JPH0667262B2 - 交流電動機の制御装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明はサイリスタ電力変換器により駆動される交流
電動機の制御装置に関する。

〔従来の技術〕

第10図は特公昭59−1077号公報に記載された従来の同期
電動機を駆動するサイリスタモータの一例を示す構成図
である。

第10図において、（１）は商用交流電源からの交流を直
流に変換する第１の変換器、（２）はその直流を可変周
波の交流に変換する第２の変換器、（３）は同期電動機
で、Ｆはその界磁巻線、（４）は同期電動機（３）の回
転軸の回転角位置に応じた位相の位置信号を出力する位
置検出器、（５）は位置検出器（４）の位置信号を電動
機電機子電流の大きさに応じて移相し、第２の変換器
（２）の制御進み角γを制御するγ制御回路、（６）は
γ制御回路（５）の出力信号により第２の変換器（２）
のゲート信号を出力するゲート出力回路、（７）は速度
発電機、（８）は速度指令回路、（９）は速度指令回路
（８）の速度指令信号と速度発電機（７）の出力信号で
ある速度帰還信号を突き合わせ増幅する速度偏差増幅
器、（10）は第１の変換器（１）の交流入力電流を検出
する電流検出器、（11）は速度偏差増幅器（９）の出力
信号と電流検出器（10）の交流帰還信号を突き合わせ増
幅する電流偏差増幅器、（12）は電流偏差増幅器（11）
の出力信号に基き第１の変換器（１）の点弧位相を制御
するゲートパルス位相器、（13）は界磁電流Ifの大きさ
の指令する指令信号Ifpを出力する界磁指令回路、（1
4）はサイリスタ回路（17）の交流入力電流の大きさを
検出する電流検出器、（15）は界磁指令信号Ifpと電流
検出器（14）の出力信号を突き合わせ増幅する電流偏差
増幅器、（16）はサイリスタ回路（17）の点孤位相を制
御するゲートパルス位相器、（17）は界磁巻線Ｆに界磁
電流Ifを供給するサイリスタ回路である。

次にその動作を説明するに、部品番号（７）〜（12）
は、速度偏差に応じて第１の変換器（１）の入力電流、
すなわちこれと比較関係にある電動機（３）の電機子電
流の大きさを制御する速度制御回路、部品番号（４）〜
（６）は電流検出器（10）の出力信号、すなわち電機子
電流に応じて第２の変換器（２）の制御角γを制御する
回路、部品番号（13）〜（17）は界磁電流Ifが界磁指令
信号Ifpに比例して流れるようにする界磁制御回路を構
成する。これらの動作は既に周知のいわゆるサイリスタ
モータ装置と同様であるから詳細説明を省略する。

第11図は第10図における電動機の電圧と電流の関係を示
すベクトル図である。同図（ａ）は無負荷時、同図
（ｂ）は界磁電流Ifを一定に保ち、力率が一定となるよ
うに制御角γを制御した場合の負荷時、また同図（ｃ）
は別途界磁電流Ifを電機子電流Iaに比例するように制御
し、γは一定にして運転した時のベクトル図である。

第11図（ｂ）から明らかなように、たとえ力率を所定の
値に保てたとしても端子電圧Ｖは電機子電流Iaの増加
（Ia₁からIa₂）に伴ない低下（V₁からV₂）する。この電
圧低下により、第２の変換器（２）における転流可能な
最大電流値が低下する。その結果、電動機（３）から十
分な出力を得ることができない。

また、同図（ｃ）の場合は、電機子電流Iaの増加（Ia₁
からIa₂）に伴なつて電子電圧Ｖが上昇（V₁からV₂）す
るので同図（ｂ）のような不都合はない。

しかし、過負荷時においては端子電圧Ｖが定格時より高
くなるため、第２の変換器（２）のサイリスタに高耐圧
のものが必要になる。また電動機自体が磁気飽和を起す
ため、期待されるほど大きな出力が得られなくなること
がある。さらに軽負荷時では端子電圧Ｖが低下する結
果、それに伴ない第１の変換器（１）の力率（電源力
率）が低下してしまうという不都合を有する。

