JP2007189888A - インバータ装置 - Google Patents

Abstract

【課題】直流電源ラインの電流センサにより相電流を検出するインバータ装置において、通電補正を小さくし、リップル電流、騒音を低減する。
【解決手段】直流電源のプラス側に接続される上アームスイッチング素子とマイナス側に接続される下アームスイッチング素子を備えたインバータ回路と、直流電源とインバータ回路間の電流を検出する電流センサと、インバータ回路にＰＷＭ変調の通電により交流電流をモータへ出力させるとともに、通電に補正をして電流センサにより相電流を検出する制御回路とを備え、制御回路は、通電期間が中間の相におけるインバータ回路とモータ間の電流の向きにより、補正を調節する。
【選択図】図３１

Description

本発明は、ＰＷＭ変調を行うインバータ装置の相電流検出方法に関するものである。

従来、この種の相電流検出方法として、直流電源ラインの電流から検出する方法が知られている（例えば、特許文献１参照）。

この回路について以下説明する。図３４に電気回路図を示す。インバータ装置２３の制御回路１２は、回転数指令信号（図示せず）等に基づき、接続線１８を介しスイッチング素子２を制御してバッテリー１の電力を直流交流変換する。これにより、モータ１１の固定子巻線４へ交流電流が供給され、磁石回転子５が駆動される。ダイオード３は、固定子巻線４に流れる電流の循環ルートとなる。スイッチング素子２について、上アームスイッチング素子をＵ、Ｖ、Ｗ、下アームスイッチング素子をＸ、Ｙ、Ｚと定義する。

電流センサ６の検出電流値は、制御回路１２へ送られ、消費電力算出、スイッチング素子２保護等のための判断に用いられ、更に磁石回転子５の位置検出に用いられる。

図３５に、Ｕ相端子電圧４１、Ｖ相端子電圧４２、Ｗ相端子電圧４３、中性点電圧２９に関し、最大変調１０％のＤｕｔｙとなる正弦波３相変調の波形を示す。図３６（ａ）に、図３５の位相１０５度近辺における１キャリア内（キャリア周期）での上アームスイッチング素子Ｕ、Ｖ、ＷのＯＮＤｕｔｙを中央から均等に振り分け表示している。Ｕ相の通電期間を細実線で、Ｖ相の通電期間を中実線で、Ｗ相の通電期間を太実線で表わしている。通電期間が最大の相を最大通電相（この場合Ｕ相）、中間の相を中間通電相（この場合Ｖ相）、最小の相を最小通電相（この場合Ｗ相）と定義する。

詳細は割愛するが、上アームスイッチング素子Ｕ、Ｖ、ＷのＯＮ、ＯＦＦ状態で電流センサ６により検出できる相電流が決定される。即ち、１相のみＯＮ時はその相の電流、２相ＯＮ時は残りの相の電流が検出可能であり、３相ともＯＮ時及び３相ともＯＯＦＦ時は検出不可となる。そのため、上アームスイッチング素子Ｕ、Ｖ、ＷのＯＮを確認することで、検出可能な相電流を知る事ができる。

しかしながら、図３６（ａ）においては、１相のみＯＮ時（αで表示）、２相ＯＮ時（βで表示）ともに時間が短いため、電流センサ６により相電流を検出できない。その対応の一例を図３６（ｂ）に示す。まず、電流センサ６が相電流を検出できるための時間δを決定する。この時間δは、種々の状況においても相電流を検出できるように余裕をもたせた一律の値である。キャリア周期の左側（前半）において、時間αがδとなるように、Ｕ相の通電期間を増加させる。また、時間βがδとなるように、Ｗ相の通電期間を減少させる。これにより、Ｕ相、Ｗ相の電流が検出可能となる。各通電期間の下に矢印で示したＵ，ＷはそれぞれＵ相の電流検出可能期間、Ｗ相の電流検出可能期間を示している。

このような補正をした場合、補正をしない場合に比べ、キャリア周期内で相電流が変動する。これについて以下説明する、ここで、説明を簡明にするため、モータの固定子巻線４には、インダクタンスＬのみが存在し、抵抗Ｒは０とする。また、キャリア周期での相電流の変化を把握できれば良いので、キャリア周期では殆ど変化しない誘起電圧は考慮しないものとする。また、２〜３の連続するキャリア周期において、ＰＷＭ変調のための通電は変化がないとする。

図３７に補正をしない場合の、２キャリア周期に渡るキャリア周期内でのＵ相電流ｉＵ、Ｖ相電流ｉＶ、Ｗ相電流ｉＷの挙動を示す。２キャリア周期において、ＰＷＭ変調のための通電は変化がないとし、両キャリア周期の通電は同じにしている。３相ともに通電のない領域においては、図３９（イ）の状態であり、各相電流は変化しない。Ｕ相のみ通電の領域においては、図３９（ロ）の状態であり、Ｕ相電流ｉＵは上昇（実線矢印で示す）し、下降（破線矢印で示す）するＶ相電流ｉＶ、Ｗ相電流ｉＷの倍変化する。この時、電流は、直線的に変化する。即ち、固定子巻線のインダクタンスをＬ、直流電圧をＥ、電流をｉとすると、Ｅ＝Ｌｄｉ／ｄｔであり、電流ｉの時間変化率ｄｉ／ｄｔは定数Ｅ／Ｌとなるためである。Ｕ相及びＶ相が通電の領域においては、図３９（ハ）の状態であり、Ｗ相電流ｉＷは下降し、上昇するＵ相電流ｉＵ、Ｖ相電流ｉＶの倍変化する。３相ともに通電される領域においては、図４０（ニ）の状態であり、各相電流は変化しない。

図３８に、補正をする場合を示す。左側のキャリア周期には、図３６（ｂ）を示す。右側のキャリア周期においては、図３６（ａ）から図３６（ｂ）への補正の逆の補正をしている。即ち、図３６（ｂ）の補正をキャンセルするために、Ｕ相の通電期間を減少させ、Ｗ相の通電期間を増加させている。Ｗ相のみ通電の領域においては、図４０（ホ）の状態であり、Ｗ相電流ｉＷは上昇し、下降するＵ相電流ｉＵ、Ｖ相電流ｉＶの倍変化する。

図３７、図３８から明らかなように、補正をしない場合は、各電流が徐々に滑らかに変化している。これに対し、補正をする場合、Ｕ相電流ｉＵは増加する途中で、左側のキャリア周期で大きく増加し、右側のキャリア周期で減少する。Ｗ相電流ｉＷは減少する途中で、左側のキャリア周期で大きく減少し、右側のキャリア周期で増加している。このように、本来の変調のためには必要なく変動する電流をリップル電流と定義する。補正が大きいほど、リップル電流も大きくなる。上記リップル電流は、この例に限らず他の補正方法でも同様に発生する。なお、右側のキャリア周期終端では、Ｕ相電流ｉＵ、Ｖ相電流ｉＶ、Ｗ相電流ｉＷともに、補正をしない場合と同じ値になる。即ち、２キャリア周期を通しての相電流の増減は同じであり、ＰＷＭ変調に変化はない（２キャリア周期を通しての相電圧、相電流に変化はない）。

