JPH0226273A - 高周波電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の目的〕 （産業上の利用分野） 本発明は他励コンバータやサイクロコンバータの電源、
あるいは交流電動機等の電源となる高周波電源装置に関
する。

（従来の技術） 商用電源（５０Ｈｚまたは６０Ｈｚ）によってサイクロ
コンバータを自然転流させようとすると、その出力周波
数は当該電源周波数の１／３程度、すなわち、１５〜２
０Ｈｚが限界となる。また、循環電流式サイクロコンバ
ータでも、その出力周波数は電源周波数程度が限界とな
る。サイクロコンバータの出力電流歪みが小さい状態で
、出力周波数をさらに上げて運転させたい場合、入力周
波数（電源周波数）を高くする必要がある。

また他励コンバータにより直流電動機を駆動する場合、
当該コンバータの出力電流の脈動を小さくするには電源
周波数が高い方が望ましい。

さらに、高周波の交流電動機等を直接駆動する場合にも
、高周波電源が利用される。

このような高周波電源装置を達成する手段としては、従
来、次のような方法が考えられた。

１つは、大電力トランジスタ（ＧＴＲ）やゲートターン
オフサイリスタ（ＧＴＯ）等の自己消弧素子を用いて構
成した自励インバータがある。

この自励インバータは直流を交流に変換する電力変換器
で、特に最近では、パルス幅変調制御の手法を用いて、
出力電圧を正弦波に近い波形に制御することが可能とな
り、正弦波高周波電源装置としても用いられるようにな
ってきた。

（発明が解決しようとする課題） しかしながら、自励インバータは自己消弧素子を必要と
するため、コストが高くなり、大容量化が困難となって
いた。また、上記パルス幅変調制御を行うためには、自
己消弧素子のスイッチング周波数を高める必要があり、
高周波スイッチングによる損失も無視し得なくなってき
た。

一方、高周波電源装置として、他にサイクロコンバータ
を用いる方法もある。

この方式は、循環電流式サイクロコンバータの出力側に
交流リアクトルを介して商用電源（５０Ｈｚまたは６０
Ｈｚ）を接続し、またサイクロコンバータの入力側端子
に進相コンデンサを接続したもので、進相コンデンサに
印加される電圧の波高値がほぼ一定になるように、前記
商用電源から供給される電流を制御している（特願昭６
１−１６５０２８号）。

サイクロコンバータの位相制御は、外部発振器からの基
準信号によって行われ、前記進相コンデンサに印加され
る電圧の周波数（例えば１ｋＨｚ）は、この外部発振器
からの基準信号の周波数に一致するように前記サイクロ
コンバータの循環電流が自動的に調整される。

この方式は、進相コンデンサに印加される電圧を利用し
てサイクロコンバータを自然転流させることができるの
で、自己消弧素子は不要となる。

従って、大容量化が容易で信頼性も高い利点がある０反
面、サイクロコンバータを構成する素子（高速サイリス
タ）の数が多くなり、コストが高くなる欠点があった。

本発明は、以上の問題点に鑑みてなされたもので、変換
器を構成する素子数を低減し、かつ自然転流動作だけで
、正弦波出力の高周波電圧を発生させるようにした。高
周波電源装置を提供することを特徴とする特に、高周波
電圧源となる進相コンデンサの印加電圧の位相を安定さ
せ、かつ基準電圧との位相ずれをなくすことにより広範
囲の位相制御領域を確保し、自然転流の転流限界を向上
させた、高周波電源装置を提供することを目的とする。

〔発明の構成〕

（課題を解決するための手段） 以上の目的を達成するために１本発明の高周波電源装置
は、交流電源と、該交流電源に交流側端子が接続された
第１の交直電力変換器と、当該筒１の交直電力変換器の
直流側に直流リアクトルを介して一方向の直流電流が流
れるように直流側端子が接続された第２の交直電力変換
器と、当該筒２の交直電力変換器の交流側端子に接続さ
れた高周波進相コンデンサと、当該進相コンデンサを高
周波電圧源とする負荷と、前記第２の交直電力変換器の
点弧位相を制御する位相制御回路に位相基準信号を与え
る外部発振器と、当該外部発振器から与えられる基準信
号と前記進相コンデンサに印加される電圧との位相差を
検出する手段と、当該位相差に応じて前記第２の交直電
力変換器がとる高周波側の無効電力を制御する手段と、
前記進相コンデンサに印加される電圧の波高値を制御す
る手段と、当該波高値制御手段からの出力信号に応じて
前記交流電源から供給される有効電力を制御する手段と
で構成している。

（作用） 第１の交直電力変換器は、商用周波数（５０Ｈｚまたは
６０　ＨＺ）の交流電力を直流電力に変換するもので、
前記商用電源の交流電圧を利用して自然転流する。また
、第２の交直電力変換器は、前記直流電力を高周波（例
えば１ｋＨｚ）の交流電力に変換するもので、前記高周
波進相コンデンサに印加される高流電圧を利用して自然
転流する。

