JPS6039391A - 永久磁石形同期モ−タ制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 方形同期モーフの制御システムに関する。

工作４ｅｈＡのチーフルや主軸あるいはロボット等の位
置制御用→ノーーホモークには、一般に直流モーフか用
いられている。その主たる理由は。

制御が極めて容易なことにあるか、半面、フランとコミ
ュテータを内蔵しているために、そのうにモーフを他の
要素部品と一体化してアーム内部に組み込むような場合
は、でき得れは分角イしての補修は避けたいわけである
。さらに、ブラシ、コミーテータがあるために回転速度
の制約もある。

そこで、最近では制御は直流モータに比べてやや複雑で
はあるが、ロータを永久磁石とし。

問題の発生源であるブラシを省いた構造の永久磁石形同
期モータを採用することが多くなってきた。

以下、その制御系について簡単に説明する。

第１図において、　３０は被制御モータである永久磁石
形同期モータであり、その回転軸３１は例えば、レゾル
バよりなる増分形と移相形の両機能をもつ回転検出器４
０の検出軸４１とカップリング５０を介して結合されて
いる。

先ず、制御系の説明に先立ち、そのレゾルバ４０につい
て簡単に説明する。

その原理を示す第２図において、レゾルバはステータ１
に直交状態に巻装された二つのコイル２，３．そのステ
ータｌの内側にて回動自在のロータ４に巻装されたコイ
ル５とからなる。

なお、ロータ４のコイル５に対する信号の授受はロータ
ＩＪ　トランスを介して非接触で行われる。

このレゾルバの使用法には、ロータ４のコイル５を励磁
し、ステーク１のコイル２，３に発生する電圧を利用す
る方法と、その逆に、コイル２．３を励磁し、コイル５
に発生する電圧を利用する方法の二つがある。

すなわち、前者はレゾルバ４０の駆動回路４２（第１図
）から第３図に示すような電圧ｖｃ　ＩＶｃ　＝　Ｖｌ
ｓｉｎ　ωｔ　■ ここに　■１：振　幅 ω：励磁角速度 を発生させ、それをコイル５に印加しておくと。

ロータ４の回動角度θに対応してコイル２，３と鎖交す
る磁束が変化し、それによりコイル２゜３に発生する電
圧Ｖａ　、　ｖｂの振幅か回動角度θに対応して正弦波
状に変わる現象を利用したものであり、結局回動角度θ
を次式のように振幅信号に変換しているものである。

ここに、に、：比例係数（一定） これに対し、後者は、第４図に示すようにコイル２，３
に９０度位相差の電圧Ｖａ、Ｖｂを印加しておくと、そ
の各々の磁束のうちコイル５と鎖交する磁束はロータ４
の回動角度θに対応して変わり、その結果１次のように
コイル５の発生電圧Ｖｃの位相か回動角度θに対応して
変わる現象を利用したものであり、結局２回動角度θを
次式のように位相信号に変換するものである。

ＶＣ＝　Ｋ２Ｖ２　ＣＯ３ωｔ　ｓ　ｉｎθ＋Ｉ（２Ｖ
２　ｓ　ｉｎ　ωｔ　ｃｏｓθ＝に３Ｖ２ｓｉｎ（ωｔ
＋θ）　０ 以上がレゾルバであり、これによりロータ４の回動角度
θは、振幅または位相が回動角度θに対応した角度信号
に変換されて外部に取出される。

次に、これら■または０式の角度信号は、信号変換器４
３（第１図）に送られ、そこで信号処理されて角度θの
データ信号、角速度信号および角度θに対応するパルス
列信号の三種の信号に変換されて出力される。

