JP3296729B2 - 交流モータ制御装置 - Google Patents
交流モータ制御装置Info
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- Japan
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- circuit
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- B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
- B60—VEHICLES IN GENERAL
- B60L—PROPULSION OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; SUPPLYING ELECTRIC POWER FOR AUXILIARY EQUIPMENT OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRODYNAMIC BRAKE SYSTEMS FOR VEHICLES IN GENERAL; MAGNETIC SUSPENSION OR LEVITATION FOR VEHICLES; MONITORING OPERATING VARIABLES OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRIC SAFETY DEVICES FOR ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES
- B60L50/00—Electric propulsion with power supplied within the vehicle
- B60L50/50—Electric propulsion with power supplied within the vehicle using propulsion power supplied by batteries or fuel cells
- B60L50/51—Electric propulsion with power supplied within the vehicle using propulsion power supplied by batteries or fuel cells characterised by AC-motors
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P2207/00—Indexing scheme relating to controlling arrangements characterised by the type of motor
- H02P2207/07—Doubly fed machines receiving two supplies both on the stator only wherein the power supply is fed to different sets of stator windings or to rotor and stator windings
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- Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02T—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO TRANSPORTATION
- Y02T10/00—Road transport of goods or passengers
- Y02T10/60—Other road transportation technologies with climate change mitigation effect
- Y02T10/64—Electric machine technologies in electromobility
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- Measurement Of Current Or Voltage (AREA)
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は交流モータ制御装置
に係り、特に、電動車両の駆動用として用いられる交流
モータの制御に好適な交流モータ制御装置に関する。
に係り、特に、電動車両の駆動用として用いられる交流
モータの制御に好適な交流モータ制御装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、電気自動車や電動二輪車等に代表
される電動車両の駆動用モータとして３相交流モータが
普及している。この種の交流モータを駆動源とする電動
車両では、運転者がアクセルを操作すると当該アクセル
開度に対応するトルク指令値（目標トルク）が演算され
る。モータ制御部では、モータの実トルクを前記トルク
指令値に一致させるトルク制御が行われるので、アクセ
ル開度に応じた出力制御が可能になる。ここで、上記し
たトルク制御方式はその制御内容によって、例えば特願
平７−１０５４３４号公報に開示された電力フィードバ
ック制御方式と、例えば特願平７−３１００６６号公報
に開示された電流フィードバック制御方式とに分類され
る。
される電動車両の駆動用モータとして３相交流モータが
普及している。この種の交流モータを駆動源とする電動
車両では、運転者がアクセルを操作すると当該アクセル
開度に対応するトルク指令値（目標トルク）が演算され
る。モータ制御部では、モータの実トルクを前記トルク
指令値に一致させるトルク制御が行われるので、アクセ
ル開度に応じた出力制御が可能になる。ここで、上記し
たトルク制御方式はその制御内容によって、例えば特願
平７−１０５４３４号公報に開示された電力フィードバ
ック制御方式と、例えば特願平７−３１００６６号公報
に開示された電流フィードバック制御方式とに分類され
る。
【０００３】電力フィードバック制御は、モータが出力
している実トルクをモータへの入力電力に基づいて検出
するもので、図４に示したように、運転者がアクセル開
度θAPとして走行速度を指示すると、電力フィードバッ
ク回路１０ａでは、これに応答したトルク指令が前記ア
クセル開度θAPおよびモータ１の回転速度Ｎm に基づい
て演算され、目標電力として与えられる。この目標電力
は、バッテリ３からインバータ回路６へ入力される電流
Ｉinおよび電圧Ｖin、ならびにインバータ回路６の変換
効率に基づいて演算される実電力と比較される。電力フ
ィードバック回路１０ａは、目標電力と実電力とが一致
