DE2911315C2 - - Google Patents
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Description
Die Erfindung geht aus von einer Schaltungsanordnung nach dem
Oberbegriff des Patentanspruchs 1. Eine solche Schaltungsanordnung
ist aus der DE-OS 24 08 780 bekannt.
Spannungsregler für Flugzeuggeneratoren verwenden gewöhnlich
eine Spitzenwert- oder Mittelwert-Spannungserfassung
zur Regelung oder Einstellung. Verschiedene Anweisungen
und militärische Anforderungen geben jedoch oft Betriebsnenndaten
bestimmter Größen und Eigenschaften in Effektivwerten
an. Entsprechend wurden Regler entwickelt, die die
Mittelwerte oder Spitzenwerte der Spannung erfassen und
eine Effektivspannungs-Regelung aus dem gemessenen Mittelwert
oder Spitzenwert der Spannung erzeugen.
Diese Regler sind für Generatoren ausreichend, die vollkommene
Sinussignale erzeugen, da eine feste Beziehung
zwischen der Spitzenwert- oder der Mittelwert-Spannung
und dem Effektivwert der Spannung vorhanden ist. Jedoch
hat die Ausgangsspannung der Generatoren keinen vollkommenen
Sinus-Verlauf, und der Oberwellengehalt im Ausgangssignal
ändert sich zwischen Generatoren und mit Lasten.
Der Oberwellengehalt im Ausgangssignal zerstört die feste
Beziehung zwischen der Spitzenwert- oder Mittelwert-Spannung
und der Effektivspannung. Daher sind Regler, die die Spitzenwert-
oder Mittelwert-Spannung erfassen und eine Effektivspannung-
Regelung oder -Einstellung bewirken, oft ungenau.
Es wurden bereits verschiedene Anstrengungen unternommen,
um eine genauere Effektivspannung-Regelung von Reglern
zu bewirken, die die Spitzenwert- oder Mittelwert-Spannung
erfassen. Zum Beispiel wurden bereits speziell aufgebaute Filter
und Laststrom-Rückkopplungsglieder entwickelt, um einen
bestimmten Generator an einen Spannungsregler anzupassen.
Da für jede Anwendung der Generator und der Regler unterschiedliche
Kennlinien besitzen, kann ein Filter oder ein Rückkopplungsglied,
das für eine Anwendung ausgelegt ist, für eine andere
Anwendung infolge der Änderungen im Oberwellengehalt der
Ausgangsspannung vom Generator nicht arbeiten.
Ein solcher Hybrid-Effektivwert/Gleichstrom-Umsetzer kann
nicht schnell die Spannung in Generatoren regeln, da er
Integratoren aufweist, die eine Nacheilung oder Verzögerung
in den Informationsumwandlungsprozeß einführen, die länger
als ein Zyklus der Frequenz des Generators ist.
Die DE-OS 24 08 780 beschreibt eine Schaltungsanordnung
zum Erzeugen eines Spannungssignals, das proportional zum
Effektivwert einer periodischen Eingangsspannung Φ A ist,
eine Phase einer dreiphasigen Eingangsspannung Φ A,
Φ B und Φ C darstellt, wobei die Anordnung einen Gleichrichter,
an den die Eingangsspannung Φ A angelegt ist, eine
Quadrierschaltung, die an den Gleichrichter angeschlossen
ist, einen Integrierer mit einem an der Quadrierschaltung
angeschlossenen Eingang und einem Rückstelleingang, ein
Abtast-Halte-Glied, das an einen Ausgang des Integrierers
geschaltet ist, ein Dividierglied, an das die Eingangsspannung
angelegt ist und das an das Abtast-Halte-Glied
geschaltet ist, und eine an das Dividierglied angeschlossene
Quadratwurzelschaltung aufweist.
Es ist daher Aufgabe der Erfindung, eine gattungsgemäße
Schaltungsanordnung derart weiterzuentwickeln, daß der
Effektivwert periodischer Signale auch bei sich kurzzeitig
ändernden Signalen schnell berechenbar ist.
Diese Aufgabe wird gemäß Anspruch 1 gelöst.
In den Unteransprüchen sind Merkmale bevorzugter Ausführungsformen
der Erfindung gekennzeichnet.
