JPS62239888A - 交流電動機の制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明はサイリスタ電力変換器により駆動される交流
電動機の制御装置に関する。

〔従来の技術〕

第７図は特公昭５９−１０７７号公報に記載された従来
の同期電動機を駆動するサイリスタモータの一例を示す
構成図である。

第７図において、１は商用交流電源からの交流を直流に
変換する第１の変換器、２はその直流を可変周波の交流
に変換する第２の変換器、３は同期電動機で、Ｆはその
界磁巻線、４は同期電動機３の回転軸の回転角位置に応
じた位相の位置信号を出力する位置検出器、５は位置検
出器４の位置信号を電動機電機子電流の大きさに応じて
移相し、第２の変換器２の制御進み角γを制御するγ制
御回路、６はγ制御回路５の出力信号により第２の変換
器２のゲート信号を出力するゲート出力回路、７は速度
発電機、８は速度指令回路、９は速度指令回路８の速度
指令信号と速度発電機７の出力信号である速度帰環信号
を突き合わせ増幅する速度偏差増幅器、１０は第１の変
換器１の交流入力電流を検出する電流検出器、１１は速
度偏差増幅器９の出力信号と電流検出器１０の電流帰環
信号を突き合わせ増幅する電流偏差増幅器、１２は電流
偏差増幅器１１の出力信号に基き第１の変換器１の点弧
位相を制御するゲートパルス位相器、１３は界磁電流Ｉ
ｆの大きさを指令する指令信号Ｉｆρを出力する界磁指
令回路、１４はサイリスタ回路１７の交流入力電流の大
きさを検出する電流検出器、１５は界磁指令信号Ｉｆｐ
と電流検出器１４の出力信号を突き合わせ増幅する電流
偏差増幅器、１６はサイリスタ回路１７の点弧位相を制
御するゲートパルス位相器、１７は界磁巻線Ｆに界磁電
流Ｉｆを供給するサイリスタ回路である。

次にその動作を説明するに、部品番号７〜１２は、速度
偏差に応じて第１の変換器１の入力電流、すなわちこれ
と比例関係にある電動機３の電機子電流の大きさを制御
する速度制御回路、部品番号４〜６は電流検出器１０の
出力信号、すなわち電機子電流に応じて第２の変換器２
の制御角γを制御する回路、部品番号１３〜１７は界磁
電流Ｉｆが界磁指令信号ＩｆＰに比例して流、れるよう
にする界磁制御回路を構成する。これらの動作は既に周
知のいわゆるサイリスタモータ装置と同様であるから詳
細説明を省略する。

第８図は第７図における電動機の電圧と電流の関係を示
すベクトル図である。同図ａは無負荷時、同図すは界磁
電流Ｉｆを一定に保ち、力率が一定となるように制御角
γを制御した場合の負荷時、また同図Ｃは別途界磁電流
Ｉｆを電機子電流Ｉａに比例するように制御し、γは一
定にして運転した時のベクトル図である。

第８図すから明らかなように、たとえ力率を所定の値に
保てたとしても端子電圧Ｖは電機子電流Ｉａの増加（Ｉ
ａ、からＩａ２）に伴ない低下（Ｖ。

から■２）する。この電圧低下により、第２の変換器２
における転流可能な最大電流値が低下する。

その結果、電動機３から十分な出力を得ることができな
い。

また、同図Ｃの場合は、電機子電流Ｉａの増加（Ｉ　ａ
ｌからＩ　ａ、）に伴なって端子電圧Ｖが上昇（Ｖ、か
らｖ２）するので同図すのような不都合はない。

しかし、過負荷時においては端子電圧Ｖが定格時より高
くなるため、第２の変換器２のサイリスタに高耐圧のも
のが必要になる。また電動機自体が磁気飽和を起すため
、期待されるほど大きな出力が得られなくなることがあ
る。さらに、軽負荷時では端子電圧Ｖが低下する結果、
それに伴ない第１の変換器１の力率（電源力率）が低下
してしまうという不都合を有する。

