JPH0257650B2 - - Google Patents
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- JPH0257650B2 JPH0257650B2 JP57165018A JP16501882A JPH0257650B2 JP H0257650 B2 JPH0257650 B2 JP H0257650B2 JP 57165018 A JP57165018 A JP 57165018A JP 16501882 A JP16501882 A JP 16501882A JP H0257650 B2 JPH0257650 B2 JP H0257650B2
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Classifications
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01P—MEASURING LINEAR OR ANGULAR SPEED, ACCELERATION, DECELERATION, OR SHOCK; INDICATING PRESENCE, ABSENCE, OR DIRECTION, OF MOVEMENT
- G01P15/00—Measuring acceleration; Measuring deceleration; Measuring shock, i.e. sudden change of acceleration
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01P—MEASURING LINEAR OR ANGULAR SPEED, ACCELERATION, DECELERATION, OR SHOCK; INDICATING PRESENCE, ABSENCE, OR DIRECTION, OF MOVEMENT
- G01P3/00—Measuring linear or angular speed; Measuring differences of linear or angular speeds
- G01P3/42—Devices characterised by the use of electric or magnetic means
- G01P3/44—Devices characterised by the use of electric or magnetic means for measuring angular speed
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01D—MEASURING NOT SPECIALLY ADAPTED FOR A SPECIFIC VARIABLE; ARRANGEMENTS FOR MEASURING TWO OR MORE VARIABLES NOT COVERED IN A SINGLE OTHER SUBCLASS; TARIFF METERING APPARATUS; MEASURING OR TESTING NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- G01D5/00—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable
- G01D5/12—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means
- G01D5/14—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means influencing the magnitude of a current or voltage
- G01D5/242—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means influencing the magnitude of a current or voltage by carrying output of an electrodynamic device, e.g. a tachodynamo
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01D—MEASURING NOT SPECIALLY ADAPTED FOR A SPECIFIC VARIABLE; ARRANGEMENTS FOR MEASURING TWO OR MORE VARIABLES NOT COVERED IN A SINGLE OTHER SUBCLASS; TARIFF METERING APPARATUS; MEASURING OR TESTING NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
- G01D5/00—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable
- G01D5/12—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means
- G01D5/244—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means influencing characteristics of pulses or pulse trains; generating pulses or pulse trains
- G01D5/247—Mechanical means for transferring the output of a sensing member; Means for converting the output of a sensing member to another variable where the form or nature of the sensing member does not constrain the means for converting; Transducers not specially adapted for a specific variable using electric or magnetic means influencing characteristics of pulses or pulse trains; generating pulses or pulse trains using time shifts of pulses
