JPH0510034B2 - - Google Patents
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- JPH0510034B2 JPH0510034B2 JP61080005A JP8000586A JPH0510034B2 JP H0510034 B2 JPH0510034 B2 JP H0510034B2 JP 61080005 A JP61080005 A JP 61080005A JP 8000586 A JP8000586 A JP 8000586A JP H0510034 B2 JPH0510034 B2 JP H0510034B2
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- 238000010304 firing Methods 0.000 claims description 5
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- 238000000034 method Methods 0.000 description 5
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- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
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- 230000010349 pulsation Effects 0.000 description 1
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- Control Of Ac Motors In General (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明はサイリスタ電力変換器により駆動さ
れる交流電動機の制御装置に関する。
れる交流電動機の制御装置に関する。
第７図は特公昭59−1077号公報に記載された従
来の同期電動機を駆動するサイリスタモータの一
例を示す構成図である。
来の同期電動機を駆動するサイリスタモータの一
例を示す構成図である。
第７図において、１は商用交流電源からの交流
を直流に変換する第１の変換器、２はその直流を
可変周波の交流に変換する第２の変換器、３は同
期電動機で、Ｆはその界磁巻線、４は同期電動機
３の回転軸の回転角位置に応じた位相の位置信号
を出力する位置検出器、５は位置検出器４の位置
信号を電動機電機子電流の大きさに応じて移相
し、第２の変換器２の制御進み角γを制御するγ
制御回路、６はγ制御回路５の出力信号により第
２の変換器２のゲート信号を出力するゲート出力
回路、７は速度発電機、８は速度指令回路、９は
速度指令回路８の速度指令信号と速度発電機７の
出力信号である速度帰環信号を突き合わせ増幅す
る速度偏差増幅器、１０は第１の変換器１の交流
入力電流を検出する電流検出器、１１は速度偏差
増幅器９の出力信号と電流検出器１０の電流帰環
信号を突き合わせ増幅する電流偏差増幅器、１２
は電流偏差増幅器１１の出力信号に基き第１の変
換器１の点孤位相を制御するゲートパルス位相
器、１３は界磁電流Ifの大きさを指令する指令信
号Ifpを出力する界磁指令回路、１４はサイリス
タ回路１７の交流入力電流の大きさを検出する電
流検出器、１５は界磁指令信号Ifpと電流検出器
１４の出力信号を突き合わせ増幅する電流偏差増
幅器、１６はサイリスタ回路１７の点孤位相を制
御するゲートパルス位相器、１７は界磁巻線Ｆに
界磁電流Ifを供給するサイリスタ回路である。
を直流に変換する第１の変換器、２はその直流を
可変周波の交流に変換する第２の変換器、３は同
期電動機で、Ｆはその界磁巻線、４は同期電動機
３の回転軸の回転角位置に応じた位相の位置信号
を出力する位置検出器、５は位置検出器４の位置
信号を電動機電機子電流の大きさに応じて移相
し、第２の変換器２の制御進み角γを制御するγ
制御回路、６はγ制御回路５の出力信号により第
２の変換器２のゲート信号を出力するゲート出力
回路、７は速度発電機、８は速度指令回路、９は
速度指令回路８の速度指令信号と速度発電機７の
出力信号である速度帰環信号を突き合わせ増幅す
る速度偏差増幅器、１０は第１の変換器１の交流
入力電流を検出する電流検出器、１１は速度偏差
増幅器９の出力信号と電流検出器１０の電流帰環
信号を突き合わせ増幅する電流偏差増幅器、１２
