JPH0413958B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の目的］ （産業上の利用分野） 本発明は、鉄鋼圧延機、水道ポンプあるいはト
ンネル排気用ブロア等に利用される高速大容量の
交流電動機駆動装置に関する。

（従来の技術） 電動機は大きく分けて、直流電動機と交流電動
機がある。前者はトルクリツプルが小さく、制御
性能に優れ、取扱い易いという利点があり、広い
分野で利用されてきた。しかし、ブラシや整流子
の保守に手間がかかり、高速化や大容量化に限度
があるため、最近では交流可変速電動機に置き換
えられる傾向にある。

交流電動機の代表的なものは、誘導電動機と同
期電動機である。その他にリラクタンスモータや
ヒステリシスモータ等があるが、適用分野はかな
り限られている。

同期電動機の逆起電力を利用してサイリスタイ
ンバータを自然転流させるものは無整流子電動機
として一般に知られている。この無整流子電動機
は自然転流であるため大容量化が容易で、制御性
能も直流機に近似しており、種々の分野に適用さ
れてきている。しかし、界磁極を必要とするた
め、電動機本体が大きくなり、また、自然転流の
限界からの制約により過負荷耐量が小さい等の欠
点を有する。

誘導電動機、特にかご形誘導電動機はその構造
が簡単で堅牢で取扱い易い利点を有する。反面、
自励インバータが必要となり、当該変換器からの
制約がある。

最近、トランジスタやゲートターンオフサイリ
スタ等の自己消弧素子の大容量化が図られ、上記
自励インバータに用いられるようになつてきた。
特に、パルス幅変調制御（PWM）インバータは
電動機に正弦波電流を供給できるため、トルクリ
ツプルが小さく、低騒音の交流可変速電動機を達
成できる。また、制約法としてはＶ／ｆ＝一定制
御、すべり周波数制御あるいはベクトル制御等の
技術が確立しており、直流機なみの特性が得られ
ることも知られている。

また、交流電源の電圧を利用して自然転流させ
る代表例としてサイクロコンバータがある。この
サイクロコンバータは正弦波電流を電動機に供給
することができ、自然転流であるため大容量化が
容易である等の利点を有する。特に最近では受電
端の入力力率を常に１に制御する無効電力補償形
サイクロコンバータ（特公昭59−14988号）が注
目を集めている。

（発明が解決しようとする問題点） 上記従来の交流電動機駆動装置は各々の長所を
活かし、種々の分野に利用されている。

しかしながら、大容量で高速の電動機を駆動す
る装置となると、上記従来技術では容易に達成す
ることができないのが現状である。

すなわち、サイクロコンバータは自然転流であ
るため、大容量化が容易に図れるが、出力周波数
が低く、高速化が図れない。また、自励インバー
タはトランジスタやゲートターンオフサイリスタ
等の自己消弧素子を必要とし、装置が高価になる
ため、大容量化が難しい等の問題がある。

また、無整流子電動機は自然転流であるため大
容量化が可能で、高速化も比較的容易であるが、
電動機自体が複雑で大形になり、かつ矩形波電流
が電機子巻線に供給されるため、トルクリツプル
が大きい等の問題がある。さらに始動時の転流問
題や過負荷耐量等にも問題が残る。

一方、電動機の大容量化に伴ない、電源側に発
生する無効電力や高調波の影響も無視できなくな
る。無効電力の変動は電源系統電圧の変動をきた
し、同一系統に接続された電気機器に種々の悪影
響を及ぼす。また、高調波電流はテレビやラジオ
あるいは通信線に誘導障害をひき起こし、特に変
換器によつて発生する第３、第５、第７次の高調
波は除去しにくいものとしてきらわれている。

無効電力補償形サイクロコンバータ（特公昭59
−14988号等）は受電端の入力力率を常に１に保
持できる電力変換器として、上記無効電力の問題
を解決する有力な手段であるが、出力周波数に依
存する高調波電流が入力側に現われるため、その
対策に苦慮しなければならない。

さらに、最近では交直電力変換器とアクテイブ
フイルタの機能を合わせもつ電力変換装置（特開
昭59−61475号等）も発表されており、前記自動
インバータ＋誘導電動機の装置と組合せた交流電
動機駆動装置が注目されている。この方式は、入
力電流が電源電圧と同相の正弦波に制御されるた
め、高調波が少なく、入力力率を常に１に保持で
きる等の利点を有する反面、変換器はトランジス
タやゲートターンオフサイリスタ等の自己消弧素
子で構成しなければならず、大容量化が難しく、
経済性に難を持つ欠点がある。

本発明は、以上の問題点に鑑みてなされたもの
で、商用の電源周波数（50Hzまたは60Hz）に対し
て、交流電動機（誘導電動機、同期電動機、リラ
クタンスモータ等）に０〜数百Hzの正弦波電流を
供給し、かつ電源の入力力率が常に１で高調波が
少ない高速大容量の交流電動機駆動制御装置を提
供することを目的とする。

特に電動機の過負荷運転を容易にし、かつ転負
荷運転時の運転効率を向上させた交流電動機駆動
制御装置を提供しようとするものである。

［発明の構成］ （問題点を解決するための手段） 以上の目的を達成するために、本発明は交流電
源と、当該交流電源に出力側端子を接続した第１
のサイクロコンバータと、当該第１のサイクロコ
ンバータの入力側端子に接続された高周波進相コ
ンデンサと、該進相コンデンサに入力側端子を接
続した第２のサイクロコンバータと、当該第２の
サイクロコンバータの出力側端子に接続された交
流電動機とから構成される交流電動機駆動装置に
おいて、当該交流電動機の負荷の軽重に応じて前
記進相コンデンサに印加される電圧の周波数を変
化せることにより、過負荷運転を容易にし、かつ
軽負荷運転時の運転効率を向上させている。

（作用） すなわち、第１のサイクロコンバータは、交流
電源と進相コンデンサとの間で電力変換を行うも
ので、当該進相コンデンサに印加される電圧値が
ほぼ一定になるように前記交流電源から供給され
る電流を制御している。このとき、該電源からの
供給電流が電源電圧と同相の正弦波になるように
制御することにより、入力力率が常に１となり、
高調波成分の少ない電流とすることができる。

また、第２のサイクロコンバータは前記進相コ
ンデンサと交流電動機との間で電力変換を行うも
ので、進相コンデンサの周波数を例えば500Hz程
度とした場合、交流電動機の電機子巻線には、０
〜500Hz程度の周波数の正弦波電流を供給するこ
とができる。