一方、このような電流センサを一つのみの構成とすることにより、他の方式（例えば、特許文献２、特許文献３参照。これらの方式は、相電流検出のための通電補正は必要なく、リップル電流とそれに起因する騒音振動は発生しない）に比べ、構成部品が減少するため、小型化が図れるとともに、耐振などの信頼性を向上することができる。上アーム及び下アームともにスイッチング素子に流れる最大電流を検出できるので、スイッチング素子及び並列のダイオードを保護することができる。また、電流センサ６により検出される電流は、バッテリー１からの直流電流であるので、バッテリー１からの供給電力演算が容易である。
特開２００３−１８９６７０号公報（第１４頁、第１図、第１６頁、第１４図） 特開２００４−２８２８８４号公報（第１６頁、第２６図） 特開２００３−２０９９７６号公報（第２１頁、第１４図）

上記のように、電流センサが一つのみの相電流検出方法においては、電流センサを２個乃至３個用いる他の方式に比べ、構成部品が少ないため、小型化が図れるとともに、耐振などの信頼性を向上することができるなどの利点がある。

然しながら、上記の如く、変調が小さい場合などにおいては、相電流を検出するために通電補正が必要になる。この補正によりリップル電流が発生する。このリップル電流は電
磁力となり、モータの固定子巻線、メカ、ハウジングなどに作用し、騒音（振動）を発生させることとなる。車載用の電動圧縮機においては、小型軽量化するために防音箱を設けることが困難であり、騒音（振動）を低減することは、重要な課題となる。

補正が大きいほど、リップル電流、騒音（振動）も大きくなるため、補正は可能な限り小さくする必要がある。そのため、一律一定ではなく、状況に応じて補正を必要最小限に調節する方法が望まれる。

本発明はこのような従来の課題を解決するものであり、直流電源ラインの電流センサにより相電流を検出するインバータ装置において、通電補正が小さく、リップル電流、騒音（振動）の小さいインバータ装置の提供を目的とする。

上記課題を解決するために、本発明のインバータ装置は、直流電源のプラス側に接続される上アームスイッチング素子とマイナス側に接続される下アームスイッチング素子を備えたインバータ回路と、直流電源とインバータ回路間の電流を検出する電流センサと、インバータ回路にＰＷＭ変調の通電により交流電流をモータへ出力させるとともに、通電に補正をして電流センサにより相電流を検出する制御回路とを備え、制御回路は、通電期間が中間の相におけるインバータ回路とモータ間の電流の向きにより補正を調節するものである。この構成により、インバータ回路とモータ間の電流の向きにより補正量を調節選択し、全体として補正を小さくすることができる。即ち、通電期間が中間の相におけるインバータ回路とモータ間の電流の向きにより、相電流を検出するために必要な補正量が異なる。そのため、モータ電流の向きにより補正量を調節し、全体として補正を小さくする。従って、リップル電流、騒音（振動）を小さくできる。

本発明のインバータ装置は、直流電源ラインの電流センサによる相電流検出において、通電補正を最小限に小さくすることが可能であり、リップル電流、騒音を最小限に低減することができる。

第１の発明は、直流電源のプラス側に接続される上アームスイッチング素子とマイナス側に接続される下アームスイッチング素子を備えたインバータ回路と、直流電源とインバータ回路間の電流を検出する電流センサと、インバータ回路にＰＷＭ変調の通電により交流電流をモータへ出力させるとともに、通電に補正をして電流センサにより相電流を検出する制御回路とを備え、制御回路は、通電期間が中間の相におけるインバータ回路とモータ間の電流の向きにより、補正を調節するものである。この構成により、モータへの電流の向きにより補正量を調節し、全体として補正を小さくできる。従って、リップル電流、騒音（振動）を小さくできる。

第２の発明は、第１の発明のインバータ装置において、補正は、制御回路が、上アームスイッチング素子ひとつもしくはふたつにＯＮ信号を出力する時間を、電流センサにより相電流を検出するために最小限必要な時間以上確保することであり、通電期間が中間の相におけるインバータ回路とモータ間の電流の向きにより当該補正を調節するものである。これにより、必要最小限の補正量を選択することができるため、全体として補正を最小にできる。従って、リップル電流、騒音（振動）を最小にできる。

第３の発明は、第１または第２の発明のインバータ装置において、電流の向きは、モータへの電流の位相により判定するものである。制御回路は演算により電流の位相を把握できる。これにより、特段の検出器などを設けることなく、電流の向きを容易に判定できる
。

第４の発明は、第１または第２の発明のインバータ装置において、電流の向きは、モータへの印加電圧の位相により判定するものである。電流の位相と印加電圧の位相との間には相関関係があり、制御回路は演算により把握できる。また、簡易的に両者の位相は等しいと仮定しても大きな差異は生じない。これにより、電流の向きを容易に判定できる。

第５の発明は、第１乃至第４の発明のインバータ装置において、変調が小さい場合に適用されるものである。電流センサにより相電流を検出するために必要な時間は、変調の大小に関係せず決まる。そのため、変調が小さい場合、変調のための通電に対し、補正量が相対的に大きくなる。従って、補正量低減の効果を大きく得られる。

第６の発明は、第１乃至第４の発明のインバータ装置において、低回転時に適用されるものである。低回転時においては、モータの回転に伴う機械騒音が小さいため、リップル電流に起因する騒音が目立ち易く、本発明の効果が大きい。

第７の発明は、第１乃至第６の発明のインバータ装置において、ＰＷＭ変調を３相変調とするものである。２相変調に比較し、３相変調においては、電流波形が滑らかで騒音が小さいため、リップル電流に起因する騒音が目立ち易く、本発明の効果が大きい。

第８の発明は、第１乃至第７の発明のインバータ装置において、電動圧縮機のモータを駆動するものである。これにより、長い時間作動するエアコンからの継続的な騒音を低減することができる。

第９の発明は、第８の発明のインバータ装置において、電動圧縮機に搭載されるものである。電動圧縮機に搭載されるインバータ装置は、取付スペースに制約があり小型化が必要で、モータからの振動に対して耐振性が必要であるため、シャント抵抗など１個の電流センサにより電流検出する本インバータ装置は、小型であり耐振性が高く有用である。

第１０の発明は、第１乃至第９の発明のインバータ装置において、車両に搭載するものである。車両用においては、搭載スペースに制約があり小型化が必要で、走行による振動に対する耐振性も必要なため、シャント抵抗など１個の電流センサにより電流検出する本インバータ装置は有用である。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。尚、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。

（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１に係るインバータ装置２０とその周辺の電気回路である。インバータ装置２０の制御回路７は、電源ラインに設けられた電流センサ６からの電圧により、相電流を検出する。２相分の相電流を検出すれば、残りの相の相電流は、当該２個の電流値から演算できる（固定子巻線４の中性点において、キルヒホッフの電流の法則を適用する）。