以下、前記０式の振幅信号を入力して処理する信号変換
器４３につき、簡単に説明する。

第５図において、６，７はそれぞ゛れ前記レゾルバのコ
イル２，３の出力電圧Ｖａ、　Ｖｂの出力端であり、そ
の出力端６，７は各対応したコザイン乗算器１１．サイ
ン乗算器１２の一方の入力端さそれぞれ結線され、コザ
イン乗算器１１．ザイン乗算器１２の角度データ用の他
方の入力端は後記の可逆カウンタ１３の計数値出力端と
結線され。

コサイン乗算器１１．サイン乗算器１２の出力端は偏差
増幅器１４の正、負入力端とそれぞれ結線され、偏差増
幅器１４の出力端は位相検波回路１５の入力端と結線さ
れ、その検波指令入力端は、前記レゾルバの励磁信号の
矩形波整形回路（図示されていない）の出力端８と結線
され２位相検波回路１５の検波信号出力端は加減パルス
発生器２０のローパスフィルタ２１の入力端と結線され
。

そのローパスフィルタ２１の出力端は絶対値回路２２の
入力端と結線され、絶対値回路２２の出力端は電圧制御
発振器２３の入力端と結線され、電圧制御発振器２３の
出力端は第１．第２のゲート回路２４．２５の一方の入
力端と結線され、第１のゲート回路２４の他方の入力端
は２位相検波回路１５の極性信号出力端とインバータ２
６を介して結線され、第２のケート回路２５の他方の入
力端は直接前記極性信号出力端と結線され、その第１゜
第２のゲート回路２４．２５の出力端は外部端子２７゜
２８とそれぞれ結線されると共に、前記可逆カウンタ１
３の加、減入力端とそれぞれ結線されている。

第６図は前記第４図の信号線路上に丸印で囲んだ数字で
表示した番号に対応する信号の波形図であり、以下、第
５，６図を参照し、レゾルバの回動角度θが３０度から
４５度に変化させられた場合を例にとり、上記変換器４
３の動作を説明する。

いま２回動角度が３０度一定とすると、コイル２．３の
出力端６，７から取出される電圧Ｖａ。

Ｖｂはそれぞれ０式より である。また、角度一定状態においては、可逆カウンタ
１３への入力パルスがない（すなわち。

インクリメンタル信号の発生がない）わけてあり、可逆
カウンタ１３の計数値は３０度に対応したものとなる。

すなイっち、コサイン乗算器１１．サイン ３０　、　Ｖｂ　＋　ｓｉｎ　３０の乗算が行われ，結
局２両乗算結果は同一の（　ｒ３　ＫＩ　■＋／４　）
　ｓ　ｉｎω１となり，その結果。

偏差増幅器１４の出力が０となり５位相検波回路１５、
加減パルス発生器２０の入出力はいずれもＯである。次
に，レゾルバのロータ４が３０度から回動し始めると，
コイル２の出力電圧Ｖａは増加し，コイル３の出力電圧
Ｖｂは減少する。それによりコサイン乗算器１１の出力
が増加し，サイン乗算器１２の出力が減少する。その結
果，偏差増幅器１４からは，その両出力の差に対応した
振幅を有する角速度ωのサイン波が出力され。

位相検波回路１５において，そのサイン波の０〜１８０
度の位相範囲の出力が検波され，それがローパスフィル
タ２１を介して平滑化され２次いて絶対値回路２２を介
して（この場合には検波出力が正であり，ローパスフィ
ルタ２１の出力は単に絶対値回路２２を通過するだけ）
電圧制御発振器２３に送られ，そこでその入力に比例し
た周波数のパルスを発生する。このとき、前記位相検波
回路１５の検波信号は正であり，この結果，極性信号は
送出されないので第１のケート回路２４のみが導通し，
前記電圧制御発振器２３の出力パルスは外部端子２７に
出力されると共に，可逆カウンタ１３の加算入力端に導
入される。これにより可逆カウンタＩ３の計数値は増加
し，その計数値がコサイン乗算器１１，サイン乗算器１
２に加えら算によりコサイン乗算器１１の出力は前記よ
り減少し，サイン乗算器１２の出力は前記より増加し。