このとき、進相コンデンサは第１及び第２のサ
イクロコンバータに対して進み無効電力源となる
もので、その電圧の周波数前記２台のサイクロコ
ンバータの遅れ無効電力と、当該進相コンデンサ
の進み無効電力とが等しくなるように決定され
る。言い換えると、外部の正弦波発振器からコン
バータの位相制御基準信号を与えることにより、
当該基準信号の周波数及び位相に前記進相コンデ
ンサ電圧の周波数及び位相が一致するようにサイ
クロコンバータの循環電流が流れる。

このようにして確立した進相コンデンサ電圧に
より、両サイクロコンバータは自然転流動作だけ
で電力変換を行うことができ、しかも、交流電源
の周波数50Hz（又は60Hz）に対して交流電動機に
０〜数百Hzの正弦波電流を供給することができ
る。

さらに、前記交流電動機の負荷の軽重に応じて
前記進相コンデンサに印加される電圧の周波数を
変化させることにより、荷負荷運転を容易にし、
かつ軽負荷運転時の運転効率を向上させることが
可能となる。

（実施例） 第１図は、本発明の交流電動機駆動装置の実施
例を示す構成図である。

図中、Ｒ，Ｓ，Ｔは３相交流電源の受電端子、
CC−１は第１の循環電流式サイクロコンバータ、
CAPは高周波進相コンデンサ、CC−２は第２の
循環電流式サイクロコンバータ、Ｍは交流電動機
（３相かご形誘導電動機）である。

第１の循環電流式サイクロコンバータCC−１
は、他励コンバータSS₁，SS₂，SS₃と直流リアク
トルL₁，L₂，L₃及び絶縁トランスTR₁とで構成
されており、その出力側端子は交流リアクトル
L_SR，L_SS，L_STを介して、３相交流電源に接続さ
れている。

また、第２の循環電流式サイクロコンバータ
CC−２は他励コンバータSS₄，SS₅，SS₆と直流
リアクトルL₄，L₅，L₆及び絶縁トランスTR₂と
で構成されており、その出力側端子は交流電動機
Ｍに接続されている。

上記２台のサイクロコンバータの入力側端子
は、高周波進相コンデンサCAPに接続されてい
る。

また、制御回路として直流電流検出器CT₁〜
CT₆、交流電圧検出器PT_S，PT_CAP、回転パルス
発生器PG、整流回路Ｄ、関数発生器FNC、３相
基準電圧発生器O_SC、電圧制御回路AVR、速度制
御回路SPC、電流制御回路ACR₁，ACR₂、位相
制御回路PHC₁，PHC₂が用意されている。

第１のサイクロコンバータCC−１は△結線さ
れた循環電流式サイクロコンバータで、高周波進
相コンデンサCAPに印加される３相交流電圧V_a，
V_b，V_cの波高値V_capがほぼ一定になるように、
３相交流電源から供給される電流I_R，I_S，I_Tを制
御する。

また、第２のサイクロコンバータCC−２は、
やはり△結線された循環電流式サイクロコンバー
タで、前記高周波進相コンデンサCAPを３相電
圧源とし、誘導電動機Ｍに可変電圧可変周波数の
３相交流電力を供給する。

両サイクロコンバータCC−１，CC−２の位相
制御には外部発振器O_scからの３相基準電圧e_a，
e_b，e_cの信号を用いており、上記進相コンデンサ
CAPの電圧V_a，V_b，V_cの周波数と位相は、当該
基情電圧e_a，e_b，e_cの周波数と位相に一致する。

以下、その詳細な動作説明を行う。

まず、進相コンデンサCAPの電圧V_a，V_b，V_c
を確立させるための起動動作を説明する。

説明を簡単にするため、起動時、第２のサイク
ロコンバータはゲートオフしておく。

第２図は３相交流電源の電圧波形を示すもの
で、次式のように表わせる。

V_R＝V_sn・sinω_sｔ …(1) V_S＝V_sn・sin（ωst−2π／３） …(2) V_T＝V_sn・sin（ω_sｔ＋2π／３） …(3) ここで、V_snは電源電圧波高値、 ω_s＝2πf_sは電源角周波数である。

当該電源の周波数f_s（50Hzあるいは60Hz）に対
して、サイクロコンバータCC−１の入力側（進
相コンデンサ側）の周波数f_Cが十分高いものとす
れば、ある微少時間の間、上記電源電圧V_R，V_S，
V_Tを直流電圧に置き換えることができる。

第２図のの区間との区間では、各コンバー
タに印加される電圧極性が異なるが、ここでは
の区間を例によつて起動動作を説明する。

第３図は第２図のの区間にサイクロコンバー
タCC−１に印加される電源電圧の極性を表わし
たものである。

コンバータSS₁及びSS₂には逆電圧が印加され
るため点弧パルスを与えてもオンしない。従つて
コンバータSS₃を介して進相コンデンサCAPに充
電される。

第４図はコンバータSS₃に順電圧V_RTが印加さ
れたときの等価回路を表わすもので、サイリスタ
S₁とS₅に点弧パルスが入つた場合を示す。

充電電流I_Rは電源V_RT ⁺→サイリスタS₅→コンデ
ンサC_ab→サイリスタS₁→リアクトルL_s→電源
V_RT ^-の経路と、電源V_RT ⁺→サイリスタS₅→コン
デンサC_bc→コンデンサC_ca→サイリスタS₁→リア
クトルL_s→電源V_RT ^-の経路に流れる。この結果、
コンデンサC_abには電源電圧V_RTが充電され、コ
ンデンサC_bc，C_caにはV_RT／２の電圧が印加され
る。

第５図はコンバータSS₃のサイリスタS₁〜S₆の
点弧モードを示すもので、第１図の３相基準電圧
発生器O_scからの信号に同期して点弧パルスが与
えられる。第４図のモードの後はサイリスタS₆に
点弧パルスが与えられる。すると、コンデンサ
C_bcに充電された電圧によつてサイリスタS₅に逆
バイアス電圧が印加され、S₅はオフする。すなわ
ち、起動時には進相コンデンサCAPは転流コン
デンサの役目をはたす。サイリスタS₁とS₆がオン
すると、コンデンサC_ab，C_bc，C_caに印加される
電圧も変化する。

第６図は第５図のモードで点弧されたときの第
４図のａ、ｂ端子間の電圧V_a-bと相電圧V_aの波
形を表わす。電圧V_a-bはリアクトルL_sを介して
充電されるため、破線の如く除々に立上る。その
時間を2δとした場合、V_a-bの基本波成分はδだ
け遅れる。相電圧V_aは線間電圧V_a-bに対して
（π／６）ラジアンだけ位相が遅れる。

第５図の点弧モードと相電圧V_aを比較すると
わかるように起動時の位相制御角α₃は α₃＝π／δ（ラジアン） …(4) となつている。δはあまり大きくないので、近似
的にはα₃≒180゜で運転されていることになる。こ
のときのコンバータSS₃の出力電圧V₃は V₃＝ｋ・V_cap・cosα₃ …(5) となつている。ただし、ｋは比例定数、V_capはコ
ンデンサの相電圧波高値となる。