するようにインバータ回路６をフィードバック制御す
る。
している実トルクをモータへの入力電力に基づいて検出
するもので、図４に示したように、運転者がアクセル開
度θAPとして走行速度を指示すると、電力フィードバッ
ク回路１０ａでは、これに応答したトルク指令が前記ア
クセル開度θAPおよびモータ１の回転速度Ｎm に基づい
て演算され、目標電力として与えられる。この目標電力
は、バッテリ３からインバータ回路６へ入力される電流
Ｉinおよび電圧Ｖin、ならびにインバータ回路６の変換
効率に基づいて演算される実電力と比較される。電力フ
ィードバック回路１０ａは、目標電力と実電力とが一致
するようにインバータ回路６をフィードバック制御す
る。
【０００４】一方、電流フィードバック制御はモータが
出力している実トルクをモータの相電流に基づいて検出
するもので、図５に示したように、運転者がアクセル開
度θAPとして走行速度を指示すると、電流フィードバッ
ク回路１１ａでは、この指示速度に応答したトルク指令
が前記アクセル開度θAPに基づいて演算され、目標電流
値として与えられる。この目標電流は、磁極信号ＳU 、
ＳV 、ＳW に基づいて励磁タイミングと判断されたモー
タ１の各相の相電流の実測値と比較される。電流フィー
ドバック回路１１ａは、目標電流と相電流とが一致する
ようにインバータ回路６をフィードバック制御する。
出力している実トルクをモータの相電流に基づいて検出
するもので、図５に示したように、運転者がアクセル開
度θAPとして走行速度を指示すると、電流フィードバッ
ク回路１１ａでは、この指示速度に応答したトルク指令
が前記アクセル開度θAPに基づいて演算され、目標電流
値として与えられる。この目標電流は、磁極信号ＳU 、
ＳV 、ＳW に基づいて励磁タイミングと判断されたモー
タ１の各相の相電流の実測値と比較される。電流フィー
ドバック回路１１ａは、目標電流と相電流とが一致する
ようにインバータ回路６をフィードバック制御する。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】上記した電力フィード
バック制御は制御方法が簡素であり、モータの回転速度
Ｎm が高回転の領域まで効率良く運転できるという利点
を有する反面、低回転領域では非常に小さな電力を扱う
こととなるためにインバータ回路の変換効率に誤差が生
じ、トルク精度が低下するという欠点を合わせ持つ。
バック制御は制御方法が簡素であり、モータの回転速度
Ｎm が高回転の領域まで効率良く運転できるという利点
を有する反面、低回転領域では非常に小さな電力を扱う
こととなるためにインバータ回路の変換効率に誤差が生
じ、トルク精度が低下するという欠点を合わせ持つ。
【０００６】一方、相電流フィードバック制御は、トル
クに比例する相電流を直接制御するのでトルクを高精度
に制御できるという利点を有する反面、交流信号である
相電流を直接制御するために高回転領域では制御装置に
高速演算が要求される。のみならず、モータの回転数を
高回転側へ延ばすために、交流モータの永久磁石が発生
している界磁と逆方向の界磁を発生させるための界磁電
流成分を相電流に持たせる弱め界磁制御が行われると、
弱め界磁電流とトルク電流との分離が難しく、トルク電
流のみを検出することが難しくなるのでトルク精度に誤
差を生じやすいという欠点を合わせ持つ。このように、
従来技術の各フィードバック制御方式では、モータの低
回転領域から高回転領域まで正確にトルク制御すること
ができないという問題があった。
クに比例する相電流を直接制御するのでトルクを高精度
に制御できるという利点を有する反面、交流信号である
相電流を直接制御するために高回転領域では制御装置に
高速演算が要求される。のみならず、モータの回転数を
高回転側へ延ばすために、交流モータの永久磁石が発生
している界磁と逆方向の界磁を発生させるための界磁電
流成分を相電流に持たせる弱め界磁制御が行われると、
弱め界磁電流とトルク電流との分離が難しく、トルク電
流のみを検出することが難しくなるのでトルク精度に誤
差を生じやすいという欠点を合わせ持つ。このように、
従来技術の各フィードバック制御方式では、モータの低
回転領域から高回転領域まで正確にトルク制御すること
ができないという問題があった。
【０００７】さらに、上記した電流フィードバック回路
１１ａによるフィードバック制御では、目標電流と比較
すべき相電流を選択するために、各磁極信号ＳU 、ＳV
、ＳW に基づいて交流モータの各相の励磁タイミング
を検出すると共に、検出された相の励磁電流のみが当該
タイミングにおける目標電流と比較されるようにするた
めの選択手段等を電流フィードバック回路１１ａ内また
は別途に設けなければならなかったので、回路構成が複
雑になってしまうという問題もあった。
１１ａによるフィードバック制御では、目標電流と比較
すべき相電流を選択するために、各磁極信号ＳU 、ＳV
、ＳW に基づいて交流モータの各相の励磁タイミング
を検出すると共に、検出された相の励磁電流のみが当該
タイミングにおける目標電流と比較されるようにするた
めの選択手段等を電流フィードバック回路１１ａ内また
は別途に設けなければならなかったので、回路構成が複
雑になってしまうという問題もあった。
【０００８】本発明の目的は、上記した従来技術の問題
点を解決し、簡単な構成でモータの低回転領域から高回
転領域までの全域にわたってトルクを正確に制御できる
ようにした交流モータ制御装置を提供することにある。
点を解決し、簡単な構成でモータの低回転領域から高回
転領域までの全域にわたってトルクを正確に制御できる
ようにした交流モータ制御装置を提供することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】上記した目的を達成する
ために、本発明では以下のような手段を講じた点に特徴
がある。 (1) 交流モータのインバータ回路へ供給される直流電力
を検出する手段と、インバータ回路から交流モータの各
励磁相へ供給される相電流を検出する手段と、前記検出
された相電流を目標電流と比較し、比較結果に基づいて
第１の制御信号を発生する第１の信号発生手段と、前記
検出された直流電力を目標電力と比較し、比較結果に基
づいて第２の制御信号を発生する第２の信号発生手段
と、交流モータの回転速度が低い領域では第１の制御信
号を選択し、高い領域では第２の制御信号を選択する選
択手段と、選択された信号に基づいて交流モータを制御
する制御手段とを具備した。 (2) 前記相電流を検出する手段は、交流モータの各相の
励磁タイミングにおける励磁電流を時分割的に順次検出
して合成し、この合成電流値で相電流を代表するように
した。
ために、本発明では以下のような手段を講じた点に特徴
がある。 (1) 交流モータのインバータ回路へ供給される直流電力
