JPS63133885A - 交流電動機の制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明はサイリスタ電力変換器により＊動される交流
電動機の制御装置に関する。

〔従来の技術〕

第１１図は特公昭５９−１０７７号公報に記載された従
来の交流電動機の制御装置を示す構成図であり、第１１
図において、１は商用交流電源からの交流を直流に変換
する第１の変換器５２はその直流を可変周波の交流に変
換する第２の変換器、３は同期電動機、Ｆはその同期電
動機３の界磁巻線、４は同期電動機３の回転軸の回転角
位置に応じた位相の位置信号を出力する位置検出器、５
は位置検出器４の位置信号を電動機電機子電流の大きさ
に応じて移相し、第２の変換器２の転流進み角γを制御
するγ制御回路、６はγ制御回路５の出力信号により第
２の変換器２のゲート信号を出力するゲート出力回路、
７は速度発電機、８は速度指令回路、９は速度指令回路
８の速度指令信号と速度発電機７の出力信号である速度
帰還信号を突き合わせ増幅する速度偏差増幅器、１０は
第１の変換器１の交流入力電流を検出する電流検出器、
１１は速度偏差増幅器９の出力信号と電流検出器１０の
電流帰還信号を突き合わせ増幅する電流偏差増幅器、１
２は電流偏差増幅器１１の出力信号に基き第１の変換器
１の点弧位相を制御するゲートパルス位相器、１３は界
磁電流Ｉｆの大きさを指令する界磁電流指令Ｉｆρを出
力する界磁指令回路、１４は界磁巻線Ｆに界磁電流Ｉｆ
を供給するサイリスタ回路１７の交流入力電流の大きさ
を検出する電流検出器、１５は界磁電流指令Ｉｆｐと電
流検出器１４の出力信号を突き合わせ増幅する電流偏差
増幅器、１６はサイリスタ回路１７の点弧位相を制御す
るゲートパルス位相器である。

上記信号７〜１２を付した構成要素は、速度偏差に応じ
て第１の変換器１の入力電流、すなわちこれと比例関係
にある電動機３の電機子電流の大きさを制御する速度制
御回路を、信号４〜６を付した構成要素は電流検出器１
０の出力信号、すなわち電機子電流に応じて第２の変換
器２の転流進み角γを制御する転流進み角制御回路を、
信号１３〜１７を付した構成要素は界磁電流Ｉｆが界磁
電流指令Ｉｆｐに比例して流れるようにする界磁制御回
路を、それぞれ構成する。

これら各回路の動作は既に周知のいわゆるサイリスタモ
ータ装置と同様であるから詳細説明を省略する。

第１２図は第１１図における電動機３の電圧と電流の関
係を示すベクトル図である。第１２図において、（ａ）
は無負荷時、（ｂ）は界磁電流Ｉｆを一定に保ち、力率
が一定となるように転流進み角γを制御した場合の負荷
時、（ｃ）は別途界磁電流Ｉｆを電機子電流Ｉａに比例
するように制御し、転流進み角γを一定にして運転した
時のベクトル図である。

第１２図（ｂ）から明らかなように、たとえ力率を所定
の値に保てたとしても、端子電圧Ｖは電様子電流Ｉａの
増加（ＩａｌからＩａ２）に伴ない低下（Ｖ　ＸからＶ
２）する。この電圧低下により、第２の変換器２におけ
る転流可能な最大電流値が低下する。その結果、電動機
３から十分な出力を得ることができない。

第１２図（Ｑ）の場合は、電機子電流Ｉａの増加（Ｉ　
ａｌからＩａ、）に伴なって端子電圧Ｖが上昇（ｖｌか
らＶ２）するので、同図（ｂ）のような不都合はない。

しかし、過負荷時においては端子電圧Ｖが定格時より高
くなるため、第２の変換器２のサイリスタに高耐圧のも
のが必要になる。また、電動機自体が磁気飽和を起すた
め、期待されるほど大きな出力が得られなくなることが
ある。さらに、軽負荷時では端子電圧Ｖが低下する結果
、それに伴ない第１の変換器１の力率（電源力率）が低
下してしまうという不都合を有する。