これら３相分の電流値に基き、制御回路７は、センサレスＤＣブラシレスモータ１１（以降モータ１１と称す）を構成する磁石回転子５による固定子巻線４の誘起電圧を演算し、磁石回転子５の位置検出を行う。そして、この位置検出、回転数指令信号（図示せず）等に基づき、インバータ回路１０を構成するスイッチング素子２を制御し、バッテリー１からの直流電圧をＰＷＭ変調でスイッチングすることにより、正弦波状の交流電流をモータ１１を構成する固定子巻線４へ出力する。

インバータ回路１０を構成するダイオード３は、固定子巻線４に流れる電流の循環ルートとなる。スイッチング素子２について、上アームスイッチング素子をＵ、Ｖ、Ｗ、下アームスイッチング素子をＸ、Ｙ、Ｚと定義し、また、各スイッチング素子Ｕ、Ｖ、Ｗ、Ｘ、Ｙ、Ｚに対応するダイオードを、３Ｕ、３Ｖ、３Ｗ、３Ｘ、３Ｙ、３Ｚと定義する。

電流センサ６は、ホール素子を用いた電流センサ、シャント抵抗など、瞬時ピーク電流が検出できるものであれば良い。また、電源ラインのプラス側に設けても良い。シャント抵抗ならば、小型化耐振性向上が実現し易い。制御回路７は、上アームスイッチング素子Ｕ、Ｖ、Ｗ、下アームスイッチング素子Ｘ、Ｙ、Ｚと、ドライブ回路などを介して接続線１８により接続されており、各スイッチング素子を制御している。スイッチング素子２がＩＧＢＴ、パワーＭＯＳＦＥＴの場合はゲート電圧を、パワートランジスタの場合はベース電流を制御する。

次に、電流センサ６にて、相電流を検出する方法について述べる。図２に、最大変調５０％の３相変調の波形を、Ｕ相端子電圧４１、Ｖ相端子電圧４２、Ｗ相端子電圧４３、中性点電圧２９に関し示す。３相変調においては、変調度が上がるにつれＤｕｔｙ５０％を中心に０％と１００％の両方向に伸びる。最大変調１０％程度の低い場合に、相電流検出のための補正を必要とするが、図面上見易くするために、便宜上、最大変調５０％の場合を例に挙げる。

これら端子電圧即ち印加電圧の位相と相電流の位相とは、ほぼ等しいと仮定する。図２において−表示した位相においては、中間通電相Ｖ相の電流は、モータ１１から流れ出る。モータ１１から流れ出る電流の向きを−方向と定義する。＋表示した位相においては、中間通電相Ｖ相の電流は、モータ１１へ流れこむ。モータ１１へ流れこむ電流の向きを＋方向と定義する。−表示した位相、＋表示した位相双方において、最大通電相であるＵ相は＋電流、最小通電相であるＷ相は−電流である。

図３は、１キャリア内（キャリア周期）での上アームスイッチング素子Ｕ、Ｖ、Ｗ、下アームスイッチング素子Ｘ、Ｙ、Ｚの通電の一例であり、制御回路７から各スイッチング素子を制御するＯＮＯＦＦ信号を示す。これは、一般的に、マイコンのタイマ機能により具現化される。この場合、図２において−（マイナス）表示した位相、＋表示した位相近辺１２０度前後での通電である。通電期間として、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）の４種類がある。

最初に、図２において−表示した位相において考察する。中間通電相Ｖ相の電流は、−方向である。Ｕ相の電流ｉＵが最大電流になる。通電期間（ａ）においては、上アームスイッチング素子Ｕ、Ｖ、Ｗ全てがＯＦＦ、下アームスイッチング素子Ｘ、Ｙ、Ｚ全てがＯＮである。図４に、このときの電流の流れを示す。Ｕ相電流ｉＵは、下アームスイッチング素子Ｘと並列のダイオードから固定子巻線４へ流れ、Ｖ相電流ｉＶ及びＷ相電流ｉＷがそれぞれ、固定子巻線４から下アームスイッチング素子Ｙ及びＺへ流れ出ている。よって、電流センサ６に電流は流れず検出できない。

通電期間（ｂ）においては、上アームスイッチング素子ＵがＯＮ、下アームスイッチング素子Ｙ、ＺがＯＮである。図５に、このときの電流の流れを示す。Ｕ相電流ｉＵは、上アームスイッチング素子Ｕから固定子巻線４へ流れ、Ｖ相電流ｉＶ及びＷ相電流ｉＷがそれぞれ、固定子巻線４から下アームスイッチング素子Ｙ及びＺへ流れ出ている。よって、電流センサ６には、Ｕ相の電流ｉＵが流れ検出可能となる。

通電期間（ｃ）においては、上アームスイッチング素子Ｕ、ＶがＯＮ、下アームスイッ
チング素子ＺがＯＮである。図６に、このときの電流の流れを示す。Ｕ相電流ｉＵは上アームスイッチング素子Ｕから固定子巻線４へ流れ、Ｖ相電流ｉＶは固定子巻線４から上アームスイッチング素子Ｖと並列のダイオードへ流れ出ている。Ｗ相電流ｉＷは固定子巻線４から下アームスイッチング素子Ｚへ流れ出ている。よって、電流センサ６には、Ｗ相の電流ｉＷが流れ検出可能となる。

通電期間（ｄ）においては、上アームスイッチング素子Ｕ、Ｖ、Ｗ全てがＯＮ、下アームスイッチング素子Ｘ、Ｙ、Ｚ全てがＯＦＦである。図７に、このときの電流の流れを示す。Ｕ相電流ｉＵは上アームスイッチング素子Ｕから固定子巻線４へ流れ、Ｖ相電流ｉＶ、Ｗ相電流ｉＷはそれぞれ、固定子巻線４から上アームスイッチング素子Ｖ、Ｗと並列のダイオードに流れ出ている。よって、電流センサ６に電流は流れず検出できない。

図８に、上記図４〜図７に基づき、図２上−表示した位相における直流電流の変化を示す。通電期間（ｂ）においては最大電流であるＵ相の電流ｉＵが、通電期間（ｃ）においては、Ｗ相の電流ｉＷが電流センサ６により検出可能である。

次に、図２において＋表示した位相において考察する。中間通電相Ｖ相の電流は、＋方向である。Ｗ相の電流ｉＷが最大電流になる。通電期間（ａ）においては、上アームスイッチング素子Ｕ、Ｖ、Ｗ全てがＯＦＦ、下アームスイッチング素子Ｘ、Ｙ、Ｚ全てがＯＮである。図９に、このときの電流の流れを示す。Ｕ相電流ｉＵ、Ｖ相電流ｉＶがそれぞれ、下アームスイッチング素子Ｘ、Ｙと並列のダイオードから固定子巻線４へ流れ、Ｗ相電流ｉＷは固定子巻線４から下アームスイッチング素子Ｚへ流れ出ている。よって、電流センサ６に電流は流れず検出できない。