を検出する手段と、インバータ回路から交流モータの各
励磁相へ供給される相電流を検出する手段と、前記検出
された相電流を目標電流と比較し、比較結果に基づいて
第１の制御信号を発生する第１の信号発生手段と、前記
検出された直流電力を目標電力と比較し、比較結果に基
づいて第２の制御信号を発生する第２の信号発生手段
と、交流モータの回転速度が低い領域では第１の制御信
号を選択し、高い領域では第２の制御信号を選択する選
択手段と、選択された信号に基づいて交流モータを制御
する制御手段とを具備した。 (2) 前記相電流を検出する手段は、交流モータの各相の
励磁タイミングにおける励磁電流を時分割的に順次検出
して合成し、この合成電流値で相電流を代表するように
した。
【００１０】上記した構成(1) によれば、モータ回転数
が低い領域では、モータの低回転領域において正確なト
ルク制御が可能な第１の制御信号によるトルク制御（電
流フィードバック制御）が実行され、モータ回転数が高
い領域では、モータの高回転領域において正確なトルク
制御が可能な第２の制御信号によるトルク制御（電力フ
ィードバック制御）に切り替えられるので、モータの低
回転領域から高回転領域まで常に正確なトルク制御が可
能になる。
が低い領域では、モータの低回転領域において正確なト
ルク制御が可能な第１の制御信号によるトルク制御（電
流フィードバック制御）が実行され、モータ回転数が高
い領域では、モータの高回転領域において正確なトルク
制御が可能な第２の制御信号によるトルク制御（電力フ
ィードバック制御）に切り替えられるので、モータの低
回転領域から高回転領域まで常に正確なトルク制御が可
能になる。
【００１１】上記した構成(2) によれば、目標トルク
（目標電流）と比較すべき相電流を交流モータの各相の
励磁タイミングに基づいて選択するための手段が不要に
なるので回路構成が簡単になる。
（目標電流）と比較すべき相電流を交流モータの各相の
励磁タイミングに基づいて選択するための手段が不要に
なるので回路構成が簡単になる。
【００１２】
【発明の実施の形態】以下、図面を参照して本発明を詳
細に説明する。図１は本発明の一実施形態である交流モ
ータ制御装置のブロック図であり、前記と同一の符号は
同一または同等部分を表している。
細に説明する。図１は本発明の一実施形態である交流モ
ータ制御装置のブロック図であり、前記と同一の符号は
同一または同等部分を表している。
【００１３】電力フィードバック回路（通常、コンピュ
ータで構成される）１０は、アクセル開度から求められ
るトルク指令値Ｔとモータ回転数Ｎm との積として与え
られる目標電力を、インバータ回路６へ入力される電流
Ｉinおよび電圧Ｖin、ならびにインバータ回路６の変換
効率（図示せず）の積に基づいて演算した実電力と比較
し、出力信号であるＰＷＭ信号Ｓ10のデューティー比
を、実電力が目標電力を下回っていれば現在よりも高く
し、実電力が目標電力を上回っていれば現在よりも低く
する。電力フィードバック回路１０には基準クロックＣ
ＬＫが入力されており、ＰＷＭ信号Ｓ10は、その立上が
り（または立ち下がり）が基準クロックＣＬＫと同期す
る。
ータで構成される）１０は、アクセル開度から求められ
るトルク指令値Ｔとモータ回転数Ｎm との積として与え
られる目標電力を、インバータ回路６へ入力される電流
Ｉinおよび電圧Ｖin、ならびにインバータ回路６の変換
効率（図示せず）の積に基づいて演算した実電力と比較
し、出力信号であるＰＷＭ信号Ｓ10のデューティー比
を、実電力が目標電力を下回っていれば現在よりも高く
し、実電力が目標電力を上回っていれば現在よりも低く
する。電力フィードバック回路１０には基準クロックＣ
ＬＫが入力されており、ＰＷＭ信号Ｓ10は、その立上が
り（または立ち下がり）が基準クロックＣＬＫと同期す
る。
【００１４】電流フィードバック回路１１は、トルク指
令値Ｔと後述するトルク補正値αとの加算値（Ｔ＋α）
として与えられる目標電流を、モータ１の各相に供給さ
れる相電流の実測値（ＩAVE ）と比較する。なお、図５
に関して説明した従来の相電流検出方法とは異なり、本
実施形態では、図８のタイミングチャートにも示したよ
うに、回転センサ１８で検出された磁極信号ＳU 、ＳV
、ＳW でスイッチング素子５U 、５V 、５W をそれぞ
れスイッチング制御し、各相が同一方向へ励磁されるタ
イミングでの相電流のみが時分割的に順次検出され、加
算回路７によって時間軸上で合成されるようにしてい
る。合成された相電流Ｉx は平滑回路４で平滑化され、
相電流の実測値ＩAVE として出力される。このようにす
れば、磁極信号ＳU 、ＳV 、ＳW に基づいて各相の励磁
タイミングを判断したり、この判断結果に基づいて各相
信号ＩU 、ＩV 、ＩW を選択するための手段等が不要に
なるので回路構成が簡単になる。
令値Ｔと後述するトルク補正値αとの加算値（Ｔ＋α）
として与えられる目標電流を、モータ１の各相に供給さ
れる相電流の実測値（ＩAVE ）と比較する。なお、図５
に関して説明した従来の相電流検出方法とは異なり、本
実施形態では、図８のタイミングチャートにも示したよ
うに、回転センサ１８で検出された磁極信号ＳU 、ＳV
、ＳW でスイッチング素子５U 、５V 、５W をそれぞ
れスイッチング制御し、各相が同一方向へ励磁されるタ
イミングでの相電流のみが時分割的に順次検出され、加
算回路７によって時間軸上で合成されるようにしてい
る。合成された相電流Ｉx は平滑回路４で平滑化され、
相電流の実測値ＩAVE として出力される。このようにす
れば、磁極信号ＳU 、ＳV 、ＳW に基づいて各相の励磁
タイミングを判断したり、この判断結果に基づいて各相
信号ＩU 、ＩV 、ＩW を選択するための手段等が不要に
なるので回路構成が簡単になる。
【００１５】電流フィードバック回路１１は、出力信号
であるＰＷＭ信号Ｓ11のデューティー比を、相電流ＩAV
E が目標電流を下回っていれば現在よりも高くし、相電
流が目標電流を上回っていれば現在よりも低くする。な
お、電流フィードバック回路１１にも前記基準クロック
ＣＬＫが入力されており、ＰＷＭＳ11信号は、その立上
がり（または立ち下がり）が基準クロックＣＬＫと同期
することになる。励磁回路１２は、回転センサ１８で検
出された磁極信号ＳU 、ＳV 、ＳW に基づいて交流モー
タ１の励磁相を選択すると、電流フィードバック回路１
１およびＡＮＤゲート回路１４のいずれか一方から出力
されるＰＷＭ信号に応じた電力が前記選択された励磁相
へ供給されるようにインバータ回路６を制御する。
であるＰＷＭ信号Ｓ11のデューティー比を、相電流ＩAV
E が目標電流を下回っていれば現在よりも高くし、相電
流が目標電流を上回っていれば現在よりも低くする。な
お、電流フィードバック回路１１にも前記基準クロック
ＣＬＫが入力されており、ＰＷＭＳ11信号は、その立上