なお、上記問題点の解決手段として、特公昭５９−１０
７７号公報には、端子電圧と同期リアクタンス降下分を
ベクトル的に加算して得られる無負荷誘起電圧Ｅ０の大
きさと、この無負荷誘起電圧Ｅ、と電機子電流Ｉａの位
相差を制御することにより、端子電圧を電機子電流に対
して無関係に一定に制御する方式が詳細に述べられてい
る。

第１３図はこの動作原理を示すベクトル図であるが、こ
こでは簡単にこの動作を説明する。端子電圧Ｖを一定に
するために電機子電流Ｉａの大きさに応じて、無負荷誘
起電圧Ｅ。の大きさ及び該Ｅｎと端子電圧の位相差θ（
相差角）を制御するとともに電機子電流Ｉａと端子電圧
の位相差φが一定となるように、φ十〇　の関係を保持
しつつ第２の変換器の位相（φ十〇）を制御している。

しかしながら、この方式では端子電圧が一定に制御され
るたあに、電機子電流の大きさに応じて第２の変換器の
転流重なり角Ｕが変化し、第２の変換器のアーム素子で
あるサイリスタへの逆電圧の印加期間（φ−Ｕ）が変化
する。

このとき、第２の変換器を多相化（例えば１２相）して
トルク脈動を低減し、大容量サイリスタモータを駆動す
る場合には、３０°毎に転流を行うだめに、他相の転流
の影響により第１４図に示すようにアーム素子であるサ
イリスタの逆電圧期間はφ〉３０°であっても３０°−
ｕになり、第２の変換器の安定な転流を行なわせるため
にはこの転流重なり角を電機子電流の増加に対して非常
に大きくならないような端子電圧の設定が必要になる。

また、この電圧を精度よく制御するためには、交流電動
機３の磁気飽和特性を考慮しなければならず、前記公報
に示す従来装置は精度の点で問題がある。

〔発明が解決しようとする問題点〕

従来の交流電流機の制御装置は以上のように構成されて
いるので、負荷変動により端子電圧や力率が大幅に変動
し、第２の変換器の転流が不安定になったり、十分な出
力が得られない。また、電動機端子電圧の検出に際して
電力変換器を構成するインバータの転流の影響を受け、
精度良く検出できないなどの問題点があった。

この発明は上記のような問題点を解消するためになされ
たもので、負荷変動による端子電圧と力率の変動を防止
して、安定に転流を行なわせ十分な出力を得ることがで
き、また、精度良く端子電圧を検出できる交流電動機の
制御装置を得ることを目的とする。

〔問題点を解決するための手段〕

この発明の係る交流電動機の制御装置は、無負荷端子電
圧指令回路の指令信号及び力率角指令回路の指令信号に
もとづき電機子電流の大きさに応じて端子電圧と無負荷
誘起電圧の位相差θ（相差角）と界磁電流を制御すると
ともに、端子電圧の大きさを所定の転流余裕角を確保で
きるように制御するベクトル演算器と、第２の変換器の
直流電圧制御回路と、電動機の端子電圧制御回路と、電
動機の端子電圧を電力変換器を構成するインバータの転
流開始点で読込むデータ読込器を具備したものである。

〔作用〕

この発明における交流電動機の制御装置は、端子電圧の
軌跡を界磁電流の軸（ｄ軸）と並行するようにベクトル
演算器により制御し、上記界磁電流は端子電圧を生じる
ための磁化電流のｄ軸成分と界磁電流の軸と直交する軸
（ｑ軸）に生じる電機子反作用起電力成分を補償するた
めの界磁電流成分との和により制御し、また、直流電圧
制御回路により第２の変換器の点弧位相を補正制御し。

また、電動機の端子電圧を電力変換器を構成するインバ
ータの転流開始点で読込み、転流（転流重なり角）によ
る電圧落ち込みの影響を受けることなく端子電圧を検出
して端子電圧制御回路で界磁電流の補正制御をすること
により、転流動作が安定する。

〔実施例〕

以下、この発明の一実施例を図について説明する。第１
図において、１８は電動機３の端子電圧に対する電機子
電流の位相角（力率角）φを指令する力率角指令回路、
１９は電動機３の無負荷時の端子電圧を指令する無負荷
端子電圧指令回路、２０はベクトル演算器であって、上
記の力率角指令回路１８及び無負荷端子電圧指令回路１
９の指令と電機子電流Ｉａが入力され、界磁電流指令Ｉ
ｆρ及び第２の変換器２の位相指令βを出力する。３４
は位相制御回路であって、位置検出器４及びこのベクト
ル演算器２０の指令にもとづき、第２の電力変換器２の
導通位相角を制御する。また、インバータ転流開始点に
より割込信号ＩＮＴ（ゲートシグナル）を発生する機能
を有する。

