JPH0449884A - 誘導電動機の制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の目的〕 （産業上の利用分野） 本発明は速度検出が不要で、低周波領域にも安定に制御
することが可能な誘導電動機の制御装置に関する。

（従来の技術） インバータにより誘導電動機（以下単に電動機と称する
）を可変速駆動する制御装置は広い分野で用いられてお
り、インバータおよびその制御方式には種々のものが採
用されている。現在行われている代表的な制御方式とし
てＶ／Ｆ制御とベクトル制御があげられる。ベクトル制
御は高速で安定な制御を実現することができ、高性能が
要求される用途に用いられている。Ｖ／Ｆ制御は性能的
にはベクトル制御に劣るが、電動機に回転検出器を取り
付ける必要がなく安価に実現できること、−台のインバ
ータで複数の電動機を並列運転することが可能であるこ
と、電動機容量が電力変換装ＩＩ（インバータ）の容量
内であれば殆んど無調整で運転できる汎用性があること
等の利点があるため、広い用途で用いられている。

Ｖ／Ｆ制御は電動機の主磁束を一定に制御するために電
動機の端子電圧（Ｖ）と周波数（Ｆ）の比をほぼ一定に
制御する周知の制御方式であるが、図面を参照しながら
以下に簡単に説明する。

第會−は電圧形のインバータであるパルス幅変調（ＰＷ
Ｍ、）インバータで誘導電動機を駆動するときの基本構
成である。第ｔ、においで、１は電動機、２は電力変換
装置、３はＰＷＭ制御回路、４はＶ／Ｆ制御回路である
。

電力変換装置２は３相交流電圧を整流して直流電圧に変
換する整流器２１、その直流電圧を平滑するためのコン
デンサ２２、直流電圧を再び可変電圧可変周波数の３相
交流電圧に変換して電動機１に交流電力を供給するイン
バータ２３から構成される。

ＰＷＭ制御回路３はＰＷＭ制御のためのキャリア信号ｅ
ｔを出力する発振回路３１と、３相の電圧指令Ｖｕ、　
Ｖｖ、Ｖｗとキャリア信号とを比較してインバータ２３
の６個の主回路素子のオンオフ信号を出力する比較回路
３２から構成される。

Ｖ／Ｆ制御回路４は周波数指令ｆ変化率を制限する変化
率制限回路４１、入力信号の大きさに比例した周波数の
３相の単位正弦波を出力する発振回路４２、電動機のＶ
／Ｆ比パターンが設定される関数回路４３，３つの乗算
回路４４．４５．４６とから構成される。関数回路４３
に設定するＶ／Ｆ比パターンは電動機１のインピーダン
ス降下により低周波域で出力トルクが低下することを防
ぐために、低周波域はどＶ／Ｆ比が高くなるようにする
のが一般的である。

電動機１に供給される電圧Ｖｕ、Ｖｖ、ＶｖはＰＷＭ制
御されたパルス状の波形であるが、平均的にはＰＷＭ制
御回路３に与えられる電圧指令ＶいＶｖ、Ｖ、に追従し
た波形となるので、ＰＷＭ制御回路３と電力変換装置２
とで電圧増幅回路として扱うことができる。すなわち電
動機１への供給電圧はＶ／Ｆ制御回路４から出力される
電圧指令に比例した波形となる。

Ｖ／Ｆ制御回路４に設定された周波数指令ｆは変化率制
限回路４１で変化率が制限され、インバータ２３の出力
周波数指令ｆ０が得られる。発振回路４２は周波数指令
ｆ０に比例した角周波数ω　（＝２πｆ、）の３相の単
位正弦波５ｉｎ（ωｔ）、５ｉｎ（ωｔ−２ｚ／３）、
ｓｉｎ　（ωｔ−４ｙｃ　／３）を出力する。また出力
周波数指令ｆ０は関数回路４３にも入力され、関数回路
４３に設定された関数に応じて出力電圧の振幅指令Ｖ　
が出力される。３相の単位正弦波と振幅指令■　とは乗
算回路４４〜４６でそれぞれ乗算され、３相の電圧指令
Ｖ、、Ｖｖ、Ｖ、が出力される。