-
- G—PHYSICS
- G01—MEASURING; TESTING
- G01P—MEASURING LINEAR OR ANGULAR SPEED, ACCELERATION, DECELERATION, OR SHOCK; INDICATING PRESENCE, ABSENCE, OR DIRECTION, OF MOVEMENT
- G01P13/00—Indicating or recording presence, absence, or direction, of movement
- G01P13/02—Indicating direction only, e.g. by weather vane
- G01P13/04—Indicating positive or negative direction of a linear movement or clockwise or anti-clockwise direction of a rotational movement
- G01P13/045—Indicating positive or negative direction of a linear movement or clockwise or anti-clockwise direction of a rotational movement with speed indication
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- Physics & Mathematics (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Transmission And Conversion Of Sensor Element Output (AREA)
- Measurement Of Length, Angles, Or The Like Using Electric Or Magnetic Means (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
- Indicating Or Recording The Presence, Absence, Or Direction Of Movement (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
(a) 技術分野
本発明は回転する物体の回転位置や回転速度及
び移動する物体の移動位置や移動速度等をデイジ
タル量として検出するデイジタル移動検出装置に
関する。
び移動する物体の移動位置や移動速度等をデイジ
タル量として検出するデイジタル移動検出装置に
関する。
(b) 技術的背景及びその問題点
従来の回転体の速度検出には直流発電機と同じ
構造をもつ速度発電機が用いられ、回転体の位置
検出には回転体の軸に結合されたポテンシヨメー
タが用いられている。又、直線移動体の速度や位
置の検出は歯車等により回転運動に変換した後、
同様な方法で検出している。
構造をもつ速度発電機が用いられ、回転体の位置
検出には回転体の軸に結合されたポテンシヨメー
タが用いられている。又、直線移動体の速度や位
置の検出は歯車等により回転運動に変換した後、
同様な方法で検出している。
この様にして検出された速度や位置の信号は速
度制御や位置制御のフイードバツク信号として用
いられることが多い。これ等の制御回路やアナロ
グ回路で構成されている場合には上記検出信号は
アナログ信号として検出されるので制御に適して
いた。
度制御や位置制御のフイードバツク信号として用
いられることが多い。これ等の制御回路やアナロ
グ回路で構成されている場合には上記検出信号は
アナログ信号として検出されるので制御に適して
いた。
しかし最近はマイクロコンピユータ等の技術の
進歩により、デイジタル回路で制御回路が構成さ
れ非常に高い精度と安定性を持つた速度制御や位
置制御が容易に実現できる様になつてきた。デイ
ジタル回路はアナログ回路に対し、上述の利点が
ある他に調整要素も少なく、マイクロコンピユー
タを用いることにより製品価格を安くできる等の
多くの利点を持つている。
進歩により、デイジタル回路で制御回路が構成さ
れ非常に高い精度と安定性を持つた速度制御や位
置制御が容易に実現できる様になつてきた。デイ
ジタル回路はアナログ回路に対し、上述の利点が
ある他に調整要素も少なく、マイクロコンピユー
タを用いることにより製品価格を安くできる等の
多くの利点を持つている。
デイジタル回路により速度や位置の制御を行な
う場合、フイードバツク信号をデイジタル信号と
して検出する必要がある。この場合、アナログ信
号で検出した信号をアナログ−デイジタル変換器
（以後Ａ／Ｄ変換器とする）によりデイジタル信
号に変換して用いる方法もあるが、一般に検出し
た最初のアナログ信号の精度、安定性がデイジタ
ル回路の精度、安定性よりも劣るためデイジタル
回路で構成した利点が半減する。又速度発電機や
ポテンシヨメータは機械的な摺動部分があり保
守、点検に対する費用が多い欠点がある。
う場合、フイードバツク信号をデイジタル信号と
して検出する必要がある。この場合、アナログ信
号で検出した信号をアナログ−デイジタル変換器
（以後Ａ／Ｄ変換器とする）によりデイジタル信
号に変換して用いる方法もあるが、一般に検出し
た最初のアナログ信号の精度、安定性がデイジタ
ル回路の精度、安定性よりも劣るためデイジタル
回路で構成した利点が半減する。又速度発電機や
ポテンシヨメータは機械的な摺動部分があり保
守、点検に対する費用が多い欠点がある。
回転速度や回転位置を直接デイジタル量として
検出する方法として回転速度に比例した周波数を
出力する周波数発電機や回転パルス発生器等があ
る。この場合デイジタル回路の特長を活かした高
精度の制御の検出信号として用いるためには１回
転当りの検出パルス数をかなり多くすることが必
要となる。例えば960rpm（＝16rps）の回転速度
を10ｍｓのサンプリング間隔で12ビツト、即ち約