なお、上記問題点の解決手段として、特公昭５９−１０
７７号公報には、端子電圧と同期リアクタンス降下分を
ベクトル的に加算して得られる無負荷誘起電圧ｈ　１１
の大きさと、この無負荷誘起電圧Ｅｏと電機子電流Ｉａ
の位相差を制御することにより、端子電圧を電機子電流
に対して無関係に一定に制御する方式が詳細に述べられ
ている。

第９図はこの動作原理を示すベクトル図であるが、ここ
では簡単にこの動作を説明する。端子な圧■９を一定に
するために電機子電流Ｉａの大きさに応じて、無負荷誘
起電圧Ｅ。の大きさ及び該Ｅ、と端子電圧の位相差０（
相差角）を制御するとともに電機子電流Ｉａと端子電圧
の位相差γが一定となるように、γ十〇の関係を保持し
つつ第２の変換器の位相（γ十〇）を制御している。

しかしながら、この方式では端子電圧が一定に制御され
るために、電機子電流の大きさに応じて第２の変換器の
転流重なり角Ｕが変化し、第２の変換器のアーム素子で
あるサイリスタへの逆電圧の印加期間（γ−Ｕ）が変化
する。

このとき、第２の変換器を多相化（例えば１２相）して
１−ルク脈動を低減し、大容量サイリスタモータを駆動
する場合には、３０°毎に転流を行うだめに、他相の転
流の影響により第１０図に示すようにアーム素子である
サイリスタの逆電圧期間はγ〉３０°であっても３０°
−Ｕになり、第２の変換器の安定な転流を行なわせるた
めにはこの転流重なり角を電機子電流の増加に対して非
常に大きくならないような端子電圧の設定が必要になる
。

また、この電圧を精度よ（制御するためには、交流電動
機３の磁気飽和特性を考慮しなければならず、特公昭５
９−１０７７号公報に示すものは精度の点で問題がある
。

〔発明が解決しようとする問題点〕

従来の交流電流機の制御装置は以上のように構成されて
いるので、負荷変動により端子電圧や力率が大幅に変動
し、第２の変換器の転流が不安定になったり、十分な出
力が得られないなどの問題点があった。

この発明は上記のような問題点を解消するためになされ
たもので、負荷変動による端子電圧と力率の変動を防止
して、安定に転流を行なわせ十分な出力を得ることので
きる交流電動機の制御装置を得ることを目的とする。

〔問題点を解決するための手段〕

この発明に係る交流電動機の制御装置は、電機子電流に
応じて端子電圧と無負荷誘起電圧の位相差０（相差角）
と界磁電流を制御するとともに。

端子電圧の大きさを所定の転流余裕角を確保できるよう
に制御するベクトル演算器と、第２の変換器の直流電圧
制御回路と、電動機の端子電圧制御回路を具備したもの
である。

〔作用〕

この発明における交流電動機の制御装置は、端子電圧の
軌跡を界磁電流の軸（ｄ軸）と並行するようにベクトル
演算器により制御し、また、界磁電流は端子電圧を生じ
るための磁化電流のｄ軸成分と界磁電流の軸と直交する
軸（ｑ軸）に生じる電機子反作用起電力成分を補償する
ための界磁電流成分との和により制御し、また、直流電
圧制御回路により第２の変換器の点弧位相を補正制御し
、端子電圧制御回路で界磁電流の補正制御をする。

〔実施例〕

以下、この発明の一実施例を図について説明する。第１
図において、１８は電動機３の端子電圧に対する電機子
電流の進み角φ　（力率角）を指令する力率角指令回路
、１９は電動機３の無負荷時の端子電圧を指令する無負
荷端子電圧指令回路、２０はベクトル演算器であって、
上記の力率角指令回路１８及び無負荷端子電圧指令回路
１９の指令と電機子電流検出信号Ｉａが入力され、界磁
電流指令Ｉｆｐ及び第２の変換器２の位相指令βを出力
する。２１は位相制御回路であって、位置検出器４及び
このベクトル演算器２０の指令にもとづき、第２の電力
変換器２の導通位相角を制御する。