は電流偏差増幅器１１の出力信号に基き第１の変
換器１の点孤位相を制御するゲートパルス位相
器、１３は界磁電流Ifの大きさを指令する指令信
号Ifpを出力する界磁指令回路、１４はサイリス
タ回路１７の交流入力電流の大きさを検出する電
流検出器、１５は界磁指令信号Ifpと電流検出器
１４の出力信号を突き合わせ増幅する電流偏差増
幅器、１６はサイリスタ回路１７の点孤位相を制
御するゲートパルス位相器、１７は界磁巻線Ｆに
界磁電流Ifを供給するサイリスタ回路である。
次にその動作を説明するに、部品番号７〜１２
は、速度偏差に応じて第１の変換器１の入力電
流、すなわちこれと比例関係にある電動機３の電
機子電流の大きさを制御する速度制御回路、部品
番号４〜６は電流検出器１０の出力信号、すなわ
ち電機子電流に応じて第２の変換器２の制御角γ
を制御する回路、部品番号１３〜１７は界磁電流
Ifが界磁指令信号Ifpに比例して流れるようにす
る界磁制御回路を構成する。これらの動作は既に
周知のいわゆるサイリスタモータ装置と同様であ
るから詳細説明を省略する。
は、速度偏差に応じて第１の変換器１の入力電
流、すなわちこれと比例関係にある電動機３の電
機子電流の大きさを制御する速度制御回路、部品
番号４〜６は電流検出器１０の出力信号、すなわ
ち電機子電流に応じて第２の変換器２の制御角γ
を制御する回路、部品番号１３〜１７は界磁電流
Ifが界磁指令信号Ifpに比例して流れるようにす
る界磁制御回路を構成する。これらの動作は既に
周知のいわゆるサイリスタモータ装置と同様であ
るから詳細説明を省略する。
第８図は第７図における電動機の電圧と電流の
関係を示すベクトル図である。同図ａは無負荷
時、同図ｂは界磁電流Ifを一定に保ち、力率が一
定となるように制御角γを制御した場合の負荷
時、また同図ｃは別途界磁電流Ifを電機子電流Ia
に比例するように制御し、γは一定にして運転し
た時のベクトル図である。
関係を示すベクトル図である。同図ａは無負荷
時、同図ｂは界磁電流Ifを一定に保ち、力率が一
定となるように制御角γを制御した場合の負荷
時、また同図ｃは別途界磁電流Ifを電機子電流Ia
に比例するように制御し、γは一定にして運転し
た時のベクトル図である。
第８図ｂから明らかなように、たとえ力率を所
定の値に保てたとしても端子電圧Ｖは電機子電流
Iaの増加（Ia1からIa2）に伴ない低下（V1から
V2）する。この電圧低下により、第２の変換器
２おける転流可能な最大電流値が低下する。その
結果、電動機３から十分な出力を得ることができ
ない。
定の値に保てたとしても端子電圧Ｖは電機子電流
Iaの増加（Ia1からIa2）に伴ない低下（V1から
V2）する。この電圧低下により、第２の変換器
２おける転流可能な最大電流値が低下する。その
結果、電動機３から十分な出力を得ることができ
ない。
また、同図ｃの場合は、電機子電流Iaの増加
（Ia1からIa2）に伴なつて端子電圧Ｖが上昇（V1
からV2）するので同図ｂのような不都合はない。
（Ia1からIa2）に伴なつて端子電圧Ｖが上昇（V1
からV2）するので同図ｂのような不都合はない。
しかし、過負荷時においては端子電圧Ｖが定格
時より高くなるため、第２の変換器２のサイリス
タに高耐圧のものが必要になる。また電動機自体
が磁気飽和を起すため、期待されるほど大きな出
力が得られなくなることがある。さらに、軽負荷
時では端子電圧Ｖが低下する結果、それに伴ない
第１の変換器１の力率（電源力率）が低下してし
まうという不都合を有する。
時より高くなるため、第２の変換器２のサイリス
タに高耐圧のものが必要になる。また電動機自体
が磁気飽和を起すため、期待されるほど大きな出
力が得られなくなることがある。さらに、軽負荷
時では端子電圧Ｖが低下する結果、それに伴ない
第１の変換器１の力率（電源力率）が低下してし
まうという不都合を有する。
なお、上記問題点の解決手段として、特公昭59
−1077号公報には、端子電圧と同期リアクタンス
降下分をベクトル的に加算して得られる無負荷誘
起電圧E0の大きさと、この無負荷誘起電圧E0と
電機子電流Iaの位相差を制御することにより、端
子電圧を電機子電流に対して無関係に一定に制御
する方式が詳細に述べられている。
−1077号公報には、端子電圧と同期リアクタンス
降下分をベクトル的に加算して得られる無負荷誘
起電圧E0の大きさと、この無負荷誘起電圧E0と
電機子電流Iaの位相差を制御することにより、端
子電圧を電機子電流に対して無関係に一定に制御
する方式が詳細に述べられている。
第９図はこの動作原理を示すベクトル図である