Anhand der Zeichnung wird die Erfindung nachfolgend beispielsweise
näher erläutert. Es zeigt
Fig. 1A ein Blockschaltbild der Schaltungsanordnung
zum Berechnen der Effektivspannung
aus einem periodischen Signal mit einer
veränderlichen Frequenz
Fig. 1B den Verlauf verschiedener Signale an verschiedenen
Punkten im Blockschaltbild der
Fig. 1A,
Fig. 2A ein Blockschaltbild der Schaltungsanordnung
zum Berechnen der Effektivspannung
für ein periodisches Signal mit einer
festen Frequenz,
Fig. 2B verschiedene Signale an verschiedenen
Punkten im Blockschaltbild der Fig. 2A,
Fig. 3 ein Blockschaltbild eines Generators nach
einem Ausführungsbeispiel des erfindungsgemäßen
Effektivwert-Spannungsreglers,
Fig. 4 ein Blockschaltbild des Effektivwert-
Spannungsreglers für den in Fig. 3 gezeigten
Generator,
Fig. 5 ein Schaltbild eines Teiles der in der
Schaltungsanordnung der Fig. 4 verwendeten
Zeitgeber-Logik,
Fig. 6 Signale zur Erläuterung des Betriebs der
in Fig. 5 gezeigten Zeitgeber-Logik, und
Fig. 7 ein Schaltbild eines Teiles der in den
Schaltungsanordnungen der Fig. 1, 2 oder
4 verwendeten Zeitgeber-Logik und die zugeordneten
Signale.
In der Fig. 1A empfängt die Schaltungsanordnung zum Berechnen
der Effektivspannung, d. h. des quadratischen Mittelwertes der Spannung
λ ein periodisches Signal V IN und erzeugt eine Spannung
V RMS , die den quadratischen Mittelwert der Spannung V IN bildet.
Die Spannung V RMS wird oft als Effektivspannung bezeichnet
und kann ausgedrückt werden durch:
mit V IN (t) = Fourier-Reihe für jedes periodische Eingangssignal
der Periode T.
Wenn lediglich symmetrische Halbwellen betrachtet werden,
kann Gleichung (1) umgeschrieben werden in:
In Fig. 1B sind Signale an verschiedenen Punkten im
Blockschaltbild der Fig. 1A dargestellt. Die gezeigten
Signale liegen für eine Schaltungsanordnung vor, die einen
Einweg-Gleichrichter verwendet, wie dies weiter unten
näher erläutert wird. Ein Einweg-Gleichrichter kann für
die Schaltungsanordnung ausgewählt werden, wenn die Eingangsspannung
bekannt ist, um eine Halbwellen-Symmetrie
anzuzeigen, wie dies aus Gleichung (2) folgt. Selbstverständlich
kann anstelle eines Einweg-Gleichrichters auch
ein Zweiweg-Gleichrichter verwendet werden, wobei jedoch
die in Fig. 1B dargestellten Signale nicht gleich sind.
Die Schaltungsanordnung muß notwendig lediglich wenig geändert
werden, um der Gleichung (1) zu entsprechen.
Ein Gleichrichter und Dividierer 10 erzeugt eine Einweg-
Gleichrichtung der Eingangsspannung V IN (t), die zur
Erläuterung mit einem Spitzenwert von 115 V dargestellt ist.
Das Ausgangssignal des Gleichrichters und Dividierers 10
ist ein einweg-gleichgerichtetes Signal V₁, das auf einen
gewählten unteren Pegel gedämpft ist, wie z. B. auf einen
Spitzenwert von 2 V. Das Ausgangssignal V₁ wird in einen
Quadrierer 12 gespeist, um das Eingangssignal zu quadrieren,
so daß der Term [V IN (t)]² in Gleichung (2) entsteht,
der durch V₂ angegeben ist.
Das Ausgangssignal des Quadrierers 12 wird in einen
gesteuerten Integrierer 14 gespeist, um [V IN (t)]² für
jede ganze Halbperiode des Signales zu integrieren, d. h.
zwischen Null und T/2. Das Ausgangssignal V₃ des gesteuerten
Integrierers 14 liegt an einem Abtast- und Halteglied
16. Nachdem die Spannung V₃ vom gesteuerten Integrierer 14
durch das Abtast- und Halteglied 16 abgetastet und gehalten
wurde, wird der gesteuerte Integrierer 14 auf Null
gestellt, und er ist bereit, während eines nächsten Halbzyklus
des Eingangssignales zu arbeiten.
Das Ausgangssignal des Abtast- und Haltegliedes 16 ist
eine konstante Gleichspannung, die auf einen neuen Wert fortgeschrieben
wird, sooft der gesteuerte Integrierer 14 abgetastet
wird. Das Ausgangssignal des Abtast- und Haltegliedes
16 ist bis zum nächsten Fortschreibpunkt konstant.
Ein Taktgeber 18, der auf die Eingangsspannung V IN (t)
anspricht, steuert die Zeitpunkte, in denen der gesteuerte
Integrierer 14 die Spannung [V IN (t)]² integriert, um zu gewährleisten,
daß eine Integration für die ganze Halbperiode
von V IN (t) erfolgt, d. h. zwischen Null und dem Zeitpunkt
T/2. Der Taktgeber 18 stimmt auch den Takt des Abtast- und
Haltegliedes 16 so ab, daß das Ausgangssignal des gesteuerten
Integrierers 14 am Ende der Periode abgetastet wird, während
der die Integration erfolgt. Danach wird der gesteuerte
Integrierer 14 durch ein Signal vom Taktgeber 18 gelöscht.