通電期間（ｂ）においては、上アームスイッチング素子ＵがＯＮ、下アームスイッチング素子Ｙ、ＺがＯＮである。図１０に、このときの電流の流れを示す。Ｕ相電流ｉＵは、上アームスイッチング素子Ｕから固定子巻線４へ流れ、Ｖ相電流ｉＶは下アームスイッチング素子Ｙと並列のダイオードから固定子巻線４へ流れ、Ｗ相電流ｉＷは固定子巻線４から下アームスイッチング素子Ｚへ流れ出ている。よって、電流センサ６には、Ｕ相の電流ｉＵが流れ検出可能となる。

通電期間（ｃ）においては、上アームスイッチング素子Ｕ、ＶがＯＮ、下アームスイッチング素子ＺがＯＮである。図１１に、このときの電流の流れを示す。Ｕ相電流ｉＵ、Ｖ相電流ｉＶは、それぞれ、上アームスイッチング素子Ｕ、Ｖから固定子巻線４へ流れ、Ｗ相電流ｉＷは固定子巻線４から下アームスイッチング素子Ｚへ流れ出ている。よって、電流センサ６には、Ｗ相の電流ｉＷが流れ検出可能となる。

通電期間（ｄ）においては、上アームスイッチング素子Ｕ、Ｖ、Ｗ全てがＯＮ、下アームスイッチング素子Ｘ、Ｙ、Ｚ全てがＯＦＦである。図１２に、このときの電流の流れを示す。Ｕ相電流ｉＵ、Ｖ相電流ｉＶは、それぞれ、上アームスイッチング素子Ｕ、Ｖから固定子巻線４へ流れ、Ｗ相電流ｉＷは固定子巻線４から上アームスイッチング素子Ｗと並列のダイオードに流れ出ている。よって、電流センサ６に電流は流れず検出できない。

図１３に、上記図９〜図１２に基づき、図２上＋表示した位相における直流電流の変化を示す。通電期間（ｂ）においてはＵ相の電流ｉＵが、通電期間（ｃ）においては、最大電流であるＷ相の電流ｉＷが電流センサ６により検出可能である。通電期間（ｂ）においてはＵ相の電流ｉＵ、通電期間（ｃ）においてはＷ相の電流ｉＷが検出されることは、図８と同じである。

上記図４〜図１３の考察により、上アームスイッチング素子Ｕ、Ｖ、ＷのＯＮ、ＯＦＦ
状態で電流センサ６により検出できる相電流が特定されることが分かる。即ち、１相のみＯＮ時はその相の電流、２相ＯＮ時は残りの相の電流が検出可能であり、３相ＯＮ時及び３相ＯＦＦ時は検出不可となる。

従って、制御回路７からの各スイッチング素子を制御するＯＮＯＦＦ信号と各スイッチング素子のＯＮＯＦＦは、進み遅れなく一致している場合、制御回路７は、各スイッチング素子を制御するＯＮＯＦＦ信号に基づき、電流センサ６からの電流信号がどの相電流かを特定でき検出できる。

然しながら、実際には、制御回路７からの各スイッチング素子を制御するＯＮＯＦＦ信号と各スイッチング素子のＯＮＯＦＦは、回路特性などにより、一致しない。また、素子の立上がり立下り特性、上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子との間のデッドタイムなどがある。そのため、制御回路７が、各スイッチング素子を制御するＯＮＯＦＦ信号に基づき、電流センサ６を用いての電流検出タイミング決定、どの相電流かの判定をするにおいて、これらを考慮する必要がある。

以下、これらについて説明する。図３の通電タイミングチャートにデッドタイムを盛り込んだものを、図１４に示す。このタイミングチャートにスイッチング素子のＯＮ時間ｔｎ、ＯＦＦ時間ｔｆも考慮し、図８、図１３に示す直流電流の変化を詳細に考察する。

最初に、図２において−（マイナス）表示した位相において即ち図８に示す直流電流について考察する。中間通電相Ｖ相の電流ｉＶは、−方向である。図１５に、Ｕ相電流ｉＵの下アームから上アームへの移行を示す。上側にスイッチングの時間関係を、下側にその時間関係における回路素子に流れる電流を示す。下アームスイッチング素子ＸへのＯＦＦ信号以前において、電流は図４の状態にある。下アームスイッチング素子ＸへＯＦＦ信号が出された時点で、Ｕ相電流ｉＵは下アームスイッチング素子Ｘと並列のダイオード３Ｘから固定子巻線４へ流れている。回路図において、上アーム側は機能していないので、省略している。下アームスイッチング素子ＸのＯＦＦ時間ｔｆ後においても、上アームスイッチング素子ＵはＯＦＦであるため、Ｕ相電流ｉＵはダイオード３Ｘから固定子巻線４へ流れている。回路図において、下アームスイッチング素子Ｘは機能していないので、省略している。

下アームスイッチング素子ＸへのＯＦＦ信号から、デッドタイムｔｄ後に、上アームスイッチング素子ＵへＯＮ信号が出される。ダイオード３Ｘに流れるＵ相電流ｉＵは、上アームスイッチング素子Ｕへ移行を始め、上アームスイッチング素子ＵのＯＮ時間ｔｎ後に移行完了する。この時点において、電流は図５の状態となる。従って、電流値の検出は、上アームスイッチング素子ＵへのＯＮ信号からｔｎ以降に行う必要がある。

図１６に、Ｖ相電流ｉＶの下アームから上アームへの移行を示す。下アームスイッチング素子ＹへＯＦＦ信号が出された時点で、Ｖ相電流ｉＶは、固定子巻線４から下アームスイッチング素子Ｙへ流れている。Ｖ相電流ｉＶは、上アームスイッチング素子Ｖと並列のダイオード３Ｖへ移行を始め、下アームスイッチング素子ＹのＯＦＦ時間ｔｆ後に移行完了する。この時点において、電流は図６の状態となる。デッドタイムｔｄは短絡防止のため、ＯＦＦ時間ｔｆより長く設定される。そのため、下アームスイッチング素子ＹへのＯＦＦ信号からデッドタイムｔｄ後には移行完了している。従って、上アームスイッチング素子ＶへのＯＮ信号時点（下アームスイッチング素子ＹへのＯＦＦ信号からデッドタイムｔｄ後）で電流値の検出が可能である。

図１７に、Ｗ相電流ｉＷの下アームから上アームへの移行を示す。図１６のＶ相電流ｉＶの場合と同様であり、Ｗ相電流ｉＷは、上アームスイッチング素子Ｗと並列のダイオー
ド３Ｗへ移行を始め、下アームスイッチング素子ＺのＯＦＦ時間ｔｆ後に移行完了する。この時点において、電流は図７の状態となる。そのため、電流検出できない。