第２図はベクトル演算器２０の詳細構成図を示す。第２
図において、２０１はｖｏとＩａとφにより信号Ｏ（相
差角）を出力するθ関数テーブル。

２０２はこのＯ関数テーブル２０１の出力とｖｏにより
端子電圧Ｖを演算するＶ演算回路、２０３はこのＶ演算
回路２０２の出力信号から磁化電流１μを演算する電動
機３の無負荷飽和曲線テーブル、２０４はこの無負荷飽
和曲線テーブル２０３の出力信号及び０よりｉμｄを出
力するｉμｄ演算回路、２０５はＩａとφよりｑ＠’ｃ
機子反作用電圧成分Ｅａｑを演算するＥａｑ演算回路、
２０６はこのＥａｑ演算回路２０５の出力信号より電機
子反作用の補償界磁電流成分ｉｆａを演算するｉｆａ演
算回路、２０７はこのｉｆａ演算回路２０６及び上記ｉ
μｄ演算回路２０４の出力信号を加算する界磁電流指令
発生回路としての加算器、２０８はＶ及びφにより転流
重なり角Ｕを演算するＵ演算回路、２０９はＵ演算回路
２０８の出力信号−とφを加算する加算器、２１０はこ
の加算器２０９の出力信号γとθを加算する加算器であ
り、この加算器２０９，２１０で位相指令発生回路をな
す。

２１は直流電圧指令回路であって、電機子電流信号Ｉａ
と、′社流機３の端子電圧を検出するＰＴ３２及び電圧
検出回路３３の出力信号である端子電圧信号Ｖｆｂと、
ベクトル演算器２ｏの点弧位相角信号γが入力され直流
電圧指令Ｅｒｅｆと出力する。

２２は直流電圧偏差増幅器であって、第２の変換器２の
直流電圧検出器３１の出力信号である直流電圧信号Ｅｆ
ｂと前記直流電圧指令Ｅｒｅｆとの偏差を増幅する。

２３は第１のスイッチであって、速度及び電機子電流の
レベルを判別する第１のレベル判別器２４によって開閉
が制御され、前記直流電圧偏差増幅器２２の出力信号を
入切する。

２５は第１の加算器であって、前記第１のスイッチ２３
の出力信号とベクトル演算器２ｏの出方信号βを加算し
、その出力を位相制御回路３４に位相指令として与える
。

２６は端子電圧指令回路であって、ベクトル演算器２０
の端子電圧信号Ｖと電機子電流信号Ｉａが入力され、端
子電圧指令Ｖ　ｒ　ｅ　ｆを出力する。

２７は端子電圧偏差増幅器であって、端子電圧検出器３
３の出力信号である端子電圧信号Ｖｆｂと前記端子電圧
指令回路２６の端子電圧指令Ｖｒｅｆとの偏差を増幅す
る。

２８は第２のスイッチであって、速度のレベルを判別す
る第２のレベル判別器２９によって開閉が制御され、前
記端子電圧偏差増幅器２７の出力信号を入切する。

３０は第２の加算器であって、前記第２のスイッチ２８
の出力信号とベクトル演算器２０の出力信号Ｉｆｐを加
算し、その出力を電流偏差増幅１５に界磁電流指令とし
て与える。

次に、上記実施例の動作を原理を第３図に示すベクトル
図を参照して説明する。基市軸として、界磁電流の方向
をｄ軸とし、これと直交する軸方向をｑ軸とすれば、ｑ
軸方向に電動機３の無負荷誘起電圧が発生する。

この発明における制御手段の基本をなすものは、ｑ軸上
の無負荷端子電圧ｖｎに対して、電機子電流Ｉａに応じ
て端子電圧Ｖのベクトル軌跡が、ｄ軸方向と並行に推移
するように制御することである。端子電圧Ｖとｑ軸との
位相差（相差角）を０、電機子電流Ｉａと端子電圧Ｖの
位相差（力率角）をφとすれば、端子電圧Ｖは無負荷端
子電圧ｖ０とｄ軸方向に生じる電機子反作用電圧成分Ｅ
ａｄ＝Ｘ　ａ　ｑ　Ｉ　ａｃｏｓ　（φ＋０）のベクト
ル和として求められ、次式の関係が成立する。