が、ここでは簡単にこの動作を説明する。端子電
圧VMを一定するために電機子電流Iaの大きさに
応じて、無負荷誘起電圧E0の大きさ及び該E0と
端子電圧の位相差θ（相差角）を制御するととも
に電機子電流Iaと端子電圧の位相差γが一定とな
るように、γ＋θの関係を保持しつつ第２の変換
器の位相（γ＋θ）を制御している。
が、ここでは簡単にこの動作を説明する。端子電
圧VMを一定するために電機子電流Iaの大きさに
応じて、無負荷誘起電圧E0の大きさ及び該E0と
端子電圧の位相差θ（相差角）を制御するととも
に電機子電流Iaと端子電圧の位相差γが一定とな
るように、γ＋θの関係を保持しつつ第２の変換
器の位相（γ＋θ）を制御している。
しかしながら、この方式では端子電圧が一定に
制御されるために、電機子電流の大きさに応じて
第２の変換器の転流重なり角ｕが変化し、第２の
変換器のアーム素子であるサイリスタへの逆電圧
の印加期間（γ−ｕ）が変化する。
制御されるために、電機子電流の大きさに応じて
第２の変換器の転流重なり角ｕが変化し、第２の
変換器のアーム素子であるサイリスタへの逆電圧
の印加期間（γ−ｕ）が変化する。
このとき、第２の変換器を多相化（例えば12
相）してトルク脈動を低減し、大容量サイリスタ
モータを駆動する場合には、30°毎に転流を行う
ために、他相の転流の影響により第１０図に示す
ようにアーム素子であるサイリスタの逆電圧期間
はγ＞30°であつても30°−ｕになり、第２の変換
器の安定な転流を行なわせるためにはこの転流重
なり角を電機子電流の増加に対して非常に大きく
ならないような端子電圧の設定が必要になる。
相）してトルク脈動を低減し、大容量サイリスタ
モータを駆動する場合には、30°毎に転流を行う
ために、他相の転流の影響により第１０図に示す
ようにアーム素子であるサイリスタの逆電圧期間
はγ＞30°であつても30°−ｕになり、第２の変換
器の安定な転流を行なわせるためにはこの転流重
なり角を電機子電流の増加に対して非常に大きく
ならないような端子電圧の設定が必要になる。
また、この電圧を精度よく制御するためには、
交流電動機３の磁気飽和特性を考慮しなければな
らず、特公昭59−1077号公報に示すものは精度の
点で問題がある。
交流電動機３の磁気飽和特性を考慮しなければな
らず、特公昭59−1077号公報に示すものは精度の
点で問題がある。
従来の交流電流機の制御装置は以上のように構
成されているので、負荷変動により端子電圧や力
率が大幅に変動し、第２の変換器の転流が不安定
になつたり、十分な出力が得られないなどの問題
点があつた。
成されているので、負荷変動により端子電圧や力
率が大幅に変動し、第２の変換器の転流が不安定
になつたり、十分な出力が得られないなどの問題
点があつた。
この発明は上記のような問題点を解消するため
になされたもので、負荷変動による端子電圧と力
率の変動を防止して、安定に転流を行なわせ十分
な出力を得ることのできる交流電動機の制御装置
を得ることを目的とする。
になされたもので、負荷変動による端子電圧と力
率の変動を防止して、安定に転流を行なわせ十分
な出力を得ることのできる交流電動機の制御装置
を得ることを目的とする。
この発明に係る交流電動機の制御装置は、電機
子電流に応じて端子電圧と無負荷誘起電圧の位相
差θ（相差角）と界磁電流を制御するとともに、
端子電圧の大きさを所定の転流余裕角を確保でき
るように制御するベクトル演算器を具備したもの
である。
子電流に応じて端子電圧と無負荷誘起電圧の位相
差θ（相差角）と界磁電流を制御するとともに、
端子電圧の大きさを所定の転流余裕角を確保でき
るように制御するベクトル演算器を具備したもの
である。
この発明における交流電動機の制御装置は、端
子電圧の軌跡を界磁電流の軸（ｄ軸）と並行する
ようにベクトル演算器により制御し、また、界磁
電流は端子電圧を生じるための磁化電流のｄ軸成
分と界磁電流の軸と直交する軸（ｑ軸）に生じる
電機子反作用起電力成分を補償するための界磁電
流成分との和により制御する。
子電圧の軌跡を界磁電流の軸（ｄ軸）と並行する
ようにベクトル演算器により制御し、また、界磁
電流は端子電圧を生じるための磁化電流のｄ軸成
分と界磁電流の軸と直交する軸（ｑ軸）に生じる
電機子反作用起電力成分を補償するための界磁電
流成分との和により制御する。
以下、この発明の一実施例を図について説明す
る。第１図において、１８は電動機３の端子電圧
に対する電機子電流の進み角φ（力率角）を指令
する力率角指令回路、１９は電動機３の無負荷時
の端子電圧を指令する無負荷端子電圧指令回路、