当該出力電圧−V₃が電源電圧V_RTとつり合つて
いる。しかしこのままでは進相コンデンサCAP
には当該電源電圧V_RT以上の電圧は充電されな
い。

そこで、点弧位相角α₃を90゜の方向に少しずら
してやる。すると(5)式で示される出力電圧V₃が
減少し、V_RT＞−V₃となる。この結果、充電電流
I_Rが増大し、コンデンサ電圧V_capを増大させ、
V_RT＝−V₃となつて落ちつく。このとき、I_Rは零
となつている。さらにV_capを増大させたいとき
は、α₃をさらに90゜の方向にずらし、出力電圧V₃
を減少させることにより達成できる。α₃を90゜で
はV₃＝O^Vとなり、理論的には電源電圧V_RTがごく
わずかな値でもコンデンサ電圧V_capを大きな値に
充電することができる。しかし、実際には回路損
失があるため、その分の電力供給は必要不可欠の
ものとなる。

このようにして進相コンデンサCAPの電圧
V_capを任意の値に充電することができる。

第２図のの区間ではコンバータSS₁とSS₃に
順電圧が印加される。この場合には２台のコンバ
ータを介して進相コンデンサCAPに充電される
ことになるが、各コンバータの出力電圧は次式を
満足するように制御される。

V₁＝ｋ・V_cap・cosα₁＝−V_SR …(6) V₃＝ｋ・V_cap・cosα₃＝＝−V_RT …(7) ∴cosα₁／cosα₃＝V_SR／V_RT …(8) なお、cosα₁＞（V_SR／V_RT）・cosα₃とした場合、
V_SR＜−V₁となり、コンバータSS₁を介して充電
することはできず、コンバータSS₃を介して充電
されることになる。

逆に、cosα₁＜（V_SR／V_RT）・cosα₃とすること
により、コンバータSS₁からのみ充電させること
もできる。

第２図の別の区間でも同様に進相コンデンサ
CAPの電圧を確立させることができる。

このようにして確立された進相コンデンサ
CAPの電圧V_a，V_b，V_cが第１図の位相制御回路
PHC₁に与えられる３相基準電圧e_a，e_b，e_cの周
波数と位相に一致することを説明する。

(1)式〜(3)式で示される３相電源電圧V_R，V_S，
V_Tが与えられた場合、電源電流I_R，I_S，I_Tが零の
平衡状態では、各コンバータの出力電圧V₁，V₂，
V₃は次式のようになる。

V₁＝V_S−V_R …(9) V₂＝V_T−V_S …(10) V₃＝V_R−V_T …(11) 例えば、第２図のt₁の点では、V₁＝−V₃、V₂
＝０となる。このときの各コンバータの位相制御
角をα₁＝45゜、α₂＝90゜、α₃＝135゜として説明する
。

第７図は、上記条件における位相制御基準信号
e_a，e_b，e_cと、各コンバータの点弧パルス信号の
関係を表わす。

基準信号e_a，e_b，e_cは外部発振器O_scから与えら
れるもので、次式のように表わせる。

e_a＝sin（ω_c・ｔ） …(12) e_b＝sin（ω_c・ｔ−2π／３） …（13） e_c＝sin（ω_c・ｔ＋2π／３） …（14） ここでω_c＝2πfcは高周波の角周波数で、例え
ば、f_c＝500Hz程度に選ばれる。

進相コンデンサCAPの相電圧V_a，V_b，V_cが上
記基準電圧e_a，e_b，e_cの周波数と位相が一致して
いる場合、各コンバータの出力電圧は次のように
なる。

V₁＝Ｋ・V_cap・cosα₁ …（15） V₂＝Ｋ・V_cap・cosα₂ …（16） V₃＝Ｋ・V_cap・cosα₃ …（17） 故にV₁＋V₂＋V₃＝０となり、サイクロコンバ
ータCC−１の循環電流の増減はない。

この状態から仮にコンバータ電圧の周波数が低
くなり、破線のようにV_a′，V_b′，V_c′となつた
場合を考える。

コンバータSS₁の点弧位相角はα₁からα₁′に、ま
たSS₂の点弧位相角α₂からα₂′に、さらにSS₃の点
弧位相角はα₃′からα₃に変化する。この結果V₁＋
V₂＋V₃＞０となり、サイクロコンバータCC−１
の循環電流を増大させる。当該循環電流は進相コ
ンデンサCAP側から見たサイクロコンバータCC
−１の入力側の遅れ無効電力となる。

第８図はサイクロコンバータの入力側の１相分
の等価回路を表わしたもので、サイクロコンバー
タCC−１は遅れ電流をとる可変インダクタンス
L_ccに置き換えられる。この回路の共振周波数f_cap
は f_cap＝１／（2π√_cc・_cap） …（18） となる。

循環電流が増大することは、等価インダクタン
スL_ccが減少することに等しく、上記周波数f_capは
増大し、V_a′，V_b′，V_c′の周波数f_capは基準電圧
e_a，e_b，e_cの周波数f_cに近ずく。

同様にf_cap＞f_cとなつた場合には、循環電流が
減少し、L_ccが大きくなつてやはりf_cap＝f_cとなつ
て落ち着く。

進相コンデンサCAPの電圧の位相が基準電圧
の位相より遅れた場合には、上記f_cap＜f_cとなつ
たときと同様に循環電流が増加し、進相コンデン
サのCAPの電圧位相を進める。逆に進相コンデ
ンサCAPの電圧位相が基準電圧より進んだ場合
には上記f_cap＞f_cとなつたときと同様に循環電流
が減少し、進相コンデンサCAPの電圧位相を遅
らせる。このようにして進相コンデンサCAPの
電圧V_a，V_b，V_cは基準電圧e_a，e_b，e_cと同一周
波数、同位相となるように循環電流の大きさが自
動的に調整されるものである。当該コンデンサ電
圧V_a，V_b，V_cは次式のように表わされる。

V_a＝V_cap・sin（ω_c・ｔ） …（19） V_b＝V_cap・sin（ω_c・ｔ−2π／３） …（20） V_c＝V_cap・sin（ω_c・ｔ＋2π／３） …（21） ただし、V_capは電圧波高値である。

次に第１図にもどつて、上記進相コンデンサ
CAPの電圧波高値V_capを一定に制御する動作説
明を行う。

第９図は第１図の第１のサイクロコンバータ
CC−１の制御回路を詳しく表わしたもので、第
１図の制御回路と対応させると次のようになる。

まず、第１図の電圧制御回路AVRは第９図の
電圧設定器VR、比較器C₁及び電圧制御補償回路
G_cからなる。

また、次の電流制御回路ACR₁は第９図の乗算
器ML₁〜ML₃、電流変換回路Ｄ／Ｓ−１、比較
器C₂〜C₄、電流制御補償回路G_R，G_S，G_T及び加
算器A₁〜A₃で構成される。

