JPS6392289A - 交流電動機の制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明はサイリスタ電力変換器により駆動される交流
電動機の制御装置に関する。

〔従来の技術〕

第１０図は特公昭５９−１０７７号公報に記載された従
来の同期電動機を駆動するサイリスタモータの一例を示
す構成図である。

第１０図において、（１）は商用交流電源からの交流を
直流１こ変換する第１の変換器、（２）はその直流を可
変周波の交流に変換する第２の変換器、（３）は同期電
動機で、Ｆはその界磁巻線、（４）は同期電動Ｍ　ｆ３
１の回転軸の回転角位置に応じた位相の位置信号を出力
する位置検出器、（５）は位置検出器（４）の位置信号
を電動機電機子電流の大きさに応じて移相し、第２の変
換器（２）の制御進み角γを制御するγ制御回路、（６
）はγ制御回路（５）の出力信号により第２の変換器（
２）のゲート信号を出力するゲート出力回路、（７）は
速度発電機、（８）は速度指令回路、（９）は速度指令
回路（８）の速度指令信号と速度発電機（７）の出力信
号である速度帰環信号を突き合わせ増幅する速度偏差増
幅器、１０１は第１の変換器（１）の交流入力電流を検
出する電流検出器、ａＤは速度偏差増幅器（９）の出力
信号と電流検出器０■の電流帰環信号を突き合わせ増幅
する電流偏差増幅器、ａ′！：Ｉは電流偏差増幅器αＤ
の出力信号に基き第１の変換器（１）の点弧位相を制御
するゲートパルス位相器、０Ｊは界磁電流Ｉｆの大きさ
を指令する指令信号Ｈｐを出力する界磁指令回路、αり
はサイリスタ回路（１ηの交流入力電流の大きさを検出
する電流検出器、α９は界磁指令信号Ｉｆｐと電流検出
器−の出力信号を突き合わせ増幅する電流偏差増幅器、
Ｏｅはサイリスタ回路０７１の点弧位相を制御するゲー
トパルス位相器、（１７１は界磁巻線Ｆに界磁電流Ｉｆ
を供給するサイリスク回路である。

次にその動作を説明するに、部品番号（７）〜ａ■は、
速度偏差に応じて第１の変換器（１）の入力電流、すな
わちこれと比例関係にある電動機（３）の電機子電流の
大きさを制御する速度制御回路、部品番号（４）〜（６
）は電流検出器ＱＯＩの出力信号、すなわち電機子電流
に応じて第２の変換器（２）の制御角γを制御する回路
、部品番号α３１〜０ηは界磁電流Ｉｆか界磁指令信号
Ｉｆｐに比例して流れるようにする界磁制御回路を構成
する。これらの動作は既に周知のいわゆるサイリスタモ
ータ装置と同様であるから詳細説明を省略する。

第１１図は第１０図における電動機の電圧と電流の関係
を示すベクトル図である。同図３は無負荷時、同図すは
界磁電流Ｉｆを一定に保ち、力率が一定となるように制
御角γを制御した場合の負荷時、また同図Ｃは別途界磁
電流１ｆを電機子電流Ｉａに比例するように制御し−　
ｒは一定にして運転した時のベクトル図である。

第１１図すから明らかなように、たとえ力率を所定の値
に保てたとしても端子電圧■は電機子電流１ａの増加（
ＩａｌからＩａｚ）に伴ない低下（ＶｌからＶ２）する
。この電圧低下により一節２の変換器（２）における転
流可能な最大電流値が低下する。その結果、電動機（３
）から十分な出力を得ることができない。

また、同図Ｃの場合は、電機子電流工λの増加（Ｉａｌ
からＩａｚ　）に伴なって端子電圧■が上昇（Ｖｌから
Ｖ２）するので同図すのような不都合はない。

しかし、過負荷時においては端子電圧Ｖが定格時より高
くなるため、第２の変換器（２）のサイリスタに高耐圧
のものが必要になる。また電動機自体が磁気飽和を起す
ため、期待されるほど大きな出力が得られなくなること
がある。さらに、軽負荷時では端子電圧■が低下する結
果、それに伴ない第１の変換器（１）の力率（電源力率
）が低下してしまうという不都合を有する。