Die Einzelheiten des Taktgebers 18 werden unten anhand
der Fig. 5 und 6 näher erläutert.
Die konstant fortgeschriebene Gleichspannung vom Abtast-
und Halteglied 16, die in den Fig. 1A und 1B mit V₄ bezeichnet
ist, liegt an einem Dividierer 20. Die Zeitdauer T/2 wird aus
der Spannung V₅ vom Taktgeber 18 erhalten. Diese Spannung wird
durch ein Abtast- und Halteglied 22 abgetastet, um eine
Spannung V₆ zu erzeugen. Die Größe der Spannung V₆ ist proportional
zur Länge der Zeit T/2, sie ist jedoch konstant
für die Halbperiode. Die Spannung vom Abtast- und Halteglied
16 wird durch die Spannung vom Abtast- und Halteglied
22 dividiert, um die Division von [V IN (t)]² durch T/2
zu erhalten, wie dies durch Gleichung (2) gefordert wird.
Das Ausgangssignal V₇ des Dividierers 20 liegt an einem
Quadratwurzelglied 24. Das Quadratwurzelglied 24 erzeugt
eine Spannung gleich der Quadratwurzel der seinem Eingang zugeführten
Spannung. Dieses Glied bewirkt das Quadratwurzelziehen
in Gleichung (2). Das Ausgangssignal des Quadratwurzelgliedes
20 ist V RMS (t), das proportional zum Effektivwert von
V IN (t) ist, wie dies gezeigt wurde.
Es gibt oft Systeme, in denen die Frequenz der Spannung
V IN (t) gesteuert ist, um konstant zu bleiben. Wenn die Frequenz
der Spannung V IN (t) konstant ist und eine Halbwellen-
Symmetrie zeigt, kann die in Fig. 1A dargestellte Schaltungsanordnung
vereinfacht werden. Wenn insbesondere eine Halbwellen-
Symmetrie angenommen wird und weiterhin vorausgesetzt
ist, daß die Frequenz des Eingangssignales V IN (t) konstant ist,
kann die Gleichung (3) ausgedrückt werden durch:
mit T/2 = feste Zeitdauer gleich einer halben Periode des
Signales V IN (t), und
K = Konstante proportional zur festen Zeitdauer T/2.
K = Konstante proportional zur festen Zeitdauer T/2.
In Fig. 2A ist die Schaltungsanordnung zum Berechnen
der quadratischen Mittelwertspannung eines periodischen
Signales mit Halbwellen-Symmetrie und fester Frequenz gezeigt.
Obwohl ein Einweg-Gleichrichter weiter unten näher
erläutert wird, kann anstelle des Einweg-Gleichrichters
ein Zweiweg-Gleichrichter verwendet werden. In diesem Fall
sind die in Fig. 2B dargestellten Signale nicht gleich.
Ein Gleichrichter und Dividierer 26 erzeugt eine Einweg-
Gleichrichtung der Eingangsspannung, die zur Erläuterung
mit einem Spitzenwert von 115 V dargestellt ist. Das
Ausgangssignal des Gleichrichters und Dividierers 26 ist
ein einweg-gleichgerichtetes Signal V₁, das auf einen gewählten
tieferen Pegel mit einem Spitzenwert von z. B. 2 V
gedämpft ist. Das Ausgangssignal V₁ liegt an einem Quadrierer
28, um das Eingangssignal zu quadrieren, so daß
der Term [V IN (t)]² der Gleichung (3) entsteht, der durch
V₂ angedeutet ist.
Das Ausgangssignal des Quadrierers 28 wird zur einem
gesteuerten Integrierer 30 gespeist, um [V IN (t)]² für
jede ganze Halbperiode des Signales zu integrieren, d. h.
zwischen Null und T/2. Das Ausgangssignal V₃ des gesteuerten
Integrierers 30 wird an ein Abtast- und Halteglied 32
abgegeben. Nachdem die Spannung V₃ vom gesteuerten Integrierer
30 durch das Abtast- und Halteglied 32 abgetastet
und gehalten wurde, um ein Signal V₄ zu erzeugen, wird der
gesteuerte Integrierer 30 auf Null gebracht, und er ist bereit,
für den nächsten Halbzyklus des Eingangssignales mit
der konstanten Periode zu arbeiten.