２１は直流電圧指令回路であって、電機子電流信号Ｉａ
と、電動機３の端子電圧信号Ｖｆｂと、ベクｉ・ル演算
器２０の転流進み角γが入力され、直流電圧指令Ｅ　ｒ
ｅｆを出力する。

２２は直流電圧偏差増幅器であって、第２の変換器２の
直流電圧検出器３１の出力信号である直流電圧信号Ｅｆ
ｂと前記直流電圧指令Ｅ　ｒｅｆとの偏差を増幅する。

２３は第１のスイッチであって、速度及び電機子電流の
レベルを判別する第１のレベル判別器２４によって開閉
が制御され、前記直流電圧偏差増幅器２２の出力信号を
入切する。

２５は第１の加算器であって、前記第１のスイッチ２３
の出力信号とベクトル演算器２ｏの出方信号を加算し、
その出力を位相制御回路３４に位相指令βとして与える
。

２６は端子電圧指令回路であって、ベクトル演算器２０
の端子電圧Ｖと電機子電流信号Ｉａが入力され、端子電
圧指令Ｖｒｅｆを出力する。

２７は端子電圧偏差増幅器であって、端子電圧検出器３
３の出力信号である端子電圧信号Ｖｆｂと前記端子電圧
指令回路２６の端子電圧指令Ｖｒｅｆとの偏差を増幅す
る。

２８は第２のスイッチであって、速度のレベルを判別す
る第２のレベル判別器２９によって開閉が制御され、前
記端子電圧偏差増幅器２７の出力信号を入切する。

３０は第２の加算器であって、前記第２のスイッチ２８
の出力信号とベクトル演算器２０の出力信号ＩｆＰを加
算し、その出力を電流偏差増幅１５に界磁電流指令とし
て与える。

３２は電動機３の端子電圧を検出する変成器（以下、Ｐ
Ｔと略称する）、３３はそのＰＴの出力信号を直流とし
て検出するダイオード整流器。

３５はダイオード整流器３３の検出信号Ｖｆｂ’　をフ
ィルタするフィルタリングである。３６はインバータ位
相器３４が発生する割込信号ＩＮＴにより、フィルタ３
５の出力Ｖｆｂ’を読込むデータ読込器である。

第２図はベクトル演算器２０の詳細構成図を示す。第２
図において、２０１は無負荷端子電圧ｖ０と電機子反作
用ａと力率角φにより相差角θを出力するθ関数テーブ
ル、２０２はこのθ関数テーブル２０１の出力とｖｏに
より端子電圧Ｖを演算する端子電圧演算回路、２０３は
この端子電圧演算回路２０２の出力信号から磁化電流ｉ
μを演算する電動機３の無負荷飽和曲線テーブル、２０
４はこの無負荷飽和曲線テーブル２０３の出力信号及び
相差角Ｏより、磁化電流のｄ軸成分ｉμｄを出力するｉ
μｄ演算回路、２０５は電機子電流Ｉａと力率角φより
ｑ軸電機子反作用電圧成分Ｅａｑを演算するＥａｑ演算
回路、２０６はこのＥａｑ演算回路２０５の出力信号よ
り電機子反作用の補償界磁電流成分ｉｆａを演算するｉ
ｆａ演算回路、２０７はこのｉｆａ演算回路２０６及び
上記ｉμｄ演算回路２０４の出力信号を加算する界磁電
流指令発生回路としての加算器、２０８は端子電圧Ｖ及
び力率角φにより転流重なり角Ｕ（以下、Ｕと略称する
）を演算するＵ演算回路、２ｏ９はＵ演算回路２０８の
出力信号−と力率角φを加算する加算器、２１０はこの
加算器２０９の転流進み角γと相差角θを加算する加算
器であり、この加算器２０９，２１０で位相指令発生回
路をなす。

次に、上記実施例の動作を第３図に示すベクトル図を参
照して説明する。基準軸として、界磁電流の方向をｄ軸
とし、これと直交する軸方向をｑ軸とすれば、ｑ軸方向
に電動機３の無負荷誘起電圧が発生する。