以上の構成により電動４Ｎ！１のＶ／Ｆ比がほぼ一定に
制御され、何のフィードバックも無しに簡単な構成で電
動機を可変速制御することができる。

（発明が解決しようとする課題） しかしながら、従来のＶ／Ｆ制御は負荷状態が変化した
とき、不安定現象を呈する場合があり安定性の改善策が
望まれていた。その原因はスカラ的な電圧制御であり、
磁束電流とトルク電流とを分離して制御するようになっ
ていないことにある。誘導電動機を安定に制御するため
には磁束電流をほぼ一定に維持しなければならない、嵩
カトルクの大きさに応じてトルク電流が変化したときに
磁束電流を一定に維持するために電圧を変えることも必
要である。

しかし、Ｖ／Ｆ制御では運転周波数に応じて定められた
電圧で運転するだけであり、負荷状態に応じて電圧を変
えることはしていない。このために負荷状態の変化によ
り磁束電流が変化し、安定性を低下させている。この影
響は抵抗による電圧降下の比率が大きくなる低周波域で
顕著に表れる。

本発明はＶ／Ｆ制御の上述の欠点を鑑みてなされたもの
であり、負荷状態に関係なく低周波領域においても安定
した運転ができ、可逆運転の場合でも正転から逆転とス
ムーズに運転を行うことができる誘導電動機の制御装置
を供給することを目的とする。

〔発明の構成〕

（１１！題を解決するための手段） 上記目的を達成するために、本発明では交流電圧指令に
応じた交流電圧を出力し、誘導電動機を駆動する電圧形
インバータを備えた装置において１周波数指令ｆ０に応
じて回転する直交座標の座標軸となる直交２相の正弦波
関数を得る正弦波関数発生手段と、前記誘導電動機に流
れる交流電流と前記直交２相の正弦波関数からトルク成
分電流１９を得る第１の演算手段と、前記誘導電動機の
無負荷時に対する第１の電圧指令を磁束成分とトルク成
分に分離して与える電圧指令手段と、前記周波数指令ｆ
１１と前記トルク成分電流ｉｑから負荷電流により変動
する電圧指令の磁束成分とトルク成分を演算し前記第１
の電圧指令を補正して負荷時に対する第２の電圧指令を
得る電圧指令補償手段と、前記第２の電圧指令と前記直
交２相の正弦波関数から実際の交流電圧指令を得る第２
の演算手段を設けた誘導電動機の制御装置である。

（作用） 電圧指令値を磁束成分とトルク成分とに分離して与える
ことによって、負荷変動がある場合でも誘導電動機の磁
束の大きさをほぼ一定にすることができ、安定した運転
ができる。

（実施例） 以下に本発明の実施例を図面を参照しながら、詳細に説
明する。

第１図は本発明の一実施例を示す構成図であり。

１は誘導電動機、２は電力変換装置、３はＰＷＭ制御回
路、４１は変化率制限回路、５Ｕ、５ｖ、５Ｗは電流検
出器、６は積分器、７は正弦波関数発生器、８１．８２
は座標変換器、９は電圧指令設定回路、１０は電圧指令
値補償回路、１１は減算器、１２は加算器である。１〜
３．４１は第３図に示したものと同一であるので説明を
省略する。

積分器６は周波数指令値ｆ０　　を積分して電気角の位
相指令θ　を出力する。

正弦波発生回路７は位相指令θ　から正弦波関数ｓｉｎ
θ　とｃｏｓθ　を出力する。正弦波関数ｓｉｎθ０と
ｃＯ５θ　はｄ−ｑ変換を行うための座標変換器８１．
８２の座標軸となる。