0.025％（＝2-12）の分解能で検出するためには
１回転当り25600パルスの回転パルス発生器を必
要とする。
検出する方法として回転速度に比例した周波数を
出力する周波数発電機や回転パルス発生器等があ
る。この場合デイジタル回路の特長を活かした高
精度の制御の検出信号として用いるためには１回
転当りの検出パルス数をかなり多くすることが必
要となる。例えば960rpm（＝16rps）の回転速度
を10ｍｓのサンプリング間隔で12ビツト、即ち約
0.025％（＝2-12）の分解能で検出するためには
１回転当り25600パルスの回転パルス発生器を必
要とする。
又、この場合の960rpmに於る出力パルス周波
数は400KHz以上になりこのパルス信号を回転パ
ルス発生器から制御装置まで伝送することも容易
でなくなる。更にこの様な回転パルス発生器は非
常に精密な構造となるため取扱いが難しく、又高
価になる等の問題がある。
数は400KHz以上になりこのパルス信号を回転パ
ルス発生器から制御装置まで伝送することも容易
でなくなる。更にこの様な回転パルス発生器は非
常に精密な構造となるため取扱いが難しく、又高
価になる等の問題がある。
(c) 発明の目的
本発明は上記事情に鑑みてなされ、位置や速度
を短時間のサンプリング時間に於て、高い分解能
でデイジタル的に検出し、しかも信号の伝送や取
扱いの容易なデイジタル移動検出装置を提供する
ことを目的とする。
を短時間のサンプリング時間に於て、高い分解能
でデイジタル的に検出し、しかも信号の伝送や取
扱いの容易なデイジタル移動検出装置を提供する
ことを目的とする。
(d) 発明の概要
本発明は、回転磁界を発生するための多相の一
次巻線と単相の二次巻線を有し前記一次巻線及び
前記二次巻線のいずれか一方の巻線を被検出体に
結合したシンクロ電機と、位相信号θ0（ｔ）に応
じた位相の回転磁界を発生するための多相交流電
圧を出力し、前記一次巻線を励磁する励磁手段
と、一定の周波数のcosθ*（ｔ）とsinθ*（ｔ）から
成る第１の二相信号を発生する基準信号発生手段
と、前記二次巻線に誘起する誘機信号cos（θ0（ｔ）
−θ（ｔ））から移相信号sin（θ0（ｔ）−θ（ｔ））
を
得る移相手段と、前記誘起信号と前記移相信号か
ら成る第２の二相信号と前記第１の二相信号から
位相差θ*（ｔ）−｛θ0（ｔ）−θ（ｔ）｝に応じた位
相
差信号を演算出力する位相比較手段と、前記位相
差信号に応じた電圧信号を出力する制御増幅手段
と、前記電圧信号に応じた周波数のパルス信号を
出力する電圧−周波数変換手段と、前記パルス信
号を計数しこれを前記位相信号θ0（ｔ）として出
力する分周手段を設け、前記位相信号θ0（ｔ）の
周波数を前記位相差信号が零となる様にPLL制
御し、前記パルス信号または前記位相信号から前
記被検出体の移動速度及び位置を高精度で検出す
るデイジタル移動検出装置である。
次巻線と単相の二次巻線を有し前記一次巻線及び
前記二次巻線のいずれか一方の巻線を被検出体に
結合したシンクロ電機と、位相信号θ0（ｔ）に応
じた位相の回転磁界を発生するための多相交流電
圧を出力し、前記一次巻線を励磁する励磁手段
と、一定の周波数のcosθ*（ｔ）とsinθ*（ｔ）から
成る第１の二相信号を発生する基準信号発生手段
と、前記二次巻線に誘起する誘機信号cos（θ0（ｔ）
−θ（ｔ））から移相信号sin（θ0（ｔ）−θ（ｔ））
を
得る移相手段と、前記誘起信号と前記移相信号か
ら成る第２の二相信号と前記第１の二相信号から
位相差θ*（ｔ）−｛θ0（ｔ）−θ（ｔ）｝に応じた位
相
差信号を演算出力する位相比較手段と、前記位相
差信号に応じた電圧信号を出力する制御増幅手段
と、前記電圧信号に応じた周波数のパルス信号を
出力する電圧−周波数変換手段と、前記パルス信
号を計数しこれを前記位相信号θ0（ｔ）として出
力する分周手段を設け、前記位相信号θ0（ｔ）の
周波数を前記位相差信号が零となる様にPLL制
御し、前記パルス信号または前記位相信号から前
記被検出体の移動速度及び位置を高精度で検出す
るデイジタル移動検出装置である。
(e) 発明の実施例
以下本発明を図面を参照して説明する。
第１図は本発明の構成による一実施例の回路構
成図である。同図に於て、１０は回転軸の回転角
度θを検出するためのレゾルバ（シンクロ電機）
を示し、固定子側に２相の巻線１１，１２を持ち
回転子側に単相の巻線１３とこの巻線１３に発生
した電圧を取り出すためのスリツプリング１４及
びブラシ１５を持つ。回転子は図示しない被回転
検出体と機械的に結合している。２０は回転子の
巻線１３に誘起した正弦波状の誘起電圧の位相を
90゜遅らせる移相回路、３０は一定周波数のたが
いに90゜位相の異なつた二相の正弦波信号を発生
する基準信号発生回路、４０は回転子巻線１３に
誘起した誘起電圧と移相回路２０の出力信号との
二相正弦波信号と、基準信号発生回路３０の出力
の基準二相正弦波信号とを入力し、その位相差に
応じた位相差信号を出力する位相比較回路、５０
は位相差信号に応じた電圧信号を出力し低域波
作用を合わせ持つ比例積分の制御増幅器、６０は
制御増幅器５０の出力電圧に応じた周波数のパル
ス信号を発生する電圧−周波数変換器（以後Ｖ／
Ｆ変換器とする）、７０はＶ／Ｆ変換器６０の出
力パルスを計数する分周器、８０は分周器７０の
計数値をデイジタル入力信号としてその計数値に
応じた正弦波と余弦波の２相正弦波信号を発生し
シンクロ電機１０の固定子側に有する巻線１１，
１２を励磁する励磁回路、９０は基準信号発生回
路３０からの基準信号をタイミング入力信号とし
てその立下り時刻に於る分周器７０の計数値を記
憶するラツチ回路、１００はラツチ回路９０の記
憶信号をとり入れ位置制御や速度制御のための演
算、制御などを行うマイクロコンピユータであ
る。
成図である。同図に於て、１０は回転軸の回転角
度θを検出するためのレゾルバ（シンクロ電機）
を示し、固定子側に２相の巻線１１，１２を持ち
回転子側に単相の巻線１３とこの巻線１３に発生
した電圧を取り出すためのスリツプリング１４及
びブラシ１５を持つ。回転子は図示しない被回転
検出体と機械的に結合している。２０は回転子の
巻線１３に誘起した正弦波状の誘起電圧の位相を
90゜遅らせる移相回路、３０は一定周波数のたが
いに90゜位相の異なつた二相の正弦波信号を発生
する基準信号発生回路、４０は回転子巻線１３に
誘起した誘起電圧と移相回路２０の出力信号との