Das Ausgangssignal V₄ des Abtast- und Haltegliedes 32
bleibt für die Halbperiode konstant und wird auf einen neuen
Wert fortgeschrieben, sooft der gesteuerte Integrierer 30
abgetastet ist. Das Ausgangssignal des Abtast- und Haltegliedes
32 ist bis zum nächsten Fortschreibpunkt konstant.
Ein Taktgeber 34, der auf die Eingangsspannung V IN (t)
anspricht, steuert den Zeitpunkt, in dem der gesteuerte Integrierer
30 die Spannung [V IN (t)]² integriert, um zu gewährleisten,
daß die Integration für die volle Halbperiode
der Spannung V IN (t) erfolgt, d. h. zwischen Null und T/2.
Der Taktgeber 34 stimmt auch den Takt des Abtast- und Haltegliedes
32 so ab, daß das Ausgangssignal des gesteuerten
Integrierers 30 am Ende der Periode abgetastet wird, während
der die Integration eintritt. Danach wird der gesteuerte Integrierer
30 durch ein Signal vom Taktgeber 34 gelöscht. Die
Einzelheiten des Zeitgebers werden weiter unten anhand der
Fig. 5 und 6 näher erläutert.
Die konstant fortgeschriebene Gleichspannung V₄ vom Abtast-
und Halteglied 32 liegt an einem Quadratwurzelglied 36.
Das Quadratwurzelglied 36 erzeugt eine Spannung gleich der
Quadratwurzel der seinem Eingang zugeführten Spannung in der
anhand der Fig. 1A erläuterten Weise. Das Ausgangssignal des
Gliedes ist V RMS (t), das proportional zum Effektivwert von
V IN (t) ist, wie dies für ein Eingangssignal mit konstanter
Frequenz gezeigt ist.
In Fig. 3 ist ein Generator dargestellt, der einen
Regler aufweist, der das Prinzip der Schaltungsanordnung
der Fig. 1 oder 2 verwendet. Ein Generator
38, der schematisch mit Hauptwicklungen 40 gezeigt ist,
speist Leistung mit einer Nennwechselspannung (115 V) zu
einer Last 42. Ein Effektivspannungs-Regler
44 empfängt die Spannung V IN (t) für jedes Phase der Spannung
von den Wicklungen 40. Die Phasenspannungen werden im
folgenden als Φ A-, Φ B- und Φ C-Spannung bezeichnet. Wie
weiter unten näher erläutert wird, erzeugt der Effektivspannungs-
Regler 44 einen Feldstrom, um den
Effektivwert der Eingangsspannung V IN (t) für eine genaue
Effektivwert-Regelung oder -Einstellung der Ausgangsspannung
beizubehalten. Weiterhin sind dem Effektivspannungs-Regler
44 Signale von Stromwandlern 48 zugeführt, die
den an eine Last 42 abgegebenen Strom darstellen. Diese
Signale können verwendet werden, um die Größe des Erregerfeldstromes
während eines fehlerhaften Zustandes zu steuern.
Anhand der Fig. 4 wird der Effektivspannungs-Regler
näher erläutert. Die Eingangsspannungen V IN (t) für
jede Phasenspannung Φ A, Φ B und Φ C liegen jeweils an Gleichrichtern
und Dividierern 50 A bzw. 50 B bzw. 50 C. Jeder
Gleichrichter und Dividierer 50 arbeitet in gleicher Weise
und ähnlich wie das entsprechende Bauteil, das oben im Zusammenhang
mit der Fig. 1 näher erläutert wurde. Die Ausgangssignale
der Gleichrichter und Dividierer 50 sind Quadrierern
52 für jede Phasenspannung Φ A, Φ B und Φ C zugeführt,
und diese arbeiten in gleicher Weise wie das entsprechende
Bauteil, das oben im Zusammenhang mit der Fig. 1 näher
erläutert wurde. Das Ausgangssignal des Quadrierers 52
wird in einen gesteuerten Integrierer 54 für jede Phasenspannung
Φ A, Φ B und Φ C eingespeist, und auch dieses Bauteil
arbeitet in gleicher Weise wie das entsprechende Bauteil,
das oben im Zusammenhang mit der Fig. 1 erläutert wurde.
Die Ausgangssignale von den gesteuerten Integrierern
54 werden in ein Abtast- und Halteglied 56 eingespeist, das
hiervon einmal jede Halbperiode für die Phasenspannung Φ A,
Φ B und Φ C oder dreimal je Zyklus von V IN (t) abtastet.
Ein Taktgeber 58, der funktionsmäßig dem Taktgeber 18
in Fig. 1 entspricht, hat Signalformer 60 A, 60 B, 60 C und
einen Taktgeber 62. Der Taktgeber 62 spricht auf
V IN (t) an und steuert die Zeitdauern, in denen die gesteuerten
Integrierer 54 A, 54 B und 54 C arbeiten und gelöscht
sind, sowie die Zeit, in der die Abtastwerte von den Integrierern
14 durch das Abtast- und Halteglied 16 abgetastet
sind. Der Taktgeber 62 speist auch ein Signal proportional
zu T/2 in ein Abtast- und Halteglied 64.