この発明における制御手段の基本をなすものは、ｑ軸上
の無負荷端子電圧Ｖ。に対して、電機子電流Ｉａに応じ
て端子電圧Ｖのベクトル軌跡が、ｄ軸方向と並行に推移
するように制御することである。

端子電圧Ｖとｑ軸との位相差（相差角）を０、電機子電
流Ｉａと端子電圧Ｖの位相差（力率角）をφとすれば、
端子電圧Ｖは無負荷端子電圧Ｖ。

とｄ軸方向に生じる電機子反作用電圧成分Ｅａｄ＝Ｘａ
ｑＩａｃｏｓ　（φ＋θ）のベクトル和として求められ
１次式の関係が成立する。

Ｖ、ｔａｎ　Ｏ＝　Ｘａｑ　Ｉ　ａｃｏｓ　（φ＋０）
−・−・−−−−−（１）（１）式を変形して（２）式
を得る。

ここで（２）式の左辺は、無負荷端子電圧■。

に対するｄ軸電機子反作用電圧成分のパーユニット（ｐ
ｅｒｕｎｉｔ）値を示している。０関数テーブルにより
、所定の力率角φに対する相差角θを求めることができ
る。

第４図はこのθ関数テーブル２０１の一例をグラフにし
て示したものである。

端子電圧Ｖは相差角θの関数として次式より求められる
。

ＣＯＳθ ■演算回路２０２は（３）式に従い端子電圧Ｖを演算す
る。

次に、この端子電圧Ｖに対して直交する方向に生じる磁
化電流ｉμを無負荷飽和曲線テーブル２０３により求め
る。この無負荷飽和曲線テーブル２０３はその一例を曲
線１として第５図にグラフにして示すように、電動機３
の磁気飽和を考慮した所定の速度における誘起電圧と界
磁電流の関係を示すものであり、また、この磁化電流ｉ
μは電動機３の合成起磁力に相当する。

この磁化電流ｉμのｄ軸成分ｉμｄは次式の関係式に従
い演算され、ｉμｄ演算回路２０４は（４）式の演算を
実行する。

ｉμｄ＝ｉμｃｏｓθ　　　　　・・・・・・・・・・
・・・・・　（４）一方、ｑ軸方向の電機子反作用電圧
成分Ｅａｑは次式の関係式で与えられ、Ｅａｑ演算回路
２０５において演算される。

Ｅ　ａｑ　＝　Ｘ　ａｄ　Ｉ　ａｓｉｎ　（φ十θ）・
−・・−−−−＝−（５）このｑ軸方向の電機子反作用
電圧成分Ｅａｑはｄ軸方向の界磁電流成分ｉｆａによっ
て補償するように制御される。この場合の電機子反作用
電圧成分Ｅａｑから界磁電流成分ｉｆａの変換はｉｆａ
演算回路２０６によって実行され１次式に示すように、
第５図に示す無負荷飽和曲線の接線特性Ｋｆａを係数に
して変換される。

１ｆａ＝　Ｋｆａ−Ｅａｑ　　　　　・・・・・・・・
・・・・・・・　（６）上記（４）式及び（６）式に従
って得られたｄ軸の界磁電流成分ｊμＬｉｆａを加算器
２０７により加算して、次式のように界磁電流指令Ｉｆ
ｐを得ている。

Ｉｆｐ＝ｉμｄ　＋　ｉｆａ　　　　　・・・・・・・
・・・・・・・・　　（７）第２の変換器２の位相指令
βは、ｑ軸方向に対して次式の関係式によって相差角θ
と力率角φ及び転流重なり角Ｕの和で与えられる。

β＝０＋φ＋−・・・・・・・・・・・・・・・　（８
）このとき、端子電圧Ｖに対する第２の変換器２の転流
進み角γは次のようになる。

γ＝φ＋−・・・・・・・・・・・・・・・　（９）こ
こで転流重なり角Ｕは次式に示される。

なお、（１０）式は ■ 及び（９）式より転流進み角γを消去することにより得
られる。また、（１０）式は第２の変換器２の直流電流
Ｉｄの関数になっているため、この直流電流Ｉｄを電機
子電流の基本波実効値Ｉａに変換する必要がある。電機
子電流は転流重なり角Ｕを考慮すれば、第６図に示すよ
うに台形波状になり、このときの電機子電流の基本波実
効値Ｉａは次のように転流重なり角Ｕの関数になる。