図１８に、Ｗ相電流ｉＷの上アームから下アームへの移行を示す。上アームスイッチング素子ＷへのＯＦＦ信号以前、電流は図７の状態にある。上アームスイッチング素子ＷへＯＦＦ信号が出された時点で、Ｗ相電流ｉＷは固定子巻線４から上アームスイッチング素子Ｗと並列のダイオード３Ｗへ流れ出ている。回路図において、下アーム側は機能していないので、省略している。上アームスイッチング素子ＷのＯＦＦ時間ｔｆ後においても、下アームスイッチング素子ＺはＯＦＦであるため、Ｗ相電流ｉＷは固定子巻線４からダイオード３Ｗへ流れ出ている。回路図において、上アームスイッチング素子Ｗは機能していないので、省略している。

上アームスイッチング素子ＷへのＯＦＦ信号から、デッドタイムｔｄ後に、下アームスイッチング素子ＺへＯＮ信号が出される。ダイオード３Ｗに流れるＷ相電流ｉＷは、下アームスイッチング素子Ｚへ移行を始め、下アームスイッチング素子ＺのＯＮ時間ｔｎ後に移行完了する。この時点において、電流は図６の状態となる。従って、電流値の検出は、上アームスイッチング素子ＷへのＯＦＦ信号からｔｄ＋ｔｎ以降に行う必要がある。

図１９に、Ｖ相電流ｉＶの上アームから下アームへの移行を示す。図１８のＷ相電流ｉＷの場合と同様であり、下アームスイッチング素子ＹのＯＮ時間ｔｎ後に移行完了する。この時点において、電流は図５の状態となる。従って、Ｕ相電流ｉＵの検出は、上アームスイッチング素子ＶへのＯＦＦ信号からｔｄ＋ｔｎ以降に行う必要がある。

図２０に、Ｕ相電流ｉＵの上アームから下アームへの移行を示す。上アームスイッチング素子ＵへＯＦＦ信号が出された時点で、Ｕ相電流ｉＵは、上アームスイッチング素子Ｕから固定子巻線４へ流れている。Ｕ相電流ｉＵは、下アームスイッチング素子Ｘと並列のダイオード３Ｘへ移行を始め、上アームスイッチング素子ＵのＯＦＦ時間ｔｆ後に移行完了する。この時点において、電流は図４の状態となる。そのため、電流検出できない。

次に、図２において＋表示した位相において即ち図１３に示す直流電流について考察する。中間通電相Ｖ相の電流ｉＶは、＋方向である。図２１に、Ｕ相電流ｉＵの下アームから上アームへの移行を示す。図１５と比較し、Ｕ相電流ｉＵの電流の大きさは異なるが、電流の向きは同じであるため、タイミング関係は図１５と同じである。下アームスイッチング素子ＸへのＯＦＦ信号以前、電流は図９の状態にある。また、上アームスイッチング素子ＵのＯＮ時間ｔｎ後に移行完了する。この時点において、電流は図１０の状態となる。従って、電流値の検出は、上アームスイッチング素子ＵへのＯＮ信号からｔｎ以降に行う必要がある。

図２２に、Ｖ相電流ｉＶの下アームから上アームへの移行を示す。この場合、図１６と比較し、Ｖ相電流ｉＶの向きが逆になるため、図１６とはタイミング関係が異なる。タイミング関係は、相及び電流の大きさは異なるが、電流の向きが同じであるため、図１５、図２１と同じである。下アームスイッチング素子ＹへＯＦＦ信号が出された時点で、Ｖ相電流ｉＶは下アームスイッチング素子Ｙと並列のダイオード３Ｙから固定子巻線４へ流れている。回路図において、上アーム側は機能していないので、省略している。下アームスイッチング素子ＹのＯＦＦ時間ｔｆ後においても、上アームスイッチング素子ＶはＯＦＦであるため、Ｖ相電流ｉＶはダイオード３Ｙから固定子巻線４へ流れている。回路図において、下アームスイッチング素子Ｙは機能していないので、省略している。

下アームスイッチング素子ＹへのＯＦＦ信号から、デッドタイムｔｄ後に、上アームスイッチング素子ＶへＯＮ信号が出される。ダイオード３Ｙに流れるＶ相電流ｉＶは、上ア
ームスイッチング素子Ｖへ移行を始め、上アームスイッチング素子ＶのＯＮ時間ｔｎ後に移行完了する。この時点において、電流は図１１の状態となる。従って、電流値の検出は、上アームスイッチング素子ＶへのＯＮ信号からｔｎ以降に行う必要がある。

図２３に、Ｗ相電流ｉＷの下アームから上アームへの移行を示す。電流の大きさは異なるが、電流の向きが同じであるため、タイミング関係は図１７と同じである。Ｗ相電流ｉＷは、上アームスイッチング素子Ｗと並列のダイオード３Ｗへ移行を始め、下アームスイッチング素子ＺのＯＦＦ時間ｔｆ後に移行完了する。この時点において、電流は図１２の状態となる。そのため、電流検出できない。

図２４に、Ｗ相電流ｉＷの上アームから下アームへの移行を示す。電流の大きさは異なるが、電流の向きが同じであるため、タイミング関係は図１８と同じである。下アームスイッチング素子ＺのＯＮ時間ｔｎ後に移行完了する。この時点において図１１の状態となる。従って、電流値の検出は、上アームスイッチング素子ＷへのＯＦＦ信号からｔｄ＋ｔｎ以降に行う必要がある。

図２５に、Ｖ相電流ｉＶの上アームから下アームへの移行を示す。Ｖ相電流ｉＶの向きが逆になるため、図１９とはタイミング関係が異なる。タイミング関係は、相及び電流の大きさは異なるが、電流の向きが同じであるため、図２０と同じである。上アームスイッチング素子ＶへＯＦＦ信号が出された時点で、Ｖ相電流ｉＶは、上アームスイッチング素子Ｖから固定子巻線４へ流れている。Ｖ相電流ｉＶは、下アームスイッチング素子Ｙと並列のダイオード３Ｙへ移行を始め、上アームスイッチング素子ＶのＯＦＦ時間ｔｆ後に移行完了する。この時点において、電流は図１０の状態となる。デッドタイムｔｄは短絡防止のため、ＯＦＦ時間ｔｆより長く設定される。そのため、上アームスイッチング素子ＶへのＯＦＦ信号からデッドタイムｔｄ後には移行完了している。従って、上アームスイッチング素子ＶへのＯＦＦ信号からデッドタイムｔｄ時点で電流値の検出が可能である。

図２６に、Ｕ相電流ｉＵの上アームから下アームへの移行を示す。電流の大きさは異なるが、電流の向きが同じであるため、タイミング関係は図２０と同じである。上アームスイッチング素子ＵのＯＦＦ時間ｔｆ後に移行完了する。この時点において、電流は図９の状態となる。そのため、電流検出できない。