さらに、第１図の位相制御回路PHC₁は第９図
の位相制御回路PHC₁₁〜PHC₁₃で構成され、第１
図の３相基準電圧発生器O_sc及び関数発生器FNC
は第９図の基準電圧発生器O_sc及び関数発生器
FNCに対応する。

まず、進相コンデンサCAPの電圧を変成器
PT_capで検出し、当該３相電圧を整流器Ｄによつ
て整流する。これによつて進相コンデンサCAP
の電圧波高値V_capが検出され、比較器C₁に入力さ
れる。

また、電圧設定器VRから電圧指令器V_cap ^*を出
力し、比較器C₁によつて上記検出値V_capと比較す
る。当該偏差ω_c＝V_cap ^*−V_capは、次の電圧制御
補償回路G_c（Ｓ）に入力され、積分あるいは比例
増幅される。ここでは説明を簡単にするため、
G_c（Ｓ）＝K_cとして比例増幅だけとする。制御補
償回路G_c（Ｓ）の出力I_snは電源から供給される電
流I_R，I_S，I_Tの波高値指令となるもので、次の乗
算器ML₁〜ML₃に入力される。

一方、電源電圧V_R，V_S，V_Tを変成器PT_sによ
つて検出し、当該波高値V_snの逆数倍することに
よつて次の３相単位正弦波φ_R，φ_S，φ_Tを求める。

φ_R＝（V_R／V_sn）＝sin（ω_s・ｔ） …（22） φ_S＝（V_S／V_sn）＝sin（ω_s・ｔ−2π／３） …（23） φ_T＝（V_T／V_sn）＝sin（ω_s・ｔ＋2π／３） …（24） この３相単位正弦波φ_R，φ_S，φ_Tを上記乗算器
ML₁〜ML₃に入力し、前記波高値I_snと掛け算を
行う。その結果が電源から供給される電流の指令
値I_R ^*，I_S ^*，I_T ^*となる。

I_R ^*＝I_sn・sin（ω_sｔ） …（25） I_S ^*＝I_sn・sin（ω_sｔ−2π／３） …（26） I_T ^*＝I_sn・sin（ω_sｔ＋2π／３） …（27） また、電源から供給される実電流I_R，I_S，I_Tは
次のように検出される。

すなわち、各コンバータSS₁〜SS₃の出力電流
I₁，I₂，I₃を検出し、電流変換回路Ｄ／Ｓ−１に
よつて、次の演算を行うことにより求められる。

I_R＝I₃−I₁ …（28） I_S＝I₁−I₂ …（29） I_T＝I₂−I₃ …（30） もちろん、実電流I_R，I_S，I_Tを直接検出してき
ても何ら変るところはない。

Ｒ相の電流I_Rは次のように制御される。

電流指令値I_R ^*と検出器I_Rを比較器C₂に入力し、
偏差ω_R＝I_R ^*−I_Rを求める。当該偏差ω_Rを電流制
御補償回路G_R（Ｓ）に入力し、比例増幅を行う。
その比例定数をK_Rすると、補償回路G_R（Ｓ）の出
力信号、K_R・ω_Rは１つが反転されて加算器A₁を
介して位相制御回路PHC₁₁に入力され、もう１つ
がそのまま加算器A₃を介して位相制御回路
PHC₁₃に入力される。

位相制御回路PHC₁₁〜PHC₁₃は公知の手法によ
るもので、３相基準電圧発生器O_scからの出力信
号e_a，e_b，e_cと位相制御入力電圧V〓を比較し、そ
の交差点から点弧パルス信号を得るものである。

すなわち、位相制御回路PHC₁₁に位相制御入力
電圧V〓₁を入力すると、制御位相角〓₁は、 α1＝cos^-1｛k〓・V〓₁｝ …（31） となる。ただし、k〓は比例定数である。これを書
きなおすと、 cosα₁＝k〓・V〓₁ …（32） の関係がある。コンバータSS₁の出力電圧V₁は
（15）式で示される関係にあり、 V₁＝ｋ・V_cap・cosα₁＝ｋ・k〓・V_cap・V〓₁
…（33） となつて、V₁∝V〓₁となる。

同様にV₂∝V〓₂、V₃∝V〓₃となる。

このような条件下で前記Ｒ相電流にI_Rが指令値
I_R ^*より小さくなつた場合を説明する。

偏差ε_R＝I_R ^*−I_Rは正の値となり、K_R・ω_Rが増
大する。その結果、PHC₁₁の位相制御入力電圧
V〓₁＝−K_R・ω_Rは負の値になり、逆にPHC₁₃の位
相制御入力電圧V〓₃＝K_R・ε_Rは正の値となつて増
加する。

従つて、コンバータSS₁の出力電圧V₁は第１図
の矢印と反対方向に増大し、出力電流I₁を減少さ
せる方向に働く。逆にコンバータSS₃の出力電圧
V₃は第１図の矢印方向に増大し、出力電流I₃を増
加させる方向に働らく。この結果、Ｒ相電流I_R＝
I₃−I₁は増大し、指令値I_R ^*に近ずく。

逆にI_R＞I_R ^*となつた場合には偏差ε_Rは負の値と
なり、SS₁の出力電圧V₁を矢印方向に増大させ、
SS₃の出力電圧V₃を矢印と反対方向に増大させ
る。その結果、I₁が増加し、I₃が減少し、Ｒ相電
流I_R＝I₃−I₁は減少させられる。最終的にI_R≒I_R ^*
となつて落ち着く。

Ｓ相及びＴ相の電流及びI_Tも同様に制御され
る。

３相の電流I_R，I_S，I_Tを同時に制御する場合、
各コンバータの位相制御入力電圧V〓₁，V〓₂，V〓₃
は次式のようになる。

V〓₁＝K_S・ω_S−K_R・ω_R …（34） V〓₂＝K_T・ω_T−K_S・ω_S …（35） V〓₁＝K_R・ω_R−K_T・ω_T …（36） ただし、K_R，K_S，K_Tは制御補償回路G_R（Ｓ），
G_S（Ｓ），G_T（Ｓ）を比例要素だけとした場合の比
例倍率である （34）〜（36）式からわかるように、各コンバ
ータの出力電圧の和V₁＋V₂＋V₃は零となつて循
環電流を増減させることはない。

さて、このようにＲ相、Ｓ相、Ｔ相の電流はそ
の指令値I_R ^*，I_S ^*，I_T ^*に一致するように制御され
るが、当該指令値は電源電圧V_R，V_S，V_Tと同相
の正弦波になつている。