２０はベクトル演算器であつて、上記の力率角指
令回路１８及び無負荷端子電圧指令回路１９の指
令と電機子電流検出信号Iaが入力され、界磁電流
指令Ifp及び第２の変換器２の位相指令βを出力
する。２１は位相制御回路であつて、位置検出器
４及びこのベクトル演算器２０の指令にもとづ
き、第２の電力変換器２の導通位相角を制御す
る。
る。第１図において、１８は電動機３の端子電圧
に対する電機子電流の進み角φ（力率角）を指令
する力率角指令回路、１９は電動機３の無負荷時
の端子電圧を指令する無負荷端子電圧指令回路、
２０はベクトル演算器であつて、上記の力率角指
令回路１８及び無負荷端子電圧指令回路１９の指
令と電機子電流検出信号Iaが入力され、界磁電流
指令Ifp及び第２の変換器２の位相指令βを出力
する。２１は位相制御回路であつて、位置検出器
４及びこのベクトル演算器２０の指令にもとづ
き、第２の電力変換器２の導通位相角を制御す
る。
第２図はベクトル演算器２０の詳細構成図を示
す。第２図において、２０１はV0とIaとφによ
り信号θ（相差角）を出力するθ関数テーブル、
２０２はこのθ関数テーブル２０の出力とV0に
より端子電圧Ｖを演算するＶ演算回路、２０３は
このＶ演算回路２０２の出力信号から磁化電流iμ
を演算する電動機３の無負荷飽和曲線テーブル、
２０４はこの無負荷飽和曲線テーブル２０３の出
力信号及びθよりiμdを出力するiμd演算回路、２
０５はIaとφよりｑ軸電機子反作用電圧成分Eaq
を演算するEaq演算回路、２０６はこのEaq演算
回路２０５の出力信号より電機子反作用の補償界
磁電流成分ifaを演算するifa演算回路、２０７は
このifa演算回路２０６及び上記iμd演算回路２０
４の出力信号を加算する界磁電流指令発生回路と
しての加算器、２０８はＶ及びφにより転流重な
り角ｕを演算するｕ演算回路、２０９はｕ演算回
路２０８の出力信号ｕ／２とφを加算する加算器、 ２１０はこの加算器２０９の出力信号γとθを加
算する加算器であり、この加算器２０９，２１０
で位相指令発生回路をなす。
す。第２図において、２０１はV0とIaとφによ
り信号θ（相差角）を出力するθ関数テーブル、
２０２はこのθ関数テーブル２０の出力とV0に
より端子電圧Ｖを演算するＶ演算回路、２０３は
このＶ演算回路２０２の出力信号から磁化電流iμ
を演算する電動機３の無負荷飽和曲線テーブル、
２０４はこの無負荷飽和曲線テーブル２０３の出
力信号及びθよりiμdを出力するiμd演算回路、２
０５はIaとφよりｑ軸電機子反作用電圧成分Eaq
を演算するEaq演算回路、２０６はこのEaq演算
回路２０５の出力信号より電機子反作用の補償界
磁電流成分ifaを演算するifa演算回路、２０７は
このifa演算回路２０６及び上記iμd演算回路２０
４の出力信号を加算する界磁電流指令発生回路と
しての加算器、２０８はＶ及びφにより転流重な
り角ｕを演算するｕ演算回路、２０９はｕ演算回
路２０８の出力信号ｕ／２とφを加算する加算器、 ２１０はこの加算器２０９の出力信号γとθを加
算する加算器であり、この加算器２０９，２１０
で位相指令発生回路をなす。
次に、上記実施例の動作原理を第３図に示すベ
クトル図を参照して説明する。基準軸として、界
磁電流の方向をｄ軸とし、これと直交する軸方向
をｑ軸とすれば、ｑ軸方向に電動機３の無負荷誘
起電圧が発生する。
クトル図を参照して説明する。基準軸として、界
磁電流の方向をｄ軸とし、これと直交する軸方向
をｑ軸とすれば、ｑ軸方向に電動機３の無負荷誘
起電圧が発生する。
この発明における制御手段の基本をなすもの
は、ｑ軸上の無負荷端子電圧V0に対して、電機
子電流Iaに応じて端子電圧Ｖのベクトル軌跡が、
ｄ軸方向と並行に推移するように制御することで
ある。端子電圧Ｖとｑ軸の位相差（相差角）を
θ、電機子電流Iaと端子電圧Ｖの位相差（力率
角）をφとすれば、端子電圧Ｖは無負荷端子電圧
V0とｄ軸方向に生じる電機子反作用電圧成分Ead
＝XaqIacos（φ＋θ）のベクトル和として求めら
れ、次式の関係が成立する。
は、ｑ軸上の無負荷端子電圧V0に対して、電機
子電流Iaに応じて端子電圧Ｖのベクトル軌跡が、
ｄ軸方向と並行に推移するように制御することで
ある。端子電圧Ｖとｑ軸の位相差（相差角）を
θ、電機子電流Iaと端子電圧Ｖの位相差（力率
角）をφとすれば、端子電圧Ｖは無負荷端子電圧
V0とｄ軸方向に生じる電機子反作用電圧成分Ead
＝XaqIacos（φ＋θ）のベクトル和として求めら
れ、次式の関係が成立する。
V0tanθ＝XaqIacos（φ＋θ） …(1)
(1)式を変形して(2)式を得る。