二相正弦波信号と、基準信号発生回路３０の出力
の基準二相正弦波信号とを入力し、その位相差に
応じた位相差信号を出力する位相比較回路、５０
は位相差信号に応じた電圧信号を出力し低域波
作用を合わせ持つ比例積分の制御増幅器、６０は
制御増幅器５０の出力電圧に応じた周波数のパル
ス信号を発生する電圧−周波数変換器（以後Ｖ／
Ｆ変換器とする）、７０はＶ／Ｆ変換器６０の出
力パルスを計数する分周器、８０は分周器７０の
計数値をデイジタル入力信号としてその計数値に
応じた正弦波と余弦波の２相正弦波信号を発生し
シンクロ電機１０の固定子側に有する巻線１１，
１２を励磁する励磁回路、９０は基準信号発生回
路３０からの基準信号をタイミング入力信号とし
てその立下り時刻に於る分周器７０の計数値を記
憶するラツチ回路、１００はラツチ回路９０の記
憶信号をとり入れ位置制御や速度制御のための演
算、制御などを行うマイクロコンピユータであ
る。
上述構成に於て、制御増幅器５０の出力電圧に
応じた周波数のパルスをＶ／Ｆ変換器６０から出
力しこのパルスを分周器７０で計数して後述する
励磁信号の電気角（以下単に位相と呼ぶ）θ0のデ
イジタル信号とする。従つてこのθ0の値は制御増
幅器５０の出力電圧に応じた早さで刻々変化する
デイジタル信号となる。このデイジタル信号θ0を
入力として励磁回路８０はsinθ0とcosθ0の位相関
係を有する交流電圧を出力し前述の励磁信号とす
る。この励磁信号はシンクロ電機１０の固定子側
の巻線１１をsinθ0で、巻線１２をcosθ0で励磁し
て回転磁界を発生させる。このとき、固定子側巻
線と回転子側巻線との回転位置関係が第１図に示
した様にθだけ異なつていると回転子側の巻線１
３からcos（θ0−θ）の位相関係を有する交流電圧
が誘起する。この誘起電圧は移相回路２０で90゜
だけ位相が遅らされてsin（θ0−θ）の信号が得ら
れる。一方、基準信号発生回路３０からはcosθ*、
sinθ*の信号が出力され、位相比較回路４０はこ
れらの信号を入力として(1)式の演算を行ない、
sin｛θ*−（θ0−θ）｝に応じた位相差信号を出力す
る。
応じた周波数のパルスをＶ／Ｆ変換器６０から出
力しこのパルスを分周器７０で計数して後述する
励磁信号の電気角（以下単に位相と呼ぶ）θ0のデ
イジタル信号とする。従つてこのθ0の値は制御増
幅器５０の出力電圧に応じた早さで刻々変化する
デイジタル信号となる。このデイジタル信号θ0を
入力として励磁回路８０はsinθ0とcosθ0の位相関
係を有する交流電圧を出力し前述の励磁信号とす
る。この励磁信号はシンクロ電機１０の固定子側
の巻線１１をsinθ0で、巻線１２をcosθ0で励磁し
て回転磁界を発生させる。このとき、固定子側巻
線と回転子側巻線との回転位置関係が第１図に示
した様にθだけ異なつていると回転子側の巻線１
３からcos（θ0−θ）の位相関係を有する交流電圧
が誘起する。この誘起電圧は移相回路２０で90゜
だけ位相が遅らされてsin（θ0−θ）の信号が得ら
れる。一方、基準信号発生回路３０からはcosθ*、
sinθ*の信号が出力され、位相比較回路４０はこ
れらの信号を入力として(1)式の演算を行ない、
sin｛θ*−（θ0−θ）｝に応じた位相差信号を出力す
る。
sinθ*・cos（θ0−θ）−cosθ*・sin（θ0
−θ）＝sin｛θ*−（θ0−θ）｝ ………(1)
この位相差信号を制御増幅器５０により制御増
幅し電圧信号で出力する。制御増幅としては一般
に比例積分動作を用いる。この場合、位相差信号
が正のときは出力が増大し、逆に負のときは減少
し、ちようど零のときは出力が変化せずそのとき
の値で一定に保つ様に動作する。この制御増幅器
５０の出力電圧をＶ／Ｆ変換器６０に入力し、電
圧の大きさに比例した周波数のパルス信号に変換
する。このパルス信号を分周器７０により計数し
前述の励磁信号の位相θ0を与えるデイジタル信号
として励磁回路８０に入力する。以下前述の様に
sinθ0、cosθ0の二相の励磁信号を出力してシンク
ロ電機１０の固定子側巻線１１，１２を励磁し、
信号が一巡する閉ループを構成する。
幅し電圧信号で出力する。制御増幅としては一般
に比例積分動作を用いる。この場合、位相差信号
が正のときは出力が増大し、逆に負のときは減少
し、ちようど零のときは出力が変化せずそのとき
の値で一定に保つ様に動作する。この制御増幅器
５０の出力電圧をＶ／Ｆ変換器６０に入力し、電
圧の大きさに比例した周波数のパルス信号に変換
する。このパルス信号を分周器７０により計数し
前述の励磁信号の位相θ0を与えるデイジタル信号
として励磁回路８０に入力する。以下前述の様に
sinθ0、cosθ0の二相の励磁信号を出力してシンク
ロ電機１０の固定子側巻線１１，１２を励磁し、
信号が一巡する閉ループを構成する。
この一巡する信号によりシンクロ電機１０の回
転子側巻線１３の誘起電圧の位相（以下単に（θ0
−θ）とする）は基準信号の位相（以下単にθ*と
する）と等しくなる様に制御される。例えば（θ0
−θ）がθ*より遅れたとき位相差信号sin｛θ*−
（θ0−θ）｝は正となり、制御増幅器５０の出力電
圧が増大しＶ／Ｆ変換器６０の出力パルス周波数
が増加する。これにより分周器７０から出力する
デイジタル信号θ0の変化する速度、即ち励磁信号
の周波数は、θ*の変化する速度、即ち基準信号の
周波数より高くなり、（θ0−θ）はθ*に等しくな
る方向（進み位相）に制御される。又、逆に（θ0
−θ）がθ*より進み位相となつたとき、Ｖ／Ｆ変
換器６０の出力パルス周波数が減少して励磁信号
の周波数は基準信号の周波数より低くなり（θ0−
θ）はθ*に等しくなる方向（遅れ位相）に制御さ
れる。又、（θ0−θ）とθ*が等しくなれば制御増
幅器５０の出力電圧は一定の値を保ち励磁信号の
周波数は基準信号の周波数に等しく（θ0−θ）と
θ*がそのまま等しい状態を保つ。
転子側巻線１３の誘起電圧の位相（以下単に（θ0
−θ）とする）は基準信号の位相（以下単にθ*と
する）と等しくなる様に制御される。例えば（θ0
−θ）がθ*より遅れたとき位相差信号sin｛θ*−
（θ0−θ）｝は正となり、制御増幅器５０の出力電
圧が増大しＶ／Ｆ変換器６０の出力パルス周波数
が増加する。これにより分周器７０から出力する
デイジタル信号θ0の変化する速度、即ち励磁信号
の周波数は、θ*の変化する速度、即ち基準信号の
周波数より高くなり、（θ0−θ）はθ*に等しくな