その結果，偏差増幅器１４の出力は小にされ，それζこ
応じて前記と同様に電圧制御発振器２３からパルスが送
出され，可逆カウンタ１３の計数値が増加し，それがコ
サイン乗算器１１，サイン乗算器１２に加えられる結果
，さらに両出力の偏差は小にされ，上記の繰返しにより
偏差０に収斂される。また、レゾルバのロータ４がさら
に回動する場合には，可逆カウンタ１３の計数値の増加
と同時にロータ４の回動に伴なうコイル２，３の出力電
圧Ｖａ，　ｖｂの増加，減少があるが，その瞬時々々の
挙動は，前記のロータ４か微小角度回動する際の動作を
連続的に行っているわけであり，結局，可逆カウンタ１
３の計数値φがｏ　−り１の回動角θ・と一致し，コサ
イン乗算器１１とサイン乗算器の出力（　ＫＩ　Ｖｌ　
ｃｏｓφｓｉｎθ）ｓｉｎωｔと（ＫＩＶｔ　ｓ　ｉｎ
φｃｏｓθ）ｓｉｎωｔが一致するようなループ制御が
行われる。したがって、この間に外部出力端子２７から
送出されるパルスの数はロータ４の正方向への回動角度
の増分に対応し、出力端子２８から送出されるパルスの
数はロータ４の負方向への回動角度の増分に対応したパ
ルス列信号、すなわち、インクリメンタル信号Ｐθとな
る。そして、このインクリメンタル信号を加減計数して
いる可逆カウンタ１３の計数値は、そのままロータ４の
回動角度θに対応したデータ信号Ｎθとなり、さらに、
ローパスフィルタ２】の出力電圧は、ロータ４の回動角
速度ｄθ／ｄｔと対応したものとなる。

以上がレゾルバ４０とその出力信号の信号変換器４３で
ある。

再び第１図において、前記信号変換器４３の各出力端、
すなわち、インクリメンタル信号Ｐ。

の出力端２７．２８は、速度偏差信号発生部１４０内に
おいて偏差カウンタ１４１の加、減入力端とそれぞれ結
線され、同様に回動角速度信号ｄθ／ｄｔの出力端は、
減算器１４４の一方の入力端と結線され、さらに、角度
テーク信号Ｎθの出力端は３相信号発生部９０内のり−
ドオンリメモリ群６０の第１．第２．第３のメモリのそ
れぞれの読出番地指定信号入力端と結線されている。そ
して、その各リートオンメモリ６１〜６３には１番地に
対応して読出テークが正弦波状に変わり、かつ相互は１
２０度の位相差を有する３相信号データか書込まれてい
る。

さて、速度偏差信号発生部１４０は、前記の偏差カウン
タ１４１．Ｄ−Ａ変換器１４３．前記の減算器１４４と
からなり、偏差カウンタ１４］の加減入力端は、指令パ
ルスの入力端子１４２とも結線され、その出力端はＤ−
Ａ変換器１４３の入力端と結線され、Ｄ−Ａ変換器１４
３の出力端は減算器１４４の他方の入力端子と結線され
、その減算器１４４の出力端は、後記する３相信号発生
部９０内の第１．第２．第３の乗算器ＩＩＩ、１１２゜
１１３の一方の入力端と結線されている。

次に、３相信号発生部９０は、各３個を一群とするリー
ドオンリメモリ群６０．Ｄ−Ａ変換器群７０、乗算器群
８０からなり、その第１〜第３のリードオンメモリ６１
〜６３の各出力端は第１〜第３のＤ−Ａ変換器７１〜７
３の入力端とそれぞれ結線され、その第１〜第３のＤ−
Ａ変換器７１〜７３の各出力端は前記第１〜第３の乗算
器８１〜８３の他方の入力端と結線され、その各乗算器
８１〜８３の出力端はモータ駆動回路１００内の第１〜
第３減算器ｉ１ｉ〜１１３の一方の入力端と結線されて
いる。