すなわち、入力力率は常に１で、高調波成分が
きわめて少ない運転が可能となるわけである。

次に進相コンデンサCAPの電圧波高値V_capの
制御動作を説明する。

V_cap ^*＞V_capとなつた場合、偏差ε_R＝V_cap ^*−
V_capは正の値となり、電流波高値指令I_sn＝K_c，
ω_cも正の値となつて増加する。

故に各相の入力電流I_R，I_S，I_Tも増大し、次式
で示される有効電力P_Sが電源から供給される。

P_s＝I_R・V_R＋I_S＋V_S・I_T・V_T ＝3/2・V_sn・I_sn …（37） ただし、V_snは電圧波高値、I_snは電流波高値と
する。

この結果、エネルギーP_s・ｔが電源から進相コ
ンデンサCAPに供給され、（1/2）C_capV_cap ²とし
て蓄えられる。故に電圧V_capが増大し、最終的に
V_cap≒V_cap ^*となつて落ち着く。

逆にV_cap ^*＜V_capとなつた場合、偏差ε_cは負の
値となり、電流波高値指令I_snも負の値となる。
故に、進相コンデンサCAPのエネルギー（1/2）
C_capV_cap ²がP_S・ｔとなつて電源に回生される。
従つて、電圧V_capが減少し、やはりV_cap≒V_cap ^*
となるように制御される。このとき電源のＲ相、
Ｓ相、Ｔ相の電流I_R，I_S，I_Tは各々電源電圧V_R，
V_S，V_Tに対して逆相の正弦波に制御され、やは
り入力力率＝１を保持することができる。

以上のように、第１の循環電流サイクロコンバ
ータは進相コンデンサCAPの電圧波高値V_capが
その指令値V_cap ^*に一致するように電源から供給
される電流I_R，I_S，I_Tを制御するもので、当該電
流の指令値I_R ^*，I_S ^*，I_T ^*を電源電圧と同相（又は
逆相）の正弦波で与えることにより、入力力率を
常に１に保持することができる。

また、このとき、進相コンデンサCAPの電圧
の周波数f_capと位相は、外部発振器O_scによつて与
えられる３相基準電圧信号e_a，e_b，e_cの周波数f_c
と位相に一致することは前に説明した通りであ
る。

このように、進相コンデンサCAPの電圧V_a，
V_b，V_cが確立している状態で、第２の循環電流
式サイクロコンバータCC−２のゲート信号を活
かし、運転を開始する。

次にこの第２のサイクロコンバータの制御動作
を説明する。

第１０図は第１図の第２のサイクロコンバータ
CC−２の制御回路の具体的実施例を示す構成図
である。第１図の制御回路と対応させると次のよ
うになる。

まず、第１図の速度制御回路SPCは第１０図の
比較器C₅、速度制御補償回路G〓、励磁電流設定
器EX、演算回路CAL１〜CAL３、３相正弦波パ
ターン発生器PTG及び乗算器ML₁〜ML₃からな
る。

また、電流制御回路ACR₂は、第１０図の比較
器C₆〜C₉、電流変換回路Ｄ／Ｓ−２、電流制御
補償回路G_U，G_V，G_W，G_O及び加算器A₄〜A₁₀で
構成される。

さらに、第１図の位相制御回路PHC₂は第１０
図の位相制御回路PHC₂₁〜PHC₂₃で構成される。

なお、第１０図の基準電圧発生器O_sc及び関数
発生器FNCは第１図の基準電圧発生器O_sc及び関
数発生器FNCに対応するもので、第９図のO_scお
よびFNCと共通のものである。

まず、誘導電動機Ｍの速度制御動作を説明す
る。

誘導電動機の２次電流I〓と励磁電流I_eをベクト
ル的に直交させ、各々を独立に制御できるように
したものはベクトル制御誘導機として知られてい
る。ここでは、その手法を用いて速度制御するも
のを例にとつている。

ベクトル制御の手法は文献が多く出ており、詳
しい説明は省略し、概要を述べるにとどまる。

まず、電動機の回転子に直結された回転パルス
発生器PGから回転速度ω_rに比例したパルス列を
取り出す。

比較器C₅は当該回転速度ω_rとその指令値ω_r ^*を
比較し、当該偏差ε〓＝ω_r ^*−ω_rを次の速度制御補
償回路G〓（Ｓ）に入力する。

G〓（Ｓ）は比例要素あるいは積分要素等からな
り、出力としてトルク電流指令I〓^*を与える。

また、前記回転速度検出値ω_rは励磁電流設定
器EXに入力され、励磁電流指令I_e ^*を与える。

当該トルク電流指令I〓^*及び励磁電流指令I_e ^*は、
演算回路CAL１〜CAL２に入力され、次の演算
を行う。

すなわち、演算回路CAL１では ω_sl ^*＝R_r ^*・I〓^*／L_r ^* I_e ^* …（38） R_r ^*：２次抵抗 L_r ^*：２次インダクタンス の演算によつてすべり角周波数ω_sl ^*を求める。ま
た、演算回路CAL２では θ_r ^*＝tan^-1（I〓^* I_e ^*） …（39） の演算によつて、励磁電流I_e ^*に対する１次電流
指令値I_L ^*の位相角θ_r ^*を求める。

さらに、演算回老CAL３では、 I_Ln＝I_e ^*2＋I〓^*2 …（40） の演算によつて２次電流指令値I_L ^*の波高値I_Lnを
求める。

第１１図は当該誘導電動機の電流ベクトル図を
表わすもので、励磁電流I_e ^*と２次電流（トルク
電流）I〓^*とは直交関係にあり、当該電動機の発
生トルクT_eは、次式で表わせる。

T_e＝Ke・I〓^*・I_e ^* …（41） 通常励磁電流指令I_e ^*は一定に与えられ、電動
機の発生トルクT_eは２次電流指令（トルク電流
指令）I〓^*を変えることによつて制御される。

ただし、回転速度を定格以上で運転させるとき
には、弱め界磁制御が行なわれ、励磁電流設定器
EXによつて、励磁電流指令I_e ^*を回転速度ω_rに応
じて変化させることがある。

このようにして求められたすべり角周波数ω_sl
^＊、位相角θ_r ^*と回転角周波数（回転速度検出値）
ω_rを正弦波パターン発生器PTGに入力し、次の
３相単位正弦波φ_u，φ_v，φ_wを求める。

φ_u＝sin｛（ω_r＋ω_sl ^*）・ｔ＋θ_r ^*｝…（42） φ_v＝sin｛（ω_r＋ω_sl ^*）・ｔ＋θ_r ^*−2π／３）
…（43） φ_w＝sin｛（ω_r＋ω_sl ^*）・ｔ＋θ_r ^*＋2π／３）
…（44） 当該単位正弦波φ_u，φ_v，φ_wは誘導電動機Ｍに
供給される１次電流I_Lの周波数と位相を決定する
ものである。