る方向（進み位相）に制御される。又、逆に（θ0
−θ）がθ*より進み位相となつたとき、Ｖ／Ｆ変
換器６０の出力パルス周波数が減少して励磁信号
の周波数は基準信号の周波数より低くなり（θ0−
θ）はθ*に等しくなる方向（遅れ位相）に制御さ
れる。又、（θ0−θ）とθ*が等しくなれば制御増
幅器５０の出力電圧は一定の値を保ち励磁信号の
周波数は基準信号の周波数に等しく（θ0−θ）と
θ*がそのまま等しい状態を保つ。
図示しない被回転検出体が回転して回転子側巻
線１３が回転し固定子側巻線との回転位置関係θ
が変化すると以上に述べた制御動作が行なわれ常
に（θ0−θ）とθ*が等しい状態に制御される。
線１３が回転し固定子側巻線との回転位置関係θ
が変化すると以上に述べた制御動作が行なわれ常
に（θ0−θ）とθ*が等しい状態に制御される。
上述の様に２つの信号の位相を比較して所定の
位相関係に制御する一巡の回路構成を一般にフエ
ーズロツクドループ（以下PLLとする）と呼び、
本発明はこのPLL内にシンクロ電機を含んだ構
成としている。
位相関係に制御する一巡の回路構成を一般にフエ
ーズロツクドループ（以下PLLとする）と呼び、
本発明はこのPLL内にシンクロ電機を含んだ構
成としている。
この様にθが変化しても（θ0−θ）とθ*が常に
等しく制御されるのでθ0即ち分周器７０の計数値
は（θ*＋θ）に等しいデイジタル値に制御するこ
とになる。従つて基準信号の位相θ*と分周器７０
の計数値（θ*＋θ）を読みとり差を求めれば回転
位置θを求めることができる。
等しく制御されるのでθ0即ち分周器７０の計数値
は（θ*＋θ）に等しいデイジタル値に制御するこ
とになる。従つて基準信号の位相θ*と分周器７０
の計数値（θ*＋θ）を読みとり差を求めれば回転
位置θを求めることができる。
第１図の実施例では周期関数であることを利用
して基準信号発生回路３０から出力されるθ*が零
の時刻で変化するタイミング信号により、その時
刻に於ける分周器７０の計数値をラツチ回路９０
に記憶して差を求める操作を行うことなく直ちに
回転位置θを求めている。このラツチ回路９０を
マイクロコンピユータ１００の入力回路に接続
し、ラツチ回路９０に記憶した回転位置θをマイ
クロコンピユータ１００が読みとる。又、回転速
度は一定時間の回転位置の変化から求めることが
でき、基準信号は一定周波数を用いるのでこの周
期を一定時間として使用する。
して基準信号発生回路３０から出力されるθ*が零
の時刻で変化するタイミング信号により、その時
刻に於ける分周器７０の計数値をラツチ回路９０
に記憶して差を求める操作を行うことなく直ちに
回転位置θを求めている。このラツチ回路９０を
マイクロコンピユータ１００の入力回路に接続
し、ラツチ回路９０に記憶した回転位置θをマイ
クロコンピユータ１００が読みとる。又、回転速
度は一定時間の回転位置の変化から求めることが
でき、基準信号は一定周波数を用いるのでこの周
期を一定時間として使用する。
基準信号発生回路３０からのタイミング信号を
マイクロコンピユータ１００に割込信号として入
力し、その時刻でマイクロコンピユータ１００は
割込プログラムを実行開始し回転速度を求めるこ
とができる。
マイクロコンピユータ１００に割込信号として入
力し、その時刻でマイクロコンピユータ１００は
割込プログラムを実行開始し回転速度を求めるこ
とができる。
このときの割込プログラムのフローチヤートを
第２図に示す。割込が行なわれるとマイクロコン
ピユータ１００はラツチ回路９０に記憶した回転
位置θを読み込みこれをレジスタＡにストアす
る。レジスタＢには前回の割込で読み込んだθが
ストアされておりレジスタＢの値からレジスタＡ
の値を引き算して前回の割込から今回の割込まで
の時間のθの変化、即ち回転速度を求めてレジス
タＣにストアする。その後レジスタＡにストアし
ている今回入力したθの値をレジスタＢに移して
次回の割込の準備をし、リターンして割込プログ
ラムを終了する。結果としてレジスタＢに現在の
回転位置、レジスタＣに現在の回転速度がストア
される。
第２図に示す。割込が行なわれるとマイクロコン
ピユータ１００はラツチ回路９０に記憶した回転
位置θを読み込みこれをレジスタＡにストアす
る。レジスタＢには前回の割込で読み込んだθが
ストアされておりレジスタＢの値からレジスタＡ
の値を引き算して前回の割込から今回の割込まで
の時間のθの変化、即ち回転速度を求めてレジス
タＣにストアする。その後レジスタＡにストアし
ている今回入力したθの値をレジスタＢに移して
次回の割込の準備をし、リターンして割込プログ
ラムを終了する。結果としてレジスタＢに現在の
回転位置、レジスタＣに現在の回転速度がストア
される。
以上、本発明の構成と作用を原理的に説明した
が、更に詳細に具体的設計数値を示して説明す
る。被回転検出体の最大回転速度が1920rpm、回
転位置の検出分解能が15ビツト、即ち2-15（≒
0.003％）の実施例について説明する。回転位置
の検出分解能から分周器７０は15ビツトのカウン
タを用い、分周比Ｎを32768（＝215）とする。
が、更に詳細に具体的設計数値を示して説明す
る。被回転検出体の最大回転速度が1920rpm、回
転位置の検出分解能が15ビツト、即ち2-15（≒
0.003％）の実施例について説明する。回転位置
の検出分解能から分周器７０は15ビツトのカウン
タを用い、分周比Ｎを32768（＝215）とする。
被回転検出体の回転角速度ω（＝dθ／dt）と励
磁信号の角速度ω0（＝dθ0／dt）及び基準信号の
角速度ω*（dθ*／dt）との関係は、各位相θ、θ0、
θ*の関係と同様に常に（ω0−ω）はω*に等しく
制御される。従つてω0＝ω*＋ωとなり又、各角
速度ω、ω0、ω*に対する各周波数、0、*は
比例関係にあり、正転と逆転を考慮すると0は
（*−）から（*＋）の間で変化する。ここ
で被回転検出体の最大回転速度が1920rpmから
max＝32Hzとなり、変化する励磁信号の周波数
0が零または負にならない様に基準信号の周波数
*を128Hzに選定する。Ｖ／Ｆ変換器６０は分周
器７０の分周比Ｎを32768としたので励磁信号の
最大周波数（128＋32Hz）倍した値の約5.3MHzの
最大周波数を出力可能なものを選定する。ラツチ
回路９０は分周器７０と同じ15ビツトのものを選
定する。
磁信号の角速度ω0（＝dθ0／dt）及び基準信号の