がり（または立ち下がり）が基準クロックＣＬＫと同期
することになる。励磁回路１２は、回転センサ１８で検
出された磁極信号ＳU 、ＳV 、ＳW に基づいて交流モー
タ１の励磁相を選択すると、電流フィードバック回路１
１およびＡＮＤゲート回路１４のいずれか一方から出力
されるＰＷＭ信号に応じた電力が前記選択された励磁相
へ供給されるようにインバータ回路６を制御する。
【００１６】制御方式選択回路１３は、後に図９のフロ
ーチャートを参照して詳述するように、トルク指令値Ｔ
に加算される補正値αを出力すると共に、励磁回路１２
へ供給するＰＷＭ信号を交流モータ１の回転速度Ｎm お
よびアクセル開度θAPに基づいて選択するものであり、
モータ１の回転速度Ｎm が所定値よりも低ければ電流フ
ィードバック回路１１から出力されるＰＷＭ信号が選択
され、高ければＡＮＤゲート回路１４から出力されるＰ
ＷＭ信号が選択されるように切替回路１９の接点を切り
替える。ＡＮＤゲート１４には、電力フィードバック回
路１０から出力されるＰＷＭ信号Ｓ10および電流フィー
ドバック回路１１から出力されるＰＷＭ信号Ｓ11が入力
され、後に詳述するようにデューティー比の小さい方の
ＰＷＭ信号が選択的に出力される。
ーチャートを参照して詳述するように、トルク指令値Ｔ
に加算される補正値αを出力すると共に、励磁回路１２
へ供給するＰＷＭ信号を交流モータ１の回転速度Ｎm お
よびアクセル開度θAPに基づいて選択するものであり、
モータ１の回転速度Ｎm が所定値よりも低ければ電流フ
ィードバック回路１１から出力されるＰＷＭ信号が選択
され、高ければＡＮＤゲート回路１４から出力されるＰ
ＷＭ信号が選択されるように切替回路１９の接点を切り
替える。ＡＮＤゲート１４には、電力フィードバック回
路１０から出力されるＰＷＭ信号Ｓ10および電流フィー
ドバック回路１１から出力されるＰＷＭ信号Ｓ11が入力
され、後に詳述するようにデューティー比の小さい方の
ＰＷＭ信号が選択的に出力される。
【００１７】次いで、前記電力フィードバック回路１０
の動作を図２のフローチャートを参照してさらに詳細に
説明する。ステップＳ１ではトルク指令値Ｔが読み取ら
れ、ステップＳ２では、このトルク指令値Ｔに基づいて
目標電力が算出される。ステップＳ３では、インバータ
回路６へ供給される直流電流Ｉinが読み取られ、ステッ
プＳ４では、インバータ回路６へ印加される直流電圧Ｖ
inが読み取られる。ステップＳ５では、前記読み取られ
た直流電流Ｉinおよび直流電圧Ｖin、ならびにインバー
タの変換効率に基づいて実電力が算出される。
の動作を図２のフローチャートを参照してさらに詳細に
説明する。ステップＳ１ではトルク指令値Ｔが読み取ら
れ、ステップＳ２では、このトルク指令値Ｔに基づいて
目標電力が算出される。ステップＳ３では、インバータ
回路６へ供給される直流電流Ｉinが読み取られ、ステッ
プＳ４では、インバータ回路６へ印加される直流電圧Ｖ
inが読み取られる。ステップＳ５では、前記読み取られ
た直流電流Ｉinおよび直流電圧Ｖin、ならびにインバー
タの変換効率に基づいて実電力が算出される。
【００１８】ステップＳ６では、切替回路１９によって
ＡＮＤゲート１４側のＰＷＭ信号が選択されているか、
すなわち電力フィードバック中か否かが判断され、ＡＮ
Ｄゲート１４側が選択されていなければステップＳ７へ
進み、自身が出力するＰＷＭ信号Ｓ10の初期デューティ
ー比を決定する。この初期デューティー比は、電流フィ
ードバック回路１１が現在出力しているＰＷＭ信号Ｓ11
のデューティー比よりも大きい値になるように、前記検
出された目標電力から予測されるＰＷＭ信号Ｓ11のデュ
ーティー比に基づいて適宜に決定される。
ＡＮＤゲート１４側のＰＷＭ信号が選択されているか、
すなわち電力フィードバック中か否かが判断され、ＡＮ
Ｄゲート１４側が選択されていなければステップＳ７へ
進み、自身が出力するＰＷＭ信号Ｓ10の初期デューティ
ー比を決定する。この初期デューティー比は、電流フィ
ードバック回路１１が現在出力しているＰＷＭ信号Ｓ11
のデューティー比よりも大きい値になるように、前記検
出された目標電力から予測されるＰＷＭ信号Ｓ11のデュ
ーティー比に基づいて適宜に決定される。
【００１９】一方、前記ステップＳ６においてＡＮＤゲ
ート１４側のＰＷＭ信号が選択されていると判断される
と、ステップＳ１１では目標電力と実電力とが比較され
る。実電力が目標電力以下であると当該処理はステップ
Ｓ１２へ進み、ＰＷＭ制御領域であるか否かが判断され
る。ここで、ＰＷＭ信号Ｓ10のデューティー比が１００
％未満、すなわちＰＷＭ制御領域であって更にデューテ
ィー比を高くすることが可能であると判断されるとステ
ップＳ１３へ進んでデューティー比が増加される。ま
た、既にデューティー比が１００％であり、今以上にデ
ューティー比を高くする事ができないと判断されるとス
テップＳ１４へ進んで弱め界磁量が増加される。
ート１４側のＰＷＭ信号が選択されていると判断される
と、ステップＳ１１では目標電力と実電力とが比較され
る。実電力が目標電力以下であると当該処理はステップ
Ｓ１２へ進み、ＰＷＭ制御領域であるか否かが判断され
る。ここで、ＰＷＭ信号Ｓ10のデューティー比が１００
％未満、すなわちＰＷＭ制御領域であって更にデューテ
ィー比を高くすることが可能であると判断されるとステ
ップＳ１３へ進んでデューティー比が増加される。ま
た、既にデューティー比が１００％であり、今以上にデ
ューティー比を高くする事ができないと判断されるとス
テップＳ１４へ進んで弱め界磁量が増加される。
【００２０】また、前記ステップＳ１１において、実電
力が目標電力を上回っていると判断されるとステップＳ
１５へ進み、弱め界磁制御中であるか否かが判断され
る。ここで、弱め界磁制御中であればステップＳ１７へ
進んで弱め界磁量が減少され、弱め界磁制御中でなけれ
ば、ステップＳ１６へ進んでデューティー比が減少され
る。ステップＳ１８では、以上のようにして求められた
デューティー比のＰＷＭ信号Ｓ10が出力される。
力が目標電力を上回っていると判断されるとステップＳ
１５へ進み、弱め界磁制御中であるか否かが判断され
る。ここで、弱め界磁制御中であればステップＳ１７へ
進んで弱め界磁量が減少され、弱め界磁制御中でなけれ
ば、ステップＳ１６へ進んでデューティー比が減少され
る。ステップＳ１８では、以上のようにして求められた
デューティー比のＰＷＭ信号Ｓ10が出力される。
【００２１】次いで、前記電流フィードバック回路１１
の動作を図３のフローチャートを参照してさらに詳細に
説明する。ステップＳ２１ではトルク指令値（Ｔ＋α）
が読み取られ、ステップＳ２２では、このトルク指令値
（Ｔ＋α）に基づいて目標電流が算出される。ステップ
Ｓ２３では、インバータ回路６からモータ１の各励磁相