第２の交直電力変換器は、前記外部発振器から与えられ
る位相基準信号に基づいて位相制御され。

点弧パルスが与えられる。その結果前記進相コンデンサ
に印加される電圧の周波数は、上記位相基準信号の周波
数に一致させられる。

前記進相コンデンサに印加される電圧の波高値は、前記
交流電源から供給される有効電力を調整することにより
、はぼ一定値に制御される。

また、前記進相コンデンサｔこ印加される電圧の前記位
相基準信号に対する位相差が零になるように前記第２の
交直電力変換器がとる高周波側の無効電力を制御する。

前記交流電源から供給される有効電力の値及び前記第２
の交直電力変換器がとる高周波側の無効電力の値は、２
つの変換器の直流側の電圧及び直流電流の値によって決
定される。有効電力は、直流電圧と直流電流の積に比例
し、無効電力は、直流電流に比例し、直流電圧の大きさ
に反比例する。

この関係を利用して、２つの交直電力変換器の点弧位相
角を調整することにより、上記有効電力及び無効電力を
制御する。

即ち、本発明の高周波電源装置では、２つの交直電力変
換器の点弧位相角を制御することにより。

前記交流電源から供給される有効電力及び第２の交直電
力変換器の高周波側の無効電力を同時に制御し、前記進
相コンデンサに印加される電圧の波高値及び位相の安定
化を図っている。この結果、サイクロコンバータ等の負
荷に対し、安定した高周波電源となる。

（実施例） 第１図は本発明の高周波電源装置の実施例を示す構成図
である。

図中、ＳＵＰは３相交流電源、Ｔｐは電源トランス、Ｓ
８１は第１の交直電力変換器、　Ｌｄは直流リアクトル
、ＳＳ２は第２の交直電力変換器。

Ｃ，ＡＰは高周波進相コンデンサ、ＬＯＡＤは負荷であ
る。

また、制御回路として、電源電圧検出器ＰＴｓ、高周波
電圧検出器ＰＴｃａｐ、直流電流検出器ＣＴｄ、整流回
路り１位相差検出器５ＩＴＡ、　　比較器Ｃ□〜Ｃ，、
位相差制御補償回路Ｈ＃（Ｓ）、　　電圧制御補償回路
ＧＶ（Ｓ）、電流制御補償回路Ｇｘ（Ｓ）、　２乗演算
回路ＳＱよ一８Ｑｓ、平方根演算回路ＳＱＲ，加算優Ａ
、　〜Ａ、、割算器ＤＩＶ、反転増幅器ＩＮＶ。

演算器ＣＡＬ、位相制御回路ＰＨＣ，，ＰＨＣ，、外部
発振器ｏｌｉ０及びフィードフォワード制御回路ＦＦが
用意されている。

第１の交直電力変換器Ｓ８１の交流側端子は、電源トラ
ンスＴｒを介して３相交流電源ＳＵＰに接続されており
、当該電源電圧を利用して自然転流する所謂他励コンバ
ータを構成している。その直流側出力電圧ｖｄ工は、変
換器Ｓ８１を構成するサイリスタの点弧位相を調整する
ことにより制御される。

変換器ＳＳＩの位相制御回路ＰＨＣ１は電源電圧ｖＲ＊
　Ｖｓｔ　Ｖ丁に同期した単位正弦波６Ｒ＊　６Ｓ＋ｅ
丁を基準電圧として位相制御を行っている。

また、第２の交直電力変換器ＳＳ２の直流側端子は直流
リアクトルＬｄを介して一方向の電流が流れるように前
記第１の交直電力変換器Ｓ８１の直流側端子に接続され
ている。当該第２の交直電力変換器ＳＳ２の交流側端子
は高周波進相コンデンサＣＡＰに接続され、当該進相コ
ンデンサＣＡＰに印加される交流電圧を利用して自然転
流する。

変換器ＳＳ２の位相制御回路ＰＨＣ，には、外部発振器
Ｏｓ０からの基準信号ｅａｖ　８ｂｔ　ｅＱが与えられ
、それを基準に位相制御を行っている。

進相コンデンサＣＡＰに印加される電圧ｖａ。

Ｖｂｔ　ｖｃの周波数と位相は上記基準信号ｅａｔ　８
ｂｙｅｃの周波数と位相に一致するように制御される。

負荷ＬＯＡＤは、上記進相コンデンサＣＡＰに印加され
る電圧を高周波電源とするもので、例えば、他励コンバ
ータと直流機の組合せ、またはサイクロコンバータと交
流電動機の組合せ等がある。

次に、第１図の装置の動作を説明する。

まず、進相コンデンサＣＡＰの電圧を確立させるための
起動動作を説明する。

第２図は、第１図の主回路部を等測的に表わしたもので
、第１の交直変換器ＳＳＩを直流電圧源Ｖｄ工として表
わしている。

第２の交直電力変換器ＳＳ２はサイリスタ　Ｓ。

〜Ｓ、で構成され、進相コンデンサＣＡＰはＣａｂ。

Ｃｂｃｔ　Ｃｃａとして表わしている。なお、負荷ＬＯ
ＡＤは起動時には開放されているものとする。

変換器ＳＳ２は、位相制御回路ＰＨＣ，から点弧パルス
を与えられるが、例えば、素子Ｓ２とＳ４に点弧パルス
が与えられた場合１次の経路を通って進相コンデンサＣ
，ｂ、Ｃｂ、、Ｃｃａを充電する。