座標変換器８１は電流検出器５Ｕ、５ｖ、５Ｗで検出さ
れた静止座標の３相電流（２相でもよい）を■式により
直交静止座標の電流ｉ、Ｌ、　ｉｙに変換し、さらに０
式でｄ−ｑ回転座標の電流Ｌｄ、　ｉ９に座標変換して
電圧指令値補償回路１０に出力する。

座標変換器８２はｄ−ｑ回転座標の電圧指令値ｖｄ、■
９を（■式により直交静止座標の電圧指令値■い兼 ■ｙに変換して、さらに（イ）式で静止座標の３相電圧
指令値ｖｕ、■９、■、に座標変換してＰＷＭ制御回路
３に出力する。

電圧指令値設定回路９は、誘導電動機が無負荷状態のと
きに必要とする電圧指令値を出力する回路であり、磁束
分電圧設定回路９１とトルク分電圧設定回路９２との構
成となる。磁束分電圧設定回路９１は電流指令値ｌｄに
一次抵抗Ｒ１を掛けて磁束分電圧指令値Ｖｄｏを出力す
る。トルク分電圧設定回路９２は、電動機のＶ／Ｆ比（
＝ａ）が設定される関数回路であり５周波数指令値ｆ。

にＶ／Ｆを掛けてトルク分電圧指令値■９ｏを出力する
。式で示すと次のようになる。

ここで、ａはＶ／Ｆ比である。

電圧指令値補償回路１０は、乗算器１０１、電動機１の
漏れインダクタンスＬ。に相当する定数が設定された係
数器１０２．電動機１の一次抵抗に相当する定数が設定
された係数器１０３．　　周波数から角周波数に変換す
る係数器１０４からなる。座標変換器８１から出力され
た電流ｉｑに、一方は−次抵抗Ｒ１を掛けて加算器１２
でトルク分電圧指令値ＶＷＩＩに加算し、もう一方は漏
れリアクタンスＬ０を掛け１乗算器１０１で角周波数を
掛けて磁束分電圧指令値Ｖｄｏから減算器１１で減算す
る。これらの関係を式にすると。

ｖｄ＝ｖｄＩ、−ω　・ＬＩｌｌ−１ｑ葺　　　　Ｘ Ｖｑ＝Ｖｅｔｏ　＋　Ｒ１’　ｌ　ｑ 但し、ω　＝２πｆ。

２次鎖交磁束をｄ＠とじて誘導電動機のベクトル図を第
２図に示す。■は誘導電動機の端子電圧、ｅは誘起電圧
、Φ２は二次鎖交磁束、　ｉは電動機電流（ｉ　＝ｉｄ
＋　ｊ　−１ｑ）、　Ｍは相互インダクタンス、ｊは虚
数単位とすると、 ■＝Ｒ１・ｉ＋ｊ・ω・Ｌｏ・ｉ＋ｅ　　　　　■）ｅ
＝ｊ・ω・Φ２＝ｊ・ω・Ｍ−１ｄ　　　　（１０）と
なる、端子電圧■をｄ−ｑ軸成分に分けて示すと、 Ｖｄ＝Ｒ１・ｉｄ−ω・Ｌ、・ｉ　ｃｌ（１１）Ｖｑ−
＝Ｒ１・ｉｑ十ω・（Ｌ、＋Ｍ）　・ｉｄ　　　（１２
）となる。

すなわち、（１１）　（１２）式は磁束電流ｉｄ、トル
ク電流１９を流すために必要な電圧のｄ−ｑ軸成分を表
す。

本発明の実施例で得られる電圧指令を表す０式および０
式を上式と比較したときに電圧指令値設定器９から出力
されるｖｄ、、ｖ９ｏが次の関係式を満たしていれば必
要とされる電圧を供給するものであることが分かる。

に Ｖｄｏ＝Ｒ１・ｉｄ　　　　　　　　　　　　　　（１
３）舅 ■９゜＝ω・（ＬＯ＋Ｍ）・１ｄ（１４）磁束電流ｉｄ
が一定に制御されていれば、上式のｉｄの代わりに一定
値ｉｄを用いても同じであるので。