しかしながら、１２相以上の大容量サイリスタモータで
は、転流重なり角Ｕは一般にｕ　＜　２０　。

〜２５″に制御しないとサイリスタのターンオフπ い。従って、（１０）式を変形すれば。

となり、この（１２）式に従ってＵ演算回路２０８は演
算を実行する。

以上のように、この発明は前記（１）〜（３）式のベク
トル関係式に従い制御されるため、サイリスタの転流余
裕角（逆電圧印加期間）３０°−Ｕを確保するためには
、上記力率角φ及び無負荷端子電圧ｖ０を適当な値に選
択すればよい。

位相制御回路３４はｑ軸方向と同一位相に設定された位
置検出器４の出力信号に対して位相指令β分だけ進める
ような位相動作を行えばよく、この位相制御方式は種々
のものが実用化されており。

公知の技術であるためここでは説明を省略する。

しかしながら、ベクトル演算器２０の演算精度及び演算
時間の影響により、実際の端子電圧Ｖの大きさと位相が
ベクトル演算器２０の演算信号と異なる場合が生じる。

この演算誤差と応答の遅れを補正する手段として直流電
圧値差増幅器２２と端子電圧値差増幅器２７を設けてい
る。直流電圧指令Ｅ　ｒｅｆは次の式により直流電圧指
令回路２１で演算される。

３Ｘｃ　Ｉ　ｄ Ｅｒａｆ　＝　１　、３５Ｖｆｂｃｏｓ　γ＋　−Ｚｒ
ａＩｄ　−−−（１３）ここで、（１１）式の近似値で
ある換算式π 成分を示し、第３項は電機子抵抗ｒａの降下分を示して
いる。

なお、右辺の第１項のＶｆｂはデータ読込器３６の出力
信号であり、ｆｆｉ！１ｉＩＩ機３の端子電圧の実際値
に比例しており、第１項は転流電圧及び抵抗降下分を無
視したときの第２の電力変換器２の直流電圧の平均値で
ある。

第７図は第２の電力変換器としてのインバータ２の転流
の影響を受けることなく、電動機電圧を検出するため回
路構成を示す。電動機３の端子電圧をＰＴ３２を通して
ダイオード整流器３３によって整流され直流している。

第８図は検出回路各部の電圧・電流波形を示すもので、
第８図（ａ）、（ｂ）、（ｃ）は、ＰＴ３２の出力（ダ
イオード整流器３３の入力）で。

電動機端子電圧波形Ｖ　Ｕｙ　ｇ　Ｖ　ｖ　ｗ　ｇ　Ｖ
　ｖ　ｕであるが、インバータ２の転流の影響により、
電圧波形が正弦波でなく、電圧の落ち込み等を含んだ図
に示す波形となる。

この端子電圧をダイオード整流器３３により整流した場
合、第８図（ｄ）に示すように、インバータ２の転流の
影響が出て電圧が整流タイミングで落ち込んでいる。従
来は、この電圧を読み込むとき、この転流の影響を避け
るために、フィルタ３５をかなり強化せざるを得なかっ
たが制御応答（移相遅れ）の点からもフィルタ３５の時
定数をそれほど大きく選ぶことが出きず、転流による影
響及び正弦波の整流波形であるためのリップルの影響を
受けてしまい、精度の良い、電圧検出が出来ずまた外乱
となっていた。

そこで、制御装置４０（第７図に示す制御器以外の制御
装置を全て合わせて制御器ｆｆ１４０とした）からのイ
ンバータ位相指令αＣと位相検出器４の信号とによりイ
ンバータ移相制御を行う位相制御回路３４にインバータ
移相器３４２とインバータ２の転流タイミング毎に割込
信号を発生させる割込信号発生回路３４１を設け、この
割込信号をデータ読込器３６に入力し、この割込信号の
タイミングで、転流により電圧が落ち込む前に電動機電
圧を読み込むことにより、転流の影響を受けないで、し
かも常に端子電圧のほぼピーク値を検出することができ
る。

