JPH05227791A - インバータの制御装置 - Google Patents
インバータの制御装置Info
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- JPH05227791A JPH05227791A JP4029246A JP2924692A JPH05227791A JP H05227791 A JPH05227791 A JP H05227791A JP 4029246 A JP4029246 A JP 4029246A JP 2924692 A JP2924692 A JP 2924692A JP H05227791 A JPH05227791 A JP H05227791A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 低周波領域において過励磁状態が生じても適
正なインバータの出力電圧補正ができるようにするこ
と。 【構成】 補正出力電圧を演算するのに出力電流の固定
子座標から回転子座標に変換されたトルク分電流を用い
ているため、トルクが出なくなることに伴ってトルク分
電流もそれ以上流れないことによって補正出力電圧が増
加し続けることはなくなり、発散を生じさせずに適正な
補正がされる。
正なインバータの出力電圧補正ができるようにするこ
と。 【構成】 補正出力電圧を演算するのに出力電流の固定
子座標から回転子座標に変換されたトルク分電流を用い
ているため、トルクが出なくなることに伴ってトルク分
電流もそれ以上流れないことによって補正出力電圧が増
加し続けることはなくなり、発散を生じさせずに適正な
補正がされる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は誘導電動機のトルク不足
を減少させるために２相整流された電流より出力電圧を
自動補正するインバータの制御装置に関するものであ
る。
を減少させるために２相整流された電流より出力電圧を
自動補正するインバータの制御装置に関するものであ
る。
【０００２】
【従来の技術】図３は従来のインバータの制御装置を示
すブロック図、図４は回転中の誘導電動機の等価回路
図、図５の（ａ），（ｂ）は同インバータの制御装置に
よって制御された負荷電流とトルクとの時間に対する変
化をそれぞれ示すグラフである。
すブロック図、図４は回転中の誘導電動機の等価回路
図、図５の（ａ），（ｂ）は同インバータの制御装置に
よって制御された負荷電流とトルクとの時間に対する変
化をそれぞれ示すグラフである。
【０００３】図３において、１は三相の交流電源の交流
電圧を直流に変換するコンバータ、２はコンバータ１の
出力電圧を平滑する平滑コンデンサ、３は平滑コンデン
サ２によって平滑された直流電圧を交流電圧に変換する
インバータ、４はインバータ３の出力側に接続された負
荷である誘導電動機（以下、電動機という）、５はイン
バータ３の出力電流を検出する出力電流検出器、６は運
転スイッチの運転信号と周波数指令設定器の周波数指令
信号を受けて出力電圧指令値と出力周波数指令値とを出
力する出力周波数／電圧演算部、７は出力電流検出器５
が検出した出力電流から補正電圧を演算する補正電圧演
算部、８は出力周波数／電圧演算部６から出力された出
力電圧値と、補正電圧演算部７から出力された補正電圧
とを加算する自動トルクブーストである。
電圧を直流に変換するコンバータ、２はコンバータ１の
出力電圧を平滑する平滑コンデンサ、３は平滑コンデン
サ２によって平滑された直流電圧を交流電圧に変換する
インバータ、４はインバータ３の出力側に接続された負
荷である誘導電動機（以下、電動機という）、５はイン
バータ３の出力電流を検出する出力電流検出器、６は運
転スイッチの運転信号と周波数指令設定器の周波数指令
信号を受けて出力電圧指令値と出力周波数指令値とを出