ｖ、ｔａｎθ＝　Ｘａｑ　Ｉ　ａｃｏｓ　（φ＋０　’
）　・−・−（１）（１）式を変形して（２）式を得る
。

Ｖ、　　　ｃｏｓ（φ十〇） ここで（２）式の左辺は、無負荷端子電圧Ｖ。

に対するｄ＠電機子反作用電圧成分のパーユニット（ｐ
ｅｒｕｎｉｔ）値を示している。０関数テーブルにより
、所定のφに対するθを求めることができる。

第４図はこの０関数テーブルの一例をグラフにして示し
たものである。

端子電圧Ｖはθの関数として次式より求められる。

ｃｏｓ　Ｏ ■演算回路２０２は（３）式に従い端子電圧Ｖを演算す
る６次に、この端子電圧信Ｖに対して直交する方向に生
じる磁化電流１μを無負荷飽和曲線テーブル２０３によ
り求める。この無負荷飽和曲線テーブルはその一例を曲
線１として第５図にグラフにして示すように電動機３の
磁気飽和を考慮した所定の速度における誘起電圧と界磁
電流の関係を示すものであり、またこの磁化電流ｉμは
電動Ｊａ３の合成起磁力に相当する。

この磁化電流ｉμのｄ軸成分ｉμｄは次式の関係式に従
い演算され、ｉμｄ演算回路２０４は（４）式の演算を
実行する。

ｉμｄ＝ｉμｃｏｓθ　　　　　　・・・・・・（４）
一方、ｑ軸方向の電機子反作用電圧成分Ｅａｑは次式の
関係式で与えられ、Ｅａｑ演算回路２０５において演算
される。

Ｅａ　ｑ＝Ｘａｄ　Ｉ　ａｓｉｎ　（φ十〇）・−（５
）このｑ＠電機子反作用電圧成分Ｅａｑはｄ軸方向の界
磁電流成分ｉｆａによって補償するように制御される。

この場合のＥａｑからｉｆａの変換はｉｆａ演算回路２
０６によって実行され、次式に示すように、第５図に示
す無負荷飽和曲線の接線特性Ｋｆａを係数にして変換さ
れる。

ｉ　ｆ　ａ＝＝Ｋｆ　ａ−Ｅ　ａ　ｑ　　　　　−−（
６）上記（４）式及び（６）式に従って得られたｄ軸の
界磁電流成分ｉμｄ、ｉｆａを加算器２０７により加算
して１次式のように界磁電流指令ＩｆＰを得ている。

Ｉ　ｆ　ｐ＝ｉ　μｄ＋ｉ　ｆ　ａ　　　　　・−・・
（７）第２の変換器２の点弧位相指令βは、ｑ＠力方向
対して次式の関係式によって相差角θと力率角φ及び転
流重なり角Ｕの和で与えられる。

β＝０＋φ＋−・・・・・・（８） このとき、端子電圧Ｖに対する第２の変換器２の点弧位
相角γは次のようになる。

γ＝φ十−・・・　（９） ここで転流重なり角Ｕは次式に示される。

なお、（１０）式は ｃｏｓ（γ−ｕ）−ｃｏｓ’ｌ＝”””■ 及び（９）式よりγを消去することにより得られる。ま
た、（１０）式は第２の変換器２の直流電流Ｉｄの関数
になっているため、このＩｄを電機子電流の基本波実効
値Ｉａに変換する必要がある。

電機子電流は転流重なり角Ｕを考慮すれば、第６図に示
すように台形波状になり、このときの電機子電流の基本
波実効値Ｉａは次のようにＵの関数になる。

π　旦 しかしながら、１２相以上の大容歇サイリスタモータで
は、転流重なり角Ｕは一般にｕく２０゜〜２５°に制御
しないとサイリスタのターンオフのための逆電圧期間を
確保できなくなる。この場合、（１１）式の５ｉｎＨ／
２は１−０．９９２になり、実用上Ｉ　ａ　ｘ　−’−
”−Ｉ　ｄとしても差し支えない。