１つは、直流電源Ｖｄｚ→直流リアクすルＬｄ→サイリ
スタＳ４→コンデンサＣａｂ→サイリスタＳ２→直流電
源Ｖｄｉの経路を流れ、もう１つは直流電源ｖｄ；→直
流リアクすルＬ８→サイリスタＳ、→コンデンサＣｃａ
→コンデンサＣｂｃ→サイリスタＳ２→直流電源Ｖｄｔ
の経路を流れる。これによって。

コンデンサＣａｂには、電圧ｖａｂ＝＋ｖｄユが印加さ
れ、コンデンサＣｂｃ及びＣＣａには、電圧Ｖｂｃ＝−
（１／２）Ｖｄ、及びＶｃａ＝　　（１／２）Ｖａｔが
印加される。

第３図は、変換器ＳＳ２を構成する素子Ｓ１〜Ｓ、の点
弧パルス信号ＳＧとそのときのコンデンサＣａｂに印加
される電圧Ｖａ−ｂ及び第２図の回路のａ点の相電圧ｖ
８を示す。

第２図のモードの次は素子Ｓ４とＳ、に点弧パルスが与
えられる。すると、コンデンサＣｂｃに充電された電圧
Ｖｂｃが素子Ｓ２に逆バイアス電圧として印加され、素
子Ｓ３をオン、素子Ｓ２をオフさせる。すなわち、起動
時、進相コンデンサＣＡＰは転流コンデンサの役目をは
たす、これにより、電圧Ｖａ−ｂは、＋ｖｄから、＋（
１／２）Ｖｄニ変化し、同様に他のコンデンサＣｂｃ及
びＣｃａの電圧も変化する。

ただし、充電電流Ｉｄは直流リアクトルＬａを介して流
れ込むため、Ｖａ−ｂは破線の如く徐々に立上る。その
時間を２５とした場合、Ｖａ−ｂの基本波成分はδでけ
遅れる。相電圧ｖ８は線間電圧Ｖａ−ｂに対して（π／
６）ラジアンだけ位相が遅れる。

変換器ＳＳ２の点弧モードＳＧと相電圧Ｖａを比較する
とわかるように、起動時の位相制御角α２は、 α２＝π−δ　（ラジアン）　　　　　　　　・・・■
となっている。δはあまり大きくないので、近似的には
α、４１８０＠で運転されていることになる。

このとき、変換器Ｓ８２の出力電圧Ｖｄｉは、第２図の
矢印の方向を正とした場合。

ｖｄ２＝　　ｋ　０Ｖｃａｐ　０ＣＯ８７ｍ、　　　　
　　　　＋＋＋■となっている。ただし、には比例定数
、　Ｖｅａｐは進相コンデンサＣＡＰに印加される相電
圧波高値とする。

当該出力電圧Ｖｄａが変換器ＳＳ１の出力電圧Ｖｄｉと
つり合っている。しかしこのままでは進相コンデンサＣ
ＡＰには、当該直流電圧Ｖｄｘ以上の電圧は充電されな
い。

そこで、変換器ＳＳ２の点弧位相角α２を９０゜の方向
に少しずらしてやる。すると、■式で示される出力電圧
Ｖｄｚが減少し、Ｖ　ｄｚ　＞　Ｖ　ａｔとなる。

この結果充電電流Ｉｄが増大し、　コンデンサ電圧ｖｃ
ａｐを増大させ、Ｖ　ｄｘ　＝　Ｖ　ｄｚとなって落ち
着く。

さらにＶＣ，、を増加させたいときは、α２をさらに９
０°の方向にずらし、出力電圧Ｖｄｘを減少させること
により達成できる。α２＝９０°ではＶｄ２＝Ｏｖとな
り、理論的には、直流電圧Ｖｄｘがごくわずかな値でも
コンデンサ電圧ｖｃａｐを大きな値に充電することがで
きる。しかし、実際には１回路損失があるため、その分
の電力供給は必要不可欠のものとなる。

次に、このようにして確立された進相コンデンサＣＡＰ
１７）電圧Ｖａｔ　Ｖｂｙ　ｖｃが第１図の位相制御回
路ＰＨＣ２に与えられる３相基準電圧ｅ　ａｔ　ｅ　ｂ
ｙｅｏの周波数と位相に一致することを説明する。

第４図は、変換器ＳＳ２の点弧位相角α２が９０°付近
で動作しているときの位相制御基準信号８ａｅ　（１！
ｂｙ　ｅＧと変換器ＳＳ２の点弧パルス信号の関係を表
わす。

基準信号ｅａｔ　ｅｂｒ　ａＱは外部発振器ＯＳＣから
与えられるもので、次式のように表わせる。

θａ＝ｓｉｎ　（ωｃ”　ｔ） ・・・■ ｅｂ＝ｓｉｎ　（ω６・ｔ−２π／３）　　　　　　−
＠）ｅｃ＝ｓｉｎ（ω。・ｔ＋２π／３）　　　　　・
・・■ここで、ω。＝２πｆ０は高周波の角周波数で例
えＩｆ　ｆ　ｃ＝１　ｋＨｚ程度に選ばれる。