力する出力周波数／電圧演算部、７は出力電流検出器５
が検出した出力電流から補正電圧を演算する補正電圧演
算部、８は出力周波数／電圧演算部６から出力された出
力電圧値と、補正電圧演算部７から出力された補正電圧
とを加算する自動トルクブーストである。
【０００４】９は自動トルクブースト８から出力された
加算値に基づいてインバータ３をスイッチング動作させ
てＰＷＭ制御を行うＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ生成
部、１０はＰＷＭ生成部９が生成したＰＷＭ信号に上下
アーム短絡防止時間を設ける上下アーム短絡防止期間生
成部である。出力周波数／電圧演算部６、補正電圧演算
部７及び自動トルクブースト８はマイクロコンピュータ
１１で構成されている。また、ＰＷＭ生成部９及び上下
アーム短絡防止期間生成部１０はゲートアレイ１２で構
成されている。
加算値に基づいてインバータ３をスイッチング動作させ
てＰＷＭ制御を行うＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ生成
部、１０はＰＷＭ生成部９が生成したＰＷＭ信号に上下
アーム短絡防止時間を設ける上下アーム短絡防止期間生
成部である。出力周波数／電圧演算部６、補正電圧演算
部７及び自動トルクブースト８はマイクロコンピュータ
１１で構成されている。また、ＰＷＭ生成部９及び上下
アーム短絡防止期間生成部１０はゲートアレイ１２で構
成されている。
【０００５】図４において、１３は１次巻線の１次抵抗
ｒ、１４は１次漏れインダクタンスｌ1 、１５は２次洩
れインダクタンスｌ2 １６は２次抵抗ｒ2 ／Ｓである。
ｒ、１４は１次漏れインダクタンスｌ1 、１５は２次洩
れインダクタンスｌ2 １６は２次抵抗ｒ2 ／Ｓである。
【０００６】次に従来例の動作について説明する。電動
機４の起動時には運転スイッチがオンされると、運転信
号と周波数指令設定器によって設定された周波数指令値
に基づき出力周波数／電圧演算部６が出力電圧指令値と
出力周波数指令値とを演算する。ＰＷＭ生成部９ではこ
れらの指令値に基づいてＰＷＭ信号を作成し、上下アー
ム短絡防止期間生成部１０で上下アーム短絡防止期間を
ＰＷＭ信号に付加する。かかるＰＷＭ信号に基づきイン
バータ３が駆動されて電動機４は指令値に基づく出力電
圧と出力周波数で起動される。
機４の起動時には運転スイッチがオンされると、運転信
号と周波数指令設定器によって設定された周波数指令値
に基づき出力周波数／電圧演算部６が出力電圧指令値と
出力周波数指令値とを演算する。ＰＷＭ生成部９ではこ
れらの指令値に基づいてＰＷＭ信号を作成し、上下アー
ム短絡防止期間生成部１０で上下アーム短絡防止期間を
ＰＷＭ信号に付加する。かかるＰＷＭ信号に基づきイン
バータ３が駆動されて電動機４は指令値に基づく出力電
圧と出力周波数で起動される。
【０００７】そして、インバータ３の出力電流が出力電
流検出器５によって検出され、補正電圧演算部７では出
力電流検出器５の検出値から後述する式に基づいて補正
電圧を演算して自動トルクブースト８に出力し、出力周
波数／電圧演算部６で演算した出力電圧指令値と出力周
波数指令値も自動トルクブースト８に出力される。自動
トルクブースト８では、その出力電圧指令値と補正電圧
とを加算した加算値をＰＷＭ生成部９に出力することに
より、ＰＷＭ信号によって駆動されるインバータ３の出
力電圧が補正されることとなる。
流検出器５によって検出され、補正電圧演算部７では出
力電流検出器５の検出値から後述する式に基づいて補正
電圧を演算して自動トルクブースト８に出力し、出力周
波数／電圧演算部６で演算した出力電圧指令値と出力周
波数指令値も自動トルクブースト８に出力される。自動
トルクブースト８では、その出力電圧指令値と補正電圧
とを加算した加算値をＰＷＭ生成部９に出力することに