そのモータ駆動回路１００は、各３個を一群とする前記
乗算器群１１０．パワー増幅器群１２０゜電流セン→ｊ
−１２４〜Ｊ２５．電流増幅器群１３０とからなり、そ
の第１〜第３の乗算器１１１〜１１３の出力端は第Ｊ〜
第３のパワー増幅器１２１〜］２３とそれぞれ結線され
、その第１〜第３のパワー増幅器１２１〜１２３の出力
端はモータ３０の各々の電機子巻線とそれぞれ結線され
、その各パワー増幅器１２１〜１２３と電機子巻線の信
号線中に介入させた電流センサ１２４〜］２５はそれぞ
れの電流増幅器１３１〜１３３に導入され、その増幅器
１３１〜１３３の出力端が前記第１〜第３の減算器１１
１〜１１３の他方の入力端子と結線されている。

以下、制御指令パルスＰを第７図に示すように、ある時
間内はその周波数を直線的に増加し。

続いて一定の周波数を所定時間の間保ち１次いて、直線
的に減少させるように設定し、モータ３０の速度パター
ンＶを台形状に変化させる場合を例にとり、前記制御系
の動作を説明する。

先ず、モータ３０が停止中には、信号変換器４３の角速
度信号ｄθ／ｄｔ、インクリメンタル信号Ｐθはいずれ
も０であり、かつ、偏差カウンタ１伺の計数値もＯであ
るから乗算器群８０の各乗算器８１〜８３の出力はＯに
され、モータ３０の、駆動回路ｉｏｏへの信号の送出は
ない。

次に、指令パルスＰか送出され始める古、偏差カウンタ
１４１はそのパルスを計数し、その計数値に対応した出
力ＥがＤ−Ａ変換器１４３から送出され、減算器１４４
を介して乗算器群８０に導入される。このとき、リード
オンリメモリ群６０には、信号変換器４３からそのとき
のモータ３０の回動角度θに対応した角度データＮｏが
番地指定信号として導入され、各メモ’Ｊ６１．６２．
６３からは、それぞれｓｉｎθ、５ｉｎ（θ＋１２０°
）、５ｉｎ（θ＋２４０°）に対応したデータが送出さ
れ、それぞれＤ−Ａ変換された後前記乗算器群８０に導
入される。その結果、各乗算器８１〜８３の出力は、そ
れぞれＥｓ１ｎθ、Ｂｓ１ｎ（θ＋１２００）、　Ｅｓ
１ｎ（θ＋１２００）となり、それがモータ駆動回路１
００に送られる。

駆動回路１００においては、その各入力は第１〜第３の
減算器１１１〜１１３に加えられ、モータ３０の各対応
する電機子巻線への供給電流との偏差が算出され、その
偏差信号はパワー増幅器１２１〜１２３に送られ、その
結果、各電機子巻線には前記乗算器８１〜８３の出力に
対応した電流が供給され、それにより磁界が発生し、モ
ータ３０のロータにはその３つの磁界の合成ベクトルに
対応した回転力が加えられ、ロータが回転させられる。

このロータの回動によりレゾルバ４０の出力信号の振幅
が変化し、信号変換器４３の角度データＮθが増加し、
角速度出力ｄθ／ｄｉが送出され、インクリメンタルパ
ルス信号Ｐθが送出される。この結果、以後は制御指令
パルスＰとインクリメンタルパルスＰθとのパルス数差
に対応した出力と角速度出力ｄθ／ｄｔとの偏差信号か
乗算器群８０に加えられる。このとき１乗算器群８０に
加えられるＤ−Ａ変換器群７０の出力は、信号変換器４
３の角度データＮθの変化により前記とはロータの回動
回度分たけ位相のすれたものとなり。

