JPH10191676A - インバータ装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 安定して動作する安価なインバータ装置を提
供する。 【解決手段】 インバータ装置は交流電圧を脈流状に整
流する整流手段２と、スイッチング素子４ａ〜４ｄをフ
ルブリッジ型に接続したインバータ部３とを有する。各
スイッチング素子４ａ〜４ｄをオン／オフしてインバー
タ部３の出力端子Ａ、Ｂに接続された誘導電動機５に電
圧を印加するために、整流手段２より出力される整流波
形電圧をそのままインバータ部３に入力する。更に前記
交流電圧に同期した信号を出力する電源周波数検出手段
１０を設け、電源周波数検出手段１０より出力される信
号に同期して、所定のスイッチングパターンで各スイッ
チング素子４ａ〜４ｄをオン／オフすることによりイン
バータ部３は前記交流電圧の周波数の整数倍の疑似正弦
波交流を出力する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は誘導電動機の回転数
を制御するインバータ装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来のインバータ装置を図１４及び図１
５を用いて説明する。商用電源１の交流電圧はダイオー
ドブリッジ２などの整流回路で整流され、電解コンデン
サなどを用いた平滑回路１５で一旦平滑化した直流電圧
Ｖｉｎに変換される。この直流電圧Ｖｉｎはインバータ
部３に入力される。

【０００３】インバータ部３において、パワートランジ
スタやＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transisto
r）などのスイッチングトランジスタ４ａ〜４ｄがフル
ブリッジ型に接続されている。スイッチングトランジス
タ４ａ、４ｂの中点の出力端子Ａとスイッチングトラン
ジスタ４ｃ、４ｄの中点の出力端子Ｂは単相誘導電動機
５に接続される。単相誘導電動機５は主巻線５ａと補助
巻線５ｂを有し、補助巻線５ｂに運転コンデンサ７が直
列に接続されている。

【０００４】主制御部９は、疑似交流電圧を単相誘導電
動機５に印加するためにＰＷＭ（Pulse Width Modulati
on）信号を発生する。ＰＷＭ信号に従ってインバータ駆
動手段７は各スイッチングトランジスタ４ａ〜４ｄをそ
れぞれオン／オフさせる。これにより、インバータ部３
に入力された直流電圧は疑似交流電圧に変換される。こ
の疑似交流電圧が単相誘導電動機５に印加される。

【０００５】単相誘導電動機５に交流電圧が与えられる
と、主巻線５ａと補助巻線５ｂによって回転磁界が発生
し、回転子（図示せず）が回転する。その回転速度は単
相誘導電動機５に印加される交流電圧の周波数などによ
って決定される。

【０００６】尚、リアクタ１６は単相誘導電動機５の力
率の改善を図るための設けられている。フリーホイール
ダイオード１７ａ〜１７ｄは、主巻線５ａに流れている
電流が急に停止させられるときにその電流を緩和するた
めに接続されている。

【０００７】具体的には、スイッチングトランジスタ４
ｂ、４ｃがオフのときスイッチングトランジスタ４ａと
４ｄをＰＷＭ制御し、スイッチングトランジスタ４ａ、
４ｄがオフのときスイッチングトランジスタ４ｂと４ｃ
をＰＷＭ制御する。

【０００８】この様子を図１１に示す信号波形図で説明
すると、直流電圧Ｖｉｎがインバータ部３に入力され
る。駆動信号Ｖａ〜Ｖｄはそれぞれスイッチングトラン
ジスタ４ａ〜４ｄをオン／オフする信号である。

【０００９】駆動信号Ｖａ〜Ｖｄはハイレベルでスイッ
チングトランジスタ４ａ〜４ｄをオンし、逆にローレベ
ルでオフする。期間Ｈ１では、Ｖｂ、Ｖｃは共にローレ
ベルであるので、スイッチングトランジスタ４ｂ、４ｃ
はオフ状態となる。

【００１０】一方、Ｖａ、ＶｄはＰＷＭ波形であり、ス
イッチングトランジスタ４ａ、４ｄをオン／オフ制御す
る。次の期間Ｈ２ではＶａ、ＶｄとＶｂ、Ｖｃの関係が
逆になり、スイッチングトランジスタ４ａ、４ｄがオフ
状態で、スイッチングトランジスタ４ｂ、４ｃがオン／
オフ制御される状態となる。