本発明の実施例では一定値ｉ（１を用いている。また。

トルク電圧設定回路９２に設定するＶ／Ｆ比ごとして次
式のように設定すれば０式が満足されることがわかる。

、炎 ａ＝２π・（Ｌ、＋Ｍ）・ｌ　ａ　　　　　　　　　　
　（１５）以上のようにして、本発明は必要とする電圧
を演算して誘導電動機に与えるものである。

（１１）（１２）式において上ｑ＝０とすれば明らかに
電圧指令値設定回路９は誘導電動機が無負荷時に必要と
する電圧を出力する要素である。そして電圧指令値補償
回路１０は負荷状態に応じて流れるトルク電流ｉｑを供
給するのに必要な電圧の無負荷時電圧からの変動分を演
算で求める要素である。従って本発明によれば、負荷電
流の変化に応じて電圧指令値補償回路１０からの出力が
無負荷時電圧Ｖｄｏ、ｖｑｏに重畳されて電圧指令値ｖ
ｄ、■９が変化し。

負荷変動時にも磁束電流を安定させることができる。

本実施例によれば、負荷電流に応じて電圧指令値が変化
し、負荷状態に影響されることなく磁束電流を一定に確
保できるので、低周波域まで安定に運転することが可能
となる。

また、第３図に示す自動界磁弱め制御の実施例のように
、磁束を変えて制御する場合にも本発明は適用できるも
のである。自動界磁弱め制御は、周波数指令ｆ０が一定
の値ｆ８を越えると、ｆｏの増加に応じてｌｄを減少さ
せるとともに、トルク分電圧設定回路９２で設定される
無負荷電圧指令値ｖ９ｏを一定にしてＶ／Ｆ比を減少さ
せることで実現することができる。

また、第１図の実施例では電力変換装置として、ＰＷＭ
インバータを用いた場合について説明したが、サイクロ
コンバータ等の他の電圧形の電力変換装置にも同様に実
施することができることは明らかである。

〔発明の効果〕

本発明によれば、誘導電動機に供給する電圧指令値を磁
束分とトルク分に分けることにより電波領域においても
安定した磁束電流が供給できる。

また、負荷電流に応じた補償を加えているので負荷変動
に影響されることなく磁束電流を供給することが可能と
なり、磁束電流とトルク電流が干渉することなく、低周
波領域においても安定した運転ができ、可逆運転の場合
でも正転から逆転とスムーズに運転を行うことができる
。

１・・・誘導電動機 ２・・・電力変換装置（インバータ） ３・・・ＰＷＭ制御回路　４１・・・変化率制限回路５
Ｕ、５Ｖ、５Ｗ・・・電流検出器　６・・・積分器７・
・・正弦波関数発生器　８１．８２・・・座標変換器９
・・・電圧指令回路　　１０・・・電圧指令補償回路１
１・・・減算器　　　　　１２・・・加算器１３、９２
・・・関数器 代理人　弁理士　則　近　憲　佑 委２ 第 図 第

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 交流電圧指令に応じた交流電圧を出力し、誘導電動機を
   駆動する電圧形インバータを備えた装置において、周波
   数指令ｆ＿０に応じて回転する直交座標の座標軸となる
   直交２相の正弦波関数を得る正弦波関数発生手段と、前
   記誘導電動機に流れる交流電流と前記直交２相の正弦波
   関数からトルク成分電流ｉ＿ｑを得る第１の演算手段と
   、前記誘導電動機の無負荷時に対する第１の電圧指令を
   磁束成分とトルク成分に分離して与える電圧指令手段と
   、前記周波数指令ｆ＿０と前記トルク成分電流ｉ＿ｑか
   ら負荷電流により変動する電圧指令の磁束成分とトルク
   成分を演算し前記第１の電圧指令を補正して負荷時に対
   する第２の電圧指令を得る電圧指令補償手段と、前記第
   ２の電圧指令と前記直交２相の正弦波関数から実際の交
   流電圧指令を得る第２の演算手段を設けたことを特徴と
   する誘導電動機の制御装置。