それが偏差信号倍された後、駆動回路１００に加えられ
、前記と同様の制御が行イつれる。結局。

乗算器８０に加えられているリートオンリメモリ群８０
から読出される信号はモータ３０に対して回転磁界を生
じさせる信号となり２乗算器８０に加えられている減算
器１４４の出力は、磁界の強さを決定する信号となり、
したがって、速度偏差が太きけれは、それだけロータに
大きな回転力を与えて速度補償を行わせ、順次指令パル
スＰにより設定される速度パターンにモータ３０の回転
角速度を追従させる制御が行われる。

ところで、上記制御系は、制御速度が犬になった場合、
レゾルバ４０の信号変換器４３の遅れやＤ−Ａ変換器の
遅れが問題となり、第７図に破線で示すように目標値に
対してオーバシー−１・やアンダーシー−トを生じてし
まう問題点がある。

また、ディジタル回路とアナロク回路を併用するために
、必然的に使用素子数が増加し、高価になることも避け
られない。

また、速度偏差信号発生部４ｏにおいては、そのＤ−Ａ
変換器１４３のドリフトが避けられず。

その安定度が制御精度を大きく左右する問題点がある。

本発明の目的は、応答性の高い制御系を実現することに
ある。

を実現することにある。

すなわち２本発明は、永久磁石形同期モータの回転軸と
移相形回転検出器を結合し、その移相形回転検出器の２
相の駆動信号と出力位相信号とを第１の位相比較器に導
入し、各駆動信号と出力位相信号との位相差信号を形成
し、その２相の位相差信号を第１の波形変換器群に導入
して連続的な２相の正弦波信号に変換し、前記移相形回
転検出器の出力位相信号と予め設定した制御指令位相信
号を第２の位相比較器に導入し２両信号の位相差に対応
した時間幅または電圧を有する位相差信号を形成し、そ
の位相差信号を第２の波形変換器に導入して連続的な電
圧信号を形成し、その電圧信号と前記第１の波形変換器
の２相の正弦波信号とを乗算器群に導入し、２相の正弦
波信号の振幅を電圧信号に応じて変化させ、その乗算器
群からの２相の正弦波信号を２相−３相変換器に導入し
、３相の正弦波信号に変換し、それをモータの駆動回路
に加えるようにしたものである。これにより、モータに
回転磁界を発生させる信号は、移相形回転信号への変換
により形成し、磁界の大きさを定める信号は、制御指令
位相信号と移相形回転検出器の出力位相信号との位相差
により与えるようにしたものである。

以下１本発明の実施例につき詳細に説明する。

第８図において、前記第７図と同番号を付したモータ３
０．その回転軸３１とカップリング５０を介して結合さ
れたレゾルバ４０は前記と同様のものであり、また、モ
ータ３０の１駆動回路１００．すなわち、第１〜第３の
減算器１１１〜１１３．パワー増幅器１２１〜１２３．
電流センサ１２４〜１２６゜電流増幅器１３３も前記と
同様のものであり、同様に結線されている。但し、レゾ
ルバ４０の駆動回路４２′からは、前記第７図と異なり
、２相の、駆動信号Ｖａ、Ｖｂ（前記■式参零Ｓレゾル
バ４０のコイル２，３（第１図参照）に供給され、コイ
ル５に発生する位相信号ｖｃが取出されている。

そして、その２相の駆動信号Ｖａ　、　Ｖｂと出力位相
信号Ｖｃの出力端は、第１の位相比較器２１０の入力端
と結線されている。なお、第１の位相比較器２１０は２
例えは出力位相信号Ｖｃにより開閉される２個のアナロ
グスイッチ回路からなり、出力位相信号Ｖｃが正のとき
のみそれぞれ駆動信号Ｖａ、　ｖｂを通過させる。した
がって、その各出力は出力位相信号と各１駆動信号さの
位相差に応じて電圧が正弦波状に変化し、かつ相互に９
０度の位相差をもつ２相の位相差信号となる。