これにより、第８図（ｅ）に示すとおりフィルタ３５は
割込信号発生後、データ読込器３６が動作するまでの遅
れ時間（Ｓ／１１の場合、Ｓ／Ｗの処理時間）の間、端
子電圧をホールドし電力変換器１及び界磁電流リップを
除去するだけの時定数を持ったもので良く、かなり時定
数を小さくすることが可能である。そのために、制御系
（電圧制御系）に対する移相遅れ等の無駄時間を極力小
さくおさえることができ、精度の良い、電動機端子電圧
を検出することが可能となる。

第９図は電動機３が３相の場合の端子電圧波形図であり
、転流進み角γが３０°〜９０″の範囲で変動した場合
、第１０図（ａ）のように変動し、その関係式は、電動
機端子電圧のピーク値をＥ　ＭＰｅａｋ、データ読込器
３６の出力をＥｄＭｆｂとすれば、 Ｅ　ｄＭｆｂ：Ｅ　Ｍｐｅａｋ　ｓｉｎ　（６０°＋　
ｙ　）、３０’　＜　ｙ　＜６０゜ＥｄＭｆｂ＝ＥＭｐ
ｓａｋ　ｓｉｎγ、６０’≦γ≦９０′となる。

したがって、より精度のよい電動機端子電圧ピーク値を
得るためには、（１３−１）式、（１３−２）式より、
Ｅ　Ｈｐｅａｋ電圧は。

ｓｉｎγ となり、この（１ａ　−３）、（１３−４）式の演算を
第７図に点線で示すように、データ読込器３６の出力器
にデータ補正器３６ｂを入れて補正演算を行うことによ
り、転流進み角γの変動によるＥｄＭｆｂの変動は補正
され、常に端子電圧のピーク値を精度良く、検出できる
ことになる。

また、この方式は電動器が６相（１２パルス）の場合で
も、第１０図（ｂ）に示すように変動し、その関係式は
、 となり、（１３−５）、（１３−６）式により３相電動
機の場合と同様の補正を行えば、精度良く常に端子電圧
のピーク値を検出することができる。

直流電圧偏差増幅器２２は直流電圧指令Ｅ　ｒｅｆに対
して直流電圧信号Ｅｆｂが等しくなるようにその偏差を
増幅し、その出力は第１のスイッチ２３を介して第１の
加算器２５でベクトル演算器２０の位相指令βと加算さ
れて位相制御回路３４に与えられる。

この直流電圧偏差増幅器２２の出力信号は第２の変換器
２の位相制御角の補正信号として働き、第２の変換器２
の直流電圧が直流電圧指令Ｅ　ｒｅｆに追従するように
なる。このようにして、（１３）式で示されるように第
２の変換器２の転流進み角γが所定値に制御されるため
、転流失改が防止できる。

なお、第１のスイッチ２３は電動機３の速度が所定の速
度以上あるいは電機子電流が所定の値以上のときに閉路
される。極低速領域では端子電圧のレベルが非常に低く
なり、端子電圧検出器３３としてＰＴ３２の出力をダイ
オードブリッジ回路で整流して検出する場合にはそのダ
イオードの降下分により端子電圧の検出精度が悪くなる
。

また、電機子電流が極端に小さい場合にはその脈動成分
により電流の断続現象が生じて、第１及び第２の変換器
１，２のアームサイリスタがオフしてしまい、第２の変
換器２の直流電圧が電流断続のタイミング毎に零になっ
て、（１３）式の関係式が成立しなくなる。これらの現
象を防止するために第１のレベル判別器２４によって、
速度および電機子電流のレベルを判別して開閉される第
１のスイッチ２３を設けており、低速あるいは電機子電
流が小さいときには直流電圧偏差増幅器２２の出力信号
をオフするようにしている。

端子電圧指令Ｖｒｅｆは次の式により端子電圧指令回路
２６でｍ算される。

Ｖｒａｆ＝　Ｖ　＋ｒａ　Ｉ　ａ　　　　　・・・・・
・・・・・・・・・・　（１４）ここで、右辺の第１項
はベクトル演算器２０の端子電圧の演算値であり、第２
項は電動機３の電機子抵抗ｒａの降下分を示している。

端子電圧偏差増幅器２７はこの端子電圧指令Ｖｒｅｆと
電力変換器２の直流電圧の平均値Ｖｆｂの偏差を増幅し
、その出力は第２のスイッチ２８を介して第２の加算器
３０でベクトル演算器２０の界磁電流指令ＩｆＰと加算
されて界磁電流偏差増幅器１５に与えられる。