なお、上記問題点の解決手段として、特公昭５つ一１０
７７号公報には、端子電圧と同期リアクタンス降下分を
ベクトル的に加算して得られる無負荷誘起電圧Ｅｏの大
きさと、この無負荷誘起電圧Ｅ。

と電機子電流Ｉａの位相差を制御することにより、端子
電圧を電機子電流に対して無関係に一定に制御する方式
が詳細に述べられている。

第１２図はこの動作原理を示すベクトル図であるが、こ
こでは簡単にこの動作を説明する。端子電圧ＶＭを一定
にするために電機子電流Ｉａの大きさに応じて、無負荷
誘起電圧ＥＯの大きさ及び該ＥＯと端子電圧の位相差θ
（相差角）を制御するとともに電機子電流１ａと端子電
圧の位相差γが一定となるように、γ十〇の関係を保持
しつつ第２の変換器の位相（γ十〇）を制御している。

しかしながら、この方式では端子電圧が一定に制御され
るために、電機子電流の大きさに応じて第２の変換器の
転流重なり角Ｕが変化し、第２の変換器のアーム素子で
あるサイリスタへの逆電圧の印加期間（ｒ−ｕ）が変化
する。

このとき−第２の変換器を多相化（例えば１２相）して
トルク脈動を低減し、大容量サイリスタモータを駆動す
る場合には、３０°毎に転流を行うために、他相の転流
の影響により第１３図に示すようにアーム素子であるサ
イリスタの逆電圧期間はγ〉３００であっても３０°−
ｕ　ｌこなり、第２の変換器の安定な転流を行なわせる
ためにはこの転流重なり角を電機子電流の増加に対して
非常に太きくならないような端子電圧の設定が必要にな
る。

また電動機（３）に図示していないダンパー巻線を有す
る場合には、そのダンパー巻線の作用により、電機子電
流が急変した時に電機子反作用による端子電圧の位相及
び大きさの変化に時間遅れを生じる。その結果実際の位
相（γ十〇）を所定の値に保持できず、特にγが減少し
すきると一第２の変換器（２）が転流失敗を生じるなど
の問題があった。

また、この電圧を精度よく制御するためには、交流電動
機（３）の磁気飽和特性を考慮しなければならず、特公
昭５９−１０７７号公報に示すものは精度の点で問題が
ある。

〔発明が解決しようとする問題点〕

従来の交流電動機の制御装置は以上のように構成されて
いるので、負荷変動により端子電圧や力率が大幅に変動
し、第２の変換器の転流が不安定になったり、十分な出
力が得られないなどの問題点があった。

この発明は上記のような問題点を解消するためになされ
たもので、負荷変動による端子電圧と力率の変動を防止
して、安定に転流を行なわせ十分な出力を得ることので
きる交流電動機の制御装置を得ることを目的とする。

［問題点を解決するための手段］ この発明に係る交流電動機の制御装置は、電機子電流に
応じて端子電圧と無負荷誘起電圧の位相差θ（相差角）
と界磁電流を制御するとともに、端子電圧の大きさを所
定の転流余裕角を確保できるように制御するベクトル演
算器を具備したものである。

〔作用〕

この発明における交流電動機の制御装置は、端子電圧の
軌跡を界磁電流の軸（ｄ軸）と並行するようにベクトル
演算器により制御し、また、界磁電流は端子電圧を生じ
るための磁化電流のｄ軸成分と界磁電流の軸と直交する
軸（９軸）に生じる電機子反作用起電力成分を補償する
ための界磁電流成分との和により制御し、上記ベクトル
演算器の演算に時間遅れ要素をもたせて、電機子反作用
の応答時間に合わせる。

〔実施例〕

以下、この発明の一実施例を図について説明する。第１
図において、印は電動機（３）の端子電圧に対する電機
子電流の進み角０（力率角）を指令する力率角指令回路
、０９は電動機（３）の無負荷時の端子電圧を指令する
無負荷端子電圧指令回路、■はベクトル演算器であって
、上記の力率角指令回路ＯＱ及び無負荷端子電圧指令回
路０■の指令と電機子電流検出信号Ｉａが入力され、界
磁電流指令Ｉｆｐ及び第２の変換器（２）の位相指令β
を出力する。ｒ２１１は位相制御回路であって、位置検
出器（４）及びこのベクトル演算器（イ）の指令にもと
づき、第２の電力変換器（２）の導通位相角を制御する
。