より、ＰＷＭ信号によって駆動されるインバータ３の出
力電圧が補正されることとなる。
【０００８】ところで、インバータ３の出力電圧による
電動機４の回転中に電動機４に負荷がかかると、インバ
ータ３の出力周波数と電動機４の実回転数の間には滑り
Ｓが大きくなるので、電動機４の２次側の２次抵抗１６
は無負荷状態より小さくなり、２次巻線に２次電流Ｉ2
が流れ、それに伴って１次巻線の１次電流Ｉ2 も大きく
なる。かかる１次電流Ｉ1 の増加分の電流は無負荷時電
流Ｉ0 との差であり、この増加する負荷電流でインバー
タ３の出力電圧ＶOUT を次式のように補正する。 ＶOUT ＝Ｖ1 ＋Ｒ1 （Ｉ1 −Ｉ0 ） …（１） ここで、Ｖ1 はＶ／Ｆ制御により出力周波数／電圧演算
部６で演算されたインバータ３の出力電圧、ＶOUT は補
正されたインバータ３の出力電圧、Ｒ1 は１次抵抗ｒ1
を示す。
電動機４の回転中に電動機４に負荷がかかると、インバ
ータ３の出力周波数と電動機４の実回転数の間には滑り
Ｓが大きくなるので、電動機４の２次側の２次抵抗１６
は無負荷状態より小さくなり、２次巻線に２次電流Ｉ2
が流れ、それに伴って１次巻線の１次電流Ｉ2 も大きく
なる。かかる１次電流Ｉ1 の増加分の電流は無負荷時電
流Ｉ0 との差であり、この増加する負荷電流でインバー
タ３の出力電圧ＶOUT を次式のように補正する。 ＶOUT ＝Ｖ1 ＋Ｒ1 （Ｉ1 −Ｉ0 ） …（１） ここで、Ｖ1 はＶ／Ｆ制御により出力周波数／電圧演算
部６で演算されたインバータ３の出力電圧、ＶOUT は補
正されたインバータ３の出力電圧、Ｒ1 は１次抵抗ｒ1
を示す。
【０００９】上記式（１）において、Ｒ1 （Ｉ1 −
Ｉ0 ）が電圧補正の項であり、１次抵抗Ｒ1 における補
正すべき電圧ドロップ分を示している。上述したように
電動機４に負荷がかかることにより、インバータ３の出
力電圧ＶOUT は増加補正されるため、２次電流Ｉ2 が流
れるようになり、トルクを生じさせる。このトルクによ
り、インバータ３の出力周波数と電動機４の実回転数と
の滑りＳは小さくなり、それに伴って２次抵抗１６は大
きくなる。この結果、２次電流Ｉ2 は小さくなり、１次
電流Ｉ1 も小さくなる。そして、インバータ３の出力電
圧ＶOUT は小さくなる。これらの動作を繰り返す事によ
ってトルクと一次電流Ｉ1 の釣り合った位置においてイ
ンバータ３の出力電圧は自動補正される。図５の
（ａ），（ｂ）の実線はインバータ３の出力電圧が自動
補正された通常状態の負荷電流とトルクの変化をそれぞ
れ示している。
Ｉ0 ）が電圧補正の項であり、１次抵抗Ｒ1 における補
正すべき電圧ドロップ分を示している。上述したように
電動機４に負荷がかかることにより、インバータ３の出
力電圧ＶOUT は増加補正されるため、２次電流Ｉ2 が流
れるようになり、トルクを生じさせる。このトルクによ
り、インバータ３の出力周波数と電動機４の実回転数と
の滑りＳは小さくなり、それに伴って２次抵抗１６は大
きくなる。この結果、２次電流Ｉ2 は小さくなり、１次
電流Ｉ1 も小さくなる。そして、インバータ３の出力電
圧ＶOUT は小さくなる。これらの動作を繰り返す事によ
ってトルクと一次電流Ｉ1 の釣り合った位置においてイ
ンバータ３の出力電圧は自動補正される。図５の
（ａ），（ｂ）の実線はインバータ３の出力電圧が自動
補正された通常状態の負荷電流とトルクの変化をそれぞ
れ示している。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】上記のような従来のイ
ンバータの制御装置ではインバータ３の出力電圧ＶOUT
をＶOUT ＝Ｖ1 ＋Ｒ1 （Ｉ1 −Ｉ0 ）となるように演算
して補正しているから、トルクと１次電流Ｉ1 が釣り合
っていれば適正な補正がなされることになるが、釣り合
わないときには適正な補正ができないという問題があっ