この端子電圧偏差増幅器２７の出力信号は界磁電流指令
の補正信号として働き、電動機３の端子電圧が端子電圧
指令Ｖ　ｒｅｆに追従するようになる。

このようにして、界磁電流指令丁ｆｐの誤差によるＴＬ
ｍＪ機３の端子電圧の変動が防止でき、電動機３の出力
の変動を抑制できる。

なお、第２のスイッチ２８は電動機３の速度が所定の速
度以上のときにのみ、第２のレベル判別器２９によって
閉路される。これは前述のように速度が低い場合には電
力変換器２の直流電圧の平均値Ｖｆｂの検出精度が悪く
なるためである。

なお、上記実施例で、定数Ｋａｄ、　Ｋａｑ、　Ｋｃは
各々ｄ軸電機子反作用リアクタンス、ｑｉｆｉｔｌ電機
子反作用リアクタンス、転流リアクタンスを意味するも
のであり、これらの定数は電動機３の周波数に比例して
変化するため、説明の都合上、省略したが、速度９．電
機７の出力信号に応じてテーブル等によって変化させる
ようにしたものであってもよい。また、同様に、無負荷
飽和曲線テーブル２０３により、磁化電流ｉμを演算す
る場合、その入力信号である端子電圧Ｖを電動Ｉａ３の
速度に反比例した信号に変換して与えるようにしたもの
であってもよい。

また、上記実施例ではベクトル演算器２０の入力信号と
して電機子電流Ｉａの検出信号を用いたものを示したが
、速度偏差増幅器９の出力信号を用いたものであっても
よく、この場合には電機子電流Ｉａの検出信号と速度偏
差増幅器９の出力信号である電機子電流の基準信号との
偏差が小さくなるように電流偏差増幅器の応答特性を高
めれば上記実施例と同様の効果を奏する。

また、上記実施例においてベクトル演算器２０の演算は
マイクロコンピュータ等でディジタル処理されるもので
あってよく、この場合にはアナログのものに比べて演算
精度が向上する。また、上記実施例では第１図において
第２の変換器２として６相整流回路のものを示したが、
この第２の変換器を複数台並列あるいは直列構成にして
、１２相以上の整流回路に構成したものであっても、上
記実施例と同様の効果を奏する。

また、上記実施例において、データ読込器３６の動作及
びデータ補正器３６ｂの処理は、マイクロプロセッサの
割込機能を利用したものであっても上記実施例と同様の
効果を奏する。

また、上記実施例において、フィルタ３５は、割込信号
にて動作するサンプルホールダであっても上記実施例と
同様の効果を奏する。

〔発明の効果〕

以上のように、この発明によれば、端子電圧のベクトル
軌跡が無負荷端子電圧に対してｄ軸方向を並行に変化す
るような相差角θのテーブルを用い電機子電流の基本成
分に応じてベクトル演算を行い、また、磁化電流の演算
に無負荷飽和曲線を用いるとともに、直流電圧制御によ
り第２の変換器の位相角を補正し、かつ端子電圧制御に
より界磁電流を補正するようにし、またこの端子電圧検
出を転流開始点毎に行うようにし、転流進み角γの変動
の補正処理をするように構成したので、装置の精度を向
上でき、また安定な転流動作を行えるものが得られる効
果がある６

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例による交流電動機の制御装
置を示す構成図、第２図は第１図におけるベクトル演算
器の詳細構成図、第３図はこの発明の動作原理を説明す
るためのベクトル図、第４図はθ演算回路の特性図、第
５図は無負荷飽和曲線を示す特性図、第６図は電機子電
流の波形図、第７図は要部を詳細に示した第１図のブロ
ック図、第８図は第７図番部の波形図、第９図は端子電
圧波形図、第１０図は端子電圧特性図、第°１１図は従
来装置の構成図、第１２図は電動機の電圧と電流の関係
を示すベクトル図、第１３図は第１図に示した装置の動
作を説明するためのバク１−ル図、第１４図はサイリス
クの電圧波形図である。 １は第１の電力変換器、２は第２の電力変換器、３は交
流電動機（同期電動機）、４は位置検出器、１８は力率
角指令回路、１９は無負荷端子電圧指令回路、２０はベ
クトル演算器、２１は直流電圧指令回路、２２は直流電
圧制御回路（直流電圧偏差増幅器）、２６は端子電圧指
令回路、２７は端子電圧制御回路（端子電圧偏差増幅器
）、２０１は相差角演算テーブル、２０２は端子電圧演
算器、２０３は無負荷飽和曲線テーブル、２０４はｄ軸
成分磁化電流演算器、２０５はｑ輔電機子反作用電圧演
算器、２０６は界磁′正流演算器、２０７は界磁電流指
令発生回路（加算器）、２０８は転流重なり角演算器、
２０９は位相指令発生回路（加算器）、３５はフィルタ
、３６はデータ読込器、３４］−は割込信号発生器。 なお１図中、同一符号は同一、又は相当部分を示す。 第１図 第６図 第１１図 （ａ） （ｂ） 第１２図 （ａ） 第１３図 第１４図