第２図はベクトル演算器（至）の詳細構成図を示す。

第２図において、（２１１）は１次遅れ回路であってＩ
ａの１次遅れ信号Ｉａｏを発生する。（２０１）はＶｏ
とｌａとｙにより信号θ（相差角）を出力するθ関数テ
ーブル、（２０２）はこのθ関数テーブル（２０１）の
出力とＶ、により端子電圧Ｖを演算するＶ演算回路、（
２０３）はこの■演算回路（２０２）の出力信号から磁
化電流ｉμを演算する電動機（３）の無負荷飽和曲線テ
ーブル、（２０４）はこの無負荷飽和曲線テーブル（２
０３）の出力信号及びθよりｉμｄを出力するｉμｄ演
算回路、（２０５）はＩａとダよりｑ軸電機子反作用電
圧成分Ｅａｑを演算するＥａｑ演算回路、（２０６）は
このＥａｑ演算回路（２０５）の出力信号より電機子反
作用の補償界磁電流成分ｉｆａを演算するｉｆａ演算回
路、（２０７）はこのｉｆａ演算回路（２０６）及び上
記ｉμｄ演算回路（２０４）の出力信号を加算する界磁
電流指令発生回路としての加算器、（２０８）はＶ及び
Ｘにより転流重なり角Ｕを演算するＵ演算回路、算する
加算回路、（２１０）はこの加算器（２０９）の出力信
号γとθを加算する加算器であり、この加算器（２０９
）−（２１０）で位相指令発生回路をなす。

次に、上記実施例の動作原理を第３図に示すベクトル図
を参照して説明する。基準軸として、界磁電流の方向を
ｄ軸とし、これと直交する軸方向を９軸とすれば、ｑ軸
方向に電動機（３）の無負荷誘起電圧が発生する。

この発明における制御手段の基本をなすものは、ｑ軸上
の無負荷端子電圧Ｖ、に対して、電機子電流Ｉａに応じ
て端子電圧■のベクトル軌跡が、ｄ軸方向と並行に推移
するように制御することである。

端子電圧■と９軸との位相差（相差角）をθ、電機子電
流Ｉａと端子電圧■の位相差（力率角）を／とすれば、
端子電圧Ｖは無負荷端子電圧Ｖｏとｄ軸方向に生じる電
機子反作用電圧成分Ｅａｄ　＝　Ｘａｑ　Ｉａｃｏｓ　
（＄十〇）のベクトル和として求められ、次式の関係が
成立する。

Ｖ、ｔａｎθ＝ＸａｑＩａｃｏｓ（ダ＋θ）…・−・（
１）（１）式を変形して（２）式を得る。

ここで（２）式の左辺は、無負荷端子電圧Ｖｏに対する
ｄ軸電機子反作用電圧成分のパーユニットら相差角θを
求めるテーブルであり、（２）式の左辺のｐｅｒｕｎｉ
ｔ値を入力することにより、所定のＸに対するθを求め
ることができる。

第４図はこのθ関数テーブルの一例をグラフにして示し
たものである。

端子電圧Ｖはθの関数として次式より求められる。

■。

■演算回路（２０２）は（３）式に従い端子電圧■を演
算する。次に、この端子電圧信号Ｖに対して直交する方
向に生じる磁化電流ｉμを無負荷飽和曲線テーブル（２
０３）により求める。この無負荷飽和曲線テーブルはそ
の一例を曲線１として第５図にグラフにして示すように
電動機（３）の磁気飽和を考慮した所定の速度における
誘起電圧と界磁電流の関係を示すものであり、またこの
磁化電流ｉμは電動機（３）の合成起磁力に相当する。

この磁化電流ｉμのｄ軸成分ｉμｄは次式の関係式に従
い演算され、ｉμｄ演算回路（２０４）は（４）式の演
算を実行する。

ｉμｄ＝ｉμｃｏｓθ　　　　　　　　……（４）一方
、９軸方向の１４を機子反作用電圧成分Ｅａｑは次式の
関係式で与えられ、Ｅａｑ演算回路（２０５）において
演算される。