【００１１】このようなスイッチングパターンによって
信号ＶMが生成され、単相誘導電動機５に印加される。
信号ＶMの実効電圧は点線１００に示すように疑似正弦
波交流となる。この疑似正弦波交流は図１５に示すよう
にＰＷＭ信号の波形を各期間Ｋ１、Ｋ２の中央で幅広
で、両サイドで幅狭のパルスとすることによって実現さ
れている。この疑似正弦波交流の周波数を可変すること
で、単相誘導電動機５の回転数が制御される。

【００１２】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来のインバータ装置（図１４）では平滑回路１５にはリ
プルを小さくするために電解コンデンサなどの大容量の
コンデンサが必要となる。これはコストアップの要因に
なっていた。また、コンデンサの容量が大きくなるとコ
ンデンサの充電に伴って入力電流がピーク状に流れる。
これにより、力率の低下や電源高調波が問題となり、コ
ンデンサやスイッチング素子などの部品の最大定格を大
きくしなければならなかった。

【００１３】力率の改善を図るために、リアクタ１６を
回路に挿入しているが、コストアップになっていた。更
に、電源高調波の対策にはアクティブフィルタなどの回
路が必要になり、回路が複雑且つ高価になっていた。

【００１４】本発明はこれらの課題を解決するもので、
安定して動作する安価なインバータ装置を提供すること
を目的とする。

【００１５】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、本発明の第１の構成では、交流電圧を脈流状に整流
する整流手段と、スイッチング素子をフルブリッジ型に
接続したインバータ部とを有し、前記各スイッチング素
子をオン／オフすることにより、前記インバータ部の出
力端子に接続された誘導電動機に電圧を印加するインバ
ータ装置において、前記整流手段より出力される整流波
形電圧をそのまま前記インバータ部に入力し、前記交流
電圧に同期した信号を出力する電源周波数検出手段を設
け、前記電源周波数検出手段より出力される信号に同期
して、所定のスイッチングパターンで前記各スイッチン
グ素子をオン／オフすることにより前記インバータ部は
前記交流電圧の周波数の整数倍の疑似正弦波交流を出力
している。

【００１６】このような構成によると、インバータ装置
はダイオードブリッジなど整流手段で整流した整流波形
電圧をスイッチング素子にオン／オフ制御することによ
り誘導電動機に電圧を印加する。上記電源周波数検出手
段は例えば交流電圧のゼロクロス点を検出して信号を出
力するものであり、その信号にタイミングを合わせてス
イッチング素子を制御する。全波整流波形電圧の低い部
分ではそのまま誘導電動機に印加するようにオン／オフ
状態を固定し、逆に全波整流波形電圧の高い部分ではデ
ューティ比が小さくなるようにＰＷＭ制御する。これに
より、インバータ装置は交流電圧の周波数の整数倍の疑
似正弦波交流を誘導電動機に印加する。

【００１７】また、本発明の第２の構成では、上記第１
の構成において、前記交流電圧を検出する検出手段を設
け、前記検出手段の出力に基づいて前記スイッチングパ
ターンを補正している。

【００１８】このような構成によると、インバータ装置
は例えば交流電圧の例えば振幅を検出し、振幅が大きい
場合にはスイッチングパターンのデューティ比を下げ、
逆に振幅が小さい場合にはデューティ比を上げる。これ
により、インバータ装置は誘導電動機に印加する信号の
実効電圧を安定させる。

【００１９】また、本発明の第３の構成では、上記第１
の構成又は第２の構成において、前記疑似正弦波交流は
前記交流電圧の周波数の２倍であって、前記疑似正弦波
交流の１／４周期に対応する前記スイッチングパターン
を記憶媒体に記憶しておき、前記記憶媒体から前記スイ
ッチングパターンを読み込んで、そのスイッチングパタ
ーンに基づいて前記各スイッチング素子をオン／オフし
ている。

【００２０】このような構成によると、インバータ装置
は例えば疑似正弦波交流の１／４周期目ではスイッチン
グの状態を固定しておき、次の２／４周期目では記憶媒
体からスイッチングパターンを読み込みＰＷＭ制御し、
次の３／４周期目では２／４周期目のパターンと反転し
たパターンでＰＷＭ制御し、４／４周期目ではスイッチ
ングの状態を固定する。これにより、インバータ装置は
整流波形電圧から交流電圧の２倍の周波数の疑似正弦波
交流を出力する。