た。
ンバータの制御装置ではインバータ３の出力電圧ＶOUT
をＶOUT ＝Ｖ1 ＋Ｒ1 （Ｉ1 −Ｉ0 ）となるように演算
して補正しているから、トルクと１次電流Ｉ1 が釣り合
っていれば適正な補正がなされることになるが、釣り合
わないときには適正な補正ができないという問題があっ
た。
【００１１】即ち、低周波領域において負荷がかかり、
過励磁になった場合には１次電流Ｉ1 が流れても２次電
流Ｉ2 がある限度以上は流れないために図５の（ｂ）の
破線に示すようにトルクが出ないので、トルクと１次電
流Ｉ1 は釣り合わず、図５の（ａ）の破線で示すように
負荷電流となる２次電流Ｉ2 をどんどん流すようにする
ためにインバータ３の出力電圧ＶOUT を補正し、出力電
圧ＶOUT が増加し続け、発散するという問題点があっ
た。
過励磁になった場合には１次電流Ｉ1 が流れても２次電
流Ｉ2 がある限度以上は流れないために図５の（ｂ）の
破線に示すようにトルクが出ないので、トルクと１次電
流Ｉ1 は釣り合わず、図５の（ａ）の破線で示すように
負荷電流となる２次電流Ｉ2 をどんどん流すようにする
ためにインバータ３の出力電圧ＶOUT を補正し、出力電
圧ＶOUT が増加し続け、発散するという問題点があっ
た。
【００１２】このように、低周波領域において高周波領
域に比べて負荷がかかって過励磁となり易いのは、上記
式（１）に基いてインバータ３の出力電圧ＶOUT を例え
ば１０Ｖの補正をしたとすると、６Ｈｚの低周波領域で
はＶOUT ＝２０＋１０＝３０Ｖとなり、６０Ｈｚの高周
波領域ではＶOUT ＝２００＋１０＝２１０Ｖとなり、補
正による電動機４の１次巻線の磁束は低周波領域では、
３０／２０＝１．５倍、高周波領域では２１０／２００
＝１．０５倍となり、補正をかけた時に低周波領域の方
が、電動機４の磁気飽和が起こってしまう可能性が高
く、過励磁となるからである。
域に比べて負荷がかかって過励磁となり易いのは、上記
式（１）に基いてインバータ３の出力電圧ＶOUT を例え
ば１０Ｖの補正をしたとすると、６Ｈｚの低周波領域で
はＶOUT ＝２０＋１０＝３０Ｖとなり、６０Ｈｚの高周
波領域ではＶOUT ＝２００＋１０＝２１０Ｖとなり、補
正による電動機４の１次巻線の磁束は低周波領域では、
３０／２０＝１．５倍、高周波領域では２１０／２００
＝１．０５倍となり、補正をかけた時に低周波領域の方
が、電動機４の磁気飽和が起こってしまう可能性が高
く、過励磁となるからである。
【００１３】本発明は上記のような問題点を解決するた
めになされたもので、低周波領域で過励磁状態が生じて
も適正なインバータの出力電圧ＶOUT が補正できるよう
にしたインバータの制御回路を得ることを目的とする。
めになされたもので、低周波領域で過励磁状態が生じて
も適正なインバータの出力電圧ＶOUT が補正できるよう
にしたインバータの制御回路を得ることを目的とする。
【００１４】
【課題を解決するための手段】本発明に係るインバータ
の制御装置は、出力電圧指令値と出力周波数指令値とを
出力する出力周波数／電圧演算部と、インバータの出力
電流を検出する出力電流検出器と、少なくとも２相の出
力電流検出器の検出した出力電流を固定子座標から回転
子座標にある周期で変換し、トルク分電流に比例させて
計算された補正出力電圧と出力周波数／電圧演算部の出
力電圧指令値とを加算した加算値を出力周波数指令値と
共に出力する出力電圧補正演算回路と、出力電圧補正演
算回路から出力された出力値に基づきインバータをＰＷ
Ｍ制御するＰＷＭ信号生成部とを備えてなるものであ
る。
の制御装置は、出力電圧指令値と出力周波数指令値とを
出力する出力周波数／電圧演算部と、インバータの出力
電流を検出する出力電流検出器と、少なくとも２相の出
力電流検出器の検出した出力電流を固定子座標から回転
子座標にある周期で変換し、トルク分電流に比例させて