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. （１）交流の周波数変換を行う電力変換器と、前記電力
   変換器の出力により駆動される交流電動機と、前記交流
   電動機の回転位置に応じた位置信号を出力する位置検出
   器と、前記電力変換器の直流電圧を検出する直流電圧検
   出手段と、前記交流電動機の端子電圧を検出する端子電
   圧検出手段と、前記交流電動機の界磁電流を制御する界
   磁電流制御回路と、前記交流電動機の無負荷端子電圧の
   大きさを設定する無負荷端子電圧指令回路と、前記交流
   電動機の力率角を指令する力率角指令回路と、前記無負
   荷端子電圧指令回路の指令信号及び前記力率角指令回路
   の指令信号にもとづき前記交流電動機の電機子電流の大
   きさに応じて該交流電動機の界磁電流指令と前記電力変
   換器の位相指令を出力するベクトル演算器と、前記電機
   子電流と前記端子電圧検出手段の出力信号と前記ベクト
   ル演算器の転流重なり角及び力率角の和の信号とにより
   直流電圧の演算を行う直流電圧指令回路と、前記直流電
   圧指令回路の出力信号と前記直流電圧検出手段の出力信
   号との偏差を増幅した信号を前記ベクトル演算器の位相
   指令に加算して前記電力変換器の位相を制御する直流電
   圧制御回路と、前記ベクトル演算器の端子電圧信号と電
   機子電流により端子電圧の演算を行う端子電圧指令回路
   と、前記端子電圧指令回路の出力信号と前記端子電圧検
   出手段の出力信号との偏差を増幅した信号を前記ベクト
   ル演算器の界磁電流信号に加算して前記界磁電流制御回
   路に界磁電流指令として与える端子電圧制御回路と、前
   記交流電動機の端子電圧を前記電力変換器の転流開始点
   で読込むデータ読込器と、を備えた交流電動機の制御装
   置。
2. （２）データ読込器の出力を転流進み角の変化により補
   正するデータ補正器を具備したことを特徴とする特許請
   求の範囲第（１）項記載の交流電動機の制御装置。
3. （３）電機子電流の大きさに応じて前記交流電動機の端
   子電圧のベクトル軌跡が前記無負荷端子電圧に対して垂
   直方向に推移するようなベクトル演算を行うためにｄ軸
   電機子反作用電圧のパーユニット値を入力して相差角を
   求める相差角演算テーブルと前記相差角と前記無負荷端
   子電圧信号により端子電圧を求める端子電圧演算器と、
   前記端子電圧信号から磁化電流を求める前記交流電動機
   の無負荷飽和曲線テーブルと、前記相差角により前記磁
   化電流のｄ軸成分を求めるｄ軸成分磁化電流演算器と、
   前記相差角、力率角及び電機子電流によりｑ軸電機子反
   作用電圧を求めるｑ軸電機子反作用電圧演算器と、前記
   ｑ軸電機子反作用電圧成分を補償して打消す界磁電流成
   分を求める電機子反作用補償の界磁電流演算器と、電機
   子反作用補償界磁電流信号とｄ軸成分磁化電流を加算し
   て前記界磁電流指令を発生する界磁電流指令発生回路と
   、前記端子電圧信号と電機子電流信号と力率角により転
   流重なり角を求める転流重なり角演算器と、転流重なり
   角信号と力率角と相差角を加算して前記電力変換器の位
   相指令を発生する位相指令発生回路とにより、ベクトル
   演算器を構成したことを特徴とする特許請求の範囲第（
   １）項記載の交流電動機の制御装置。