Das Ausgangssignal vom Abtast- und Halteglied 56 wird
in einen Dividierer 66 gespeist. Die Spannung vom Abtast-
und Halteglied 56 wird durch die Spannung dividiert, die T/2
darstellt, wie dies durch Gleichung (2) gefordert ist. Das
Ausgangssignal des Dividierers 66 wird in ein Quadratwurzelglied
68 eingespeist. Das Quadratwurzelglied 68 erzeugt eine
Ausgangsspannung V RMS (t) proportional zum Effektivwert der
Eingangsspannung für die Phasenspannungen Φ A, Φ B und Φ C der
Spannung V IN (t).
Das Ausgangssignal des Quadratwurzelgliedes 68 wird in
einen Vergleicher 70 eingespeist. Weiterhin liegt am Vergleicher
70 eine Spannung von einem Zener-Bezugselement 72,
die einen gewählten oder Bezugs-Effektivwert für die Spannung
darstellt. Das Ausgangssignal des Vergleichers 70 ist
ein Fehlersignal, das die Differenz in Größe und Vorzeichen
zwischen der gemessenen Effektivspannung vom Quadratwurzelglied
68 und der Bezugsspannung vom Zener-Bezugselement
72 darstellt. Das Ausgangssignal des Vergleichers 70
wird einem Hochphasen-Verstärkungs- und Kompensierglied 74
und einem Integrier-Verstärkungs- und Kompensierglied 78 zugeführt.
Das Verstärkungs- und Kompensierglied 74 ist
von der Form
und hat derart eine gewählte Zeitkonstante, daß die höchste Phase
vorherrscht. Das Ausgangssignal des Verstärkungs-
und Kompensiergliedes 74 bildet das Grundkorrektursignal
für einen Summierer 76.
Das Integrier-Verstärkungs- und Kompensierglied 78
ist von der Form
und bildet eine Integral-Abstimmung, die eine Nullfehler-
Spannungssteuerung bewirkt. Der Spannungskorrekturbereich
dieses Gliedes ist begrenzt (z. B. 5 V), so daß das der
höchsten Phase proportionale Signal kurzzeitig vorherrscht.
Das Ausgangssignal des Integrier-Verstärkungs- und Kompensiergliedes
78 wird in das Summierglied 76 gespeist.
Das Ausgangssignal des Summiergliedes 76 ist eine
Spannung proportional zum Effektivwert der Spannung V IN (t),
und es ist mit der Erregerfeldwicklung 46 (Fig. 3) des Generators
46 gekoppelt.
Andere Bauteile und Schaltungen können dem Summierglied
76 beigefügt werden, um weiter das Signal vom Integrier-
Verstärkungs- und Kompensierglied 78 zu ändern. Zum Beispiel kann
ein mit dem Stromwandler 48 (Fig. 3) gekoppeltes Strombegrenzungs-
Verstärkungs- und Kompensierglied 80 ein Signal
erzeugen, um die Größe des Feldstromes dann zu verringern,
wenn der Strom je Einheit zu groß wird, wie z. B. bei fehlerhaften
Zuständen. Weiterhin kann ein Kompensierglied 82,
das ein Signal proportional zum Erregerstrom empfängt, verwendet
werden, um das transiente oder kurzzeitige Verhalten
zu verbessern und Änderungen der Verstärkung aufgrund Temperaturschwankungen
im Erregerfeld-Widerstand auszuschließen.
Der Feldstrom kann impulsbreiten-moduliert und mit dem
Generator 44 in jeder annehmbaren Weise einschließlich Synchronisation
der 1200-Hz-Welligkeitsfrequenz synchronisiert
sein. Alternativ kann der Feldstrom-Verstärker mit dem Generator
44 mittels eines (nicht dargestellten) Dauermagnet-
Generators (PMG) synchronisiert sein.
Die oben beschriebene Schaltungsanordnung ist insbesondere
für eine genaue Regelung während eines
transienten oder kurzzeitigen Zustandes vorteilhaft, wenn
sich die Frequenz von V IN (t) verändert. Derartige kurzzeitige
oder transiente Zustände können auf zahlreichen Faktoren beruhen,
einschließlich der Anlegung einer Stoßbelastung (d. h.,
wenn die Nennlast an den Generator in einer Stufe angelegt
wird). Wenn weiterhin die Frequenz von V IN (t) als konstant angenommen
wird, kann die oben beschriebene Schaltungsanordnung
vereinfacht werden, wie dies im Zusammenhang mit der Fig. 2
erläutert wurde.