XaqIa／V0＝tanθ／cos（φ＋θ） …(2)
ここで(2)式の左辺は、無負荷端子電圧V0に対
するｄ軸電機子反作用電圧成分の無負荷端子電圧
との比〔パーユニツト（Perunit）値〕を示して
いる。θ関数テーブル２０１は力率角φをパラメ
ータにして、 tanθ／cos（φ＋θ）から相差角θを求めるテーブルで
あ り、(2)式の左辺のperunit値を入力することによ
り、所定のφに対するθを求めることができる。
するｄ軸電機子反作用電圧成分の無負荷端子電圧
との比〔パーユニツト（Perunit）値〕を示して
いる。θ関数テーブル２０１は力率角φをパラメ
ータにして、 tanθ／cos（φ＋θ）から相差角θを求めるテーブルで
あ り、(2)式の左辺のperunit値を入力することによ
り、所定のφに対するθを求めることができる。
第４図はこのθ関数テーブルの一例をグラフに
して示したものである。
して示したものである。
つまり、端子電圧Ｖの軌跡がｄ軸と並行するよ
うに制御されている場合、ｑ軸電機子反作用によ
るｄ軸電機子反作用電圧成分の無負荷端子電圧
V0との比と相差角θ、力率角φの関係は前記(2)
式のようになる。
うに制御されている場合、ｑ軸電機子反作用によ
るｄ軸電機子反作用電圧成分の無負荷端子電圧
V0との比と相差角θ、力率角φの関係は前記(2)
式のようになる。
ここで、第４図は横軸に相差角θ、縦軸に(2)式
右辺の値をとり、力率角φをパラメータとして相
差角θを0°〜50°まで変化した時の縦軸の値を計
算し、ROMの中にテーブル値として記憶してお
く。
右辺の値をとり、力率角φをパラメータとして相
差角θを0°〜50°まで変化した時の縦軸の値を計
算し、ROMの中にテーブル値として記憶してお
く。
そして、制御時は(2)式左辺が演算により算出さ
れ、力率角φは設定値であるため、例えばXaq−
Ia／V0＝3.0で力率角θ＝40°一定に制御する場
合、テーブルを第４図点線矢印の順に参照するこ
とにより必要なθは36°であることが導出される。
尚、パラメータθに関しては例えばθ＝30°〜40°
まで平面的にテーブル化されている。
れ、力率角φは設定値であるため、例えばXaq−
Ia／V0＝3.0で力率角θ＝40°一定に制御する場
合、テーブルを第４図点線矢印の順に参照するこ
とにより必要なθは36°であることが導出される。
尚、パラメータθに関しては例えばθ＝30°〜40°
まで平面的にテーブル化されている。
端子電圧Ｖはθの関数として次式より求められ
る。
る。
Ｖ＝V0／COSθ …(3)
Ｖ演算回路２０２は(3)式に従い端子電圧Ｖを演
算する。次に、この端子電圧Ｖに対して直交する
方向に生じる磁化電流iμを無負荷飽和曲線テーブ
ル２０３により求める。この無負荷飽和曲線テー
ブルはその一例を曲線１として第５図にグラフに
して示すように電動機３の磁気飽和を考慮した所
定の速度における誘起電圧と界磁電流の関係を示
すものであり、またこの磁化電流Iμは電動機３の
合成起磁力に相当する。
算する。次に、この端子電圧Ｖに対して直交する
方向に生じる磁化電流iμを無負荷飽和曲線テーブ
ル２０３により求める。この無負荷飽和曲線テー
ブルはその一例を曲線１として第５図にグラフに
して示すように電動機３の磁気飽和を考慮した所
定の速度における誘起電圧と界磁電流の関係を示
すものであり、またこの磁化電流Iμは電動機３の
合成起磁力に相当する。
この磁化電流iμのｄ軸成分iμdは次式の関係式
に従い演算され、iμd演算回路２０４は(4)式の演
算を実行する。
に従い演算され、iμd演算回路２０４は(4)式の演
算を実行する。
iμd＝iμcosθ …(4)
一方、ｑ軸方向の電機子反作用電圧成分Eaqは
次式の関係式で与えられ、Eaq演算回路２０５に
おいて演算される。
次式の関係式で与えられ、Eaq演算回路２０５に
おいて演算される。
Eaq＝XadIasin（φ＋θ） …(5)
このｑ軸電機子反作用電圧成分Eaqはｄ軸方向
の界磁電流成分ifaによつて補償するように制御
される。この場合のEaqからifaの変換はifa演算
回路２０６によつて実行され、次式に示すよう
に、第５図に示す無負荷飽和曲線の接線特性Kfa
を係数にして変換される。
の界磁電流成分ifaによつて補償するように制御
される。この場合のEaqからifaの変換はifa演算
回路２０６によつて実行され、次式に示すよう
に、第５図に示す無負荷飽和曲線の接線特性Kfa
を係数にして変換される。
ifa＝Kfa・Eaq …(6)
上記(4)式及び(6)式に従つて得られたｄ軸の界磁