【００２１】また、本発明の第４の構成によると、上記
第１の構成乃至上記第３の構成のいずれかにおいて、前
記誘導電動機は複数の運転コンデンサを有する単相誘導
電動機であり、前記疑似正弦波交流の周波数に応じて前
記運転コンデンサを選択して使用している。

【００２２】このような構成によると、運転コンデンサ
によって誘導電動機の特性が異なるので、疑似正弦波交
流の周波数によってインバータ装置は運転コンデンサを
切り換えて使用することにより、効率的に誘導電動機を
駆動する。

【００２３】また、本発明の第５の構成によると、上記
第１の構成乃至上記第４の構成のいずれかにおいて、前
記単相誘導電動機の回転数を変化させるとき前記スイッ
チングパターンのオン／オフの時間を可変している。

【００２４】このような構成によると、インバータ装置
は例えば誘導電動機の起動時や回転の反転時には一時的
にデューティ比を大きくとりトルクを大きくし、所定の
回転数に早く到達するようにする。

【００２５】また、本発明の第６の構成によると、上記
第１の構成乃至上記第５の構成のいずれかにおいて、前
記交流電圧の周波数を検出する手段を設け、前記交流電
圧の周波数に基づいて前記スイッチングパターンのオン
／オフの時間を可変している。

【００２６】このような構成によると、インバータ装置
は交流電圧の周波数を検出し、例えばその周波数が６０
Ｈｚであれば、５０Ｈｚの場合よりもデューティ比を小
さくする。

【００２７】また、本発明の第７の構成によると、上記
第１の構成乃至上記第６の構成のいずれかにおいて、前
記誘導電動機の回転数を検出する手段を設け、前記回転
数に基づいて前記スイッチングパターンのオン／オフ時
間を制御している。

【００２８】このような構成によると、インバータ装置
は誘導電動機の回転数を検出し、例えば回転負荷の増大
のために回転数が低下してきたときにデューティ比を上
げて回転数の維持を図る。

【００２９】また、本発明の第８の構成によると、上記
第１の構成乃至上記第７の構成のいずれかにおいて、前
記整流手段と前記インバータ部の接続間にコンデンサ及
び前記インバータ部に印加される電圧を検出する電圧検
出手段を設け、前記電圧検出手段により検出された電圧
に基づいて前記スイッチングパターンのオン／オフの時
間を補正している。

【００３０】このような構成では、コンデンサは例えば
ノイズ対策用の小容量のコンデンサであり、このコンデ
ンサによって整流手段からの整流波形電圧は落ち込みの
小さい脈流状の電圧となる。インバータ装置はその電圧
を検出する手段によりインバータ装置は誘導電動機に印
加する信号の有効電圧が正弦波形となるようにスイッチ
ングを制御する。

【００３１】

【発明の実施の形態】

＜第１の実施形態＞本発明の第１の実施形態について図
１〜図１０を用いて説明する。図１は本実施形態のイン
バータ装置の制御ブロック図である。商用電源１の交流
電圧がダイオードブリッジ２で全波整流され、全波整流
波形電圧がインバータ部３に送られる。インバータ部３
はスイッチングトランジスタ４ａ〜４ｄと、フリーホイ
ールダイオード１７ａ〜１７ｄとによりフルブリッジ回
路に構成されている。

【００３２】スイッチングトランジスタ４ａ〜４ｄはパ
ワートランジスタやＩＧＢＴなどのスイッチング素子で
ある。インバータ部３の出力端子Ａ、Ｂには単相誘導電
動機５が接続される。単相誘導電動機５は主巻線５ａと
補助巻線５ｂを有する。また、補助巻線５ｂには、位相
差を発生するための運転コンデンサ６が直列に接続され
る。

【００３３】電源周波数検出手段１０は商用電源１の交
流電圧のゼロクロス点を検出し、主制御部９に入力す
る。主制御部９では、回転数設定手段８からの目標回転
信号に基づき、後述するように誘導電動機に印加する疑
似正弦波交流の周波数を決定する。回転数設定手段８は
例えば押しボタンにより目標回転信号を出力する。

【００３４】主制御部９にはＲＡＭ（Random Access Me
mory）が内蔵されており、処理の際にデータなどをＲＡ
Ｍに記憶することができる。ＰＷＭ制御手段１３では主
制御部９からの情報により上記ゼロクロス点にタイミン
グを合わせてＰＷＭスイッチング信号を出力し、その信
号に基づいてインバータ駆動手段７は信号Ｖａ〜Ｖｄを
出力する。信号Ｖａ〜Ｖｄによりスイッチングトランジ
スタ４ａ〜４ｄを駆動する。