なお、上記問題点の解決手段として、時公昭59−1077号
公報には、端子電圧と同期リアクタンス降下分をベクト
ル的に加算して得られる無負荷誘起電圧E₀の大きさと、
この無負荷誘起電圧E₀と電機子電流Iaの位相差を制御す
ることにより、端子電圧を電機子電流に対して無関係に
一定に制御する方式が詳細に述べられている。

第12図はこの動作原理を示すベクトル図であるが、ここ
では簡単にこの動作を説明する。端子電圧V_Mを一定にす
るために電機子電流Iaの大きさに応じて、無負荷誘起電
圧E₀の大きさ及び該E₀と端子電圧の位相差θ（相差角）
を制御するとともに電機子電流Iaと端子電圧の位相差γ
が一定となるように、γ＋θの関係を保持しつつ第２の
変換器の位相（γ＋θ）を制御している。

しかしながら、この方式では端子電圧が一定に制御され
るために、電機子電流の大きさに応じて第２の変換器の
転流重なり角ｕが変化し、第２の変換器のアーム素子で
あるサイリスタへの逆電圧の印加期間（γ−ｕ）が変化
する。

このとき、第２の変換器を多相化（例えば12相）してト
ルク脈動を低減し、大容量サイリスタモータを駆動する
場合には、30゜毎に転流を行うために、他相の転流の影
響により第13図に示すようにアーム素子であるサイリス
タの逆電圧期間はγ＞30゜であっても30゜−ｕになり、
第２の変換器の安定な転流を行なわせるためにはこの転
流重なり角を電機子電流の増加に対して非常に大きくな
らないような端子電圧の設定が必要になる。

また、低速運転時には電動機（３）の周波数が低いため
第２の電力変換器（２）の点弧タイミングの周期が長く
なり、負荷の急増時に位相角（γ＋θ）が急増してこの
点弧タイミング周期間の電流変化幅が大きくなり、位相
角の変化幅△（γ＋θ）が大きくなると他相の転流の影
響により、第13図（ｂ）に示すようにサイリスタの逆電
圧期間が30゜−ｕ−△（γ＋θ）と減少し、安定な転流
が行えなくなる。

また、この電圧を精度よく制御するためには、交流電動
機（３）の磁気飽和特性を考慮しなければならず、時公
昭59−1077号公報に示すものは精度の点で問題がある。

〔発明が解決しようとする問題点〕

従来の交流電動機の制御装置は以上のように構成されて
いるので、負荷変動により端子電圧や力率が大幅に変動
し、第２の変換機の転流が不安定になつたり、十分な出
力が得られないなどの問題点があった。

この発明は上記のような問題点を解消するためになされ
たもので、負荷変動による端子電圧と力率の変動を防止
して、安定に転流を行なわせ十分な出力を得ることので
きる交流電動機の制御装置を得ることを目的とする。

〔問題点を解決するための手段〕

この発明に係る交流電動機の制御装置は、電機子電流に
応じて端子電圧と無負荷誘起電圧の位相差θ（相差角）
と界磁電流を制御するとともに、端子電圧の大きさを所
定の転流余裕角を確保できるように制御するベクトル演
算器を具備したものである。

〔作用〕

この発明における交流電動機の制御装置は、端子電圧の
軌跡を界磁電流の軸（ｄ軸）と並行するようにベクトル
演算器により制御し、また、界磁電流は端子電圧を生じ
るための磁化電流のｄ軸成分と界磁電流の軸と直行する
軸（ｑ軸）に生じる電機子反作用起電力成分を補償する
ための界磁電流成分との和により制御し、力率角を速度
及び電流の関数で変化させることにより、低速運転でも
安定に転流動作する。