Ｅａｑ　＝Ｘａｄｉａｓｉｎ（Ｑ＋θ）・・・…（５）
このｑ軸電機子反作用電圧成分Ｅａｑはｄ軸方向の界磁
電流成分ｉｆａによって補償するように制御される。こ
の場合のＥａｑからｉｆａの変換はｉｆａ演算回路（２
０６）によって実行され、次式に示すように、第５図に
示す無負荷飽和曲線の接線特性Ｋｆａを係数にして変換
される。

１ｆａ＝Ｋｆａ−Ｅａｑ　　　　　　　　−（６１上記
（４）式及び（６）式に従って得られたｄ軸の界磁電流
成分ｉμｄ、ｉｆａを加算器（２０７）により加算して
、次式のように界磁電流指令１ｆｐを得ている。

Ｉｆｐ＝　ｉμｄ＋ｉｆａ　　　　　　　　・旧・１７
１第２の変換器（２）の点弧位相指令βは、９軸方向に
対して次式の関係式によって相差角θと力率角ｙ及び転
流止なり角Ｕの和で与えられる。

β＝θ＋Ｘ十−・・・・・・（８） このとき、端子電圧Ｖに対する第２の変換器（２）の点
弧位相角ｒは次のようになる。

γ＝ａ＋−・・・・・・（９） ここで転流重なり角Ｕは次式に示される。

なお、００式は ■ 及び（９）式よりｒを消去することにより得られる。

また、００式は第２の変換器（２）の直流電流Ｉｄの関
数になっているため、このＩｄを電機子電流の基本波実
効値Ｉａに変換する必要がある。電機子電流は転流重な
り角Ｕを考慮すれば、第６図に示すように台形波状にな
り、このときの電機子電流の基本波実効値Ｉａは次のよ
うにＵの関数になる。

Ｉ　　　三 しかしながら、１２相以上の大容量サイリスタモータで
は、転流重なり角Ｕは一般にｕ〈２０°〜２５°に制限
しないとサイリスタのターンオフのたχ すれば、 となり、この＠式に従ってＵ演算回路（２０８）は演算
を実行する。

以上−ベクトル演算器翰による定常状態における動作を
説明したが、次に電機子電流Ｉａが急変した場合の動作
例を第７図に、第８図に示す従来例と比較して示す。第
７図（ａ）に示す従来例のベクトル図において、電機子
電流１ａがＩａ’に急減した場合に■２の大きさに応じ
てすぐに点弧位相βを減少させると、実際の端子電圧Ｖ
の大きさと位相は電動機（３）の図示していないダンパ
ー巻線の作用により急変できないで図示のｖ′の位相に
あるため、力率角ＸがＸ′に減少して転流失敗を生じる
。これに対して本発明のものでは第７図（ｂ）に示すよ
うに、ベクトル演算器（支）内の１次遅れ回路（２１１
）の時定数をダンパー巻線の時定数と同じに設定するこ
とにより、相差角テーブル（２０２）の出力信号θは急
変せず、実際の電動機（３）の相差角θと同じように動
作して実際の力率角ｙ′を指定値Ｘに等しくでき、転流
失敗を防止できる。また電機子電流を急増させるときに
は従来例ではβも急増させるために、力率角ダが過渡的
に大きくなり、力率低下を生じて出力が減少する。本発
明のものでは相差角θの変化に１次遅れ要素をもたせて
いるためβは急変せず、所定の力率角Ｘが保持できて出
力低下は生じない。

以上のように本発明のものは（１）〜（３）式のベクト
ル関係式に従い制御されるため、サイリスタの転流余裕
角（逆電圧印加期間）３０°−Ｕを確保するためには、
上記力率角／及び無負荷端子電圧Ｖ、を適当な値に選定
すれはよい。

位相制御回路（２１）はｑ軸方向と同一位相に設定され
た位置検出器（４）の出力信号に対して位相指令β分だ
け進めるような位相動作を行えばよ（、この位相制御方
式は種々のものが実用化されており、公知の技術である
ためここでは説明を省略する。

なお、上記実施例で、定数Ｘａｄ　−Ｘａｑ、Ｘｃは各
々ｄ軸重機子反作用リアクタンス、９軸重機子反作用リ
アクタンス、転流リアクタンスを意味するものであり、
これらの定数は電動機（３）の周波数に比例して変化す
るため、説明の都合上、省略したが、速度発電機（７）
の出方信号に応じて変化させるようにしたものであって
もよい。また−同様に、無負荷飽和曲線テーブル（２０
３）により、磁化電流ｉμを演算する場合、その六方信
号である端子電圧信号Ｖを電動機（３）の速度に反比例
した信号に変換して与えるようにしたものであってもよ
い。