電流成分iμd，ifaを加算器２０７により加算し
て、次式のように界磁電流指令Ifpを得ている。
電流成分iμd，ifaを加算器２０７により加算し
て、次式のように界磁電流指令Ifpを得ている。
Ifp＝iμd＋ifa …(7)
第２の変換器２の点孤位相指令βは、ｑ軸方向
に対して次式の関係式によつて相差角θと力率角
φ及び転流重なり角ｕの和で与えられる。
に対して次式の関係式によつて相差角θと力率角
φ及び転流重なり角ｕの和で与えられる。
β＝θ＋φ＋ｕ／２ …(8)
このとき、端子電圧Ｖに対する第２の変換器２
の点孤位相角γは次のようになる。
の点孤位相角γは次のようになる。
γ＝φ＋ｕ／２ …(9)
ここで転流重なり角ｕは次式に示される。
なお、(10)式は
cos（γ−ｕ）−cosγ＝√2XcId／Ｖ
及び(9)式よりγを消去することにより得られる。
また、(10)式は第２の変換器２の直流電流Idの関数
になつているため、このIdを電機子電流の基本波
実効値Iaに変換する必要がある。電機子電流は転
流重なり角ｕを考慮すれば、第６図に示すように
台形波状になり、このときの電機子電流の基本波
実効値Iaは次のようにｕの関数になる。
また、(10)式は第２の変換器２の直流電流Idの関数
になつているため、このIdを電機子電流の基本波
実効値Iaに変換する必要がある。電機子電流は転
流重なり角ｕを考慮すれば、第６図に示すように
台形波状になり、このときの電機子電流の基本波
実効値Iaは次のようにｕの関数になる。
Ia＝√６／π sinｕ／２／ｕ／２Id …(11)
しかしながら、12相以上の大容量サイリスタモ
ータでは、転流重なり角ｕは一般にｕ20°〜25°
に制限しないとサイリスタのターンオフのための
逆電圧期間を確保できなくなる。この場合、(11)式
のsinｕ／２／ｕ／２は１〜0.992になり、実用上Ia≒ √６／πIdとしても差し支えない。従つて、(10)式を 変形すれば、 となり、この(12)式に従つてｕ演算回路２０８は演
算を実行する。
ータでは、転流重なり角ｕは一般にｕ20°〜25°
に制限しないとサイリスタのターンオフのための
逆電圧期間を確保できなくなる。この場合、(11)式
のsinｕ／２／ｕ／２は１〜0.992になり、実用上Ia≒ √６／πIdとしても差し支えない。従つて、(10)式を 変形すれば、 となり、この(12)式に従つてｕ演算回路２０８は演
算を実行する。
以上のように本発明のものは(1)〜(3)式のベクト
ル関係式に従い制御されるため、サイリスタの転
流余裕角（逆電圧印加期間）30°−ｕを確保する
ためには、上記力率角φ及び無負荷端子電圧V0
を適当な値に選定すればよい。
ル関係式に従い制御されるため、サイリスタの転
流余裕角（逆電圧印加期間）30°−ｕを確保する
ためには、上記力率角φ及び無負荷端子電圧V0
を適当な値に選定すればよい。
位相制御回路２１はｑ軸方向と同一位相に設定
された位置検出器４の出力信号に対して位相指令
β分だけ進めるような位相動作を行えばよく、こ
の位相制御方式は種々のものが実用化されてお
り、公知の技術であるためここでは説明を省略す
る。
された位置検出器４の出力信号に対して位相指令
β分だけ進めるような位相動作を行えばよく、こ
の位相制御方式は種々のものが実用化されてお
り、公知の技術であるためここでは説明を省略す
る。
なお、上記実施例で、定数Xad，Xaq，Xcは
各々ｄ軸電機子反作用リアクタンス、ｑ軸電機子
反作リアクタンス、転流リアクタンスを意味する
ものであり、これらの定数は電動機３の周波数に
比例して変化するため、説明の都合上、省略した
が、速度発電機７の出力信号に応じて変化させる
ようにしたものであつてもよい。また、同様に、
無負荷飽和曲線テーブル２０３により、磁化電流
iμを演算する場合、その入力信号である端子電圧
信号Ｖを電動機３の速度に反比例した信号に変換
して与えるようにしたものであつてもよい。
各々ｄ軸電機子反作用リアクタンス、ｑ軸電機子
反作リアクタンス、転流リアクタンスを意味する
ものであり、これらの定数は電動機３の周波数に
比例して変化するため、説明の都合上、省略した
が、速度発電機７の出力信号に応じて変化させる
ようにしたものであつてもよい。また、同様に、
無負荷飽和曲線テーブル２０３により、磁化電流
iμを演算する場合、その入力信号である端子電圧
信号Ｖを電動機３の速度に反比例した信号に変換
して与えるようにしたものであつてもよい。
また、上記実施例ではベクトル演算器２０の入
力信号として電機子電流Iaの検出信号を用いたも
のを示したが、速度偏差増幅器９の出力信号を用