〔実施例〕

以下、この発明の一実施例を図について説明する。第１
図において、（18）は電動機（３）の端子電圧に対する
電機子電流の進み角φ_０（力率角）を指令する力率角指
令回路、（19）は電動機（３）の無負荷時の端子電圧を
指令する無負荷端子電圧指令回路、（20）はベクトル演
算器であつて、上記の力率角指令回路（18）及び無負荷
端子電圧指令回路（19）の指令と電機子電流検出信号Ia
が入力され、界磁電流信号Ifp及び第２の変換器（２）
の位相指令βを出力する。（21）は位相制御回路であつ
て、位置検出器（４）及びこのベクトル演算器（20）の
指令にもとづき、第２の電力変換器（２）の導通位相角
を制御する。

第２図はベクトル演算器（20）の詳細構成図を示す。第
２図において、（201）はV₀とIaとφにより信号θ（相
差角）を出力するθ関数テーブル、（202）はこのθ関
数テーブル（201）の出力とV₀により端子電圧Ｖを演算
するＶ演算回路、（203）はこのＶ演算回路（202）の出
力信号から磁化電流ｉμを演算する電動機（３）の無負
荷飽和曲線テーブル（204）は、この無負荷飽和曲線テ
ーブル（203）の出力信号及びθよりｉμｄを出力する
ｉμｄ演算回路、（205）はIaとφよりｑ軸電機子反作
用電圧成分Eaqを演算するEaq演算回路、（206）はこのE
aq演算回路（205）の出力信号より電機子反作用の補償
界磁電流成分ifaを演算するifa演算回路、（207）はこ
のifa演算回路（206）及び上記ｉμｄ演算回路（204）
の出力信号を加算する界磁電流指令発生回路としての加
算器、（208）Ｖ及びφにより転流重なり角ｕを演算す
るｕ演算回路、（209）はｕ演算回路（208）の出力信号
ｕ／２とφを加算する加算器、（210）はこの加算器（2
09）の出力信号γとθを加算する加算器であり、この加
算器（209），（210）で位相指令発生回路をなす。（21
1）はIaにより力率角の補正基準信号（△φ_０）を発生
する力率角テーブル、（212）は速度信号Ｎにより速度
のパーユニツト信号△Ｎを発生する速度演算器、（21
3）はこのパーユニツト速度信号△Ｎと上記力率角補正
基準信号△φ_０を掛算して力率角補正信号△φを出力す
る掛算器、（214）は力率角指令φ_０とこの力率角補正
信号△φを加算する加算器である。

次に、上記実施例の動作、原理を第３図に示すベクトル
図を参照して説明する。基準軸として、界磁電流の方向
をｄ軸とし、これと直交する軸方向をｑ軸とすれば、ｑ
軸方向に電動機（３）の無負荷誘起電圧が発生する。

この発明における制御手段の基本をなすものは、ｑ軸上
の無負荷端子電圧V₀に対して、電機子電流Iaに応じて端
子電圧Ｖのベクトル軌跡が、ｄ軸方向と並行に推移する
ように制御することである。端子電圧Ｖとｑ軸との位相
差（相差角）をθ、電機子電流Iaと端子電圧Ｖの位相差
（力率角）をφとすれば、端子電圧Ｖは無負荷端子電圧
V₀とｄ軸方向に生じる電機子反作用電圧成分Ead＝Xaq I
a cos（φ＋θ）のベクトル和として求められ、次式の
関係が成立する。

V₀tanθ＝Xaq Ia cos（φ＋θ） …（１） （１）式を変形して（２）式を得る。

ここで（２）式の左辺は、無負荷端子電圧V₀に対するｄ
軸電機子反作用電圧成分のパーユニツト（perunit）値
を示している。θ関数テーブル（201）は力率角φをパ
ラメータにして、 から相差角θを求めるテーブルであり、（２）式の左辺
のperunit値を入力することにより、所定のφに対する
θを求めることができる。