【００３５】次に、図２及び図３にＰＷＭスイッチング
パターンの例を示す。商用電源１の周波数が６０Ｈｚで
ある場合、図２は疑似正弦波交流の周波数が６０Ｈｚに
決定したときの動作であり、図３は１２０Ｈｚに決定し
たときの動作である。

【００３６】図２に示すように、インバータ部３に入力
される電圧Ｖｉｎの波形はダイオードブリッジ２で整流
しただけであり、コンデンサなどを使用して平滑してい
ないので、Ｖｉｎに示すように脈流状の全波整流波形と
なる。スイッチングトランジスタ４ａ〜４ｄは各信号Ｖ
ａ〜Ｖｄがハイレベルのときオンし、一方、ローレベル
のときオフする。

【００３７】期間Ｋ１では信号Ｖａがハイレベルとロー
レベルを所定の周期で繰り返すことにより、スイッチン
グトランジスタ４ａがオン／オフする。信号Ｖｂ、Ｖｃ
はローレベルであるのでスイッチングトランジスタ４
ｂ、４ｃはオフ状態となる。信号Ｖｄはハイレベルであ
るのでスイッチングトランジスタ４ｄはオン状態とな
る。これにより、端子ＡＢ間に信号ＶMが発生する。

【００３８】次に期間Ｋ２では信号Ｖｃがハイレベルと
ローレベルを繰り返す。信号Ｖａ、Ｖｄがローレベルと
なるのでスイッチングトランジスタ４ａ、４ｄがオフ状
態となる。信号Ｖｂがハイレベルとなるのでスイッチン
グトランジスタ４ｂがオン状態となる。これにより、端
子ＡＢ間には期間Ｋ１のときと逆向きに電圧が発生す
る。以後、期間Ｋ１、Ｋ２のスイッチングのパターンを
繰り返すことにより、６０Ｈｚの信号ＶMが単相誘導電
動機５に印加される。

【００３９】単相誘導電動機５の回転数は、信号ＶMの
周波数と実効電圧により決定されるので、期間Ｋ１では
信号Ｖａと期間Ｋ２では信号Ｖｃのデューティ比を可変
することにより、信号ＶMの実効電圧が変化して回転数
が変化する。

【００４０】図３において、期間Ｔ１ではスイッチング
トランジスタ４ａがＰＷＭ制御される。スイッチングト
ランジスタ４ｂ、４ｃはオフし、スイッチングトランジ
スタ４ｄはオンする。電圧Ｖｉｎが低い部分では２０に
示すように信号Ｖａはハイレベルを維持し、スイッチン
グトランジスタ４ａをオン状態とする。

【００４１】電圧Ｖｉｎが高い部分では２１に示すよう
に信号Ｖａはハイレベルとローレベルを繰り返しながら
徐々にハイレベル期間を短くしていく。これにより、パ
ルス波形状の信号ＶMが発生するが、信号ＶMの実効電圧
は点線２４に示すように疑似正弦波交流電圧となる。こ
のスイッチングパターンのデータはテーブルとして主制
御部９や外付けの記憶装置などの記憶媒体に記憶してお
く。

【００４２】次に、期間Ｔ２でスイッチングトランジス
タ４ｃがＰＷＭ制御される。スイッチングトランジスタ
４ａ、４ｄはオフし、スイッチングトランジスタ４ｂは
オンする。信号Ｖｃは電圧Ｖｉｎの高い部分では２２に
示すようにハイレベルとローレベルとハイレベルを繰り
返しながら徐々にハイレベル期間を長くする。

【００４３】そして、電圧Ｖｉｎが低い部分では２３に
示すように信号Ｖｃはハイレベルを維持し、スイッチン
グトランジスタ４ｄをオン状態とする。これにより、端
子ＡＢ間に発生する信号ＶMは期間Ｔ１のときと逆向き
の電圧となる。尚、２２、２３に示す信号Ｖｃのパター
ンは２０、２１に示す信号Ｖａのパターンを時間的に反
転したものとなる。

【００４４】以後、期間Ｔ１とＴ２のスイッチングパタ
ーンを繰り返すことにより、信号ＶMによる疑似正弦波
交流は商用電源１の周波数の２倍の周波数となる。商用
電源１の周波数の３、４・・・倍の周波数の信号ＶMも
図示しないがそれぞれスイッチングパターンを設定する
ことにより端子ＡＢ間に発生することができる。