いたものであつてもよく、この場合には電機子電
流Iaの検出信号と速度偏差増幅器９の出力信号で
ある電機子電流の基準信号との偏差が小さくなる
ように電流偏差増幅器の応答特性を高めれば、上
記実施例と同様の効果を奏する。
力信号として電機子電流Iaの検出信号を用いたも
のを示したが、速度偏差増幅器９の出力信号を用
いたものであつてもよく、この場合には電機子電
流Iaの検出信号と速度偏差増幅器９の出力信号で
ある電機子電流の基準信号との偏差が小さくなる
ように電流偏差増幅器の応答特性を高めれば、上
記実施例と同様の効果を奏する。
また、上記実施例においてベクトル演算器２０
の演算はマイクロコンピユータ等でデイジタル処
理されるものであつてよく、この場合にはアナロ
グのものに比べて演算精度が向上する。また、上
記実施例では第１図において第２の変換器２とし
て６相整流回路のものを示したが、この第２の変
換器を複数台並列あるいは直列構成にして、12相
以上の整流回路に構成したものであつても、上記
実施例と同様の効果を奏する。
の演算はマイクロコンピユータ等でデイジタル処
理されるものであつてよく、この場合にはアナロ
グのものに比べて演算精度が向上する。また、上
記実施例では第１図において第２の変換器２とし
て６相整流回路のものを示したが、この第２の変
換器を複数台並列あるいは直列構成にして、12相
以上の整流回路に構成したものであつても、上記
実施例と同様の効果を奏する。
以上のように、この発明によれば、端子電圧の
ベクトル軌跡が無負荷端子電圧に対してｄ軸受方
向を並行に変化するような相差各θのデーブルを
用い電機子電流の基本成分に応じてベクトル演算
を行い、また、磁化電流の演算に無負荷飽和曲線
を用いるようにしたので、装置の精度を向上で
き、また安定な転流動作を行えるものが得られる
効果がある。
ベクトル軌跡が無負荷端子電圧に対してｄ軸受方
向を並行に変化するような相差各θのデーブルを
用い電機子電流の基本成分に応じてベクトル演算
を行い、また、磁化電流の演算に無負荷飽和曲線
を用いるようにしたので、装置の精度を向上で
き、また安定な転流動作を行えるものが得られる
効果がある。
第１図はこの発明の一実施例による交流電動機
の制御装置を示す構成図、第２図は第１図におけ
るベクトル演算器の詳細構成図、第３図はこの発
明の動作原理を説明するためのベクトル図、第４
図はθ演算回路の特性図、第５図は無負荷飽和曲
線を示す特性図、第６図は電機子電流の波形図、
第７図は従来装置の構成図、第８図は電動機の電
圧と電流の関係を示すベクトル図、第９図は第７
図に示した装置の動作を説明するためのベクトル
図、第１０図はサイリスタの電圧波形図である。 １は第１の電力変換器、２は第２の電力変換
器、３は交流電動機（同期電動機）、４は位置検
出器、１８は力率角指令回路、１９は無負荷端子
電圧指令回路、２０はベクトル演算器、２０１は
相差角演算テーブル、２０２は端子電圧演算器、
２０３は無負荷飽和曲線テーブル、２０４はｄ軸
成分磁化電流演算器、２０５はｑ軸電機子反作用
電圧演算器、２０６は界磁電流演算器、２０７は
界磁電流指令発生回路（加算器）、２０８は転流
重なり角演算器、２０９は位相指令発生回路（加
算器）。なお、図中、同一符号は同一、又は相当
部分を示す。
の制御装置を示す構成図、第２図は第１図におけ
るベクトル演算器の詳細構成図、第３図はこの発
明の動作原理を説明するためのベクトル図、第４
図はθ演算回路の特性図、第５図は無負荷飽和曲
線を示す特性図、第６図は電機子電流の波形図、
第７図は従来装置の構成図、第８図は電動機の電
圧と電流の関係を示すベクトル図、第９図は第７
図に示した装置の動作を説明するためのベクトル
図、第１０図はサイリスタの電圧波形図である。 １は第１の電力変換器、２は第２の電力変換
器、３は交流電動機（同期電動機）、４は位置検
出器、１８は力率角指令回路、１９は無負荷端子
電圧指令回路、２０はベクトル演算器、２０１は
相差角演算テーブル、２０２は端子電圧演算器、
２０３は無負荷飽和曲線テーブル、２０４はｄ軸
成分磁化電流演算器、２０５はｑ軸電機子反作用
電圧演算器、２０６は界磁電流演算器、２０７は
界磁電流指令発生回路（加算器）、２０８は転流
重なり角演算器、２０９は位相指令発生回路（加
算器）。なお、図中、同一符号は同一、又は相当
部分を示す。
Claims (1)
- １ 交流を直流に変換し該直流を交流に変換する
第１，第２の電力変換器と、前記第２の電力変換
器の出力により駆動される交流電動機と、前記交
流電動機の回転位置に応じた位置信号を出力する