第４図はこのθ関数テーブルの一例をグラフにして示し
たものである。

端子電圧Ｖはθの関数として次式より求められる。

Ｖ演算回路（202）は（３）式に従い端子電圧Ｖを演算
する。次に、この端子電圧信号Ｖに対して直交する方向
に生じる磁化電流ｉμを無負荷飽和曲線テーブル（20
3）により求める。この無負荷飽和曲線テーブルはその
一例を曲線１として第５図にグラフにして示すように電
動機（３）の磁気飽和を考慮した所定の速度における誘
起電圧と界磁電流の関係を示すものであり、またこの磁
化電流ｉμは電動機（３）の合成起磁力に相当する。

この磁化電流ｉμのｄ軸成分ｉμｄは次式の関係式に従
い演算され、ｉμｄ演算回路（204）は（４）式の演算
を実行する。

ｉμｄ＝ｉμcosθ …（４） 一方、ｑ軸方向の電機子反作用電圧成分Eaqは次式の関
係式で与えられ、Eaq演算回路（205）において演算され
る。

Eaq＝XadIasin（φ＋θ） …（５） このｑ軸電機子反作用電圧成分Eaqはｄ軸方向の界磁電
流成分ifaによつて補償するように制御される。この場
合のEaqからifaの変換はifa演算回路（206）によつて実
行され、次式に示すように、第５図に示す無負荷飽和曲
線の接線特性Kfaを係数にして変換される。

ifa＝Kfa・Eaq …（６） 上記（４）式及び（６）式に従つて得られたｄ軸の界磁
電流成分ｉμd,ifaを加算器（207）により加算して、次
式にように界磁電流指令Ifpを得ている。

Ifp＝ｉμｄ＋ifa …（７） 第２の変換器（２）の点孤位相指令βは、ｑ軸方向に対
して次式の関係式によつて相差角θと力率角φ及び転流
重なり角ｕの和で与えらえる。

このとき、端子電圧Ｖに対する第２の変換器（２）の点
孤位相角γは次のようになる。

ここで転流重なり角ｕは次式に示される。

なお、（10）式は 及び（９）式よりγを消去することにより得られる。ま
た、（10）式は第２の変換器（２）の直流電流Idの関係
になつているため、このIdを電機子電流の基本波実効値
Iaに変換する必要がある。電機子電流は転流重なり角ｕ
を考慮すれば、第６図に示すように台形波状になり、こ
のときの電機子電流の基本波実効値Iaは次のようにｕの
関数になる。

しかしながら、12相以上の大容量サイリスタモータで
は、転流重なり角ｕは一般にｕ20゜〜25゜に制限しな
いとサイリスタのターンオフのための逆電圧期間を確保
できなくなる。この場合、（11）式の は１〜0.992になり、実用上 としても差し支えない。

従つて、（10）式を変形すれば、 となり、この（12）式に従つてｕ演算回路（208）は演
算を実行する。

以上、ベクトル演算器（20）の基本動作を説明したが、
次に力率角の補正部分の動作について第７図を参照して
説明する。第７図（ａ）は力率角φを力率角指令φ_０に
一定に制御したときの電機子電Iaの変化に対する点弧位
相βの特性の一例を示す。電機子電流の増加に対して位
相差θ及び転流重なり角ｕが増加するため点弧位相βは
一般に負荷が小さい領域で急増傾向を示す。これに対
し、点弧位相βを同図（ａ）の点線で示すように設定す
れば急増傾向が抑制され、低速運転時に負荷が急増して
も安定に転流できる。力率角テーブル（211）は同図
（ａ）の実線及び点線の点弧位相βの特性の差の特性
（図示斜線図）をテーブル化したもので、力率角補正基
準信号△φ_０を得る。この△φ_０と力率角指令φ_０が加
算されて力率角信号φを得ており、このときの特性は本
図（ｂ）のようになり、点弧位相βの急増が抑制された
特性が得られる。この力率角補正基準信号△φ_０は電動
機（３）の回転速度Ｎに応じて大きさが変える必要があ
る。もしもこの△φ_０が速度Ｎに関係なく第７図（ｂ）
のパターンで変化するとき、速度Ｎが大きい領域では電
動機（３）の端子電圧が大きいため、電機子電流に対す
る第２の電力変換器（２）の直流電圧EdはEd≒1.35Vcos
φにより大きく変化するようになるため、第１の電力変
換器（１）の電流制御系の応答が悪化し、好ましくな
い。一方、速度Ｎが小さい領域では電動機（３）の端子
電圧Ｖは小さいため、Edの変化幅も小さくなり、電流制
御系の応答にほとんど影響しない。