角速度ω*（dθ*／dt）との関係は、各位相θ、θ0、
θ*の関係と同様に常に（ω0−ω）はω*に等しく
制御される。従つてω0＝ω*＋ωとなり又、各角
速度ω、ω0、ω*に対する各周波数、0、*は
比例関係にあり、正転と逆転を考慮すると0は
（*−）から（*＋）の間で変化する。ここ
で被回転検出体の最大回転速度が1920rpmから
max＝32Hzとなり、変化する励磁信号の周波数
0が零または負にならない様に基準信号の周波数
*を128Hzに選定する。Ｖ／Ｆ変換器６０は分周
器７０の分周比Ｎを32768としたので励磁信号の
最大周波数（128＋32Hz）倍した値の約5.3MHzの
最大周波数を出力可能なものを選定する。ラツチ
回路９０は分周器７０と同じ15ビツトのものを選
定する。
第３に励磁回路８０の詳細ブロツク図を示す。
分周器７０から出力する15ビツトのデイジタル信
号θ0（＝θ*＋θ）の内、上位８ビツトをリードオ
ンリメモリ８１，８２のアドレスに入力する。リ
ードオンリメモリ８１にはアドレス入力θ0に応じ
てsinθ0を出力する関数を、リードオンリメモリ
８２にはcosθ0を出力する関数を書き込んでおく。
従つて各リードオンリメモリ８１，８２の出力か
らデイジタル信号θ0の上位８ビツトに応じて
sinθ0、cosθ0に変換された８ビツトのデイジタル
信号が出力される。このデイジタル信号をデイジ
タル−アナログ変換器（以後Ｄ／Ａ変換器とす
る）８３，８４により２相の正弦波としてアナロ
グ信号に変換する。このアナログ信号を増幅器を
含む低域波回路８５，８６に入力し、デイジタ
ル信号により発生する段階状の波形をなめらかに
して励磁信号とする。この様に低域波回路８
５，８６の作用により15ビツトのデイジタル信号
θ0の下位７ビツトを省略し、リードオンリメモリ
は256バイトの小さな容量のものを用いることが
できる。
分周器７０から出力する15ビツトのデイジタル信
号θ0（＝θ*＋θ）の内、上位８ビツトをリードオ
ンリメモリ８１，８２のアドレスに入力する。リ
ードオンリメモリ８１にはアドレス入力θ0に応じ
てsinθ0を出力する関数を、リードオンリメモリ
８２にはcosθ0を出力する関数を書き込んでおく。
従つて各リードオンリメモリ８１，８２の出力か
らデイジタル信号θ0の上位８ビツトに応じて
sinθ0、cosθ0に変換された８ビツトのデイジタル
信号が出力される。このデイジタル信号をデイジ
タル−アナログ変換器（以後Ｄ／Ａ変換器とす
る）８３，８４により２相の正弦波としてアナロ
グ信号に変換する。このアナログ信号を増幅器を
含む低域波回路８５，８６に入力し、デイジタ
ル信号により発生する段階状の波形をなめらかに
して励磁信号とする。この様に低域波回路８
５，８６の作用により15ビツトのデイジタル信号
θ0の下位７ビツトを省略し、リードオンリメモリ
は256バイトの小さな容量のものを用いることが
できる。
第４図に移相回路２０の詳細を示す。これは全
域フイルタ回路とも呼ばれる公知の回路で低域フ
イルタ回路２１、増幅器２２、減算器２３で構成
される。低域フイルタ回路２１の遮断周波数を入
力する正弦波の周波数に等しく選ぶと出力は入力
の正弦波に対して位相が45゜遅れ、振幅が１／√
２の正弦波信号となる。この出力を増幅器２２に
より２倍に増幅し、さらに減算器２３により入力
の正弦波との差を取る。入力の正弦波をcos（θ0−
θ）とすると、移相回路２０の出力は(2)式の関係
からsin（θ0−θ）となる。
域フイルタ回路とも呼ばれる公知の回路で低域フ
イルタ回路２１、増幅器２２、減算器２３で構成
される。低域フイルタ回路２１の遮断周波数を入
力する正弦波の周波数に等しく選ぶと出力は入力
の正弦波に対して位相が45゜遅れ、振幅が１／√
２の正弦波信号となる。この出力を増幅器２２に
より２倍に増幅し、さらに減算器２３により入力
の正弦波との差を取る。入力の正弦波をcos（θ0−
θ）とすると、移相回路２０の出力は(2)式の関係
からsin（θ0−θ）となる。
基準信号発生回路３０の詳細ブロツク図を第５
図に示す。この基準信号発生回路３０は前述励磁
回路８０と類似の回路で、水晶振動子３１を具備
した水晶発振回路３２の出力パルス信号をカウン
タ３３によつて計数し、その計数値、即ち基準信
号の位相θ*をsin関数、cos関数を書き込んだリー
ドオンリメモリ３４，３５のアドレスに入力する
様に構成する。
図に示す。この基準信号発生回路３０は前述励磁
回路８０と類似の回路で、水晶振動子３１を具備
した水晶発振回路３２の出力パルス信号をカウン
タ３３によつて計数し、その計数値、即ち基準信
号の位相θ*をsin関数、cos関数を書き込んだリー
ドオンリメモリ３４，３５のアドレスに入力する
様に構成する。
位相比較回路４０の詳細ブロツク図を第６図に
示す。同図中、４１，４２はsin（θ0−θ）、cos
（θ0−θ）のアナログ信号と、sinθ*、cosθ*のデ
イジタル信号を入力とし、夫々乗算してsinθ*・
cos（θ0−θ）、cosθ*・sin（θ0−θ）のアナログ信
号を出力する乗算形Ｄ／Ａ変換器（例えばアナロ
グデバイゼズ社のAD7523等）である。43は乗算
形Ｄ／Ａ変換器４１，４２の出力信号の差を演算
してsin｛θ*−（θ0−θ）｝の位相差信号を出力する
減算器で構成する。
示す。同図中、４１，４２はsin（θ0−θ）、cos
（θ0−θ）のアナログ信号と、sinθ*、cosθ*のデ
イジタル信号を入力とし、夫々乗算してsinθ*・
cos（θ0−θ）、cosθ*・sin（θ0−θ）のアナログ信
号を出力する乗算形Ｄ／Ａ変換器（例えばアナロ
グデバイゼズ社のAD7523等）である。43は乗算
形Ｄ／Ａ変換器４１，４２の出力信号の差を演算
してsin｛θ*−（θ0−θ）｝の位相差信号を出力する
減算器で構成する。
以上述べた本発明による具体的設計値によれ
ば、回転位置の検出は7.8ｍｓのサンプリング時
間毎に１回転に対し15ビツトのデイジタル値とし
て得られ、又、回転速度の検出は最大回転速度が
960rpm（＝16rps）の場合、7.8ｍｓのサンプリン
グ時間毎に1/8回転（＝2-3回転）するので最大回
転速度に対し12ビツトのデイジタル値として得ら
れるデイジタル移動検出装置を提供することがで
きる。
ば、回転位置の検出は7.8ｍｓのサンプリング時
間毎に１回転に対し15ビツトのデイジタル値とし
て得られ、又、回転速度の検出は最大回転速度が