へ供給される相電流すなわち実電流が読み取られる。ス
テップＳ２４では目標電流と実電流とが比較され、実電
流が目標電流以下であると判断されると、ステップＳ２
５へ進んでＰＷＭ信号Ｓ11のデューティー比を増加させ
る制御が実行され、実電流が目標電流を上回っている
と、ステップＳ２６へ進んでデューティー比を減少させ
る制御が実行される。ステップＳ２７では、以上のよう
にして求められたデューティー比のＰＷＭ信号Ｓ11が出
力される。
の動作を図３のフローチャートを参照してさらに詳細に
説明する。ステップＳ２１ではトルク指令値（Ｔ＋α）
が読み取られ、ステップＳ２２では、このトルク指令値
（Ｔ＋α）に基づいて目標電流が算出される。ステップ
Ｓ２３では、インバータ回路６からモータ１の各励磁相
へ供給される相電流すなわち実電流が読み取られる。ス
テップＳ２４では目標電流と実電流とが比較され、実電
流が目標電流以下であると判断されると、ステップＳ２
５へ進んでＰＷＭ信号Ｓ11のデューティー比を増加させ
る制御が実行され、実電流が目標電流を上回っている
と、ステップＳ２６へ進んでデューティー比を減少させ
る制御が実行される。ステップＳ２７では、以上のよう
にして求められたデューティー比のＰＷＭ信号Ｓ11が出
力される。
【００２２】次いで、図６のタイミングチャート、およ
び図９に示した、前記制御方式選択回路１３の動作を表
すフローチャートを参照して本発明の実施形態をさらに
詳細に説明する。
び図９に示した、前記制御方式選択回路１３の動作を表
すフローチャートを参照して本発明の実施形態をさらに
詳細に説明する。
【００２３】今、車両停止状態から運転者がアクセルを
踏み込むと、このアクセル開度θAPと現在のモータ回転
速度Ｎm に基づいて別途に演算されたトルク指令値Ｔが
発せられる。電力フィードバック回路１０へは、このト
ルク指令値Ｔがそのまま入力されるが、電流フィードバ
ック回路１１へは、図６(c) に示したトルク補正値αを
加算した値（Ｔ＋α）がトルク指令値として入力され
る。
踏み込むと、このアクセル開度θAPと現在のモータ回転
速度Ｎm に基づいて別途に演算されたトルク指令値Ｔが
発せられる。電力フィードバック回路１０へは、このト
ルク指令値Ｔがそのまま入力されるが、電流フィードバ
ック回路１１へは、図６(c) に示したトルク補正値αを
加算した値（Ｔ＋α）がトルク指令値として入力され
る。
【００２４】一方、制御方式選択回路１３ではステップ
Ｓ３１においてモータ１が逆回転しているか否かが判断
され、逆回転していればステップＳ３５において第１基
準回転速度Ｎ（Ｈ）および第２基準回転速度Ｎ（Ｌ）に
それぞれ３０００rpm および２８００rpm が登録され
る。また、正回転していると判断されると、ステップＳ
３２ではアクセル開度θAPが大きいか否かが判断され、
大きいと判断されるとステップＳ３４において各基準回
転速度Ｎ（Ｈ）、Ｎ（Ｌ）にそれぞれ１００rpmおよび
５０rpm が登録される。また、アクセル開度θAPが大き
くないと判断されると、ステップＳ３３において各基準
回転速度Ｎ（Ｈ）、Ｎ（Ｌ）にそれぞれ６００rpm およ
び４００rpm が登録される。
Ｓ３１においてモータ１が逆回転しているか否かが判断
され、逆回転していればステップＳ３５において第１基
準回転速度Ｎ（Ｈ）および第２基準回転速度Ｎ（Ｌ）に
それぞれ３０００rpm および２８００rpm が登録され
る。また、正回転していると判断されると、ステップＳ
３２ではアクセル開度θAPが大きいか否かが判断され、
大きいと判断されるとステップＳ３４において各基準回
転速度Ｎ（Ｈ）、Ｎ（Ｌ）にそれぞれ１００rpmおよび
５０rpm が登録される。また、アクセル開度θAPが大き
くないと判断されると、ステップＳ３３において各基準
回転速度Ｎ（Ｈ）、Ｎ（Ｌ）にそれぞれ６００rpm およ
び４００rpm が登録される。
【００２５】図６(a) に示したように、走行開始直後の
モータ回転速度Ｎm は第１基準回転速度Ｎ（Ｈ）未満な
ので、制御方式選択回路１３は、同図(b) に示したよう
に、電流フィードバック回路１１から出力されるＰＷＭ
信号Ｓ11が励磁回路１２に入力されるように切替回路１
９を切り替える。この結果、電流フィードバック回路１
１によるフィードバック制御が実行される。このとき、
電力フィードバック回路１０から出力されるＰＷＭ信号
Ｓ10のデューティー比は、前記ステップＳ７において当
該ＰＷＭ信号Ｓ11よりも高めに設定されているので、同
図(e) に示したように、切替回路１９によって電流フィ
ードバック回路１１側が選択されている間は、ＰＷＭ信
号Ｓ10のデューティー比はＰＷＭ信号Ｓ11のそれよりも
高くなっている。
モータ回転速度Ｎm は第１基準回転速度Ｎ（Ｈ）未満な
ので、制御方式選択回路１３は、同図(b) に示したよう
に、電流フィードバック回路１１から出力されるＰＷＭ
信号Ｓ11が励磁回路１２に入力されるように切替回路１
９を切り替える。この結果、電流フィードバック回路１
１によるフィードバック制御が実行される。このとき、
電力フィードバック回路１０から出力されるＰＷＭ信号
Ｓ10のデューティー比は、前記ステップＳ７において当
該ＰＷＭ信号Ｓ11よりも高めに設定されているので、同
図(e) に示したように、切替回路１９によって電流フィ
ードバック回路１１側が選択されている間は、ＰＷＭ信
号Ｓ10のデューティー比はＰＷＭ信号Ｓ11のそれよりも
高くなっている。
【００２６】一方、制御方式選択回路１３では各基準回
転速度Ｎ（Ｈ）、Ｎ（Ｌ）が登録されると、ステップＳ
３６では、現在電流フィードバック制御（Ｆ／Ｂ）中か
否かが判断される。初めは電流Ｆ／Ｂが実行されるので
ステップＳ３９へ進み、現在のモータ回転数Ｎm と第１
基準回転速度Ｎ（Ｈ）とが比較される。図６の時刻ｔ1
までは、Ｎm がＮ（Ｈ）よりも低いのでステップＳ４２
へ進み、ここで補正値αにゼロが登録される。したがっ
て、図６(d) に示したように、初めはトルク指令値Ｔと
トルク指令値（Ｔ＋α）とは一致することになる。各フ
ィードバック回路１０、１１は、入力された各トルク指
令値に基づいて、それぞれＰＷＭ信号Ｓ10、Ｓ11を生成
して出力する。
転速度Ｎ（Ｈ）、Ｎ（Ｌ）が登録されると、ステップＳ
３６では、現在電流フィードバック制御（Ｆ／Ｂ）中か
否かが判断される。初めは電流Ｆ／Ｂが実行されるので
ステップＳ３９へ進み、現在のモータ回転数Ｎm と第１
基準回転速度Ｎ（Ｈ）とが比較される。図６の時刻ｔ1
までは、Ｎm がＮ（Ｈ）よりも低いのでステップＳ４２
へ進み、ここで補正値αにゼロが登録される。したがっ
て、図６(d) に示したように、初めはトルク指令値Ｔと
トルク指令値（Ｔ＋α）とは一致することになる。各フ
ィードバック回路１０、１１は、入力された各トルク指
令値に基づいて、それぞれＰＷＭ信号Ｓ10、Ｓ11を生成