△φ_０の補正を必要としない中、高速領域の所定の速度
をN_Bとすれば ただし、Ｎ＞N_Bときは△Ｎ＝０であり、（13）式に従つ
て速度演算器（212）は演算する。すなわち△Ｎは速度
のパーユニツト値を示しており、Ｎ＝０のときは△Ｎ＝
１で、Ｎ＝N_Bのときは△Ｎ＝０となり、Ｎが０からN_Bま
での変化に対して△Ｎは１から０まで速度Ｎに比例して
減少する。

なお、N_Bは電動機（３）の周波数に応じて設定され例え
ば定格周波数が商用周波数程度に高い電動機では50％速
度に設定され、定格周波数が10数HZと低い電動機では定
格速度に設定される。

力率角補正信号△φは、速度のパーユニツト信号△Ｎと
力率角補正基準信号△φ_０から次式により演算される。

△φ＝△Ｎ×△φ_０ …（14） 以上のようにこの力率角補正信号△φは電機子電流Iaと
速度Ｎに応じて変えられ、力率角指令φ_０と加算されて
力率角信号φを得ている。

以上のように本発明のものは（１）〜（３）式のベクト
ル関係式に従い制御されるため、サイリスタの転流余裕
角（逆電圧印加期間）30゜−ｕを確保するためには、上
記力率角φ及び無負荷端子電圧V₀を適当な値に選定すれ
ばよい。

位相制御回路（21）はｑ軸方向と同一位相に設定された
位置検出器（４）の出力信号に対して位相指令β分だけ
進めるような位相動作を行えばよく、この位相制御方式
は種々のものが実用化されており、公知の技術であるた
めここでは説明を省略する。

なお、上記実施例で、定数Xad,Xaq,Xcは各々ｄ軸電機子
反作用リアクタンス、ｑ軸電機子反作用リアクタンス、
転流リアクタンスを意味するものであり、これらの定数
は電動機（３）の周波数に比例して変化するため、説明
の都合上、省略したが、速度発電機（７）の出力信号に
応じて変化させるようにしたものであつてもよい。ま
た、同様に、無負荷飽和曲線テーブル（203）により、
磁化電流ｉμを演算する場合、その入力信号である端子
電圧信号Ｖを電動機（３）の速度に反比例した信号に変
換して与えるようにしたものであつてもよい。

また、上記実施例では力率角テーブル（211）と速度演
算器（212）の両出力信号を掛算して力率角補正信号△
φを得るように構成したものを示したが、この力率角テ
ーブル（211）に速度Ｎをパラメータにして多数の力率
角補正信号△φをテーブル化したものであつてもよい。

また、上記実施例ではベクトル演算器（20）の入力信号
として電機子電流Iaの検出信号を用いたものを示した
が、速度偏差増幅器（９）の出力信号を用いたものであ
つてもよく、この場合には電機子電流Iaの検出信号と速
度偏差増幅器（９）の出力信号である電機子電流の基準
信号との偏差が小さくなるように電流偏差増幅器の応答
特性を高めれば、上記実施例と同様の効果を奏する。ま
た電機子電流Iaの検出信号と速度偏差増幅器（９）の出
力信号である電機子電流の基準信号のいずれか大きい方
を選択してベクトル演算器（20）のIa入力信号としても
よい。この場合には過渡的に両者に差が生じても大きい
方を選択することにより少なくとも転流失敗を防止でき
る。