進相コンデンサＣＡＰの相電圧ｖ、、Ｖｂｐ　ｖ。

が上記基準電圧ｅａｔ　８ｂｔ　ｅＱの周波数と位相に
一致している場合、変換器Ｓ８２の直流側出力電圧Ｖｄ
ｚは■式で表わした通りとなる。従って、この状態では
、Ｖ　ｄｘ　＝　Ｖ　ｄｚとなってつり合い、直流電流
Ｉｄの増減はない。

この状態から、仮りにコンデンサ電圧の周波数が低くな
り、破−線のようにＶａ’　ｅ　Ｖｂ’　？　Ｖｃ’と
なった場合を考える。

変換器ＳＳ２の点弧位相角はα２からα２′に変化し、
ＳＳ２の直流側出力電圧Ｖｄｉは減少しｖｄ工＞　Ｖ　
ｄ２となる。この結果、直流電流Ｉｄが増加し、次式で
示されるＳＳ２　の交流側の無効電力Ｑ３ｓｘを増加さ
せる。

Ｑｓｓｚ　＝ｋｅ−Ｖｅａｐ・Ｉ　ｄ−ｓｉｎα、１　
　　　　、・、　（ＩＥＩ第５図は変換器Ｓ８２の交流
側の１相分の等価回路を表わしたもので、変換器Ｓ８２
は遅れ電流をとる可変インダクタンスＬＳＳａ　に置き
換えられる。この回路の共振周波数ｆ　ｅａＰは。

ｆ　ｃａｐ＝１　／　（２π君；ｑ薇π＝　　　・・・
■となる。

Ｑ　８５２が増大することは１等価インダクタンスＬａ
５ｓが減少することに等しく、上記周波数ｆ　ＱａＰは
増大しｖ、’、ｖｂ’、ｖｃ’　の周波数ｆｃａＰは基
準電圧ｅａｔ　ｅｂｔ　ｅＱの周波数ｆ０に近ずく。

同様に−ｆ　ｃａｐ＞　ｆ　ｃとなった場合には、直流
電流Ｉｄが減少し、ＬｓＳｓが大きくなって、やはりｆ
ｅａＰ＝ｆｅとなって落ち着く。

進相コンデンサＣＡＰの電圧の位相が基準電圧の位相よ
り遅れた場合には、上記ｆ　ｃａｐ＜　ｆ　、となった
ときと同様に直流電流Ｉｄが増加し、進相コンデンサＣ
ＡＰの電圧位相を進める。逆に進相コンデンサＣＡＰの
電圧位相が基準電圧より進んだ場合には、上記ｆ　ｃａ
ｐ＞　ｆ　ｅとなったときと同様に直流電流Ｉｄが減少
し、進相コンデンサＣＡＰの電圧位相を遅らせる。この
ようにして進相コンデンサＣＡＰ（７）電圧Ｖａｔ　Ｖ
ｂｔ　Ｖｅは、基準電圧ｅａ。

ｅｂｙｅｃと同一周波数、同位相となるように直流電流
Ｉｄの大きさが自動的に調整されるものである。

しかしながら、実際には回路損失等のため、進相コンデ
ンサＣＡＰに印加される電圧ｖａ、　ｖｂ。

ＶＣの位相は、基準電圧ｅａｔ　ｅｂｅ　ｅＱより若干
遅れる。その遅れ角をθとした場合、当該コンデンサ電
圧Ｖａｙ　Ｖｂｙ　ｖ、は次式のように表わされる。

ＶＢ＝Ｖｃａｐ　”　８ｉｎ（ω（”　ｔ−θ＞　　　
　　　　−ｅｖｂ＝ｖｃａｐ−８ｉｎ（ω。・を−θ＋
２ｇ／３）−■Ｖｃ＝Ｖｃａｐ−ｓｉｎ（ω（Ｈ・ｔ−
θ−２ｙｃ　／　３　）　−（１０）ただし、　Ｖｃａ
ｐは電圧波高値である。

変換１１ＳＳ２の点弧位相角α、は、外部発振器０８゜
からの基準信号ｅａｒ　ｅｂｐ　８ｅに基づいて決定さ
れるため、当該基準信号に対して、進相コンデンサＣＡ
Ｐに印加される電圧ｖ、、Ｖｂ＊　ｖｃの位相が異なる
場合、必要な出力電圧を発生させることができなくなり
、その分位相制御入力信号がずれてしまう、結果的に、
制御可能な領域を縮め、位相制御の非線形性や飽和を招
いていた。

また、負荷が急変した場合、進相コンデンサに印加され
る電圧の位相が、上記基準電圧に対して変動し、その変
化の減衰が遅いのも問題となる。

このような進相コンデンサの印加電圧の位相の変動は、
変換器ＳＳ２や負荷装！！（例えばサイクロコンバータ
等）の転流失敗を招き、過電流等により、素子に悪影響
を与える。

以下、第１図にもどって、これらの欠点を除去する制御
法を説明する。

第１図の装置の制御回路部は、大きく分けて、■進相コ
ンデンサに印加される電圧の波高値ｖ　ｃ　ａ　ｐを制
御する回路と、■当該各相電圧Ｖ　ａ　＝　Ｖ　ｂ　ｔ
　Ｖ　ｃの基準電圧ｅａｔ　ｅｂ、ｅｃに対する位相差
θを制御する回路の２つがある。