また、上記実施例ではベクトル演算器ωの六方信号とし
て電機子電流１ａの検出信号を用いたものを示したが、
速度偏差増幅器（９）の出方信号を用いたものであって
もよ（−この場合には電機子電流Ｉａの検出信号と速度
偏差増幅器（９）の出方信号である電機子電流の基準信
号との偏差が小さくなるように電流偏差増幅器の応答特
性を高めれば、上記実施例と同様の効果を奏する。また
電機子電流Ｉａの検出信号と速度偏差増幅器（９）の出
力信号である電機子電流の基準信号のいずれか大きい方
を選択してベクトル演算器■のＩａ入力信号としてもよ
い。

この場合には過渡的に両者に差が生じても大きい方を選
択することにより少なくとも転流失敗を防止できる。

また、上記実施例においてベクトル演算器囚の演算はマ
イクロコンピュータ等でディジタル処理されるものであ
ってよく、この場合にはアナログのものに比べて演算精
度が向上する。また、上記実施例では第１図において第
２の変換器（２）として６相整流回路のものを示したが
、この第２の変換器を複数台並列あるいは直列構成にし
て一１２相以上の整流回路に構成したものであっても、
上記実施例と同様の効果を奏する。

また上記実施例では位相制御回路Ｃ旧こ電動機（３）の
回転位置に同期した位相基準として位置検出器（４）の
出力信号を用いたものを示したが、第８図に示すように
電動機（３）の端子電圧を検出して位相基準とするよう
にしてもよく一ノはその端子電圧検出器であって位相制
御回路ＣＩ）にベクトル演算器ののγ信号とともに入力
される。また上記実施例に先行出願ＡＰ−２０５８９号
記載の第１図に示すように電動機（３）の端子電圧制御
ループと第２変換器（２）の直流電圧制御ループを付加
したものであってもよく、その実施例を第９図に示す。

本図において０１）は直流電圧指令回路であって、電機
子電流信号Ｉａと、電流機（３）の端子電圧を検出する
ＰＴ■及び電圧検出回路［有］の出力信号である端子電
圧信号Ｖｆｂと、ベクトル演算器囚の点弧位相角信号γ
が入力され直流電圧指令Ｅｒｅｆと出力する。

（２）は直流電圧偏差増幅器であって、第２の変換器（
２）の直流電圧検出器ωの出力信号である直流電圧信号
Ｅｆｂと前記直流電圧指令Ｅｒｅｆとの偏差を増幅する
。

（至）は第１のスイッチであって、速度及び電機子電流
のレベルを判別する第１のレベル判別器（２滲にによっ
て開閉が制御され、前記直流電圧偏差増幅器（至）の出
力信号を入切する。

■は第１の加算器であって、前記第１のスイッチωの出
力信号とベクトル演算器■の出力信号βを加算し、その
出力を位相制御回路面に位相指令として与える。

（至）は端子電圧指令回路であって、ベクトル演算器義
の端子電圧信号■と電機子電流信号１ａが入力され、端
子電圧指令Ｖｒｅｆを出力する。

■は端子電圧偏差増幅器であって一端子電圧検出器■の
出力信号である端子電圧信号Ｖｆｂと前記端子電圧指令
回路■の端子電圧指令Ｖｒｅｆとの偏差を増幅する。

＋４０１は第２のスイッチであって、速度のレベルを判
別する第２のレベル判別器（４１）によって開閉が制御
され、ＭｊＪ記端子電圧偏差増幅器田の出力信号を入切
する。

（４力は第２の加算器であって、前記第２のスイッチ（
４０）の出力信号とベクトル演算器■の出力信号Ｉｆｐ
を加算し−その出力を電流偏差増幅器（１５１に界磁電
流指令として与える。

本図の動作の詳細は省略するが、相差角θをもとに演算
されるβ信号によって第２の電力変換器が位相制御され
、また相差角θをもとに端子電圧信号■により電動機（
３）の端子電圧が制御されるため、第１図の実施例と同
様の効果を奏する。