計算された補正出力電圧と出力周波数／電圧演算部の出
力電圧指令値とを加算した加算値を出力周波数指令値と
共に出力する出力電圧補正演算回路と、出力電圧補正演
算回路から出力された出力値に基づきインバータをＰＷ
Ｍ制御するＰＷＭ信号生成部とを備えてなるものであ
る。
【００１５】
【作用】本発明においては、出力電圧補正演算回路が少
なくとも２相の出力電流検出器の検出した出力電流を固
定子座標から回転子座標にある一定周期で変換し、トル
ク分電流に比例させて計算された補正出力電圧と出力周
波数／電圧演算部から出力電圧指令値とを加算した加算
値を出力周波数指令値と共にＰＷＭ信号生成部に出力す
るようにしており、補正出力電圧を演算するのに用いて
いるトルク分電流はトルクと比例関係にあり、そのトル
クは負荷がかかると流れる２次電流に依存しているた
め、低周波領域で生じる過励磁状態で２次電流がある限
度以上流れないことに伴ってトルクに関係するトルク分
電流もそれ以上流れないことにより、補正出力電圧が増
加し続けることはなく、発散を生じさせずに適正な補正
をすることができる。
なくとも２相の出力電流検出器の検出した出力電流を固
定子座標から回転子座標にある一定周期で変換し、トル
ク分電流に比例させて計算された補正出力電圧と出力周
波数／電圧演算部から出力電圧指令値とを加算した加算
値を出力周波数指令値と共にＰＷＭ信号生成部に出力す
るようにしており、補正出力電圧を演算するのに用いて
いるトルク分電流はトルクと比例関係にあり、そのトル
クは負荷がかかると流れる２次電流に依存しているた
め、低周波領域で生じる過励磁状態で２次電流がある限
度以上流れないことに伴ってトルクに関係するトルク分
電流もそれ以上流れないことにより、補正出力電圧が増
加し続けることはなく、発散を生じさせずに適正な補正
をすることができる。
【００１６】
【実施例】図１は本発明の一実施例を示すブロック図、
図２の（ａ），（ｂ）は同実施例のインバータ制御装置
によって制御されたトルク分電流とトルクの時間に対す
る変化をそれぞれ示すグラフである。図において、従来
例と同一の構成は従来例と同一符号を付して重複した構
成の説明を省略する。１７は２相の出力電流検出器５の
検出した出力電流を固定子座標から回転子座標（ｄ−ｑ
直交座標）にある一定周期で２相変換する２相整流回
路、１８は２相整流回路１７から出力されたトルク分電
流に比例させて補正出力電圧を演算し、その補正出力電
圧と出力周波数／電圧演算部６から出力された出力電圧
指令値とを加算した加算値を出力周波数指令値と共に出
力する出力電圧補正演算回路である。
図２の（ａ），（ｂ）は同実施例のインバータ制御装置
によって制御されたトルク分電流とトルクの時間に対す
る変化をそれぞれ示すグラフである。図において、従来
例と同一の構成は従来例と同一符号を付して重複した構
成の説明を省略する。１７は２相の出力電流検出器５の
検出した出力電流を固定子座標から回転子座標（ｄ−ｑ
直交座標）にある一定周期で２相変換する２相整流回
路、１８は２相整流回路１７から出力されたトルク分電
流に比例させて補正出力電圧を演算し、その補正出力電
圧と出力周波数／電圧演算部６から出力された出力電圧
指令値とを加算した加算値を出力周波数指令値と共に出
力する出力電圧補正演算回路である。
【００１７】上記のように構成されたインバータ制御装
置においては、電動機４の起動時には出力周波数／電圧
演算部６が演算した出力電圧指令値と出力周波数指令値
に基づく出力電圧と出力周波数で電動機４が起動され
る。そして、インバータ３の出力電流が出力電流検出器
５によって検出され、そのうち例えばＵ相とＶ相の２相
の出力電流を２相整流回路１７は固定子座標から回転子
座標にある一定周期で２相変換して励磁電流ｉd と有効
電流（トルク分電流）ｉq とを得る。