従って、（１０）式を変形すれば、 となり、この（１２）式に従ってＵ演算回路２０８は演
算を実行する。

以上のように本発明のものは（１）〜（３）式のベクト
ル関係式に従い制御されるため、サイリスタの転流余裕
角（逆電圧印加期間）３０°−Ｕを確保するためには、
上記力率角φ及び無負荷端子電圧ｖｎを適当な値に選定
すればよい。

位相制御回路２１はｑ軸方向と同一位相に設定された位
置検出器４の出力信号に対して位相指令β分だけ進める
ような位相動作を行えばよく、この位相制御方式は種々
のものが実用化されており、公知の技術であるためここ
では説明を省略する。

しかしながら、ベクトル演算器２０の演算精度及び演算
時間の影響により、実際の端子電圧Ｖの大きさと位相が
ベクトル演算器２０の演算信号と異なる場合が生じる。

この演算誤差と応答の遅れを補正する手段として直流電
圧偏差増幅器２２と端子電圧偏差増幅器２７を設けてい
る。直流電圧指令Ｅｒｅｆは次の式により直流電圧指令
回路２１で演算される。

ＸｃＩｄ Ｅｒｅｆ　＝　１．３５Ｖｆｂ　ｃｏｓ　Ｙ　＋−２ｒ
ａＩｄ　　・＝　（１３）ここで、Ｉｄは第２の変換器
２の直流電流信号であり、（１１）式の近似値である換
算式Ｉｄ中π 下成分を示し、第３項は電機子抵抗ｒａの降下分を示し
ている。

なお、右辺の第１項のＶｆｂは端子電圧検出器３３の出
力信号であり、電動機３の端子電圧の実際値に比例して
おり、第１項は転流電圧及び抵抗降下分を無視したとき
の第２の電力変換器２の直流電圧の平均値である。

直流電圧偏差増幅器２２は直流電圧指令Ｅ　ｒｅｆに対
して直流電圧検出信号Ｅｆｂが等しくなるようにその偏
差を増幅し、その出方は第１のスイッチ２３を介して第
１の加算器２５でベクトル演算器２０の位相指令信号β
と加算されて位相制御回路３１に与えられる。

この直流電圧偏差増幅器２２の出力信号は第２の変換器
２の位相制御角の補正信号として働き。

第２の変換器２の直流電圧が直流電圧指令Ｅ　ｒｅｆに
追従するようになる。このようにして、（１３）式で示
されるように第２の変換器２のγ角が所定値に制御され
るため、転流失敗が防止できる。

なお、第１のスイッチ２３は電動機３の速度が所定の速
度以上あるいは電機子電流が所定の値以上のときに閉路
される。極低速領域では端子電圧のレベルが非常に低く
なり、端子電圧検出器３３としてＰＴ３２の出力をダイ
オードブリッジ回路で整流して検出する場合にはそのダ
イオードの降下分により端子電圧の検出精度が悪くなる
。

また、電機子電流が極端に小さい場合にはその脈動成分
により電流の断続現象が生じて、第１及び第２の変換器
１，２のアームサイリスタがオフしてしまい、第２の変
換器２の直流電圧が電流断続のタイミング毎に零になっ
て、（１３）式の関係式が成立しなくなる。これらの現
象を防止するために第１のレベル判別器２４によって、
速度および電機子電流のレベルを判別して開閉される第
１のスイッチ２３を設けており、低速あるいは電機子電
流が小さいときには直流電圧偏差増幅器２２の出力信号
をオフするようにしている。

端子電圧指令Ｖｒｅｆは次の式により端子電圧指令回路
２６で演算される。

Ｖｒｅｆ＝Ｖ＋ｒａＩａ　　　−・・・（１４）ここで
、右辺の第１項はベクトル演算器２０の端子電圧の演算
値であり、第２項は電動機３の電機子抵抗ｒａの降下分
を示している。端子電圧偏差増幅器２７はこの端子電圧
指令ｖｒｅｆと端子電圧検出信号Ｖｒｅｆの偏差を増幅
し、その出力は第２のスイッチ２８を介して第２の加算
器３０でベクトル演算器２０の界磁電流指令演算値Ｉｆ
ρと加算されて界磁電流偏差増幅器１５に与えられる。