［発明の効果］ 以上のように、この発明によれば、端子電圧のベクトル
軌跡が無負荷端子電圧に対してｄ軸方向を並行に変化す
るような相差角θのデープルを用い電機子電流の基本成
分に応じてベクトル演算を行い、またーこのベクトル演
算器の電機子電流信号にダンパー巻線の時定数と同じ１
次遅れ要素をもたせて、相差角θのテーブルの入力信号
とするように構成したので、装置の精度を向上でき、ま
た安定な転流動作を行えるものが得られる効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図はこの発明の一実施例による交流電動機の制御装
置を示す構成図、第２図は第１図におけ−るベクトル演
算器の詳細構成図、第３図はこの発明の動作原理を説明
するためのベクトル図、第４図はθ演算回路の特性図、
第５図は無負荷飽和曲線を示す特性図、第６図は電機子
電流の波形図、第７図（ａｌ　（ｂ）は従来のものとこ
の発明のものの過渡変化時における動作を比較説明する
ためのベクトル図、第８図及び第９図はこの発明の他の
実施例の制御装置を示す構成図、第１０図は従来装置の
構成図、第１１図は電動機の電圧と電流の関係を示すベ
クトル図、第１２図は第１０図に示した装置の動作を説
明するためのベクトル図、第１３図はサイリスタの電圧
波形図である。 （１）は第１の電力変換器、（２）は第２の電力変換器
、（３）は交流電動機（同期電動機）　、＋４）は位置
検出器、玉は力率角指令回路、０！１は無負荷端子電圧
指令回路、■はベクトル演算器、（２０１）は相差角演
算テーブル、（２０２）は端子電圧演算器、（２０３）
は無負荷飽和曲線テーブル−（２０４）はｄ軸成分磁化
電流演算器、（２０５）はｑ軸電機子反作用電圧演算器
、（２０６）は界磁電流演算器、（２０７）は界磁電流
指令発生回路（加算器）、（２０８）は転流重なり角演
算器、（２０９）は位相指令発生回路（加算器）　−（
２１１）は−次遅れ回路。 なお、図中、同一符号は同一、又は相当部分を示す。

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. 交流の周波数変換を行う電力変換器と、前記電力変換器
   の出力により駆動される交流電動機と、前記交流電動機
   の端子電圧の位相を検出する端子電圧検出器と、前記交
   流電動機の無負荷端子電圧の大きさを設定する無負荷端
   子電圧指令回路と、前記交流電動機の力率角を指令する
   力率角指令回路と、無負荷端子電圧指令信号及び力率角
   指令信号にもとづき前記交流電動機の電機子電流の大き
   さに応じて該交流電動機の界磁電流指令と前記電力変換
   器の位相指令を出力するベクトル演算器を備え、前記ベ
   クトル演算器は、前記電機子電流の大きさに応じて前記
   交流電動機の端子電圧のベクトル軌跡が前記無負荷端子
   電圧に対して垂直方向に推移するようなベクトル演算を
   行うためにｄ軸電機子反作用電圧のパーユニツト値を入
   力して相差角を求める相差角演算テーブルと、前記相差
   角と前記無負荷端子電圧信号により端子電圧を求める端
   子電圧演算器と、前記端子電圧信号から磁化電流を求め
   る前記交流電動機の無負荷飽和曲線テーブルと、前記相
   差角により前記磁化電流のｄ軸成分を求めるｄ軸成分磁
   化電流演算器と、前記相差角、力率角及び電機子電流に
   よりｑ軸電機子反作用電圧を求めるｑ軸電機子反作用電
   圧演算器と、前記ｑ軸電機子反作用電圧成分を補償して
   打消す界磁電流成分を求める電機子反作用補償の界磁電
   流演算器と、電機子反作用補償界磁電流信号とｄ軸成分
   磁化電流を加算して前記界磁電流指令を発生する界磁電
   流指令発生回路と、前記端子電圧信号と電機子電流信号
   と力率角により転流重なり角を求める転流重なり角演算
   器と、転流重なり角信号と力率角を加算して前記電力変
   換器の位相指令を発生する位相指令発生回路を有し、前
   記相差角演算テーブルの電機子電流の入力信号に、前記
   電動機のダンパー巻線と等価の時定数に設定した一次遅
   れ要素をもたせたことを特徴とする交流電動機の制御装
   置。