【００４５】図１において、商用電源１に対して並列と
なるように抵抗Ｒ１、Ｒ２を直列に接続し、電圧を分割
することにより入力電圧検出手段１１（図１参照）で商
用電源１の交流電圧値を検出する。検出した電圧の振幅
に基づいて、主制御部９で振幅が大きいときＰＷＭ信号
のデューティ比を下げ、振幅が小さいときＰＷＭ信号の
デューティ比を上げる。

【００４６】図４（ａ）に電圧Ｖｉｎの振幅が大きい場
合を示し、図４（ｂ）に電圧Ｖｉｎの振幅が小さい場合
のスイッチングパターンの例を示す。図４（ａ）及び
（ｂ）は信号ＶａがＰＷＭ信号となっている例である。
図４（ｂ）では図４（ａ）の場合よりもデューティ比が
上がっており、信号ＶMの実効電圧は点線３０、３１に
示すように等しくなる。これにより、商用電源１の電圧
の振幅の変動などによっても、単相誘導電動機５に印加
される信号ＶMの実効電圧を一定とすることができるの
で回転数も一定に制御される。

【００４７】また、図５に示すように交流電圧Ｖｉｎが
乱れて波形４０、４３のように一時的に落ち込んだ場合
でも入力電圧検出手段１１で電圧を検出することによ
り、それぞれ波形４１、４４に示すようにデューティ比
を大きくとる。これにより、信号ＶMの実効電圧は点線
４２に示すように正弦波に補正される。安定した電圧を
単相誘導電動機５に印加するので単相誘導電動機５の負
担が軽減される。

【００４８】次に、本実施形態のインバータ装置の処理
の一例を図６に示すフローチャートで説明する。ただ
し、インバータ装置の電源立ち上がり時、後述するデー
タポインタを初期化する処理が行われる。インバータ制
御の処理が開始すると、まずステップＳ１で電源がオン
であるか判断する。

【００４９】電源がオンでない場合、処理がステップＳ
２１に進み後述する周波数カウンタとデータポインタを
クリアして処理がメイン側に返る。一方、電源がオンで
ある場合、処理がステップＳ２に進み、単相誘導電動機
５に印加する疑似正弦波交流の周波数が商用電源１の周
波数の２倍であるか判断する。

【００５０】もし２倍でなければ処理がステップＳ２２
に進み、ｎ（ただし、ｎは整数）倍であるか判断し、そ
れぞれの処理を行う。図６では、商用電源１の周波数の
２倍で制御する場合について説明する。

【００５１】インバータ部３で商用電源１の周波数の２
倍となるように信号ＶMを生成する場合、ステップＳ３
で周波数カウンタの値により信号ＶMの１周期を４等分
して、１／４周期目又は２／４周期目に該当するか判断
する。１／４周期目又は２／４周期目の場合には処理が
ステップＳ４に進む。一方、３／４周期目又は４／４周
期目の場合には処理がステップＳ２３に進む。尚、１／
４周期目〜４／４周期目は図３においてそれぞれ２０〜
２３で示される期間に対応している。

【００５２】１／４周期目又は２／４周期目の場合で
は、ステップＳ４でデータポインタをスイッチングパタ
ーンのデータに適合する所定の更新量だけ加算し、新た
なデータポインタとする。そして、ステップＳ５で、そ
のデータポインタが所定の値をオーバフローしたかどう
か判断する。オーバフローしていないとき処理がステッ
プＳ２４に進み、１／４周期目かどうか判断する。１／
４周期目の場合、処理がステップＳ６に進み、図３にお
いて２０に示すように信号Ｖａ〜Ｖｄの状態を固定す
る。そして、処理がメイン側に返る。

【００５３】例えば、１／４周期目に図６に示す処理が
何度も実行されると、データポインタが次々とステップ
Ｓ４の処理で加算されるので、あるところでオーバフロ
ーする。オーバフローすると処理がステップＳ５からス
テップＳ２５に進み、１／４周期目であるか判断され
る。１／４周期目の場合、処理がステップＳ８に進み、
データポインタを０とする。そして、ステップＳ１０で
周波数カウンタをインクリメントする。

