印加される電圧がほぼ一定にな
るように前記PWMコンバータを制御するコンバータ制御
手段と、前記各PWMコンバータ毎にパルス幅変調制御の
搬送波信号を（360゜／前記PWMコンバータの台数）の位
相だけずらして与える手段とからなる電力変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1039384A JP2777173B2 (ja) | 1989-02-21 | 1989-02-21 | 電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1039384A JP2777173B2 (ja) | 1989-02-21 | 1989-02-21 | 電力変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02223383A JPH02223383A (ja) | 1990-09-05 |
| JP2777173B2 true JP2777173B2 (ja) | 1998-07-16 |
Family
ID=12551515
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1039384A Expired - Lifetime JP2777173B2 (ja) | 1989-02-21 | 1989-02-21 | 電力変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2777173B2 (ja) |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0628517B2 (ja) * | 1984-04-17 | 1994-04-13 | 株式会社東芝 | 電力変換装置 |
-
1989
- 1989-02-21 JP JP1039384A patent/JP2777173B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH02223383A (ja) | 1990-09-05 |
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