進相コンデンサＣＡＰに印加される電圧の波高値ｖ　ｃ
ａｐは、交流電源ＳＵＰから供給される有効電力Ｐｉを
制御することにより、調整することができる。当該有効
電力ＰＬは、変換器Ｓ８１の直流側の電圧Ｖｄｔと直流
電流Ｉｄの積に比例する。

変換器ＳＳ２の直流電圧をＶｄｚとした場合、定常状態
では、　Ｖ　ｄ１＝　Ｖ　ｄａとなり直流電流Ｉｄの増
減はない、ここでＶｄよ＝　Ｖ　ｄａを増加させること
により、交流電源ＳＵＰから供給される有効電力Ｐｌを
増加させ、　そのエネルギーを進相コンデンサＣＡＰに
蓄積させてコンデンサ電圧Ｖ　ｅａＰを増加させること
ができる。逆に、Ｖ　ｄｒ　＝　Ｖ　ｄａを減少させる
ことにより、Ｐｌを減らし、　進相コンデンサＣＡＰの
電圧ＶＣａＰを減少させることができる。

一方、前記進相コンデンサＣＡＰに印加される電圧Ｖａ
ｖ　Ｖｂｙ　ｖｃの位相角θは、第２の交直電力変換器
ＳＳ２がとる交流側（高周波側）の遅れ無効電力Ｑ　ｓ
ｓ＊を制御することにより調整できる。

当該遅れ無効電力Ｑ８３１は（へ）式にも示したように
、直流電流Ｉｄと、変換器ＳＳ２の点弧位相角α２の正
弦値との積に比例する。さらに、当該点弧位相角α２の
余弦値ＱＯ８ＣＬ　ｚは、　ＳＳ２の直流電圧Ｖｄｔに
比例しており、次の関係式が成り立つ。

ｓｉ、ｎ　ａ　、　＝　（１四−（ｃｏｓａｉ）”　　
　　　　　−（１１）ｃｏｓα、　ｃｃ　Ｖｄｘ　　　
　　　　　　　　　＋＋＋　（ｔ２）従って、直流電流
Ｉｄを大″きくするかあるいは、直流電圧Ｖｄｘの値を
小さくすることにより、Ｓ８２の遅れ無効電力Ｑ　ｓｓ
ｉを増加させることができ、第５図で示した等価インダ
クタンスＬａ５ｓ　を減少させ、共振周波数ｆｅａｐを
高めることができる。

すなわち、コンデンサ電圧の位相角θを進ませることが
できる。

逆にＩｄを小さくするか、　Ｖｄｓを大きくすることに
よりＱｓｓｚを減少させｆ　ｅａＦを低くすることがで
き、位相角θを遅らせることができる。

以下、その動作を第１図の実施例で説明する。

まず、進相コンデンサＣＡＰの印加電圧ＶａｊＶｂ＊　
ｖ、を変成器ｐＴ’ｃａｐを介して検出し、外部発振器
Ｏ８０から出力される基準信号８　ａｔ　（３ｂｙθ。

とともに位相差検出回路５ＩＴＡに入力する。

第６図は第１図の位相差検出回路の具体例を示す構成図
である０図中、　ｋ工〜に、は比例要素、ＭＬ１〜ＭＬ
、は乗算器、ＡＤは加算器、Ｋは比例要素、ＶＴは移相
器である。

まず、外部発振器ｏ８゜からの出力信号Ｓａｙ　６ｂｐ
ｅ０は移相器ＶＴを介して、９０°位相の進んだ信号ｅ
λ、　ｅ’６．　ｅ’−に変換される。すなわち、ｅ’
ａ＝　　（ｅａ　　　ｅｂ）ｉＥ ＝８ｉｎ　（ω。−１＋π／２） ＝ｃｏｊ　（ω。・ｔ）　　　　　　　　　・・・（１
３）ｅｔ＝　（ｅａ　　ａｃ）　／Ｅ ＝ｃｏｓ　（ω。・ｔ−２π／３）　　　　・・・（１
４）ａｃ＝　（ｅｂ−ａａ）　／Ｅ ＝ｃｏｓ　（ω。・ｔ＋２π／３）　　　　・・・（１
５）となる。

また、　３相電圧検出器ＰＴｃａｐによって検出された
進相コンデンサＣＡＰの瞬時電圧ｖａ、　ｖｂ。

ｖｏは比例要素に１．　ｋ２．　ｋ、を介して規格化さ
れ、単位電圧ｆａｔ　？ｂ＋　？／。になおされる。

乗算器ＭＬユ〜ＭＬ、Ｉ、加算器ＡＤ及び比例要素に用
いて、次式のように位相差θの正弦値ｓｉｎθが求めら
れる。

＝−ｓｆｎθ ・・・（１６） 位相差θが余り大きくない範囲では、θ″：ｓｉｎθと
なるので、制御量としてｓｉｎθを用いてもあまり問題
ない、なお、この後に５ｉｎ−’の演算を行えば、正確
なθを求めることもできる。