また、上記実施例においてベクトル演算器（20）の演算
はマイクロコンピユータ等でデイジタル処理されるもの
であつてよく、この場合にはアナログのものに比べて演
算精度が向上する。また、上記実施例では第１図におい
て第２の変換器（２）として６相整流回路のものを示し
たが、この第２の変換器を複数台並列あるいは直列構成
にしても、12相以上の整流回路に構成したものであつて
も、上記実施例と同様の効果を奏する。

また上記実施例では位相制御回路（21）に電動機（３）
の回転位置に同期した位相基準として位置検出器（４）
の出力信号を用いたものを示したが、第８図に示すよう
に電動機（３）の端子電圧を検出して位相基準とするよ
うにしてもよく、（22）はその端子電圧検出器であつて
位相制御回路（21）にベクトル演算器（20）のγ信号と
ともに入力される。また上記実施例に先行出願AP−2058
9号記載の第１図に示すように電動機（３）の端子電圧
制御ループと第２変換器（２）の直流電圧制御ループを
付加したものであつてもよく、その実施例を第９図に示
す。本図において、（31）は直流電圧指令回路であつ
て、電機子電流信号Iaと、電流機（３）の端子電圧を検
出するPT（32）及び電圧検出回路（33）の出力信号であ
る端子電圧信号Vfbと、ベクトル演算器（20）の点弧位
相角信号γが入力され直流電圧指令Erefと出力する。

（34）は直流電圧偏差増幅器であつて、第２の変換器
（２）の直流電圧検出器（30）の出力信号である直流電
圧信号Efbと前記直流電圧指令Erefとの偏差を増幅す
る。

（35）は第１のスイツチであつて、速度及び電機子電流
のレベルを判別する第１のレベル判別器（24）によつて
開閉が制御され、前記直流電圧偏差増幅器（34）の出力
信号を入切する。

（36）は第１の加算器であつて、前記第１のスイツチ
（35）の出力信号とベクトル演算器（20）の出力信号β
を加算し、その出力を位相制御回路（37）に位相指令と
して与える。

（38）は端子電圧指令回路であつて、ベクトル演算器
（20）の端子電圧信号Ｖと電機子電流信号Iaが入力さ
れ、端子電圧指令Vrefを出力する。

（39）は端子電圧偏差増幅器であつて、端子電圧検出器
（33）の出力信号である端子電圧信号Vfbと前記端子電
圧指令回路（38）の端子電圧指令Vrefとの偏差を増幅す
る。

（40）は第２のスイツチであつて、速度のレベルを判別
する第２のレベル判別器（41）によつて開閉が制御さ
れ、前記端子電圧偏差増幅器（39）の出力信号を入切す
る。

（42）は第２の加算器であつて、前記第２のスイツチ
（40）の出力信号とベクトル演算器（20）の出力信号If
pを加算し、その出力を電流偏差増幅器（15）に界磁電
流指令として与える。

本図の動作の詳細は省略するが、相差角θをもとに演算
されるβ信号によつて第２の電力変換器が位相制御さ
れ、また相差角θをもとに演算される端子電圧信号Ｖに
より電動機（３）の端子電圧が制御されるため、第１図
の実施例と同様の効果を奏する。