して出力する。
【００２７】その後、時刻ｔ1 においてモータ回転速度
Ｎm が第１基準回転速度Ｎ（Ｈ）を越えると、制御方式
選択回路１３の処理はステップＳ３６、Ｓ３９を経てス
テップＳ４０へ進む。ステップＳ４０では、図６(b) に
示したように、ＡＮＤゲート１４の出力信号が励磁回路
１２へ入力されるように切替回路１９の接点が切り替え
られる。ステップＳ４１では、補正値αの増加が開始さ
れる。ここで、ＡＮＤゲート１４からはＰＷＭ信号Ｓ10
とＰＷＭ信号Ｓ11との論理積信号が出力され、各ＰＷＭ
信号は、図７に示したように基準クロック信号ＣＬＫと
同期しているので、ＡＮＤゲート１４からはデューティ
ー比の小さいＰＷＭ信号Ｓ11が出力されることになる。
したがって、切替直後も実質的には電流フィードバック
回路１１によるフィードバック制御が継続して実行され
ることになる。
Ｎm が第１基準回転速度Ｎ（Ｈ）を越えると、制御方式
選択回路１３の処理はステップＳ３６、Ｓ３９を経てス
テップＳ４０へ進む。ステップＳ４０では、図６(b) に
示したように、ＡＮＤゲート１４の出力信号が励磁回路
１２へ入力されるように切替回路１９の接点が切り替え
られる。ステップＳ４１では、補正値αの増加が開始さ
れる。ここで、ＡＮＤゲート１４からはＰＷＭ信号Ｓ10
とＰＷＭ信号Ｓ11との論理積信号が出力され、各ＰＷＭ
信号は、図７に示したように基準クロック信号ＣＬＫと
同期しているので、ＡＮＤゲート１４からはデューティ
ー比の小さいＰＷＭ信号Ｓ11が出力されることになる。
したがって、切替直後も実質的には電流フィードバック
回路１１によるフィードバック制御が継続して実行され
ることになる。
【００２８】一方、電力フィードバック回路１０では、
当該切替後は処理が前記ステップＳ６からステップＳ１
１へ進むようになり、目標電力と実電力との比較結果に
応じてデューティー比が制御されたＰＷＭ信号Ｓ10が出
力されることになる。ここで、前記したようにＰＷＭ信
号Ｓ10の初期値は前記ステップＳ７において高めに設定
されていたので、比較結果に応じた制御が実行されると
ＰＷＭ信号Ｓ10のデューティー比は、同図(e) に示した
ように徐々に低下することになる。
当該切替後は処理が前記ステップＳ６からステップＳ１
１へ進むようになり、目標電力と実電力との比較結果に
応じてデューティー比が制御されたＰＷＭ信号Ｓ10が出
力されることになる。ここで、前記したようにＰＷＭ信
号Ｓ10の初期値は前記ステップＳ７において高めに設定
されていたので、比較結果に応じた制御が実行されると
ＰＷＭ信号Ｓ10のデューティー比は、同図(e) に示した
ように徐々に低下することになる。
【００２９】また、前記のようにしてモータ回転速度Ｎ
m が第１基準回転速度Ｎ（Ｈ）を越えると、制御方式選
択回路１３の処理はステップＳ３７、Ｓ４３を経てステ
ップＳ４４へ進み、トルク補正値αが増加されるので、
電流フィードバック回路１１から出力されるＰＷＭ信号
Ｓ11のデューティー比は上昇を開始する。そして、時刻
ｔ2 において各ＰＷＭ信号のデューティー比の大きさが
逆転すると、ＡＮＤゲート１４からは電力フィードバッ
ク回路１０で生成されたＰＷＭ信号Ｓ10が、前記ＰＷＭ
信号Ｓ11に代わって出力されることになり、これ以後は
電力フィードバック回路１０によるフィードバック制御
が実行されることになる。その後、制御方式選択回路１
３ではステップＳ４３において補正値αの増加完了と判
断されると、ステップＳ４５において補正値αが最大値
に固定される。
m が第１基準回転速度Ｎ（Ｈ）を越えると、制御方式選
択回路１３の処理はステップＳ３７、Ｓ４３を経てステ
ップＳ４４へ進み、トルク補正値αが増加されるので、
電流フィードバック回路１１から出力されるＰＷＭ信号
Ｓ11のデューティー比は上昇を開始する。そして、時刻
ｔ2 において各ＰＷＭ信号のデューティー比の大きさが
逆転すると、ＡＮＤゲート１４からは電力フィードバッ
ク回路１０で生成されたＰＷＭ信号Ｓ10が、前記ＰＷＭ
信号Ｓ11に代わって出力されることになり、これ以後は
電力フィードバック回路１０によるフィードバック制御
が実行されることになる。その後、制御方式選択回路１
３ではステップＳ４３において補正値αの増加完了と判
断されると、ステップＳ４５において補正値αが最大値
に固定される。
【００３０】このように、本実施形態では切替回路１９
の接点が切り替わるとＰＷＭ信号Ｓ10のデューティー比
は徐々に低下し、ＰＷＭ信号Ｓ11のデューティー比は徐
々に上昇するようにすると共に、電力フィードバック回
路１０および電流フィードバック回路１１から出力され
る各ＰＷＭ信号のうち、デューティー比の小さい方の信
号に基づくフィードバック制御が実行されるようにした
ので、制御方式が電流フィードバック方式から電力フィ
ードバック方式へ切り替わる際のトルクの急変が防止さ
れて滑らかな加速が可能になる。
の接点が切り替わるとＰＷＭ信号Ｓ10のデューティー比
は徐々に低下し、ＰＷＭ信号Ｓ11のデューティー比は徐
々に上昇するようにすると共に、電力フィードバック回
路１０および電流フィードバック回路１１から出力され
る各ＰＷＭ信号のうち、デューティー比の小さい方の信
号に基づくフィードバック制御が実行されるようにした
ので、制御方式が電流フィードバック方式から電力フィ
ードバック方式へ切り替わる際のトルクの急変が防止さ
れて滑らかな加速が可能になる。
【００３１】その後、モータ回転速度Ｎm が徐々に低下
し、時刻ｔ3 において第２基準回転速度Ｎ（Ｌ）を下回
ると、これが制御方式選択回路１３のステップＳ５０で
検出され、ステップＳ５１では補正値αを減少させる処
理が開始される。これに応じて、電流フィードバック回
路１１から出力されるＰＷＭ信号Ｓ11のデューティー比
も徐々に低下する。そして、時刻ｔ4 において補正値α
の減少が完了し、これが制御方式選択回路１３のステッ
プＳ４６で検出されると、ステップＳ４８ではトルク補
正値αが“０”になり、ステップＳ４９では切替回路１
９の接点が電流フィードバック回路１１側に切り替えら
れる。この結果、電流フィードバック回路１１から出力
されるＰＷＭ信号Ｓ11が再び励磁回路１２へ供給される
ようになり、電流フィードバック回路１１によるフィー
ドバック制御が実行されることになる。
し、時刻ｔ3 において第２基準回転速度Ｎ（Ｌ）を下回
ると、これが制御方式選択回路１３のステップＳ５０で
検出され、ステップＳ５１では補正値αを減少させる処
理が開始される。これに応じて、電流フィードバック回
路１１から出力されるＰＷＭ信号Ｓ11のデューティー比
も徐々に低下する。そして、時刻ｔ4 において補正値α
の減少が完了し、これが制御方式選択回路１３のステッ
プＳ４６で検出されると、ステップＳ４８ではトルク補
正値αが“０”になり、ステップＳ４９では切替回路１