【００５４】次に本処理が実行されると、データポイン
タが０となり周波数カウンタがインクリメントされてい
るので、２／４周期目と判断され、ステップＳ２４から
ステップＳ７に進む。ステップＳ７でスイッチングパタ
ーンを記録したテーブルを記憶媒体から読み込み、その
テーブルからデータポインタで指示される情報を読み込
みＰＷＭ制御を開始する。

【００５５】このように、２／４周期目に本処理が何度
か実行されると、データポインタが次々と更新量だけ加
算されＰＷＭ制御が行われるが、あるところでオーバフ
ローする。すると、処理がステップＳ５からステップＳ
２５に進み、更にステップＳ９に進む。ステップＳ９
で、そのときのデータポインタの値が消去されないよう
に確保しておく。そして、処理がステップＳ１０に進み
周波数カウンタをインクリメントする。

【００５６】次に本処理が実行されると、周波数カウン
タが更にインクリメントされているので、３／４周期目
と判断される。処理がステップＳ３よりステップＳ２３
に進む。ステップＳ２３で３／４周期目であるか判断す
るので処理がステップＳ１１に進む。ステップＳ１１で
は、ステップＳ９で確保したオーバフローしているデー
タポインタから更新量を減算して新たなデータポインタ
とする。

【００５７】そして、データポインタが０より小さくな
ると、ステップＳ１２でボローと判断する。ボローでな
ければ処理がステップＳ１３に進み、そのデータポイン
タで指示されるデータをデータテーブルから読み込みＰ
ＷＭ制御する。このように３／４周期目で本処理が実行
されると、ステップＳ１１でデータポインタを減算して
いくので、３／４周期目でのＰＷＭ制御は２／４周期目
でのＰＷＭ制御に対して時間的に反転したものとなる。

【００５８】３／４周期目に本処理が何度か実行される
ことによりデータポインタがボローとなり、ステップＳ
１２から処理がステップＳ１４に進む。ステップＳ１４
で周波数カウンタをインクリメントする。そして、ステ
ップＳ１５でデータポインタを０とする。

【００５９】次に本処理が実行されると、周波数カウン
タがインクリメントされているので処理がステップＳ３
からステップＳ２３に進む。そして、４／４周期目と判
断するので処理がステップＳ１６に進み、データポイン
タの値を更新量だけ加算する。そして、ステップＳ１７
でデータポインタが所定の値よりオーバフローしたか判
断する。オーバフローしていなければ処理がステップＳ
１８に進み、図３において２３に示すようにＰＷＭスイ
ッチングの状態を固定する。

【００６０】このように、４／４周期目に本処理が何度
か実行されると、データポインタがオーバフローして処
理がステップＳ１７からステップＳ１９に進む。ステッ
プＳ１９で周波数カウンタをクリアして、ステップＳ２
０でデータポインタを０とする。そして、次回の処理で
は１／４周期目と判断されるので処理が繰り返される。
これにより、図３に示すようなスイッチングパターンで
誘導電動機５が制御される。また、スイッチングパター
ンのテーブルとして１周期全部のデータを記憶しておく
必要がなく、本処理により１／４周期分のデータだけ記
憶しておけばよい。

【００６１】商用電源１の周波数が例えば５０Ｈｚ又は
６０Ｈｚのいずれであっても、回転数に影響しないよう
に、電源周波数検出手段１０により商用電源１の周波数
を検出する。図７（ｂ）に示すように商用電源１の周波
数が６０Ｈｚの場合、図７（ａ）に示す５０Ｈｚの場合
に比べてＰＷＭ信号のデューティ比を下げ、点線８１に
示すように実効電圧を８０に示す実行電圧よりも低くす
る。

【００６２】５０Ｈｚに比べて６０Ｈｚの同期回転数は
周波数滑りを考慮せずに計算すると約１．２倍となる。
そのため、商用電源１の周波数が６０Ｈｚの場合、５０
Ｈｚの場合に比べて信号ＶMの実効電圧を下げることに
より、５０Ｈｚでも６０Ｈｚでも自動的に同じ回転数と
することができる。これにより、商用電源１の周波数が
５０Ｈｚの地区でも６０Ｈｚの地区でも同じ回転数で単
相誘導電動機５を回転させることができる。