960rpm（＝16rps）の場合、7.8ｍｓのサンプリン
グ時間毎に1/8回転（＝2-3回転）するので最大回
転速度に対し12ビツトのデイジタル値として得ら
れるデイジタル移動検出装置を提供することがで
きる。
第７図は回転速度をデイジタル値で検出する他
の実施例である。第７図中、第１図と同じ符号は
同一物であり、１１０が本実施例で新たに付加し
た速度検出回路である。この速度検出回路１１０
は、Ｖ／Ｆ変換器６０の出力パルスを計数する15
ビツトのカウンタ１１１と、カウンタ１１１をク
リアする単安定マルチバイブレータ１１２と、カ
ウンタ１１１の計数値を記憶するラツチ回路１１
３で構成する。
の実施例である。第７図中、第１図と同じ符号は
同一物であり、１１０が本実施例で新たに付加し
た速度検出回路である。この速度検出回路１１０
は、Ｖ／Ｆ変換器６０の出力パルスを計数する15
ビツトのカウンタ１１１と、カウンタ１１１をク
リアする単安定マルチバイブレータ１１２と、カ
ウンタ１１１の計数値を記憶するラツチ回路１１
３で構成する。
上記構成に於て、カウンタ１１１はＶ／Ｆ変換
器６０の出力パルスを計数する。ラツチ回路１１
３は基準信号発生回路３０からの基準信号を記憶
タイミング入力とし、基準信号の立下り時刻に於
るカウンタ１１１の計数値を記憶する。カウンタ
１１１はその直後に単安定マルチバイブレータ１
１２からの出力パルスにより計数値をクリアし、
再度零から計数を始める。この場合、記憶するタ
イミングとクリアするタイミングは単安定マルチ
バイブレータ１１２の微少遅れ時間に動作させ
る。
器６０の出力パルスを計数する。ラツチ回路１１
３は基準信号発生回路３０からの基準信号を記憶
タイミング入力とし、基準信号の立下り時刻に於
るカウンタ１１１の計数値を記憶する。カウンタ
１１１はその直後に単安定マルチバイブレータ１
１２からの出力パルスにより計数値をクリアし、
再度零から計数を始める。この場合、記憶するタ
イミングとクリアするタイミングは単安定マルチ
バイブレータ１１２の微少遅れ時間に動作させ
る。
前述設計数値例と同様に基準信号の周波数を
128Hz、分周器７０を15ビツトとして、回転速度
が960rpm（＝16rps）の場合、Ｖ／Ｆ変換器６０
の出力パルスの周波数は4718592Hz（＝32768×
（128＋16）Hz）となる。この出力パルスをサンプ
リング時間7.8ｍｓ（＝１／128s）の間計数とする
と36864の計数値となるがカウンタ１１１は15ビ
ツト即ち32768でオーバーフローするため残りの
4096がラツチ回路１１３に記憶される。又、回転
速度が逆転して960rpmの場合、Ｖ／Ｆ変換器６
０の出力パルスの周波数は3670016Hz（＝32768×
（128−16）Hz）となり、サンプリング時間7.8ｍ
ｓ間の計数値は28672でオーバーフローは生じな
い。
128Hz、分周器７０を15ビツトとして、回転速度
が960rpm（＝16rps）の場合、Ｖ／Ｆ変換器６０
の出力パルスの周波数は4718592Hz（＝32768×
（128＋16）Hz）となる。この出力パルスをサンプ
リング時間7.8ｍｓ（＝１／128s）の間計数とする
と36864の計数値となるがカウンタ１１１は15ビ
ツト即ち32768でオーバーフローするため残りの
4096がラツチ回路１１３に記憶される。又、回転
速度が逆転して960rpmの場合、Ｖ／Ｆ変換器６
０の出力パルスの周波数は3670016Hz（＝32768×
（128−16）Hz）となり、サンプリング時間7.8ｍ
ｓ間の計数値は28672でオーバーフローは生じな
い。
ここでデイジタル値を扱う場合、一般の場合と
同様にフルスケールの1/2までは正の数として扱
いそれ以上は負の数として扱うので28672は−
4096として扱われる。
同様にフルスケールの1/2までは正の数として扱
いそれ以上は負の数として扱うので28672は−
4096として扱われる。
この様に本実施例によれば、速度検出回路１１
０を付加することにより回転速度がデイジタル値
として検出できるので、マイクロコンピユータ１
００はこのデイジタル値を単に読みとるだけで演
算を行う必要がなく、ソフト処理の負担を軽減し
たデイジタル移動検出装置を提供することができ
る。
０を付加することにより回転速度がデイジタル値
として検出できるので、マイクロコンピユータ１
００はこのデイジタル値を単に読みとるだけで演
算を行う必要がなく、ソフト処理の負担を軽減し
たデイジタル移動検出装置を提供することができ
る。
以上に説明した実施例ではシンクロ電機の固定
子側を一次巻線として励磁信号を印加し、回転子
側を二次巻線として信号を取りだす様に構成した
が、逆に回転子側巻線を一次巻線、固定子側を二
次巻線として構成しても同様な効果を得ることが
できる。又、シンクロ電機の回転子側巻線から信
号を取りだすスリツプリングのブラシの代りに回
転変圧器を用いてブラシレス化したシンクロ電機
を用いたデジタル移動検出装置とすることもでき
る。
子側を一次巻線として励磁信号を印加し、回転子
側を二次巻線として信号を取りだす様に構成した
が、逆に回転子側巻線を一次巻線、固定子側を二
次巻線として構成しても同様な効果を得ることが
できる。又、シンクロ電機の回転子側巻線から信
号を取りだすスリツプリングのブラシの代りに回
転変圧器を用いてブラシレス化したシンクロ電機
を用いたデジタル移動検出装置とすることもでき
る。
(f) 発明の総合的な効果
以上説明の様に本発明によれば、シンクロ電機
の回転子の動きに追従するPLLが正弦関数演算
により連続的に行なわれ、被検出体の位置や速度
を追従性良く高い分解能でデイジタル量として検
出するデイジタル移動検出装置を提供することが
できる。
の回転子の動きに追従するPLLが正弦関数演算
により連続的に行なわれ、被検出体の位置や速度
を追従性良く高い分解能でデイジタル量として検
出するデイジタル移動検出装置を提供することが
できる。
また、二次巻線が単相の安価で小形なシンクロ
電機を用いることができ、シンクロ電機のみを被
検出体の近くに設置すれば良く悪環境でも使用す
ることができ、検出部とシンクロ電機との間の信
号伝送線は低い周波数を用いることが可能となり
信号の伝送や取扱いを容易に行なうことができ、
信頼性も高い。
電機を用いることができ、シンクロ電機のみを被
検出体の近くに設置すれば良く悪環境でも使用す