乗算器ML₄〜ML₆によつて、当該３相単位正
弦波φ_u，φ_v，φ_wと前記波高値指令I_Lnを掛け合わ
せ、誘導電動起Ｍに供給される３相電流（１次電
流）の指令値I_u ^*，I_v ^*，I_w ^*を求める。

I_u ^*＝I_Ln・sin｛（ω_r＋ω_sl ^*）・ｔ＋θ_r ^*｝ …（45） I_v ^*＝I_Ln・sin｛（ω_r＋ω_sl ^*）・ｔ ＋θ_r ^*−2π／３｝ …（46） I_w ^*＝I_Ln・sin｛（ω_r＋ω_sl ^*）・ｔ ＋θ_r ^*＋2π／３｝ …（47） 誘導電動機のベクトル制御は励磁電流I_eと２次
電流I〓を独立に制御できることに特長がある。故
に電動機の励磁電流I_eを一定に保ちながら２次電
流I〓の大きさを変えることにより発生トルクを制
御することができ、直流機と同等の速度制御応答
を達成することが可能となる。

次に、上記のように与えられた１次電流指令値
I_u ^*，I_v ^*，I_w ^*に従つて実電流I_u，I_v，I_wを制御す
る動作を説明する。

まず、第２のサイクロコンバータの各コンバー
タの出力電流I₄，I₅，I₆を変換器CT₄，CT₅，CT₆
によつて検出し、電流変換回路Ｄ／Ｓ−２に入力
する。電流変換回路Ｄ／Ｓ−２は各コンバータ出
力電流I₄〜I₆から電動機の１次電流I_u，I_v，I_wを求
めるもので、次の演算を行う。

I_u＝I₄−I₆ …（48） I_v＝I₅−I₄ …（49） I_w＝I₆−I₅ …（50） この電動機１次電流検出値I_u，I_v，I_wを各々比
較C₆〜C₈に入力し、前記指令値I_u ^*，I_v ^*，I_w ^*と
各々比較する。

Ｕ相電流を例にとつて制御動作を説明する。

比較器C₆によつて実電流I_Uと指令値I_u ^*を比較
し、当該偏差ω_U＝I_u ^*−I_uを電流制御補償回路G_U
（Ｓ）に入力する。G_U（Ｓ）では積分あるいは比
例増幅し、その出力を加算器器A₄，A₅を介して
位相制御回路PHC₂₁へ入力する。また、G_U（Ｓ）
の出力の反転値を加算器A₈，A₉を介して位相制
御回路PHC₂₃へ入力する。

各コンバータSS₄〜SS₆の出力電圧V₄〜V₆は位
相制御回路PHC₂₁〜PHC₂₃の入力電圧V〓₄〜V〓₆
に比例することは前に述べた通りである。

故に、I_u ^*＞I_uとなつた場合、偏差ω_Uは正の値
となり、制御補償回路G_U（Ｓ）を介して、位相制
御回路PHC₂₁の入力電圧V〓₄を増加させ、コンバ
ータSS₄の出力電圧Ｖ４を第１図の矢印の方向に
増大させる。また、同時に位相制御回路PHC₂₃の
入力電圧V〓₆を減少させ、コンバータSS₆の出力
電圧V₆を第１図の矢印と反対方向に発生させる。
この結果、コンバータSS₄の出力電流I₄が増大し、
コンバータSS₆の出力電流I₆が減少する。故に
（48）式で示される電動機のＵ相電流I_Uが増大し、
I_U≒I_U ^*となるように制御される。

逆にI_U ^*＜I_Uとなつた場合、偏差ε_Vは負の値と
なり、出力電圧V₄が減つて、V₆が増加する。従
つて、I_U＝I₄−I₆は減少し、やはり、I_U≒I_U ^*とな
るように制御される。指令値I_U ^*を正弦波状に変
化させれば、それに従つて実電流もI_U≒I_U ^*とな
り、正弦波電流が誘導電動機Ｍに供給されること
になる。

Ｖ相及びＷ相の電流I_V，I_Wも同様に制御され
る。

従つて、誘導電動機Ｍの回転速度ω_rは、次の
ようにして制御される。

ω_r ^*＞ω_rとなつた場合、偏差εωは、正の値とな
り、制御補償回路G〓（Ｓ）を介してトルク電流
（２次電流）指令I〓^*を増加させる。

この結果、第１１図に示される誘導電動機の１
次電流指令I_L ^*（I_U ^*，I_V ^*，I_W ^*）の波高値I_Lnと位
相角θ_r ^*を増加させ、実電流I_U，I_V，I_Wもそれに従
つて追従制御される。

故に誘導電動機Ｍの実際の２次電流I〓が増大
し、発生トルクT_eをふやして加速する。これに
よりω_rが増加し、ω_r≒ω_r ^*になるように制御され
る。

逆にω_r ^*＜ω_rとなつた場合、偏差ε〓は負の値と
なり、トルク電流指令I〓^*を減少させ、１次電流
指令I_L ^*（I_U ^*，I_V ^*，I_W ^*）の波高値I_Lnと位相角θ_r ^*
を減少させる。故に発生トルクT_eは減少し、回
転速度ω_rが減つてやはりω_r≒ω_r ^*になるように制
御される。

次に第２のサイクロコンバータの循環電流制御
について説明する。

第１のサイクロコンバータCC−１の循環電流
は、進相コンデンサCAPの電圧の周波数f_cap及び
位相が外部に設けられた３相基準電圧発生器O_sc
からの信号e_a，e_b，e_cの周波数はf_cと位相に一致
するように自動的に調整されることを述べた。

第２のサイクロコンバータCC−２の循環電流
も同様に自動的に調整されると考えてもよいので
あるが、この場合、第１及び第２のサイクロコン
バータがとる無効電力の和と進相コンデンサ
CAPがとる進み無効電力とが丁度打ち消し合う
ように各サイクロコンバータの循環電流が流れる
ことになる。故にどちらか一方のサイクロコンバ
ータにかたよつて循環電流が多く流れる可能性が
ある。そこで、ここでは第２のサイクロコンバー
タCC−２の循環電流を確定させるように制御し
ている。

第１０図において、第２のサイクロコンバータ
CC−２の各コンバータの出力電流I₄〜I₆の検出値
を加算器Ａ１０に入力し、次式で示される和電流
I₀を求めている。

I₀＝I₄＋I₅＋I₆ …（51） この和電流I₀を比較器C₉に入力し、その指令値
I₀ ^*と比較する。その偏差ε_O＝I₀ ^*−I₀を次の制御
補償回路G_O（Ｓ）を介して加算器A₅，A₇，A₉に
入力する。