９の接点が電流フィードバック回路１１側に切り替えら
れる。この結果、電流フィードバック回路１１から出力
されるＰＷＭ信号Ｓ11が再び励磁回路１２へ供給される
ようになり、電流フィードバック回路１１によるフィー
ドバック制御が実行されることになる。
【００３２】本実施形態によれば、モータ回転数が比較
的低い領域では、モータの低回転領域において正確なト
ルク制御が可能な電流フィードバック制御が実行され、
モータ回転数が比較的高い領域では、モータの高回転領
域において正確なトルク制御が可能な電力フィードバッ
ク制御に切り替えられるので、モータの低回転領域から
高回転領域まで常に正確なトルク制御が可能になる。
的低い領域では、モータの低回転領域において正確なト
ルク制御が可能な電流フィードバック制御が実行され、
モータ回転数が比較的高い領域では、モータの高回転領
域において正確なトルク制御が可能な電力フィードバッ
ク制御に切り替えられるので、モータの低回転領域から
高回転領域まで常に正確なトルク制御が可能になる。
【００３３】
【発明の効果】上記したように、本発明によれば以下の
ような効果が達成される。 (1) 請求項１の発明によれば、モータ回転数が比較的低
い領域では、モータの低回転領域において正確なトルク
制御が可能な電流フィードバック制御が実行され、モー
タ回転数が比較的高い領域では、モータの高回転領域に
おいて正確なトルク制御が可能な電力フィードバック制
御に切り替えられるので、モータの低回転領域から高回
転領域まで常に正確なトルク制御が可能になる。 (2) 請求項２の発明によれば、電流フィードバック制御
において、目標トルク（目標電流）と比較すべき相電流
を交流モータの各相の励磁タイミングに基づいて選択す
るための手段が不要になるので回路構成が簡単になる。
ような効果が達成される。 (1) 請求項１の発明によれば、モータ回転数が比較的低
い領域では、モータの低回転領域において正確なトルク
制御が可能な電流フィードバック制御が実行され、モー
タ回転数が比較的高い領域では、モータの高回転領域に
おいて正確なトルク制御が可能な電力フィードバック制
御に切り替えられるので、モータの低回転領域から高回
転領域まで常に正確なトルク制御が可能になる。 (2) 請求項２の発明によれば、電流フィードバック制御
において、目標トルク（目標電流）と比較すべき相電流
を交流モータの各相の励磁タイミングに基づいて選択す
るための手段が不要になるので回路構成が簡単になる。
【図１】 本発明の一実施形態のブロック図である。
【図２】 電力フィードバック回路の動作を示すフロー
チャートである。
チャートである。
【図３】 電流フィードバック回路の動作を示すフロー
チャートである。
チャートである。
【図４】 電力フィードバック方式のブロック図であ
る。
る。
【図５】 電流フィードバック方式のブロック図であ
る。
る。
【図６】 図１の主要部の信号波形図である。
【図７】 図１の主要部の信号波形図である。
【図８】 図１の主要部の信号波形図である。
【図９】 制御方式選択回路の動作を示すフローチャー
トである。
トである。
１…交流モータ、４…平滑回路、６…インバータ回路、
７…加算回路、１０…電力フィードバック回路、１１…
電流フィードバック回路、１２…励磁回路、１３…制御
方式選択回路、１４…ＡＮＤゲート回路、１８…回転セ
ンサ、１９…切替回路、
７…加算回路、１０…電力フィードバック回路、１１…
電流フィードバック回路、１２…励磁回路、１３…制御
方式選択回路、１４…ＡＮＤゲート回路、１８…回転セ
ンサ、１９…切替回路、
フロントページの続き (51)Int.Cl.7 識別記号 ＦＩ Ｈ０２Ｍ 7/48 Ｈ０２Ｍ 7/48 Ｊ (72)発明者 大貫 泰道 埼玉県和光市中央一丁目４番１号 株式 会社 本田技術研究所内 (56)参考文献 特開 平６−38575（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02P 5/408 - 5/412 H02P 7/628 - 7/632 H02P 21/00 H02P 6/00 - 6/24 H02P 5/00 H02M 7/42 - 7/98 G01R 19/00 - 19/32 B60L 1/00 - 3/12 B60L 7/00 - 13/00 B60L 15/00 - 15/42
Claims (2)
- 【請求項１】 供給される直流電力を交流電力に変換し
て交流モータの各励磁相へ所定のタイミングで供給する
インバータ回路と、 前記インバータ回路へ供給される直流電力を検出する手
段と、 インバータ回路から交流モータへ供給される相電流を検
出する手段と、 検出された相電流を目標電流と比較し、両者の差を減ら
すための第１の制御信号を発生する第１の信号発生手段
と、 検出された直流電力を目標電力と比較し、両者の差を減
らすための第２の制御信号を発生する第２の信号発生手
段と、 交流モータの回転速度が所定回転数より低い領域では第
１の制御信号を選択し、前記所定回転数より高い領域で
は第２の制御信号を選択する選択手段と、 前記選択された制御信号に基づいて交流モータを制御す
る制御手段とを具備したことを特徴とする交流モータ制
御装置。 - 【請求項２】 前記相電流を検出する手段は、交流モー
タの各相の励磁タイミングにおける励磁電流を時分割的
に順次検出し、これを時間軸上で合成して得られる合成
電流値で相電流を代表するようにしたことを特徴とする
請求項１に記載の交流モータ制御装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23994296A JP3296729B2 (ja) | 1996-08-23 | 1996-08-23 | 交流モータ制御装置 |
| US08/903,064 US5834910A (en) | 1996-08-23 | 1997-07-30 | Ac motor controlling apparatus |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23994296A JP3296729B2 (ja) | 1996-08-23 | 1996-08-23 | 交流モータ制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1066387A JPH1066387A (ja) | 1998-03-06 |
| JP3296729B2 true JP3296729B2 (ja) | 2002-07-02 |
Family
ID=17052119
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP23994296A Expired - Lifetime JP3296729B2 (ja) | 1996-08-23 | 1996-08-23 | 交流モータ制御装置 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5834910A (ja) |