〔発明の効果〕

以上のように、この発明によれば、端子電圧のベクトル
軌跡が無負荷端子電圧に対してｄ軸方向を並行に変化す
るような相差角θのテーブルを用い電機子電流の基本成
分に応じてベクトル演算を行い、また、力率角φの補正
テーブルを設けて低速運転時に力率角を電機子電流に応
じて変化させるように構成したので装置の精度を向上で
き、また安定な転流動作を行えるものが得られる効果が
ある。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例による交流電動機の制御装
置を示す構成図、第２図は第１図におけるベクトル演算
器の詳細構成図、第３図はこの発明の動作原理を説明す
るためのベクトル図、第４図はθ演算回路の特性図、第
５図は無負荷飽和曲線を示す特性図、第６図は電機子電
流の波形図、第７図は点弧位相指令βの変化を示す特性
図、第８図及び第９図はこの発明の他の実施例の制御装
置を示す構成図、第10図は従来装置の構成図、第11図は
電動機の電圧と電流の関係を示すベクトル図、第12図は
第10図に示した装置の動作を説明するためのベクトル
図、第13図はサイリスタの電圧波形図である。 （１）は第１の電力変換器、（２）は第２の電力変換
器、（３）は交流電動機（同期電動機）、（４）は位置
検出器、（18）は力率角指令回路、（19）は無負荷端子
電圧指令回路、（20）はベクトル演算器、（201）は相
差角演算テーブル、（202）は端子電圧演算器、（203）
は無負荷飽和曲線テーブル、（204）はｄ軸成分磁化電
流演算器、（205）はｑ軸電機子反作用電圧演算器、（2
06）は界磁電流演算器、（207）は界磁電流指令発生回
路（加算器）、（208）は転流重なり角演算器、（209）
は位相指令発生回路（加算器） なお、図中、同一符号は同一、又は相当部分を示す。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】交流の周波数交換を行う電力変換器と、前
   記電力変換器の出力により駆動される交流電動機と、前
   記交流電動機の端子電圧の位相を検出する端子電圧検出
   器と、前記交流電動機の無負荷端子電圧の大きさを設定
   する無負荷端子電圧指令回路と、前記交流電動機の力率
   角を指令する力率角指令回路と、無負荷端子電圧指令信
   号及び力率角指令信号にもとづき前記交流電動機の電機
   子電流の大きさに応じて該交流電動機の界磁電流指令と
   前記電力変換器の位相指令を出力するベクトル演算器を
   備え、前記ベクトル演算器は、前記電機子電流の大きさ
   に応じて前記交流電動機の端子電圧のベクトル軌跡が前
   記無負荷端子電圧に対して垂直方向に推移するようなベ
   クトル演算を行うためにｄ軸電機子反作用電圧のパーユ
   ニツト値を入力して相差角を求める相差角演算テーブル
   と、前記相差角と前記無負荷端子電圧信号により端子電
   圧を求める端子電圧演算器と、前記端子電圧信号から磁
   化電流を求める前記交流電動機の無負荷飽和曲線テーブ
   ルと、前記相差角により前記磁化電流のｄ軸成分を求め
   るｄ軸成分磁化電流演算器と、前記相差角、力率角及び
   電機子電流によりｑ軸電機子反作用電圧を求めるｑ軸電
   機子反作用電圧演算器と、前記ｑ軸電機子反作用電圧成
   分を補償して打消す界磁電流成分を求める電機子反作用
   補償の界磁電流演算器と、電機子反作用補償界磁電流信
   号とｄ軸成分磁化電流を加算して前記界磁電流指令を発
   生する界磁電流指令発生回路と、前記端子電圧信号と電
   機子電流信号と力率角により転流重なり角を求める転流
   重なり角演算器と、転流重なり角信号と力率角を加算し
   て前記電力変換器の位相指令を発生する位相指令発生回
   路を有し、前記力率角指令回路は可変の力率角補正信号
   と所定の力率角指令信号が加算されて構成され、前記力
   率角補正信号は電機子電流及び回転速度の関数で変化さ
   せ、低速時に電機子電流が減小すると、その力率角補正
   信号を増大し低速時における前記電力変換器の位相指令
   の変化量を減少するようにしたことを特徴とする交流電
   動機の制御装置。