さて、その第１の位相比較器２１０の各出力端はそれぞ
れローパスフィルタ２２１　、　２２２からなる第１の
波形変換器２２０の入力端と結線され、その第１の波形
変換器２２０の各フィルタ２２１　、２２２の出力端は
それぞれ乗算器群２３０の第１．第２の乗算器２３１．
　２３２の一方の入力端と結線され。

その各乗算器２３１，２３２の出力端は２相−３相変換
器２４０の入力端と結線され、その３相正弦波の出力端
は、モータ３０の、鳴動回路１００内の第１〜第３の減
算器１１１〜１１３の加算入力端と結線されている。ま
た、前記レゾルバ４０の位相信号出力端は、第２の位相
比較器３１０の一方の入力端と結線され、その第２の位
相比較器３１０は。

その他方の入力端が制御指令位相信号入力端３３０と結
線され、出力端がローパスフィルタからなる第２の波形
変換器３２０と結線され、その第２の波形変換器３２０
の出力端は、前記第１゜第２の乗算器２３１，２３２の
他方の入力端と結線されている。なお、前記第２の位相
比較器３１０は、各入力信号の微分回路と、その両微分
出力により開閉が制御されるフリップフロップ回路とか
らなり１両入力信号の位相差に対応した時間幅の間出力
を送出する。

以上のものにおいて、前記７図のＶに示す速度パターン
に沿って制御する場合を例にとって説明すると、モータ
３０の停止状態では、制御指令位相信号とレゾルバ４０
の出力位相信号（以下。

帰還位相信号と呼ぶ）の位相は同一であり、したがって
、ローパスフィルタ３２０の出力は０であり、この結果
２乗算器２３１．　２３２の出力もＯであり、モータ３
０の、駆動回路１００への制御信号の送出はない。

次に、指令位相信号の位相の変化率を直線的に増加させ
ると、第２の位相比較器は帰還位相信号との位相差に対
応した位相差信号を発生し。

それがローパスフィルタを介して平滑化された後、偏差
信号Ｅ′としてそれぞれ第１．第２の乗算器２３］、　
、　２３２に加えられる。このとき、第１の位相比較器
２１０は、レゾルバ４０の２相の駆動信号と出力位相信
号（帰還信号）とのそれぞれの位相差に対応した９０度
位相の２相のサイン関数値ｖｄ、ｖｅを、その位相信号
の周期ことに出力する（詳細は波形図により後述する）
ことになり、このｖｄ、ｖｅは２次にローパスフィルタ
２２１゜２２２により平滑化された後、その出力Ｖｆ、
■ｇは前記第１．第２の乗算器２３］　、２３２に加え
られる。これにより、平滑化された２相のサイン関数値
Ｖｆ、Ｖｇは前記の偏差信号Ｅ′の大きさに対応して増
幅され２次いで、その２相の乗算出力Ｖｈ、Ｖｉは２相
−３相変換器２４０を介して３相信号に変換された後、
モータ３０の、駆動回路１００に加えられる。その結果
、駆動回路１００はモータ３０の各電機子巻線にそれぞ
れ前記３相信号に対応した電流を供給し、それにより回
転磁界を発生させて永久磁石形ロータを回転させる。

このロータの回動によりレゾルバ４ｏの出力位相信号、
すなわち帰還信号の位相が変化し、その変化した位相と
制御指令位相信号の位相とのつきあわせが行われ、それ
に対応した偏差信号Ｅ′が第１．第２の乗算器２３１，
２３２に加えられる。同時に、このとき帰還信号の位相
の変化により第１の位相比較器２１０の位相差信号も変
化し、その位相変化分だけ変化した２相サイン関数値Ｖ
ｄ、Ｖｅが出力され、平滑化された後、その出力ｖｆ、
ｖｇは乗算器２３１，２３２に加えられる。