| JP (1) | JP3296729B2 (ja) |
Cited By (1)
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|---|---|---|---|---|
| CN107612402A (zh) * | 2017-09-27 | 2018-01-19 | 奥克斯空调股份有限公司 | 功率变换电路谐振抑制方法及装置 |
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| FI110372B (fi) | 1999-02-15 | 2002-12-31 | Abb Industry Oy | Menetelmä sähkökoneen ohjaamiseksi ja vaihtosuuntaaja |
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| WO2003030348A1 (fr) * | 2001-09-29 | 2003-04-10 | Daikin Industries, Ltd. | Procede de detection de courant de phase, procede de commande de convertisseur, procede de commande de moteur et appareil utilise dans ces procedes |
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| JP2005219133A (ja) * | 2004-02-03 | 2005-08-18 | Fanuc Ltd | ロボット用サーボモータ制御装置およびロボット |
| JPWO2008072372A1 (ja) * | 2006-12-11 | 2010-03-25 | 株式会社ミツバ | 可変界磁モータシステム |
| US7768224B2 (en) * | 2007-03-13 | 2010-08-03 | Hitachi, Ltd. | Control apparatus for and control method of controlling motor for vehicle |
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| JP5549864B2 (ja) * | 2010-06-15 | 2014-07-16 | 株式会社Ｉｈｉ | 同一負荷パターンを有する装置の省電力駆動装置及び方法 |
| CN102893512B (zh) * | 2010-06-15 | 2015-09-09 | 株式会社Ihi | 具有相同负载模式的装置的省电力驱动装置及方法 |
| JP5276688B2 (ja) * | 2011-04-08 | 2013-08-28 | 三菱電機株式会社 | 同期機制御装置 |
| CN106329569B (zh) * | 2016-08-31 | 2019-05-14 | 杭州威衡科技有限公司 | 一种变频电机驱动能量回馈闭环装置 |
| CN108494311B (zh) * | 2018-03-22 | 2020-09-18 | 浙江大学 | 一种电流源逆变器控制的电机相电流尖峰消除方法 |
| GB2579185B (en) * | 2018-11-22 | 2021-06-09 | Dyson Technology Ltd | A method of controlling a brushless permanent magnet motor |
| JP7304247B2 (ja) * | 2019-09-11 | 2023-07-06 | ローム株式会社 | 電圧測定装置およびセンサ付きデバイス |
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| JPS5662092A (en) * | 1979-10-24 | 1981-05-27 | Hitachi Ltd | Controlling system for inverter of induction motor |
| US5227703A (en) * | 1992-04-21 | 1993-07-13 | General Electric Company | Protection system for alternating current, battery powered electric traction motor vehicle |
| JPH0638575A (ja) * | 1992-07-17 | 1994-02-10 | Honda Motor Co Ltd | 交流電動機のトルク制御装置 |
| US5442268A (en) * | 1993-05-13 | 1995-08-15 | Hughes Aircraft Company | Torque oscillation compensation using torque emulator/observer feedback |
| JP3542197B2 (ja) * | 1995-04-28 | 2004-07-14 | 本田技研工業株式会社 | 電動車両の制御装置 |
| JP3499666B2 (ja) * | 1995-11-02 | 2004-02-23 | 本田技研工業株式会社 | 交流モータ制御装置 |
-
1996
- 1996-08-23 JP JP23994296A patent/JP3296729B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1997
- 1997-07-30 US US08/903,064 patent/US5834910A/en not_active Expired - Lifetime
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|---|---|---|---|---|
| CN107612402A (zh) * | 2017-09-27 | 2018-01-19 | 奥克斯空调股份有限公司 | 功率变换电路谐振抑制方法及装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH1066387A (ja) | 1998-03-06 |
| US5834910A (en) | 1998-11-10 |
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