位置検出器と、前記交流電動機の無負荷端子電圧
の大きさを設定する無負荷端子電圧指令回路と、
前記交流電動機の力率角を指令する力率角指令回
路と、無負荷端子電圧指令信号及び力率角指令信
号にもとづき前記交流電動機の電機子電流の大き
さに応じて該交流電動機の界磁電流指令と前記第
２の電力変換器の点孤位相指令を出力するベクト
ル演算器と、前記位置信号と前記点孤位相指令と
を入力し、該位置信号を該点孤位相指令だけ進め
てゲート出力回路に供給する位相制御回路とを備
え、前記ベクトル演算器は、前記電機子電流の大
きさに応じて前記交流電動機の端子電圧のベクト
ル軌跡が前記無負荷端子電圧に対して垂直方向に
推移するようなベクトル演算を行うためにｄ軸電
機子反作用電圧の無負荷端子電圧との比を入力し
て相差角を求める相差角演算テーブルと、前記相
差角と前記無負荷端子電圧信号により端子電圧を
求める端子電圧演算器と、前記端子電圧信号から
磁化電流を求める前記交流電動機の無負荷飽和曲
線テーブルと、前記相差角により前記磁化電流の
ｄ軸成分を求めるｄ軸成分磁化電流演算器と、前
記相差角、力率角及び電機子電流によりｑ軸電機
子反作用電圧を求めるｑ軸電機子反作用電圧演算
器と、前記ｑ軸電機子反作用電圧成分を補償して
打消す界磁電流成分を求める電機子反作用補償の
界磁電流演算器と、電機子反作用補償界磁電流信
号とｄ軸成分磁化電流を加算して前記界磁電流指
令を発生する界磁電流指令発生回路と、前記端子
電圧信号と電機子電流信号と力率角により転流重
なり角を求める転流重なり角演算器と、転流重な
り角信号と力率角と相差角を加算して前記電力変
換器の位相指令を発生する位相指令発生回路を有
したことを特徴とする交流電動機の制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61080005A JPS62239886A (ja) | 1986-04-09 | 1986-04-09 | 交流電動機の制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61080005A JPS62239886A (ja) | 1986-04-09 | 1986-04-09 | 交流電動機の制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62239886A JPS62239886A (ja) | 1987-10-20 |
| JPH0510034B2 true JPH0510034B2 (ja) | 1993-02-08 |
Family
ID=13706213
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61080005A Granted JPS62239886A (ja) | 1986-04-09 | 1986-04-09 | 交流電動機の制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS62239886A (ja) |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5783186A (en) * | 1980-11-12 | 1982-05-24 | Toshiba Corp | Controller for commutatorless motor |
| JPS5923193A (ja) * | 1982-07-08 | 1984-02-06 | ビジユア・ル−ブリケイテイング・コ−ポレ−シヨン | インジエクタ |
-
1986
- 1986-04-09 JP JP61080005A patent/JPS62239886A/ja active Granted
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5783186A (en) * | 1980-11-12 | 1982-05-24 | Toshiba Corp | Controller for commutatorless motor |
| JPS5923193A (ja) * | 1982-07-08 | 1984-02-06 | ビジユア・ル−ブリケイテイング・コ−ポレ−シヨン | インジエクタ |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS62239886A (ja) | 1987-10-20 |
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