位相差θは、進みを正として検出できる。

位相差の検出値θは、第１図の比較器Ｃ１に入力され指
令値０京と比較される０通常、この指令値θ町±零に設
定されている。偏差ε−＝θ京−〇は１次の位相差制御
回路Ｈｅ（Ｓ）に入力され、比例増幅あるいは積分され
る。このＨｅ　（Ｓ）の出力信号工：は、変換器ＳＳ２
の無効電流指令値となる。

一方、変成器をｐＴ’ｃａｐによって検出されたコンデ
ンサ電圧ｖ、、Ｖｂｔ　Ｖｅを整流回路りに入力し、波
高値ｖ　ｃａｐを求める。

比較器Ｃ２では、上記検出値ＶＣａＰと、波高値指令値
ｖ　ｃａｐを比較し、偏差εｖ　＝Ｖ　ｃａｐ　−Ｖ　
ｃａｐを求める。当該偏差εＶは電圧制御補償回路Ｇｖ
（Ｓ）によって、積分あるいは比例増幅され、加算器Ａ
１に入力される。

また、負荷ＬＯＡＤが消費する有効電力ＰＬを検出し、
フィードフォワード制御回路ＦＦによって次式の演算を
行い、有効電流指令値の一部ＩｒＯとする。

ＩＰＯ”　　ｋＰ”　ｐＬ ・・・（１７） 加算器Ａよでは、ＧＶ（Ｓ）の出力信号Δｘ責と上記信
号Ｈａを加え合せ、有効電流指令値Ｉ七を求める。

前記無効電流指令値工＝及び上記有効電流指令値ＩＰか
ら、２乗演算器Ｓ　Ｑ　１−　Ｓ　Ｑ−と加算器Ａ。

及び平方根演算器ＳＱＲを介して、次式のように直流電
圧指令値工：を求める。

エゴ＝π「Ｚｉでｙ ・・・（１８） また、当該直流電流指令値Ｉ】と前記有効電流指令値Ｉ
ｒを割算器ＤＩＶに入力し１次のように直流電圧指令値
ｖごを求める。

当該直流電圧指令値ｖ二は、１つは加算器へつを介して
、そのまま、第１の交直電力変換器Ｓ８１の位相制御回
路ＰＨＣ，に入力され、もう１つは。

反転増幅器ＩＮＶ、　　加算器Ａ、及び演算器ＣＡＬを
介して、第２の交直電力変換器ＳＳ２の位相制御回路Ｐ
ＨＣ，に入力される。

位相制御回路ＰＨＣ１には、変成器ＰＴｓを介して検出
された電源電圧ＶＲ，Ｖ３．ｖ丁に同期した単位正弦波
１！ｌＲｔ　６３ｔ　８丁が入力され、当該信号を基準
にして位相制御がなされる。

また、位相制御回路ＰＨＣ１には、外部発振器０８゜か
らの高周波（例えば１ｋＨｚ）の基準信号ｅｌａ＋　ｅ
ｂｔ　ｅＱが与えられ、　当該信号を基準にして位相制
御がなされる。

一方、変流器ＣＴｄにより直流電流工。が検出され、比
較器Ｃ１により前記指令値工：と比較される。

当該偏差εｚ＝Ｉｄ−Ｉｄは電流制御補償回路０ｘ（Ｓ
）により増幅され、前述の加算器Ａａ及びＡ、に入力さ
れる。

定常状態では、直流電流Ｉｄは、その指令値工１に一致
しているものとして、まずＧ工（Ｓ）の出力信号を十分
小さいものと仮定して、直流電圧制御動作を説明する。

故に１位相制御回路ＰＨＣ１及びＰＨＣ，の入力Ｖα□
、すα２は各々次のように表わされる。

Ｖα１　°　ｖｏ ・・・（２０） ここでＶ□は電源電圧ｖＲ，Ｖｓｔ　ｖτの波高値、ｖ
ｃａＰはコンデンサ電圧ｖ、、ｖｂｔ　ｖｃの波高値を
示す。

第１の交直電力変換器Ｓ８１の直流電圧Ｖｄ工は、上記
入力信号Ｖα、に比例した値となる。

Ｖｄｘ　　＝　　ｋ　　９Ｖｇ＝１ｃｏｓα。

＝　　ｋ’・ｖｇｍ・Ｖα１ ＝に’−Ｖ、。−ｖ：　　　　　　　・（２２）同様に
、第１の交直電力変換＠ＳＳ２の直流電圧Ｖｄｘは、　
ＰＨＣ，の入力信号ｆｃＩｍに比例した値となる。

Ｖ１７ｚ　　＝　　−ｋ　　番Ｖｃａｐ０ｃｏｓａ＊＝
　−に′・ｖｅａｐ”　ｆｃｔｚ ＝　　Ｖｄ□ ・・・（２３） すなわち、面直流電圧Ｖ　ｄｘ　ｅ　Ｖ　ｄａは、直流
電圧指令値ｖごに比例した値となる。

次に直流電流Ｉｄの制御動作を説明する。説明を簡単に
するため、電流制御補償回路ａｘｃｓ＞は比例要素に工
として取扱う。

（２０）、　（２１）式の位相制御人力Ｖα１及びＶ□
は。

次式のように書きなおされる。

？（ｙ、＝ｖご＋εニー　Ｋニー（２４）Ｉａ＞Ｉａと
なった場合、偏差ＣＩは正の値となり、その結果、ｖｄ
□＞　Ｖｄｚとなって、直流電流Ｉｄを増加させ、逆に
Ｉｍ＜ｘｄとなった場合、偏差ｉｘは負の値となり、Ｖ
ｄ□＜　Ｖｄｚとなって。