【００６３】インバータ部３で生成される商用電源１の
周波数の１／２の信号ＶMにより単相誘導電動機５が回
転しているが、回転中に単相誘導電動機５に外乱などの
ため負荷変動が発生した場合、回転数検出手段１４で回
転数を検出することにより、回転数を一定に保つように
制御する。例えば図８に示すように回転数が時間ｔで低
下したとき、主制御部９により時間ｔ以後ではＰＷＭ信
号のデューティ比を大きくすることにより、点線９１に
示す信号ＶMの実効電圧を上昇させる。これにより、外
乱などによる負荷変動の影響を少なくし、回転数を安定
に保つようにする。逆に回転数が上昇したとき、ＰＷＭ
信号のデューティ比を小さくして回転数を安定させる。

【００６４】次に、単相誘導電動機５の回転数の変更時
などの処理のフローチャートを図９に示す。まず、ステ
ップＳ３０で電源がオンであるか判断する。もしオンで
なければ処理がメイン側に返り、一方、オンであれば処
理がステップＳ３１に進む。ステップＳ３１で、データ
テーブルからスイッチングパターンのデータを読み込
む。

【００６５】そして、ステップＳ３２で回転始動後又は
反転後一定時間を経過したかどうか判断する。一定の時
間が経過していなければ、ステップＳ３３でテーブルの
データに対してデューティ比を数％〜数十％加算し、ス
テップＳ３４でＰＷＭ制御手段１３にセットする。一
方、一定時間を経過した場合には直接処理がＳ３４に進
み、読み込んだデータをＰＷＭ制御手段１３にセットす
る。セットされたデータに基づいて前述したＰＷＭ制御
を行う。これにより、単相誘導電動機５の始動開始や反
転時に大きなトルクにより回転や反転をスムーズに行
う。

【００６６】図１０に信号ＶMの疑似正弦波交流の周波
数を上げるときの制御の例を示す。例えば、単相誘導電
動機５が、４極で同期回転数で回転しているとすると、
印加周波数が期間Ｊ１では６０Ｈｚで、印加電圧が１０
０Ｖで回転制御している。このときの回転数Ｎは、Ｎ＝
１２０×ｆ／Ｐ（ただし、ｆは回転周波数、Ｐは極数）
より、１８００ｒｐｍである。その後、周波数を１２０
Ｈｚに変化させると、通常では回転数が３６００ｒｐｍ
となるが、図１０に示すように、期間Ｊ２、Ｊ３・・・
において徐々に信号Ｖａ、ＶｃのＰＷＭ制御時のデュー
ティ比を上げ、実効電圧を点線１０１に示すように上げ
ていく。

【００６７】これにより、回転数が直接１８００ｒｐｍ
→３６００ｒｐｍと急激に変化することなく、例えば２
０００→２２００→・・・→３６００ｒｐｍとなるよう
に徐々に回転数が上昇する。これにより、単相誘導電動
機５に無理な力が加えられなくなり、回転軸などに対し
て負担を軽減する。また、周波数を更に上昇させるとき
にも同様の制御を行うことが可能である。

【００６８】本実施形態では平滑コンデンサを使用して
いないため、部品のコストを下げることができる。ま
た、周波数を可変することができるので単相誘導電動機
５を高速に運転することができる。また、回転数が変化
する場合や電圧の変動に対しても単相誘導電動機５に負
担とならないように制御されるので単相誘導電動機５の
振動や騒音などを抑制できる。また、本実施形態では主
に商用電源１の周波数が６０Ｈｚの場合で説明したが、
５０Ｈｚの場合では疑似正弦波交流の周波数は５０Ｈ
ｚ、１００Ｈｚ、１５０Ｈｚ・・・となる。

【００６９】＜第２の実施形態＞本発明の第２の実施形
態について図１１を用いて説明する。図１１において図
１と同一の部分については同一の符号を付し、説明を省
略する。主制御部９は回転数設定手段８により決定され
た周波数に基づいてコンデンサ切換手段１８でスイッチ
部２５を制御して使用するコンデンサ６ａ、６ｂを切り
換える。

【００７０】例えば、周波数が６０Ｈｚでは６０μＦの
コンデンサ６ａで単相誘導電動機５を運転するのが効率
的であるとすると、１／ωｃ＝（一定）の条件（ただ
し、ωは角周波数）より回転周波数１２０Ｈｚでは３０
μＦのコンデンサ６ｂに切り換える。これにより、単相
誘導電動機５の運転がを効率的となる。そのため、騒音
などが防止できる。周波数が異なっても同様に適当な容
量を持つコンデンサに設定することができる。