故に位相制御回路PHC₂₁〜PHC₂₃の入力電圧
V〓₄〜V〓₆は次のようになる。

V〓₄＝ω_U・G_U−ω_V・G_V＋ω_O．G_O …（52） V〓₅＝ω_V・G_V−ω_W・G_W＋ω_O．G_O …（53） V〓₆＝ω_W・G_W−ω_U・G_U＋ω_O．G_O …（54） 従つて、各コンバータの出力電圧の和は、 V₁＋V₂＋V₃＝K_c・3ε_O・G_O …（55） K_cは比例定数 となつて偏差ε_Oに比例する。

故にI₀ ^*＞I₀となつた場合、偏差ε_Oは正の値とな
り、V₁＋V₂＋V₃を増加させ、循環電流を増大さ
せ、前記和電流I_Oをふやして最終的にI₀≒I₀ ^*とな
つて落ち着く。

逆にI₀ ^*＜I₀となつた場合、偏差ε_Oは負の値とな
り、V₁＋V₂＋V₃＜０にして、循環電流を減少さ
せる。故にやはりI₀≒I₀ ^*となるように制御され
る。

以上のように第２のサイクロコンバータCC−
２の和電流I₀をほぼ一定に制御すると、進相コン
デンサCAP側から見たサイクロコンバータCC−
２の遅れ無効電力は大略一定になり、第１のサイ
クロコンバータCC−１がとる遅れ無効電力もそ
れに従つて大略一定値となる。

また、第２のサイクロコンバータCC−２の和
電流ではなく、循環電流を検出し、それをほぼ一
定に制御することもできる。その場合には、負荷
の大小によつて第２のサイクロコンバータCC−
２がとる遅れ無効電力が変化し、それに応じて第
１のサイクロコンバータCC−１の循環電流が自
動的に調整され、第１及び第２のサイクロコンバ
ータのとる遅れ無効電力の和と進相コンデンサ
CAPのとる進み無効電力は常に等しい値となる
ことは同じである。

以上は第２のサイクロコンバータCC−２の循
環電流（又は和電流）をその指令値に一致するよ
うに制御し、第１のサイクロコンバータCC−１
の循環電流は無制御としたが、逆に第１のサイク
ロコンバータCC−１の循環電流（又は和電流）
をその指令値に一致するように制御し、第２のサ
イクロコンバータCC−２の循環電流を無制御に
してもよい。

さらに、第１及び第２のサイクロコンバータの
うち、一方を非循環電流式サイクロコンバータと
し、他方を循環電流式サイクロコンバータとする
ことも考えられる。その場合、循環電流式サイク
ロコンバータの循環電流は無制御にする必要があ
る。

さて、以上のような交流電動機駆動装置におい
て、荷負荷運転を行う場合の動作を説明する。

第１及び第２のサイクロコンバータがとる遅れ
無効電力の和θ_CCは、各コンバータの出力電流を
I₁，I₂，I₃，I₄，I₅，I₆、そのときの制御位相角を
α₁，α₂，α₃，α₄，α₅，α₆とすると、次式のように
表わすことができる。

θ_CC＝k〓｛I₁・sinα₁＋I₂・sinα₂ ＋I₃・sinα₃＋I₄・sinα₄ ＋I₅・sinα₅＋I₆・sinα₆｝ ……（56） ただし、k〓は比例定数 この遅れ無効電力θ_CCと進相コンデンサCAPが
とる進み無効電力θ_capが常に等しくなるように第
１サイクロコンバータCC−１の循環電流が自動
的に調整される。（第２のサイクロコンバータCC
−２の循環電流は外部指令値に等しくなるように
制御されているものとする）。

電動機に供給されるI_U，I_V，I_Wが増加すると、
当然電源電流I_R，I_S，I_Tが増加し、（56）式で示さ
れる無効電力θ_ccをθ_capに等しくするために、第１
のサイクロコンバータCC−１の循環電流が減少
してくる。さらに負荷を増大させると、CC−１
の循環電流は零となり、（18）式で示した共振条
件を満足しなくなる。すると進相コンデンサ
CAPに印加される電圧は不安定になり、最終的
には動作不能となつてしまう。

従つて、普通には、当該第１のサイクロコンバ
ータCC−１の循環電流が適当な値だけ流れる範
囲内で負荷をかけ、過負荷運転は避けなければな
らない。

本発明は上記過負荷運転が可能な交流電動機駆
動装置を提供する。

第１２図は第１図の関数発生器FNCの具体例
を示す特性図である。

速度制御回路SPCから電動機供給電流の波高値
指令I_Lnをもらい、３相基準電圧発生器O_scに周波
数f_cを与える。

第１２図の実線で示した特性は高速回転時の特
性を表わし、破線で示した特性は低速回転時の特
性を表わす。

例えば、高速回転時は、波高値I_LnがI_LOになる
までは、f_c＝f_c1で一定に保ち、I_LnがI_LOを越える
と、当該波高値に比例して周波数f_cを増加させて
いる。

３相基準電圧e_a，e_b，e_cの周波数f_cを増加させ
ると、当然のことながら進相コンデンサCAPに
印加される電圧V_a，V_b，V_cの周波数f_cap＝f_cも増
大し、その結果進相コンデンサCAPには、より
多くの進み電流が流れるようになり容量が増加し
たことと等価になる。

一方、第１及び第２のサイクロコンバータのと
る遅れ無効電力θ_ccは上記進相コンデンサCAPの
電圧の周波数f_capが増加しても何ら変化しない。
θ_ccは（56）式に示したようにコンバータの出力
電流I₁〜I₆と制御位相制御各α₁〜α₆によつてのみ
決定される。

従つて、電動機Ｍの負荷が増大し、電流I_U，
I_V，I_Wが増大しても第１のサイクロコンバータ
CC−１の循環電流は零にならず、最小値I_O（min）
を維持するようになる。

第１３図は電動機の電流波高値I_Lnに対する第
１のサイクロコンバータCC−１の循環電流I₀₀の
大きさを示したもので、高速回転時には実線で示
すように変化する。

すなわち、I_Ln＜I_LOまでは電流波高値I_Lnの増加
に伴ない、循環電流I₀₁が減少する。さらに負荷
が増大し、I_Ln＞I_LOになると進相コンデンサCAP
の周波数f_cap＝f_cが増大し、I_O≒I_O（min）となつて
一定値になる。

第１のサイクロコンバータCC−１の循環電流
が零にならないため進相コンデンサCAPに印加
される電圧V_a，V_b，V_cは安定し、３相基準電圧
e_a，e_b，e_cの周波数と位相に一致する。

従つて、過負荷運転が可能となり、負荷変動の
激しい用途にも適用できるようになる。

第１２図及び第１３図の破線は低速運転時の特
性を表わす。

電動機が低速回転しているときは当該出力周波
数も低くてよい。故に入力側（進相コンデンサ
側）の周波数もそれ程高くする必要はない。そこ
で、低速運転時に電動機への供給電流が小さくな
つた場合、基準電圧e_a，e_b，e_cの周波数f_cをさら
に低い値までもつていき、それによつて循環電流
I₀₀を第１３図の破線のように低減させている。