Der Taktgeber 62 hat die in Fig. 5 gezeigte Schaltung
und die in Fig. 7 gezeigte Schaltung. In Fig. 5 werden
die Phasenspannungen Φ A, Φ B und Φ C der Spannung V IN (t) wahlweise
an Gatter 84 bis 89 abgegeben. Die Gatter 84, 86 und 88
sind an ihrem Eingang mit Invertern versehen, wie dies gezeigt
ist. Die Ausgangssignale der Gatter 84 bis 89 stellen die Abtast-
und Löschfunktionen für jede Phase der Spannung vom Generator
44 dar. Insbesondere tritt das Abtasten der Φ A-Spannung
am Ende des Empfangs der Halbperiode von Φ A (f) auf
und ist durch · dargestellt, wie dies in Fig. 6 gezeigt ist.
Der Integrierer 54 A wird bei 4f/3 gelöscht, nachdem Φ A abgetastet
wurde, und ist durch B · C dargestellt. Bei jeder Halbperiode
wird die Spannung des gesteuerten Integrierers 54 B
durch ein von · bei 5π/3 entwickeltes Abtast-Φ B-Signal abgetastet.
Nachdem der Integrierer 54 abgetastet wurde, wird
er durch ein von A · C bei 2π entwickeltes Signal-Lösch-Φ B-
Signal gelöscht. Schließlich wird der Integrierer 54 C am Ende
der Halbperiode der Φ C-Spannung bei π/3 durch das von
· entwickelte Abtastsignal Φ C abgetastet. Der gesteuerte
Integrierer 54 C wird durch das Lösch-Φ C-Signal gelöscht,
das von A · B bei 2π/3 entwickelt sein kann. Ein ODER-Gatter
90 kann vorgesehen sein, um ein Löschsignal für Φ A, Φ B oder Φ C zu erzeugen.
In Fig. 7 ist eine Analog-Schaltung zum Erzeugen einer
Spannung proportional zu T/2 dargestellt, die für jede Schaltung
vorteilhaft ist, die für Φ A, Φ B und Φ C benötigt wird.
Schalter 92 und 94 können durch die in Fig. 5 dargestellte
Logik gesteuert werden, solange sie entsprechend den in Fig.
7 gezeigten Signalen offen und geschlossen sind. Wenn der
Schalter 92 geschlossen ist, wird eine durch eine Z-Diode
94 und den Stromfluß durch einen Widerstand 96 eingestellte
Bezugsspannung am negativen Anschluß eines Operations-
Verstärkers 98 über einen Widerstand 100 angelegt.
Am Ende von V IN (t) für Φ A ist der Schalter 92 geöffnet,
und die durch einen Kondensator 102 gespeicherte Ausgangsspannung
kann abgetastet werden. Die Ausgangsspannung ist
proportional zu T/2. Nach Abtastung der Spannung wird der
Kondensator 102 durch Schließen des Schalters 94 gelöscht.
Claims (5)
1. Schaltungsanordnung zum Erzeugen eines Spannungssignals,
das proportional zum Effektivwert einer periodischen
Eingangsspannung Φ A ist, die eine Phase einer dreiphasigen
Eingangsspannung Φ A, Φ B und Φ C darstellt, wobei
die Anordnung einen Gleichrichter (50 A), an den die
Eingangsspannung Φ A angelegt ist, eine Quadrierschaltung
(52 A), die an den Gleichrichter angeschlossen ist, einen
Integrierer (54 A) mit einem an der Quadrierschaltung
(52 A) angeschlossenen Eingang und einem Rückstelleingang,
ein Abtast-Halte-Glied (56), das an einen Ausgang
des Integrierers (54) geschaltet ist, ein Dividierglied
(66), an das die Eingangsspannung angelegt ist und das
an das Abtast-Halte-Glied geschaltet ist, und eine an
das Dividierglied angeschlossene Quadratwurzelschaltung
aufweist,
dadurch gekennzeichnet,
daß ein Taktgeber (62) mit einem ersten (84) und einem
zweiten (85) UND-Gatter vorgesehen ist, daß am ersten
Gatter ein erstes Paar Phasen Φ A und Φ C und am zweiten
UND-Gatter ein zweites Paar Phasen Φ B und Φ C anliegt,
daß das Abtast-Halte-Glied an den Ausgang des ersten
UND-Gatters (84) angeschlossen ist, daß das Ausgangssignal
des Integrierers am Ende der Halbperiode der
Eingangsspannung Φ A abgetastet wird und daß der Rückstelleingang
des Integrierers an den Ausgang des zweiten
UND-Gatters (85) geschaltet ist, so daß der Integrierer
zurückgestellt wird, nachdem dessen Ausgangssignal abgetastet
worden ist.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet,
daß ein zweites Abtast-Halte-Glied (64) einen an das
Dividierglied (66) angeschlossenen Ausgang und einen
Eingang aufweist und der Taktgeber (62) eine an den
Eingang des zweiten Abtast-Halte-Gliedes angeschlossene
Signalperiodenmeßschaltung (Fig. 7) aufweist.