ることができ、検出部とシンクロ電機との間の信
号伝送線は低い周波数を用いることが可能となり
信号の伝送や取扱いを容易に行なうことができ、
信頼性も高い。
前述説明の実施例ではいずれもシンクロ電機は
極対数＝１の場合を示したが、これを極対数＝ｍ
（ｍ＞１）の多極対数のシンクロ電機とすること
により機械的な回転位置θに対して電気的な回転
位置をｍ倍のｍ・θとすることができ、検出分解
能も１／ｍ倍となりさらに検出精度の向上したデ
イジタル移動検出装置を提供することができる。
極対数＝１の場合を示したが、これを極対数＝ｍ
（ｍ＞１）の多極対数のシンクロ電機とすること
により機械的な回転位置θに対して電気的な回転
位置をｍ倍のｍ・θとすることができ、検出分解
能も１／ｍ倍となりさらに検出精度の向上したデ
イジタル移動検出装置を提供することができる。
又シンクロ電機は回転形シンクロ電機で説明し
たが、これを直線形シンクロ電機として直線移動
における位置や速度を直接的にデイジタル値で検
出するデイジタル移動検出装置も提供できる。
たが、これを直線形シンクロ電機として直線移動
における位置や速度を直接的にデイジタル値で検
出するデイジタル移動検出装置も提供できる。
第１図は本発明のデイジタル移動検出装置の一
実施例を示すブロツク図、第２図は速度を求める
ためのフローチヤート、第３図は励磁回路８０の
詳細ブロツク図、第４図は移相回路７０の詳細ブ
ロツク図、第５図は基準発生回路の詳細ブロツク
図、第６図は位相比較回路の詳細ブロツク図、第
７図は速度を検出する本発明の他の実施例による
デイジタル移動検出装置である。 １０……シンクロ電機、２０……移相回路、３
０……基準発生回路、４０……位相比較回路、５
０……制御増幅器、６０……電圧−周波数変換
器、７０……分周器、８０……励磁回路、９０…
…位置検出回路（ラツチ回路）、１００……マイ
クロコンピユータ、１１０……速度検出回路。
実施例を示すブロツク図、第２図は速度を求める
ためのフローチヤート、第３図は励磁回路８０の
詳細ブロツク図、第４図は移相回路７０の詳細ブ
ロツク図、第５図は基準発生回路の詳細ブロツク
図、第６図は位相比較回路の詳細ブロツク図、第
７図は速度を検出する本発明の他の実施例による
デイジタル移動検出装置である。 １０……シンクロ電機、２０……移相回路、３
０……基準発生回路、４０……位相比較回路、５
０……制御増幅器、６０……電圧−周波数変換
器、７０……分周器、８０……励磁回路、９０…
…位置検出回路（ラツチ回路）、１００……マイ
クロコンピユータ、１１０……速度検出回路。
Claims (1)
- １ 多相の一次巻線と単相の二次巻線を有し前記
一次巻線及び前記二次巻線のいずれか一方の巻線
を被検出体に結合したシンクロ電機と、位相信号
θ0（ｔ）に応じた位相の回転磁界を発生するため
の多相交流電圧を出力し、前記一次巻線を励磁す
る励磁手段と、一定の周波数のcosθ*（ｔ）と
sinθ*（ｔ）から成る第１の二相信号を発生する基
準信号発生手段と、前記二次巻線に誘起する誘起
信号cos（θ0（ｔ）−θ（ｔ））から移相信号sin（θ0
（ｔ）−θ（ｔ））を得る移相手段と、前記誘起信号
と前記移相信号から成る第２の二相信号と前記第
１の二相信号から位相差θ*（ｔ）−｛θ0（ｔ）−θ
（ｔ）｝に応じた位相差信号を演算出力する位相比
較手段と、前記位相差信号に応じた電圧信号を出
力する制御増幅手段と、前記電圧信号に応じた周
波数のパルス信号を出力する電圧−周波数変換手
段と、前記パルス信号を計数しこれを前記位相信
号θ0（ｔ）として出力する分周手段を設け、前記
位相信号θ0（ｔ）の周波数を前記位相差信号が零
となる様にPLL制御し、前記パルス信号または
前記位相信号から前記被検出体の移動を検出する
ことを特徴としたデイジタル移動検出装置。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57165018A JPS5954917A (ja) | 1982-09-24 | 1982-09-24 | デイジタル移動検出装置 |
| KR1019830004151A KR910005302B1 (ko) | 1982-09-24 | 1983-09-03 | 디지탈 이동 검출장치 |
| GB08323849A GB2130032B (en) | 1982-09-24 | 1983-09-06 | System for detecting mechanical movement |
| DE3333393A DE3333393A1 (de) | 1982-09-24 | 1983-09-15 | Anordnung zum feststellen bzw. messen einer mechanischen bewegung |
| US06/535,289 US4475105A (en) | 1982-09-24 | 1983-09-23 | System for detecting mechanical movement |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57165018A JPS5954917A (ja) | 1982-09-24 | 1982-09-24 | デイジタル移動検出装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5954917A JPS5954917A (ja) | 1984-03-29 |
| JPH0257650B2 true JPH0257650B2 (ja) | 1990-12-05 |
Family
ID=15804273
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57165018A Granted JPS5954917A (ja) | 1982-09-24 | 1982-09-24 | デイジタル移動検出装置 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4475105A (ja) |
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| KR (1) | KR910005302B1 (ja) |
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