直流型Ｉｄを減少させる。故に最終的に工ｄ−ｒ工ｄと
なって落ち着く。

次に変換器ＳＳ２の有効電流ＩＰｓと無効電流工。２の
制御動作を説明する。

第７図は、交流側（１相分）の電圧電流ベクトル図を表
わすもので、（ａ）は変換器Ｓ８１の交流側ベクトル図
、（ｂ）は変換器Ｓ８２の交流側ベクトル図を示す。

図中、Ｖ、は電源電圧、ＩＳｉはＳＳＩの入力電流、Ｉ
Ｐｘｙ　ＩＱ□はその有効分と無効分を表わす。

また、　Ｖａは進相コンデンサ電圧、ＩＳｚはＳＳ２の
入力電流、Ｉ　Ｐｉ　＃　Ｉ　Ｑｚはその有効分と無効
分を表わす。

ＳＳＩ及びＳＳ２の点弧位相角α□、α３の余弦値ｃｏ
ｓ、ａ、及びｃｏｓα２は１位相制御入力信号Ｖα１及
びＶＣＩｎの値に比例する。また、Ｓ８１及びＳＳ２の
入力電流ＸＳＸ及びＩＳｚの大きさは、直流電流Ｉｄの
値に比例する。このことから、各々の有効電流及び無効
電流は次のようになる。

まず、変換器Ｓ８１については、Ｉｄ＝Ｉａとして。

ＩＰｚ　　＝　　Ｉ３ｘ°ｃｏｓα１ ＝　ｋｌ・工ｄ１１ｃｏｓα１ ＝に警・Ｉｄ−Ｖ。

弁　ｋｌ・ＩＰ ＩＱｉ　＝　　Ｉ５ｚ　”　ｓｉｎα１＝、ｋｌ・Ｉｄ
−１−（ｃｏｓｇ、）”句　ｋｌ・工。

・・・（２７） となる、また、変換器ＳＳ２については、ＩＰｓ　＝　
　工ｓり”　００ｇα２ ＝　　ｋ４・Ｉｔ１Φｃｏｓａｚ Ｉ　Ｑ冨＝　　Ｉ　ｓ雪”　８ｉｎｌＸ１＝　ｋｚ・Ｉ
ｄ−１−（ＣＯＩＩ（！、）”となる。

すなわち、変換器ＳＳ２の有効電力Ｐ５３ｇは、有効電
流指令値Ｉ七に比例した値となり、また。

無効電力Ｑａｓｚは、無効電流指令値Ｉ：に比例した値
となる。また、第１図の矢印の方向を有効電力の正の値
とした場合、変換器Ｓ８１の有効電力Ｐａ５ｔに対して
、ＳＳ２の有効電力はＰＳ３＊＝−ＰＳ５ｚの関係が成
り立つ、なお、無効電力Ｑ　Ｓ　Ｓ　ｌ及びＱｓｓｘに
関しては、Ｖ　ｇｍ　＝　Ｖ　Ｃ□の関係にあるときに
限り、　Ｑｓｓｔ　＝　Ｑｓｓｚが成り立つ。

いずれにしても、有効電力指令値１貴及び無効電力指令
値エエを制御することにより、変換器Ｓ８２の有効電力
Ｐｓｓｓ及び無効電力ＱＳＳ□を調整することが可能で
ある。

次に、進相コンデンサＣＡＰに印加される電圧Ｖａｔ　
Ｖｂｔ　Ｖｃの波高値ＶＣａＰの制御動作と、基準電圧
ｆ３ａｔ　ｅｂｅ　Ｅ３Ｑに対する位相差θの制御動作
を説明する。

まず、θ制御について説明する。

０束〉θとなった場合、偏差εｅは正の値となり、無効
電流指令値工；を大きくする。その結果（２９）式で示
されるＳＳ２の無効電流（遅れ）Ｉｅｔは増大し、第５
図の等価インダクタンスＬＳＩｇを小さくする。従って
、共振周波数ｆ　ＣａＦが高くなり、位相θを進ませ、
　θ＝θ東となるように制御される。

逆に、θ東くθとなった場合、偏差ε０は負の値となり
、工；を小さくする。故にＬ５Ｓｘは大きくなり、ｆ　
ＱａＰが低くなって、位相θを遅らせる。最終的にθ＝
θ軍となって落ち着く６ θ木＝Ｏに設定すれば、進相コンデンサ電圧ＶａｌＶｂ
＋　ｖ、は、基準電圧ｅａｔ　”ｂｅ　ｅＱと同一位相
となる。

一方、ｖｃａＰ制御は次のようになる。

Ｖｃ：ｐ　＞　Ｖｅａｐとなった場合、偏差εＶは正の
値となり、有効電流指令値１七を増加させる。その結果
、　（２８）式で示されるＳＳ２の有効電流ＩＰｚが増
大し、その分、エネルギーとして進相コンデンサＣＡＰ
に蓄積され、電圧波高値ＶＣＭＰを増加させる。