上記図１５、図１６、図１７により、図８（中間通電相Ｖ相の電流ｉＶは−方向）におけるキャリア周期内直流電流変化の左側（前半）詳細を、図２７に示す。制御回路７の各スイッチング素子を制御するＯＮＯＦＦ信号と直流電流の関係である。上アームスイッチング素子ＵへのＯＮ信号から暫くの間、直流電流（Ｕ相電流ｉＵ）に変化がないが、これは制御回路７からスイッチング素子Ｕまでのフィルタ回路、ドライブ回路などによる遅延に起因している。下アームスイッチング素子Ｙ、ＺへのＯＦＦ信号から暫くの間、直流電流に変化がないのも同様である。この遅延時間にスイッチング素子の立ち上がり時間を含め、スイッチング素子のＯＮ時間ｔｎとしている。前述のＯＦＦ時間ｔｆも同様である。

ここで、上アームスイッチング素子Ｕ，Ｖ，ＷのＯＮＯＦＦタイミングを基準にして、電流検出を可能とするための通電補正条件を検討する。電流センサ６で電流が検出され、制御回路７に取り込まれるのに要する時間をｔｋとする。スイッチング素子ＵのＯＮ信号からスイッチング素子ＶのＯＮ信号の間においては、スイッチング素子ひとつのみ（Ｕ）にＯＮ信号が出されている。この期間の時間をＬ１とする。この期間において、スイッチング素子ＵのＯＮ信号からの時間ｔｎ、スイッチング素子ＶのＯＮ信号直前の時間ｔｄは、電流検出するのに適当ではない。従って、電流検出を可能とするために、Ｌ１として最小限必要な時間は、ｔｄ＋ｔｎ＋ｔｋとなる。これをＣＬ１とする。

スイッチング素子ＶのＯＮ信号からスイッチング素子ＷのＯＮ信号の間においては、スイッチング素子ふたつ（Ｕ及びＶ）にＯＮ信号が出されている。この期間の時間をＬ２とする。この期間において、スイッチング素子ＷのＯＮ信号直前の時間ｔｄは、電流検出するのに適当ではない。従って、電流検出を可能とするために、Ｌ２として最小限必要な時間は、ｔｄ＋ｔｋとなる。これをＣＬ２とする。

図１８、図１９、図２０により、図８におけるキャリア周期内直流電流変化の右側（後半）詳細を、図２８に示す。同様に、電流検出を可能とするための通電補正条件を検討する。スイッチング素子ＷのＯＦＦ信号からスイッチング素子ＶのＯＦＦ信号の間においては、スイッチング素子ふたつ（Ｕ及びＶ）にＯＮ信号が出されている。この期間の時間をＲ２とする。この期間において、スイッチング素子ＷのＯＦＦ信号からの時間ｔｄ＋ｔｎは、電流検出するのに適当ではない。一方、スイッチング素子ＶのＯＦＦ信号からの時間ｔｄにおいては、デッドタイムｔｄが電流検出時間ｔｋより大きい場合、電流検出可能である。デッドタイムｔｄは大型のパワー素子の特性から決まるものであり且つアーム短絡防止のため余裕をもって大きい値にされる。そのため、通常、ｔｄはｔｋより大きい。従って、電流検出を可能とするために、Ｒ２として最小限必要な時間は、ｔｄ＋ｔｎとなる。これをＣＲ２とする。

スイッチング素子ＶのＯＦＦ信号からスイッチング素子ＵのＯＦＦ信号の間においては、スイッチング素子ひとつのみ（Ｕ）にＯＮ信号が出されている。この期間の時間をＲ１とする。この期間において、スイッチング素子ＶのＯＦＦ信号からの時間ｔｄ＋ｔｎは、電流検出するのに適当ではない。従って、電流検出を可能とするために、Ｒ１として最小限必要な時間は、ｔｄ＋ｔｎ＋ｔｋとなる。これをＣＲ１とする。

次に、図２１、図２２、図２３により、図１３（中間通電相Ｖ相の電流ｉＶは＋方向）におけるキャリア周期内直流電流変化の左側詳細を、図２９に示す。スイッチング素子ＵのＯＮ信号からスイッチング素子ＶのＯＮ信号の間においては、スイッチング素子Ｕひとつのみ（Ｕ）にＯＮ信号が出されている。この期間の時間を前記同様Ｌ１とする。この期間において、スイッチング素子ＵのＯＮ信号からの時間ｔｎは、電流検出するのに適当ではない。また、スイッチング素子ＶのＯＮ信号直前の時間ｔｄにおいては、デッドタイムｔｄが電流検出時間ｔｋより大きければ、電流検出可能である。従って、電流検出を可能とするために、Ｌ１として最小限必要な時間は、ｔｄ＋ｔｎとなる。これを前記同様ＣＬ１とする。

スイッチング素子ＶのＯＮ信号からスイッチング素子ＷのＯＮ信号の間においては、スイッチング素子ふたつ（Ｕ及びＶ）にＯＮ信号が出されている。この期間の時間を前記同様Ｌ２とする。この期間において、スイッチング素子ＶのＯＮ信号からの時間ｔｎ、スイッチング素子ＷのＯＮ信号直前の時間ｔｄは、電流検出するのに適当ではない。従って、電流検出を可能とするために、Ｌ２として最小限必要な時間は、ｔｄ＋ｔｎ＋ｔｋとなる。これを前記同様ＣＬ２とする。

図２４、図２５、図２６により、図１３におけるキャリア周期内直流電流変化の右側詳細を、図３０に示す。スイッチング素子ＷのＯＦＦ信号からスイッチング素子ＶのＯＦＦ信号の間においては、スイッチング素子ふたつ（Ｕ及びＶ）にＯＮ信号が出されている。この期間の時間を前記同様Ｒ２とする。この期間において、スイッチング素子ＷのＯＦＦ信号からの時間ｔｄ＋ｔｎは、電流検出するのに適当ではない。従って、電流検出を可能とするために、Ｒ２として最小限必要な時間は、ｔｄ＋ｔｎ＋ｔｋとなる。これを前記同様ＣＲ２とする。

スイッチング素子ＶのＯＦＦ信号からスイッチング素子ＵのＯＦＦ信号の間においては
、スイッチング素子ひとつのみ（Ｕ）にＯＮ信号が出されている。この期間の時間を前記同様Ｒ１とする。この期間において、スイッチング素子ＶのＯＦＦ信号からの時間ｔｄは、電流検出するのに適当ではない。従って、電流検出を可能とするために、Ｒ１として最小限必要な時間は、ｔｄ＋ｔｋとなる。これを前記同様ＣＲ１とする。

ここで上記図２７、図２９での考察に基づき、キャリア周期内の左側において、通電補正を行う場合のフローチャートを図３１に示す。ステップ１０にて、中間通電相は＋電流かどうか即ち電流の向きがモータへ向かう電流かどうか判定する。＋電流でなければ（Ｎ）即ち−電流ならば、図２７によりステップ１１にて、ＣＬ１をｔｄ＋ｔｎ＋ｔｋ、ＣＬ２をｔｄ＋ｔｋとする。そして、ステップ２０へ移る。＋電流であれば（Ｙ）、図２９よりステップ１５にて、ＣＬ１をｔｄ＋ｔｎ、ＣＬ２をｔｄ＋ｔｎ＋ｔｋとする。そして、ステップ２０へ移る。