置においては、電動機４の起動時には出力周波数／電圧
演算部６が演算した出力電圧指令値と出力周波数指令値
に基づく出力電圧と出力周波数で電動機４が起動され
る。そして、インバータ３の出力電流が出力電流検出器
５によって検出され、そのうち例えばＵ相とＶ相の２相
の出力電流を２相整流回路１７は固定子座標から回転子
座標にある一定周期で２相変換して励磁電流ｉd と有効
電流（トルク分電流）ｉq とを得る。
【００１８】出力電圧補正演算回路１８では２相整流回
路１７から出力されたトルク分電流より後述する式に基
づいて補正出力電圧を演算し、更にその補正出力電圧と
出力周波数／電圧演算部６から出力された出力電圧指令
値とを加算した加算値を出力周波数指令値と共にＰＷＭ
生成部９に出力し、ＰＷＭ信号によって駆動されるイン
バータ３の出力電圧が補正されることとなる。
路１７から出力されたトルク分電流より後述する式に基
づいて補正出力電圧を演算し、更にその補正出力電圧と
出力周波数／電圧演算部６から出力された出力電圧指令
値とを加算した加算値を出力周波数指令値と共にＰＷＭ
生成部９に出力し、ＰＷＭ信号によって駆動されるイン
バータ３の出力電圧が補正されることとなる。
【００１９】ところで、インバータ３の出力電圧による
電動機４の回転中に電動機４に負荷がかかると、インバ
ータ３の出力周波数と電動機４の実回転数の間には滑り
Ｓが大きくなるので、電動機４の２次側の２次抵抗１６
は無負荷状態より小さくなり、２次巻線に２次電流が流
れ、トルクを生じさせる。この２次電流に対応するもの
としてトルクと比例するトルク分電流ｉq があり、２次
電流と同様な性状のトルク分電流ｉq でインバータ３の
出力電圧ＶOUT を次式のように補正する。 ＶOUT ＝Ｖ1 ＋Ｒ1 Ｉq …（２） ここで、Ｖ1 はＶ／Ｆ制御により出力周波数／電圧演算
部６で演算されたインバータ３の出力電圧、ＶOUT は補
正されたインバータ３の出力電圧、Ｒ1 は１次抵抗ｒ1
を示す。
電動機４の回転中に電動機４に負荷がかかると、インバ
ータ３の出力周波数と電動機４の実回転数の間には滑り
Ｓが大きくなるので、電動機４の２次側の２次抵抗１６
は無負荷状態より小さくなり、２次巻線に２次電流が流
れ、トルクを生じさせる。この２次電流に対応するもの
としてトルクと比例するトルク分電流ｉq があり、２次
電流と同様な性状のトルク分電流ｉq でインバータ３の
出力電圧ＶOUT を次式のように補正する。 ＶOUT ＝Ｖ1 ＋Ｒ1 Ｉq …（２） ここで、Ｖ1 はＶ／Ｆ制御により出力周波数／電圧演算
部６で演算されたインバータ３の出力電圧、ＶOUT は補
正されたインバータ３の出力電圧、Ｒ1 は１次抵抗ｒ1
を示す。
【００２０】上記式（２）において、Ｒ1 Ｉq が電圧補
正の項であり、１次抵抗Ｒ1 における補正すべき電圧ド
ロップ分を示している。電動機４に負荷がかかることに
より、インバータ３の出力電圧ＶOUT は増加補正される
ため、２次電流Ｉ2 が流れるようになり、トルクを生じ
させる。このトルクにより、インバータ３の出力周波数
と電動機４の実回転数との滑りＳは小さくなり、それに
伴って２次抵抗１６は大きくなる。この結果、２次電流
Ｉ2 は小さくなり、インバータ３の出力電圧ＶOUT は小
さくなる。これらの動作を繰り返すす事によってトルク
と２次電流Ｉ2 の釣り合った位置においてインバータ３
の出力電圧は自動補正される。図２の（ａ），（ｂ）の
実線はインバータ３の出力電圧が自動補正された通常状
態のトルクの分電流とトルクの変化を示している。
正の項であり、１次抵抗Ｒ1 における補正すべき電圧ド
ロップ分を示している。電動機４に負荷がかかることに
より、インバータ３の出力電圧ＶOUT は増加補正される
ため、２次電流Ｉ2 が流れるようになり、トルクを生じ
させる。このトルクにより、インバータ３の出力周波数
と電動機４の実回転数との滑りＳは小さくなり、それに