逆に、Ｖｃ：ｐ　＜　Ｖ（Ｈ３ｐとなった場合、偏差ε
９は負の値となり、工；を減少させる。故に、進相コン
デンサＣＡＰの蓄積エネルギーが減少し、電圧波高値ｖ
ｃａｐも減少する。最終的Ｖｅａｐキｖ　ｃａｐとなっ
て落ち着く。

負荷ＬＯＡＤがとる有効電力ＰＬが急増した場合、フィ
ードフォワード回路ＦＦを介して、有効電流指令値工ｔ
の一部工責。を増加させることにより、電源ＳＵＰから
供給される電力Ｐ９３工も負荷急変に見合った電力とな
り、進相コンデンサ電圧ｖｃａｐが低下するのを防止す
ることができる。

以上・のようにして、本発明の高周波電源装置は。

当該高周波電圧の波高値Ｖ　ＣＭＰ及び位相θを安定に
保つことができる。

（発明の効果） 以上のように、本発明の高周波電源装置は、自然転流動
作だけで、正弦波出力の高周波電圧を発生させることが
でき、　しかもその周波数ｆ　ｅａＦ及び電圧波高値Ｖ
。ａｐは外部から与えられる設定値に任意に与えること
が可能である。さらに、変換器は２台で済み、従来のサ
イクロコンバータ方式に比較すると格段に素子数を低減
させることができる。従って、大容量の高周波電源装置
として信頼性が高く、経済的な装置を提供することが可
能となる。

また、進相コンデンサに印加される電圧ｖａ。

Ｖ　ｂ　ｐ　Ｖ　Ｑと外部発振器から出力される基準信
号ｅａｔ８１）、８゜との位相を完全に一致させること
ができ。

変換器ＳＳ２の位相制御や負荷（例えばサイクロコンバ
ータ等）の位相制御に際し、非線形性や飽和等がなくな
り、広範囲な制御領域を確保することができる。さらに
負荷急変等があっても、上記進相コンデンサの電圧ｖａ
ｔ　Ｖｂｐ　ｖ、と、基準信号８Ｊｌ　ｅｂ＊　ｅＧと
の位相差θを検出し、制御しているため、位相差θの変
動が小さくなり、かつ振動の減衰を早めることができる
。従って、変換器ＳＳ２等の転流余裕角が極端に小さく
なることがなくなり、転流失敗による素子破壊の危険も
なくなる。全体的に信頼性の高い高周波電源装置を提供
することができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の高周波電源装置の実施例を示す構成図
、第２図及び第３図は第１図の装置の起動動作を説明す
るための等価回路図とタイムチャート図、第４図及び第
５図は第１図の装置の動作を説明するためのタイムチャ
ート図と等価回路図。 第６図は第１図の装置の位相差検出回路の実施例を示す
具体的構成図、第７図は第１図の装置の動作を説明する
ためのベクトル図である。 ＳＵＰ・・・３相交流電源　Ｔ１・・・電源トランスＳ
ＳＩ・・・第１の交直電力変換器 Ｌｄ・・・直流リアクトル ＳＳ２・・・第２の交直電力変換器 ＣＡＰ・・・高周波進相コンデンサ ＬＯＡＤ・・・負荷 ＰＴｇ、　ＰＴｃａｐ・・・電圧検出器（変成鼎）ＣＴ
ｄ・・・電流検出器（変流器）　Ｄ・・・整流回路５Ｉ
ＴＡ・・・位相差検出回路 ０１〜Ｃ３・・・比較器　　Ａ１〜Ａ、・・・加算塁Ｈ
ｓ（Ｓ）、Ｇｖ（Ｓ）、Ｇｘ（Ｓ）−制御補償回路ＳＱ
工〜ＳＱ２・・・２乗演算器 ＳＱＲ・・・平方根演算器　　ＤＩＶ・・・割算器ＦＦ
・・・フィードフォワード制御回路ＩＮＶ・・・反転増
幅器　　ＣＡＬ・・・演算器ＰＨＣ１，ＰＨＣ，・・・
位相制御回路０８゜・・・外部発振器 代理人　弁理士　則　近　憲　佑 同　　第子丸　健 第 図 第 図 第 図 第 図 第 図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 交流電源と、該交流電源に交流側端子が接続された第１
   の交直電力変換器と、当該第１の交直電力変換器の直流
   側に直流リアクトルを介して一方向の直流電流が流れる
   ように直流側端子が接続された第２の交直電力変換器と
   、当該第２の交直電力変換器の交流側端子に接続された
   高周波進相コンデンサと、当該進相コンデンサを高周波
   電圧源とする負荷と前記第２の交直電力変換器の点弧位
   相を制御する位相制御回路に位相基準信号を与える外部
   発振器と、当該外部発振器から与えられる基準信号と前
   記進相コンデンサに印加される電圧との位相差を検出す
   る手段と、当該位相差に応じて前記第２の交直電力変換
   器がとる高周波側の無効電力を制御する手段と、前記進
   相コンデンサに印加される電圧の波高値を制御する手段
   と、当該電圧波高値制御手段からの出力信号に応じて前
   記交流電源から供給される有効電力を制御する手段とを
   具備してなる高周波電源装置。