中間通電相が＋電流かどうかの判定は、ひとつ前のキャリア周期における中間通電相の電流から推定できる。また、制御回路７はキャリア周期単位で相電流を検出しているため、演算によりその位相を把握できている。そのため、相電流を検出すべきキャリア周期における中間通電相の電流が＋電流かどうか推定できる。電流の位相に代わり、印加電圧の位相でほぼ近似できるとして代用も可能である。例えば、図２において、位相１２０度を境に、＋電流と−電流が反転する。電流がスイッチング素子に流れているか、並列のダイオードに流れているかにより判定することもできる。

次に、ステップ２０にて、当初のＰＷＭ変調によるＬ１の時間がＣＬ１より大きいかどうか判定する。ＣＬ１より大きくなければ（Ｎ）即ち電流検出できない場合、ステップ２１にて、Ｌ１の時間を補正し、電流検出できる最小時間ＣＬ１まで大きくする。この大きくする量が補正量になる。そして、ステップ３０へ移る。ＣＬ１より大きければ、そのままステップ３０へ移る。

ステップ３０にて、当初のＰＷＭ変調によるＬ２の時間がＣＬ２より大きいかどうか判定する。ＣＬ２より大きくなければ（Ｎ）即ち電流検出できない場合、ステップ３１にて、Ｌ２の時間を補正し、電流検出できる最小時間ＣＬ２まで大きくする。この大きくする量が補正量になる。そして、通電補正を終了する。ＣＬ２より大きければ、そのまま通電補正を終了する。

以上のフローにより、２相分の電流（この場合Ｕ相電流ｉＵとＷ相電流ｉＷ）が、最小の通電補正により検出できるようになる。他の１相の相電流は前述の演算により求められる。

上記のように、＋電流かどうかの判定を行わない場合、ＣＬ１、ＣＬ２を、少なくともｔｄ＋ｔｎ＋ｔｋ以上の値にしなければならない。従って、本発明によれば、中間通電相が−電流の場合ＣＬ２はｔｄ＋ｔｋであり、中間通電相が＋電流の場合ＣＬ１はｔｄ＋ｔｎであるので、＋電流かどうかの判定を行わない場合のｔｄ＋ｔｎ＋ｔｋに比較し小さくできる。この結果、リップル電流、騒音を小さくできる。数値例として、ｔｄ＝２．５μＳ、ｔｎ＝２μＳ、ｔｋ＝２μＳとした場合、Ｌ１，Ｌ２ともに、６９％に低減される（４．５μＳ／６．５μＳ）。

また、出力が小さい場合即ち１０％程度の変調が小さい場合、キャリア周期が１００μＳ前後（キャリア周波数が１０ｋＨｚ前後）であると、Ｌ１、Ｌ２は数μＳである。そのため、例として、Ｌ１、Ｌ２が３μＳの場合、本発明によれば、ＣＬ１もしくはＣＬ２はｔｄ＋ｔｋもしくはｔｄ＋ｔｎの４．５μＳ即ち補正は１．５μＳ（４．５μＳ−３μＳ）となる。一方、従来方法であると、ＣＬ１もしくはＣＬ２は少なくともｔｄ＋ｔｎ＋ｔ
ｋの６．５μＳ即ち補正は３．５μＳ（６．５μＳ−３μＳ）となる。そのため、本発明の場合は補正量が半分以下の４３％（１．５μＳ／３．５μＳ）に低減される。従って、本発明は、変調が小さい場合（出力が小さい場合）に特に有効である。

上記図３１と同様に、図２８、図３０での考察に基づき、キャリア周期内の右側において、通電補正を行う場合のフローチャートを図３２に示す。ステップ５１は図２８、ステップ５５は図３０に基づいている。詳細フロー、作用効果などは、図３１と同様である。

尚、上記実施の形態において、２相分の電流（Ｕ相電流ｉＵとＷ相電流ｉＷ）を検出する場合を示したが、検出する電流の組み合わせ、検出位置（キャリア周期左側右側）、検出電流数（２相分、１相分）など任意である。

前述と同様の考察により、次のように発展させることができる。図２８、図２９において、デッドタイムｔｄが電流検出時間ｔｋより大きい場合としたが、この差を考慮すると、ｔｄに代わりｔｋとできる。即ち、図３１ステップ１５において、ＣＬ１＝ｔｎ＋ｔｋ、図３２ステップ５１において、ＣＲ２＝ｔｎ＋ｔｋとできる。図２７において、ＹへのＯＦＦ信号からｔｆ以降ｔｄまで、図３０において、ＶへのＯＦＦ信号からｔｆ以降ｔｄまでは、電流検出可能である。そのため、ｔｄに代わりｔｆとできる。即ち、図３１ステップ１１において、ＣＬ２＝ｔｆ＋ｔｋ、図３２ステップ５５において、ＣＲ１＝ｔｆ＋ｔｋとできる。また、図３１、図３２におけるのＣＬ１、ＣＬ２、ＣＲ１、ＣＲ２はそれぞれ遅延時間（制御回路７からスイッチング素子までのフィルタ回路、ドライブ回路などによる遅延）分を削減できる。これらにより、更に補正量を低減できる。

図２８、図２９において、デッドタイムｔｄが電流検出時間ｔｋより大きい場合としたが、仮にデッドタイムｔｄが電流検出時間ｔｋより小さい場合、この場合においても、ｔｄに代わりｔｋとすれば良い。即ち、図３１ステップ１５において、ＣＬ１＝ｔｎ＋ｔｋ、図３２ステップ５１において、ＣＲ２＝ｔｎ＋ｔｋとなる。

電流検出を可能とするための最小限必要な時間について考察したが、電流変化過渡時のリンギングを検出してしまうのを避けるため、電流検出に余裕を持たせ＋αした値としても良い。

ステップ１１の式の値はステップ５５の式の値と同じ、ステップ１５の式の値はステップ５１の式の値と同じである。そのため、図３１のキャリア周期左側での電流検出の場合と図３２のキャリア周期右側での電流検出の場合とで、式の値を共有し条件分けして使用すれば制御ソフトを簡素化できる。

中間通電相の上アームスイッチング素子Ｖが、最大通電相の上アームスイッチング素子Ｕの後にＯＮする場合を示したが、特殊な補正などに起因して、中間通電相の上アームスイッチング素子Ｖが先にＯＮする場合においても、基本的な考え方は同じであり適用できる。即ち、図２７（中間通電相Ｖ相の電流ｉＶは−方向）、図２９（中間通電相Ｖ相の電流ｉＶは＋方向）において、最初に検出可能な電流はＵ相電流ｉＵからＶ相電流ｉＶとなる。また、図２７においてタイミング関係に変化があり、Ｕ相とＶ相を入れ替えて考察する必要がある。図２９においては、Ｕ相とＶ相を入れ替えても、タイミング関係に変化はない。