この結果、軽負荷時にむだな循環電流を流すこ
とがなくなり、損失が小さくなつて運転効率を向
上させることができる。

以上は第２のサイクロコンバータCC−２の循
環電流を一定に制御し、第１のサイクロコンバー
タCC−１の循環電流が上記の如く調整される場
合を説明したが、その逆の場合も同様に可能であ
ることは言うまでもない。

第１の実施例はCC−１及びCC−２を△結線さ
れた循環電流式サイクロコンバータとして説明し
たが、普通の正逆コンバータを用いたサイクロコ
ンバータでも同様に実施可能であることは言うま
でもない。

また、CC−１，CC−２のどちらか一方が循環
電流式サイクロコンバータであればよく、他の一
方は非循環電流式サイクロコンバータでも同様に
達成できる。

［発明の効果］ 以上のような交流電動機駆動制御装置では、次
のような効果が得られる。

電源周波数50Hzに対し、電動機に供給される
電流の周波数は０〜数百Hzになる。

すなわち、第２のサイクロコンバータの制御
パルス数（制御相数）を増加し、かつ循環電流
式サイクロコンバータとすることにより、その
出力周波数f_Oを入力周波数f_cap以上にすること
も可能である。故に進相コンデンサCAPの電
圧の周波数f_capを500Hz程度にすることにより、
電動機に供給される電流I_U，I_V，I_Wの周波数は
は０〜500Hz程度まで運転することができる。

従つて、２極の交流電動機では、回転数が
30000rpmにもなり、超高速運転が可能となる。
故に従来ギア等で増速していたブロア用高速モ
ータではそのギアが不要となり、運転効率が向
上し、かつ小形軽量化が図れるようになる。

また、回転数を30000rpm程度とした場合、
電動機の極数を20極にもすることができ、低速
時のトルクリツプルが小さくなるばかりでな
く、速度制御の精度を１ケタも向上させること
が可能となる。

電動機に供給される電流I_U，I_V，I_Wは正弦波
に制御され、トルクリツプルのきわめて小さい
装置が得られる。同時に電磁騒音がなくなり、
公害の原因を取り除くことができる。

電源から供給される電流は電源電圧と同相の
正弦波に制御され、入力力率は常に１に制御で
き、かつ入力電流に含まれる高調波はきわめて
小さくなる。入力力率＝１ということは無効電
力が零になることで電源系統の設備容量が小さ
くなり、しかも無効電力変動に伴なう電圧変動
がなくなる。また、高調波が小さく、近くの通
信線あるいはTVやラジオへの誘導障害がなく
なる。

コンバータSS₁〜SS₆は進相コンデンサCAP
に印加される電圧を利用して転流させる自然転
流方式であるため、大電力トランジスタやゲー
トターンオフサイリスタ（GTO）等の自己消
弧素子を必要せず、信頼性が高く、過負荷運転
にも強く、大容量化がきわめて容易なシステム
を提供することができる。

進相コンデンサCAPに印加される電圧の周
波数を負荷の軽量に応じて変化させたため過負
荷運転時でもサイクロコンバータの循環電流が
零になることはなくなり、当該進相コンデンサ
CAPの電圧を安定に保つことができる。

また、軽負荷運転時にはむやみに循環電流を増
やさなくて済むため、運転効率が向上するばかり
でなく、変換器やトランスの容量を低減させるこ
とができる。

従来は過負荷運転を想定して進相コンデンサ
CAPの容量を増大させ、軽負荷時には過大な循
環電流を流さなければならなかつたのに比べ格段
の相違がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の交流電動機駆動制御装置の実
施例を示す構成図、第２図は第１図の動作を説明
するための電圧波形図、第３図及び第４図は第１
図の動作を説明するための等価回路図、第５図〜
第７図は第１図の動作を説明するためのタイムチ
ヤート図、第８図は第１図の動作原理を説明する
ための等価回路図、第９図及び第１０図は第１図
の制御回路部の実施例を示す構成図、第１１図は
第１図の動作を説明するための電流ベクトル図、
第１２図及び第１３図は第１図の装置の動作を説
明するための特性図である。 Ｒ，Ｓ，Ｔ……３相交流電源端子、CC−１…
…第１のサイクロコンバータ、CC−２……第２
のサイクロコンバータ、CAP……進相コンデン
サ、Ｍ……交流電動機、L_SR，L_SS，L_ST……交流
リアクトル、SS₁〜SS₆……他励コンバータ、L₁
〜L₆……直流リアクトル、TR₁〜TR₆……絶縁ト
ランス、CT₁〜CT₆……電流検出器、PT_S，
PT_cap……電圧検出器、PG……回路パルス発生
器、Ｄ……整流回路、O_SC……３相基準電圧発生
器、FNC……関数発生器、AVR……電圧制御回
路、ACR₁，ACR₂……電流制御回路、PHC₁，
PHC₂……位相制御回路、SPC速度制御回路。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １ 交流電源と、当該交流電源に出力側端子を接
   続した第１のサイクロコンバータと、当該第１の
   サイクロコンバータの入力側端子に接続された進
   相コンデンサと、該進相コンデンサに入力側端子
   を接続した第２のサイクロコンバータと、当該第
   ２のサイクロコンバータの出力側端子に接続され
   た交流電動機と、前記第１のサイクロコンバータ
   は前記進相コンデンサの電圧波高値がほぼ一定に
   なるように前記交流電源から供給される電流を制
   御する手段を備え、前記第２のサイクロコンバー
   タは前記交流電動機に供給される電流を制御する
   手段を備え、かつ前記第１及び第２のサイクロコ
   ンバータの位相基準の周波数を制御する手段を具
   備してなる交流電動機駆動制御装置。 ２ 交流電源と、当該交流電源に出力側端子を接
   続した第１のサイクロコンバータと、当該第１の
   サイクロコンバータの入力側端子に接続された進
   相コンデンサと、該進相コンデンサに入力側端子
   を接続した第２のサイクロコンバータと、当該第
   ２のサイクロコンバータの出力側端子に接続され
   た交流電動機と、前記第２のサイクロコンバータ
   は前記進相コンデンサの電圧波高値がほぼ一定に
   なるように前記交流電源から供給される電流を制
   御する手段を備え、前記第２のサイクロコンバー
   タは前記交流電動機に供給される電流を制御する
   手段を備え、かつ前記第１、第２のサイクロコン
   バータの位相基準の周波数を制御する手段と、前
   記位相基準の周波数の制限値を前記交流電動機の
   回転速度に応じて可変する手段を具備して成る交
   流電動機駆動制御装置。