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2,
dadurch gekennzeichnet,
daß die Signalperiodenmeßschaltung einen Operationsverstärker
(98) aufweist, dessen nichtinvertierender
Eingang auf Erdpotential liegt, daß ein Kondensator
(102) zwischen dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers
und dessen Ausgang liegt, daß ein erster
Widerstand (96) und eine Zenerdiode (93) an einem Verbindungspunkt
und zwischen einer Spannungsquelle (+V)
und dem Erdpotential in Reihe geschaltet sind und daß
ein zweiter Widerstand zwischen dem invertierenden Eingang
des Operationsverstärkers und dem Verbindungspunkt
angeordnet ist und der Ausgang des Operationsverstärkers
an die zweite Abtastschaltung (64) geschaltet ist.
4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2,
dadurch gekennzeichnet,
daß der Taktgeber ferner Signalformungsschaltungen (60)
aufweist, wovon eine zwischen eine (Φ A) der Phasen und
dem ersten UND-Gatter geschaltet ist und die zweite
zwischen der anderen Phase Φ B und dem zweiten UND-Gatter
und die dritte zwischen der letzten Phase Φ C und den
ersten und zweiten UND-Gattern.
5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet,
daß der Gleichrichter ein Halbwellen-Gleichrichter ist.
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
US05/892,089 US4245183A (en) | 1978-03-31 | 1978-03-31 | RMS Circuit for voltage regulation |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
DE2911315A1 DE2911315A1 (de) | 1979-10-25 |
DE2911315C2 true DE2911315C2 (de) | 1989-10-05 |
Family
ID=25399350
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
DE19792911315 Granted DE2911315A1 (de) | 1978-03-31 | 1979-03-22 | Schaltungsanordnung zum erzeugen eines signales proportional zum effektivwert einer periodischen eingangsspannung |
Country Status (7)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4245183A (de) |
JP (1) | JPS54134471A (de) |
CA (1) | CA1138928A (de) |
DE (1) | DE2911315A1 (de) |
FR (1) | FR2421388A1 (de) |
GB (1) | GB2017938B (de) |
IL (1) | IL57000A (de) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE19955342A1 (de) * | 1999-11-17 | 2001-05-23 | Rohde & Schwarz | Anordnung zum Messen des Effektivwertes einer Wechselspannung über einen großen Dynamikbereich, insbesondere zum Messen der elektrischen Leitung |
DE10101513A1 (de) * | 2001-01-12 | 2002-07-25 | Miele & Cie | Verfahren zur Ermittlung der Größe einer sinusförmigen Netzeingangsspannung |
Families Citing this family (15)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5679310A (en) * | 1979-12-03 | 1981-06-29 | Ricoh Co Ltd | Load electric power stabilizer |
US4516008A (en) * | 1983-03-14 | 1985-05-07 | Pertron Controls Corporation | System for calculating the root mean square (RMS) current in a resistance welding system |
US4642564A (en) * | 1984-06-15 | 1987-02-10 | Cooper Industries, Inc. | Measuring circuit and method for power distribution equipment |
US4777425A (en) * | 1986-08-15 | 1988-10-11 | Marathon Electric Manufacturing Corp. | Alternator voltage regulator with speed responsive control |
JPH0681430B2 (ja) * | 1988-05-06 | 1994-10-12 | 株式会社日立製作所 | 自動車用充電発電機の制御装置 |
FR2650395B1 (fr) * | 1989-07-31 | 1991-09-27 | Merlin Gerin | Dispositif de mesure de la valeur efficace d'un signal, notamment pour la mesure du courant dans un declencheur statique |
US5013995A (en) * | 1989-10-30 | 1991-05-07 | Sundstrand Corporation | Programmable current limit curve |
US5315229A (en) * | 1991-09-30 | 1994-05-24 | Westinghouse Electric Corp. | Minimum time delay filtering method for automatic voltage regulators |
GB2262350B (en) * | 1991-11-22 | 1995-11-08 | Multiload Technolgy Ltd | RMS Waveform sensing |
US5554952A (en) * | 1994-02-15 | 1996-09-10 | Sundstrand Corporation | Fast responding method and apparatus for three phase A/C voltage sensing |