（実施の形態２）
図３３に、電動圧縮機４０の右側にインバータ装置２０を密着させて取り付けた図を示す。金属製筐体３２の中に圧縮機構部２８、モータ１１等が設置されている。冷媒は、吸入口３３から吸入され、圧縮機構部２８（この例ではスクロール）がモータ１１で駆動さ
れることにより、圧縮される。この圧縮された冷媒は、モータ１１を通過する際にモータ１１を冷却し、吐出口３４より吐出される。

インバータ装置２０は電動圧縮機４０に取り付けられるように、ケース３０を使用している。発熱源となるインバータ回路部１０は、低圧配管３８を介して低圧冷媒で冷却される。電動圧縮機４０の内部でモータ１１の巻き線に接続されているターミナル３９は、インバータ回路部１０の出力部に接続される。保持部３５でインバータ装置２３に固定される接続線３６には、バッテリー１への電源線と回転数信号を送信するエアコンコントローラ（図示せず）との信号線がある。

このようなインバータ装置一体型電動圧縮機では、インバータ装置２０が小さいこと、振動に強いことが必要になるので、本発明の実施の形態として好適である。

尚、上記各実施の形態において、低回転時（１０Ｈｚ前後）においては、モータの回転に伴う機械騒音が小さいため、リップル電流に起因する騒音が目立ち易く、本発明の効果が大きい。直流電源をバッテリーとしたが、これに限るものではなく、商用交流電源を整流した直流電源などでもよい。モータ１１をセンサレスＤＣブラシレスモータとしたが、リラクタンスモータ、誘導モータ等にも適用できる。正弦波駆動以外にも適用できる。また、２相変調においても適用できるが、電流波形が滑らかな３相変調の場合においては、低騒音であるためリップル電流に起因する騒音が目立ち易く、効果が大きい。

以上のように、本発明にかかるインバータ装置は、電流センサが一つのみで小型高信頼性、低騒音低振動であり、相電流の検出、直流電流の検出、スイッチング素子及びダイオードの保護ができるので、各種民生用製品、各種産業用機器に適用できる。負荷としてモータ以外の交流機器にも適用可能である。

本発明の実施の形態１に係るインバータ装置とその周辺の電気回路図 ３相変調の最大変調５０％における各相の変調を示す波形図 キャリア周期における通電タイミングチャート 中間通電相が−電流の場合における通電期間（ａ）の電流経路を示す電気回路図 同通電期間（ｂ）の電流経路を示す電気回路図 同通電期間（ｃ）の電流経路を示す電気回路図 同通電期間（ｄ）の電流経路を示す電気回路図 同キャリア周期内で検出される直流電流波形図 中間通電相が＋電流の場合における通電期間（ａ）の電流経路を示す電気回路図 同通電期間（ｂ）の電流経路を示す電気回路図 同通電期間（ｃ）の電流経路を示す電気回路図 同通電期間（ｄ）の電流経路を示す電気回路図 同キャリア周期内で検出される直流電流波形図 デッドタイムを含む通電タイミングチャート 中間通電相が−電流の場合におけるＵ相電流の下アームから上アームへの移行状態図 同Ｖ相電流の下アームから上アームへの移行状態図 同Ｗ相電流の下アームから上アームへの移行状態図 同Ｗ相電流の上アームから下アームへの移行状態図 同Ｖ相電流の上アームから下アームへの移行状態図 同Ｕ相電流の上アームから下アームへの移行状態図 中間通電相が＋電流の場合におけるＵ相電流の下アームから上アームへの移行状態図 同Ｖ相電流の下アームから上アームへの移行状態図 同Ｗ相電流の下アームから上アームへの移行状態図 同Ｗ相電流の上アームから下アームへの移行状態図 同Ｖ相電流の上アームから下アームへの移行状態図 同Ｕ相電流の上アームから下アームへの移行状態図 中間通電相が−電流の場合におけるキャリア周期内左側で検出される直流電流の詳細波形図 同キャリア周期内右側で検出される直流電流の詳細波形図 中間通電相が＋電流の場合におけるキャリア周期内左側で検出される直流電流の詳細波形図 同キャリア周期内右側で検出される直流電流の詳細波形図 キャリア周期内左側の通電補正を、中間通電相の電流の向きにより選択するフローチャート キャリア周期内右側の通電補正を、中間通電相の電流の向きにより選択するフローチャート 本発明の実施の形態２に係るインバータ装置一体型電動圧縮機の断面図 電源ラインの電流センサで相電流を検出するインバータ装置とその周辺の電気回路図 ３相変調の最大変調１０％における各相の変調を示す波形図 相電流検出のための通電補正を示す説明図 通電補正をしない場合の相電流変化説明図 通電補正をする場合の相電流変化説明図 相電流変化説明用の第１の電気回路図 相電流変化説明用の第２の電気回路図

符号の説明

１ バッテリー
２ スイッチング素子
３ ダイオード
４ 固定子巻線
５ 磁石回転子
６ 電流センサ
７ 制御回路
１０ インバータ回路
１１ センサレスＤＣブラシレスモータ
２０ インバータ装置
４０ 電動圧縮機

Claims (10)

1. 直流電源のプラス側に接続される上アームスイッチング素子とマイナス側に接続される下アームスイッチング素子を備えたインバータ回路と、前記直流電源と前記インバータ回路間の電流を検出する電流センサと、前記インバータ回路にＰＷＭ変調の通電により交流電流をモータへ出力させるとともに、前記通電に補正をして前記電流センサにより相電流を検出する制御回路とを備えたインバータ装置において、前記制御回路は、通電期間が中間の相における前記インバータ回路と前記モータ間の電流の向きにより、前記補正を調節する制御を行うことを特徴とするインバータ装置。
2. 前記補正は、前記制御回路が、前記上アームスイッチング素子ひとつもしくはふたつにＯＮ信号を出力する時間を、前記電流センサにより相電流を検出するために最小限必要な時間以上確保することであり、通電期間が中間の相における前記インバータ回路と前記モータ間の電流の向きにより前記補正を調節する請求項１に記載のインバータ装置。
3. 前記電流の向きは、モータへの電流の位相により判定する請求項１または請求項２に記載のインバータ装置。
4. 前記電流の向きは、モータへの印加電圧の位相により判定する請求項１または請求項２に記載のインバータ装置。
5. 前記ＰＷＭ変調が小さい場合に前記制御が適用される請求項１から請求項４のうちいずれか一項に記載のインバータ装置。
6. 前記モータの低回転時に前記制御が適用される請求項１から請求項４のうちいずれか一項に記載のインバータ装置。
7. 前記ＰＷＭ変調は３相変調である請求項１から請求項６のうちいずれか一項に記載のインバータ装置。
8. 電動圧縮機のモータを駆動する請求項１から請求項７のうちいずれか一項に記載のインバータ装置。
9. 前記電動圧縮機に搭載される請求項８に記載のインバータ装置。
10. 車両に搭載される請求項１から請求項９のうちいずれか一項に記載のインバータ装置。