この端子電圧偏差増幅器２７の出力信号は界磁電流指令
の補正信号として働き、電動機３の端子電圧が端子電圧
指令Ｖ　ｒ　ｅ　ｆに追従するようになる。このように
して、界磁電流指令演算値Ｉｆｐの誤差による電動機３
の端子電圧の変動が防止でき、電動機３の出力の変動を
抑制できる。

なお、第２のスイッチ２８は電動機３の速度が所定の速
度以上のときにのみ、第２のレベル判別器２９によって
閉路される。これは前述のように速度が低い場合には端
子電圧検出信号Ｖｆｂの検出精度が悪くなるためである
。

なお、上記実施例で、定数Ｋａｄ、Ｋａ　ｑ、Ｋｃは各
々ｄ＠ｆｆｉ機子反作用リアクタンス、ｑＩｌＩＩ電機
子反作りアクタンス、転流リアクタンスを意味するもの
であり、これらの定数は電動機３の周波数に比例して変
化するため、説明の都合上、省略したが、速度発電機７
の出力信号に応じてテーブル等によって変化させるよう
にしたものであってもよい。また、同様に、無負荷飽和
曲線テーブル２０３により、磁化電流ｉμを演算する場
合、その人力信号である端子電圧信号Ｖを電動機３の速
度に反比例した信号に変換して与えるようにしたもので
あってもよい。

また、上記実施例ではベクトル演算器２０の入カイΔ号
として゛市機子屯流Ｉａの検出信号を用いたものを示し
たが、速度偏差増幅器９の出力信号を用いたものであっ
てもよく、この場合には′社機子電流Ｉａの検出（６号
と速度偏差増幅器９の出力信号である電機子電流の基準
信号との偏差が小さくなるように電流偏差増幅器の応答
特性を高めれば。

上記実施例と同様の効果を奏する。

また、上記実施例においてベクトル演算器２０の演算は
マイクロコンピュータ等でディジタル処理されるもので
あってよく、この場合にはアナログのものに比べて演算
精度が向上する。また、上記実施例では第１図において
第２の変換器２として６相整流回路のものを示したが、
この第２の変換器を複数台並列あるいは直列構成にして
、１２相以上の整流回路に構成したものであっても、上
記実施例と同様の効果を奏する。

〔発明の効果〕

以上のように、この発明によれば、端子電圧のベクトル
軌跡が無負荷端子電圧に対してｄ軸方向を並行に変化す
るような相差角θのデープルを用い電機子電流の基本成
分に応じてベクトル演算を行い、また、磁化電流の演算
に無負荷飽和曲線を用いるとともに、直流電圧制御によ
り第２の変換器の位相角を補正し、かつ端子電圧制御に
より界磁電流を補正するようにしたので、装置の精度を
向上でき、また安定な転流動作を行えるものが得られる
効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例による交流電動機の制御′
ＩＡ置を示す構成図、第２図は第１図におけるベクトル
演算器の詳細構成図、第３図はこの発明の動作原理を説
明するためのベクトル図、第４図は０演算回路の特性図
、第５図は無負荷飽和曲線を示す特性図、第６図は電機
子電流の波形図。 第７図は従来装置の構成図、第８図は電動機の電圧と電
流の関係を示すベクトル図、第９図は第１図に示した装
置の動作を説明するためのベクトル図、第１０図はサイ
リスタの電圧波形図である。 １は第１の電力変換器、２は第２の電力変換器、３は交
流電動機（同期電動機）、４は位置検出器、１８は力率
角指令回路、１９は無負荷端子電圧指令回路、２０はベ
クトル演算器、２１は直流電圧指令回路、２２は直流電
圧制御回路（直流電圧偏差増幅器）、２６は端子電圧指
令回路、２７は端子′、１ｆ圧制御回路（端子電圧偏差
増幅器）、２０１は相差角演算テーブル、２０２は端子
電圧演算器、２０３は無負荷飽和曲線テーブル、２０４
はｄ軸成分磁化電流演算器、２０５はｑ輔電機子反作用
電圧演算器、２０６は界磁電流演算器、２０７は界磁電
流指令発生回路（加算器）、２０８は転流重なり角波算
器、２０９は位相指令発生回路（加算器）。 なお、図中、同−符妙は同一、又は相当部分を示す。 第８図 第９図 第１０図 （ａ）　　　　　　　　　　　　　（ｂ）手続補正書（
自発）