そして、そのＶｆ、Ｖｇは偏差信号ｇに応じて増幅され
た後３相信号に変換され、モータ３ｏの駆動回路ｉｏｏ
に加えられ、前記と同様の制御が行われる。したがって
、第１の位相比較器２１０がら送出され、３相に変換さ
れた信号は回転磁界を発生させる役割をもち、それの振
幅を変化させる第２の位相比較器３１０の出力は、磁界
の強さを速度偏差に応じて変化させる役割をもち、結局
、これにより偏差の大きさに応じてロータに生じる回転
力を変化させ、制御指令速度パターンへの追従制御が行
われる。

さて、第９図は上記制御系において定速制御状態の各部
の波形を示したものであり、波形の左に付した符号は、
前記第８図の同符号の出力と対応させである。すなわち
、レゾルバ４０の駆動信号Ｖａ、Ｖｂは同一周波数で位
相が９０度すれた正弦波信号であり、これに対し、レゾ
ルバ４０の帰還信号ＶＣは、ある速度に制御されている
のでその分たけ周波数の高い（結局１位相の時間に対す
る変化率が一定な）正弦波信号となる。このとき、前記
位相信号■ｃと駆動信号Ｖａ、Ｖｂの位相比較信号、す
なイっち、ＶＣの正の間だけｖａ。

ｖｂを通過させた信号Ｖｄ、Ｖｅは２両信号の位相差か
３６０度すれる間、すなわちモータ３０のロータが１回
転する時間を周期としてその電圧がサイン波状に変化し
たものとなり、それはローパスフィルタ２００により平
滑化することにより実質的にはＶｒ　、　Ｖｇに示すよ
うな連続的に変化する２相のサイン波信号となる。

第１０図は、その２相のサイン波信号Ｖｆ、ｖｇを縮小
して示したものであり、前記偏差信号」号′が、いま、
正のある値から負のある値開で変化した場合、すなわち
、最初は制御指令値より実際の制御結果が遅れていた状
態から追従状態に達し、その後行過ぎを起こした場合は
、その２相のサイン波信号Ｖｆ、Ｖｇの振幅が偏差信号
Ｅ′に対応して変えられてｖｈ、ｖｉのようになり、結
局偏差が小さい程小さくなる。そして２行過ぎが生じた
場合には、偏差信号Ｅ′が負となり、その結果、２相の
サイン波信号Ｖｆ、Ｖｇは反転され。

モータ３０の駆動回路１００に対して、負方向の磁界を
発生させる信号（モータ３ｏのロータにフレーキカを与
える）となる。また、２相−３相変換器２４０について
は詳述していないが、前記の乗算器２３１　、２３２　
（７）出力Ｖｉ　、　ｖ１１ヲ入カシ、次ノ３相信号Ｖ
ｊ　、　Ｖｋ　、　Ｖｔに変換するものであり、すでに
公知のものである。

なお、上記実施例においては、第１の位相比較器２１０
をアナログスイッチ回路により構成し。

第１の波形変換器をローパスフィ／ｌ／　り２２１．．
２２２により構成し、第１の位相比較器２１０には、２
相の正弦波信号Ｖａ、ＶＩ）と出力位相信号Ｖｃを導入
させる場合を例示したが、第１１図に示すように２相の
正弦波信号Ｖａ　、　ｖｂ　ｃ！：出力位相信号Ｖｃは
波形整形回路群４００の各波形整形回路４０１〜４０３
を介して第１２図にＶＢ２．ｖｂ′にて示す２相の矩形
信号とＶｃ　’にて示す矩形の位相信号に整形後、第１
の位相比較器２１０′に導入し、第１の位相比較器２１
０′は２例えは位相出力Ｖｃとそれぞれの矩形信号Ｖｃ
’により開閉制御される矩形波信号を形成するフリップ
フロップ回路群により構成し、それによりｖｃ’と’ｉ
ａ’　、　Ｖｃ’　、　Ｖｂ’の位相差に対応した時間
幅を有するＶｄ’　、　Ｖｅ’にて示すような位相差信
号を形成し、続いて、その２相の位相差信号Ｖｄ’　、
　Ｖｅ’を第１の波形変換器２２０のローパスフィルタ
２２１，２２２にそれぞれ送り。