伴って２次抵抗１６は大きくなる。この結果、２次電流
Ｉ2 は小さくなり、インバータ３の出力電圧ＶOUT は小
さくなる。これらの動作を繰り返すす事によってトルク
と２次電流Ｉ2 の釣り合った位置においてインバータ３
の出力電圧は自動補正される。図２の（ａ），（ｂ）の
実線はインバータ３の出力電圧が自動補正された通常状
態のトルクの分電流とトルクの変化を示している。
【００２１】ところで、低周波領域において負荷がかか
り、過励磁になった場合には１次電流Ｉ1 が流れても、
２次電流Ｉ2 がある限度以上は流れないためにトルクも
それ以上は出ない。この場合、インバータ３の出力電圧
ＶOUT の補正は上述した式２によって行っており、Ｒ1
Ｉq が電圧補正の項であり、Ｉq は出力電流の固定子座
標から回転子座標に変換されたトルク分電流であって、
トルクと比例関係にあり、そのトルクは負荷がかかると
流れる２次電流に依存するため、２次電流がある限度以
上流れないことに伴って図２の（ａ），（ｂ）の破線で
示すようにトルクに関係するトルク分電流もそれ以上流
れないことにより、補正された出力電圧が増加し続ける
ことはなく、発散を生じさせるようなことはなくなる。
り、過励磁になった場合には１次電流Ｉ1 が流れても、
２次電流Ｉ2 がある限度以上は流れないためにトルクも
それ以上は出ない。この場合、インバータ３の出力電圧
ＶOUT の補正は上述した式２によって行っており、Ｒ1
Ｉq が電圧補正の項であり、Ｉq は出力電流の固定子座
標から回転子座標に変換されたトルク分電流であって、
トルクと比例関係にあり、そのトルクは負荷がかかると
流れる２次電流に依存するため、２次電流がある限度以
上流れないことに伴って図２の（ａ），（ｂ）の破線で
示すようにトルクに関係するトルク分電流もそれ以上流
れないことにより、補正された出力電圧が増加し続ける
ことはなく、発散を生じさせるようなことはなくなる。
【００２２】
【発明の効果】本発明は以上説明したとおり、出力電圧
補正演算回路が少なくとも２相の出力検出器の検出した
出力電流を固定子座標から回転子座標にある一定周期で
変換し、トルク分電流に比例させて計算された補正出力
電圧と出力周波数／電圧演算部から出力電圧指令値とを
加算した加算値を出力周波数指令値と共にＰＷＭ信号生
成部に出力するようにしており、補正出力電圧を演算す
るのに用いているトルク分電流はトルクと比例関係にあ
り、そのトルクは負荷がかかると流れる２次電流に依存
しているため、低周波領域で生じる過励磁状態で２次電
流がある限度以上流れないことに伴ってトルクと関係す
るトルク分電流もそれ以上流れないことにより、補正出
力電圧が増加し続けることはなくなり、発散を生じさせ
ずに適正に補正ができるという効果を有する。
補正演算回路が少なくとも２相の出力検出器の検出した
出力電流を固定子座標から回転子座標にある一定周期で
変換し、トルク分電流に比例させて計算された補正出力
電圧と出力周波数／電圧演算部から出力電圧指令値とを
加算した加算値を出力周波数指令値と共にＰＷＭ信号生
成部に出力するようにしており、補正出力電圧を演算す
るのに用いているトルク分電流はトルクと比例関係にあ
り、そのトルクは負荷がかかると流れる２次電流に依存
しているため、低周波領域で生じる過励磁状態で２次電
流がある限度以上流れないことに伴ってトルクと関係す
るトルク分電流もそれ以上流れないことにより、補正出
力電圧が増加し続けることはなくなり、発散を生じさせ
ずに適正に補正ができるという効果を有する。
【図１】本発明の一実施例を示すブロック図である。
【図２】（ａ），（ｂ）は同実施例のインバータ制御装
置によって制御されたトルク分電流とトルクの時間に対
する変化をそれぞれ示すグラフである。
置によって制御されたトルク分電流とトルクの時間に対
する変化をそれぞれ示すグラフである。