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）交流の周波数交換を行う電力変換器と、前記電力
   変換器の出力により駆動される交流電動機と、前記交流
   電動機の回転位置に応じた位置信号を出力する位置検出
   器と、前記電力変換器の直流電圧を検出する直流電圧検
   出手段と、前記交流電動機の端子電圧を検出する端子電
   圧検出手段と、前記電力変換器の直流電圧を制御する直
   流電圧指令回路及び直流電圧制御回路と、前記交流電動
   機の端子電圧を制御する端子電圧指令回路及び端子電圧
   制御回路と、前記交流電動機の界磁電流を制御する界磁
   電流制御回路と、前記交流電動機の無負荷端子電圧の大
   きさを設定する無負荷端子電圧指令回路と、前記交流電
   動機の力率角を指令する力率角指令回路と、無負荷端子
   電圧指令信号及び力率角指令信号にもとづき前記交流電
   動機の電機子電流の大きさに応じて該交流電動機の界磁
   電流指令と前記電力変換器の位相指令を出力するベクト
   ル演算器を備え、前記ベクトル演算器は、前記電機子電
   流の大きさに応じて前記交流電動機の端子電圧のベクト
   ル軌跡が前記無負荷端子電圧に対して垂直方向に推移す
   るようなベクトル演算を行うためにｄ軸電機子反作用電
   圧のパーユニット値を入力して相差角を求める相差角演
   算テーブルと、前記相差角と前記無負荷端子電圧信号に
   より端子電圧を求める端子電圧演算器と、前記端子電圧
   信号から磁化電流を求める前記交流電動機の無負荷飽和
   曲線テーブルと、前記相差角により前記磁化電流のｄ軸
   成分を求めるｄ軸成分磁化電流演算器と、前記相差角、
   力率角及び電機子電流によりｑ軸電機子反作用電圧を求
   めるｑ軸電機子反作用電圧演算器と、前記ｑ軸電機子反
   作用電圧成分を補償して打消す界磁電流成分を求める電
   機子反作用補償の界磁電流演算器と、電機子反作用補償
   界磁電流信号とｄ軸成分磁化電流を加算して前記界磁電
   流指令を発生する界磁電流指令発生回路と、前記端子電
   圧信号と電機子電流信号と力率角により転流重なり角を
   求める転流重なり角演算器と、転流重なり角信号と力率
   角と相差角を加算して前記電力変換器の位相指令を発生
   する位相指令発生回路を備え、前記直流電圧指令回路は
   、電機子電流信号と前記端子電圧手段の出力信号と前記
   ベクトル演算器の転流重なり角及び力率角の和の信号と
   により直流電圧の演算を行い、前記直流電圧制御回路は
   前記直流電圧指令回路の出力信号と前記直流電圧検出手
   段の出力信号との偏差を増幅した信号を前記ベクトル演
   算器の位相指令に加算して前記電力変換器の位相を制御
   し、前記端子電圧指令回路は前記ベクトル演算器の端子
   電圧信号と電機子電流信号により端子電圧の演算を行い
   、前記端子電圧制御回路は前記端子電圧電圧指令回路の
   出力信号と前記端子電圧検出手段の出力信号との偏差を
   増幅した信号を前記ベクトル演算器の界磁電流信号に加
   算して前記界磁電流制御回路に界磁電流指令として与え
   るようにしたことを特徴とする交流電動機の制御装置。
2. （２）前記直流電圧制御回路を電動機の速度が低いとき
   あるいは電機子電流が小さいときにはその動作を停止さ
   せ、また、前記端子電圧制御回路を電動機の速度が低い
   ときにはその動作を停止させるようにしたことを特徴と
   する特許請求の範囲第１項記載の交流電動機の制御装置
   。