そこで２位相差信号を平滑化して位相差信号Ｖｄ’　、
　Ｖｅ’の０〜３６０°の位相差の変化に対して出力が
三角波の１周期と対応する２相の三角波信号Ｖｆ’、Ｖ
ｇ’を形成し、続いて、第１の波形変換器２２０内に新
らたに付加した例えば非線形演算器よりなる三角波−正
弦波変換回路２２３　、２２４にその三角波信号Ｖｆ’
　、　Ｖｇ’を送り、三角波信号Ｖｆ’　、　Ｖｇ’を
前記第９図のＶｆ、Ｖｇと同様な正弦波信号Ｖｆ、Ｖｇ
を得るようにしても同様である。

また、上記実施例は磁気式のレゾルバを用いた場合を例
示したが、これに限られるものではなく移相形回転検出
器であれば同様である。

以上のとおりであり１本発明は移相形回転検出器の信号
変換器を省き、かつ全体を応答性の高いアナログ制御系
とし、移相形回転検出器の出力位相信号と２相の駆動信
号との位相比較と。

波形変換き、２相−３相変換によりモータ制御用の３相
の正弦波信号を形成し、かつ、その３相の正弦波信号の
振幅も制御用指令位相信号と前記移相形回転検出器の出
力位相信号との位相差に応じて変化させるものであり、
応答時間は移相形回転検出器の駆動信号の周期となり、
極めて高い応答性が実現され、かつ、高精度となる。

【図面の簡単な説明】

第１図は、従来のモータ制御系を示すプロ。 り線図、第２図はレゾルバの原理を示す構成正面図、第
３，４図はレゾルバの励磁信号波形と出力信号波形を示
す波形図、第５図は公知の信号変換器のフロ、り線図、
第６図は第５図の各要素の出力波形を示す波形図、第７
図は制御速度パターンの一例を示す波形図、第８図は本
発明の実施例を示すフロック線図、第９，１０図は第８
図の各要素の出力波形を示す波形図、第１１図は本発明
の他の実施例を示すブロック線図。 第１２図は第１１図の各要素の出力波形を示す波形図で
ある。 ４０：レゾルバ、４２’：レゾルバ駆動回路、２１０゜
２１０’　：第１の位相比較器、２２０：第１の波形変
換器、２２１．２２２：ローバスフィルタ回路、２２３
゜２２４二三角波−正弦波変換器、２３０：乗算器群。 ２４０：２相−３相変換器、３１０：第２の位相比較器
、３２０：ローパスフィルタ 出願人

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、永久磁石形同期モータの回転軸と結合した移相形回
   転検出器と、その移相形回転検出器の２相の駆動信号と
   出力位相信号とを入力し。 各々の駆動信号と出力位相信号との位相差信号を形成す
   る第１の位相比較器と、その第１の位相比較器の２相差
   信号を入力し、連続的な２相の正弦波信号に変換する第
   １の波形変換器群と、前記移相形回転検出器の出力位相
   信号と制御指令位相信号とを入力し、その周期ごとに両
   信号の位相差信号を形成する第２の位相比較器と、その
   第２の位相比較器の位相差信号を入力し、連続的な電圧
   信号に変換する第２の波形変換器と、その第１．第２の
   波形変換器の２相正弦波信号と電圧信号とを入力し、電
   圧信号を乗算した２相の正弦波信号を形成する乗算器群
   と、その乗算器群の２相の正弦波信号を入力し、３相の
   正弦波信号に変換してモーフの駆動回路に送出する２相
   −３相変換器とからなるところの永久磁石形同期モーク
   制御装置。