US5614813A (en) * | 1994-04-18 | 1997-03-25 | Antec Corporation | Unity trapezoidal wave RMS regulator |
JP4678841B2 (ja) * | 2005-08-24 | 2011-04-27 | 本田技研工業株式会社 | エンジン駆動発電機の出力電圧調整装置 |
WO2008017684A1 (en) * | 2006-08-08 | 2008-02-14 | Thomson Licensing | Audio level meter |
US11185940B2 (en) * | 2014-03-12 | 2021-11-30 | Illinois Tool Works Inc. | Systems and methods for controlling an output power of a welding power supply |
CN112542969B (zh) * | 2020-12-11 | 2023-02-07 | 陕西航空电气有限责任公司 | 一种用于航空大功率变频交流发电系统的有效值调压电路 |
Family Cites Families (15)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US2842740A (en) * | 1953-11-04 | 1958-07-08 | David W Sparks | Electronic voltmeters |
US3159787A (en) * | 1960-03-21 | 1964-12-01 | Electro Instr Inc | R. m. s. meter using amplifier with controlled feedback |
GB1050145A (de) * | 1964-04-21 | |||
GB1153141A (en) * | 1965-03-16 | 1969-05-21 | Nat Res Dev | Alternating Current Electric Power Control |
GB1167331A (en) * | 1966-01-18 | 1969-10-15 | Solartron Electronic Group | A Voltmeter |
US3484705A (en) * | 1966-06-23 | 1969-12-16 | Hewlett Packard Co | True r.m.s. detector |
US3423578A (en) * | 1966-08-29 | 1969-01-21 | Chrysler Corp | True root-mean-square computing circuit |
DE1935544B2 (de) * | 1969-07-12 | 1970-10-01 | Siemens Ag | Schaltungsanordnung zum Messen des Effektivwertes einer Wechselspannung |
US3755685A (en) * | 1972-02-09 | 1973-08-28 | F Minks | Simulated rms converter and voltage regulator |
DE2408780C3 (de) * | 1974-02-23 | 1979-02-15 | Deutsche Bundesbahn, Vertreten Durch Das Bundesbahn-Zentralamt Minden, 4950 Minden | Einrichtung zur Messung der zeitlichen arithmetischen Mittelwerte von Wirk- und Scheinleistung, sowie der Phasenverschiebung cos |
DE2444688B2 (de) * | 1974-09-18 | 1979-03-08 | Siemens Ag, 1000 Berlin Und 8000 Muenchen | Scheitelwertgleichrichter mit sehr geringer Welligkeit der Ausgangsspannung |
US3922540A (en) * | 1974-10-29 | 1975-11-25 | Rca Corp | Approximator for square root of sums of squares |
JPS51111366A (en) * | 1975-03-26 | 1976-10-01 | Mitsubishi Electric Corp | Effective value transformation apparatus |
US4044296A (en) * | 1976-01-14 | 1977-08-23 | Sundstrand Corporation | Electronic voltage regulator for three-phase generators |
CA1115344A (en) * | 1978-01-30 | 1981-12-29 | Timothy F. Glennon | Voltage regulator for a.c. generator |
-
1978
- 1978-03-31 US US05/892,089 patent/US4245183A/en not_active Expired - Lifetime
-
1979
- 1979-03-20 CA CA000323865A patent/CA1138928A/en not_active Expired
- 1979-03-20 FR FR7907066A patent/FR2421388A1/fr active Granted
- 1979-03-22 DE DE19792911315 patent/DE2911315A1/de active Granted
- 1979-03-28 GB GB7911192A patent/GB2017938B/en not_active Expired
- 1979-03-30 JP JP3713879A patent/JPS54134471A/ja active Pending
- 1979-04-03 IL IL57000A patent/IL57000A/xx unknown
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE19955342A1 (de) * | 1999-11-17 | 2001-05-23 | Rohde & Schwarz | Anordnung zum Messen des Effektivwertes einer Wechselspannung über einen großen Dynamikbereich, insbesondere zum Messen der elektrischen Leitung |
DE10101513A1 (de) * | 2001-01-12 | 2002-07-25 | Miele & Cie | Verfahren zur Ermittlung der Größe einer sinusförmigen Netzeingangsspannung |
DE10101513B4 (de) * | 2001-01-12 | 2007-11-15 | Miele & Cie. Kg | Verfahren zur Ermittlung der Größe einer sinusförmigen Netzeingangsspannung |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
GB2017938B (en) | 1982-07-07 |
GB2017938A (en) | 1979-10-10 |
FR2421388B1 (de) | 1984-04-06 |
IL57000A0 (en) | 1979-07-25 |
JPS54134471A (en) | 1979-10-18 |
CA1138928A (en) | 1983-01-04 |
IL57000A (en) | 1982-09-30 |
US4245183A (en) | 1981-01-13 |
FR2421388A1 (fr) | 1979-10-26 |
DE2911315A1 (de) | 1979-10-25 |
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