【図３】従来のインバータの制御装置を示すブロック図
である。
である。
【図４】回転中の誘導電動機の等価回路図である。
【図５】（ａ），（ｂ）は同インバータの制御装置によ
って制御された負荷電流とトルクとの時間に対する変化
をそれぞれ示すグラフである。
って制御された負荷電流とトルクとの時間に対する変化
をそれぞれ示すグラフである。
３ インバータ ４ 誘導電動機 ５ 出力電流検出器 ６ 出力周波数／電圧演算部 ９ ＰＷＭ生成部 １７ ２相整流回路 １８ 出力電圧補正演算回路
Claims (1)
- 【請求項１】 運転スイッチをオンした時に入力される
運転信号と周波数指令設定器に設定された周波数指令信
号を受けて出力電圧指令値と出力周波数指令値とを出力
する出力周波数／電圧演算部と、直流を交流に変換する
インバータの出力電流を検出する出力電流検出器と、少
なくとも２相の出力電流検出器の検出した出力電流を固
定子座標から回転子座標にある一定周期で変換し、トル
ク分電流に比例させて計算された補正出力電圧と出力周
波数／電圧演算部から出力された出力電圧指令値とを加
算した加算値を出力周波数指令値と共に出力する出力電
圧補正演算回路と、出力電圧補正演算回路から出力され
た出力値に基づきインバータをＰＷＭ制御するＰＷＭ信
号を作成するＰＷＭ信号生成部とを備えてなることを特
徴とするインバータの制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4029246A JPH05227791A (ja) | 1992-02-17 | 1992-02-17 | インバータの制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4029246A JPH05227791A (ja) | 1992-02-17 | 1992-02-17 | インバータの制御装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05227791A true JPH05227791A (ja) | 1993-09-03 |
Family
ID=12270902
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4029246A Pending JPH05227791A (ja) | 1992-02-17 | 1992-02-17 | インバータの制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH05227791A (ja) |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6295993A (ja) * | 1985-10-22 | 1987-05-02 | Fuji Electric Co Ltd | インバ−タの出力電圧制御方式 |
| JPH0449884A (ja) * | 1990-06-18 | 1992-02-19 | Toshiba Corp | 誘導電動機の制御装置 |
-
1992
- 1992-02-17 JP JP4029246A patent/JPH05227791A/ja active Pending
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6295993A (ja) * | 1985-10-22 | 1987-05-02 | Fuji Electric Co Ltd | インバ−タの出力電圧制御方式 |
| JPH0449884A (ja) * | 1990-06-18 | 1992-02-19 | Toshiba Corp | 誘導電動機の制御装置 |
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