【００７１】＜第３の実施形態＞本発明の第３の実施形
態について図１２及び図１３を用いて説明する。図１２
において図１と同一の部分について同一の符号を付し説
明を省略する。本実施形態では、数μＦ程度の小容量コ
ンデンサ１９がノイズ対策用にダイオードブリッジ２と
インバータ部３の間にインバータ部３に並列となるよう
に付け加えられている。

【００７２】ダイオードブリッジ２を通過した後の整流
波形電圧はコンデンサ１９に充電した電荷量により図１
３（ｂ）に示すように脈流状の電圧Ｖｉｎの落ち込み部
分１１１が小さくなる。図１３（ａ）に示すコンデンサ
１９を使用しない場合の電圧Ｖｉｎに比べて立ち上がり
の電圧が大きい値となるので、上記第１の実施形態で説
明したスイッチングパターンをそのまま使用したのでは
単相誘導電動機５に良好な電圧を供給することができな
い。

【００７３】そこで、図１２に示すようにダイオードブ
リッジ２とインバータ部３の間に抵抗Ｒ３、Ｒ４の直列
回路をインバータ部３に並列となるように接続し、その
接続中点の電圧値を電圧検出手段１２で読み取ることに
より、インバータ部３に供給される脈流状の電圧を検出
し、ＰＷＭ制御手段１３によりスイッチング時間を補正
して、図１１（ｂ）に示すように単相誘導電動機５に印
加する信号ＶMの実効電圧が正弦波形となるように補正
する。

【００７４】

【発明の効果】

＜請求項１の効果＞上述したように本発明によると、イ
ンバータ装置に平滑コンデンサなどを必要としないた
め、部品コストを下げることができる。また、周波数を
可変することができるので、誘導電動機を高速に回転さ
せることも可能である。

【００７５】＜請求項２の効果＞交流電圧を検出するこ
とにより、誘導電動機に印加する電圧を安定に保つこと
ができるようになる。そのため、誘導電動機に振動や騒
音などを抑制する。

【００７６】＜請求項３の効果＞スイッチングパターン
を１／４周期分だけ記録してスイッチングパターンを決
定しているので、記憶媒体の記憶容量を小さくすること
ができ、効率化が図れる。

【００７７】＜請求項４の効果＞誘導電動機に印加する
電圧の周波数に対応して運転コンデンサを切り換えて使
用することにより誘導電動機を効率的に回転させること
ができる。

【００７８】＜請求項５の効果＞起動時や反転時にトル
ク不足を解消することができ、スムーズに誘導電動機を
回転させる。

【００７９】＜請求項６の効果＞交流電圧の周波数によ
ってデューティ比を制御することにより、交換電圧の周
波数を変更しても自動的に回転数が等しくなる。

【００８０】＜請求項７の効果＞誘導電動機の回転に対
して負荷の変動などがあっても、回転数を検出して回転
数を安定に保つようになる。

【００８１】＜請求項８の効果＞ノイズ対策用のコンデ
ンサを回路に接続しても疑似正弦波交流を誘導電動機に
印加できるので効率的に誘導電動機を制御することがで
きる。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明の第１の実施形態のブロック図。

【図２】 その入力電圧と信号の一例の波形図。

【図３】 その入力電圧と信号の別例の波形図。

【図４】 その商用電源の交流電圧の振幅の変動にとも
なう信号の波形図。

【図５】 その交流電圧の変動にともなう信号の波形
図。

【図６】 そのインバータ制御処理の一例のフローチャ
ート。

【図７】 その商用電源が５０Ｈｚ、６０Ｈｚのときの
信号の波形図。

【図８】 その誘導電動機の負荷変動にともなう信号の
波形図。

【図９】 その制御処理の一例を示すフローチャート。

【図１０】 その疑似正弦波交流の周波数を変更すると
きの信号の波形図。

【図１１】 本発明の第２の実施形態のブロック図。

【図１２】 本発明の第３の実施形態のブロック図。

【図１３】 その入力電圧と信号の関係を第１の実施形
態と比較する波形図。

【図１４】 従来のインバータ装置のブロック図。

【図１５】 その入力電圧と信号の波形図。

【符号の説明】

１ 商用電源 ２ ダイオードブリッジ ３ インバータ部 ４ａ〜４ｄ スイッチングトランジスタ ５ 単相誘導電動機 ６ 運転コンデンサ ９ 主制御部 １１ 入力電圧検出手段 １２ 電圧検出手段 １４ 回転数検出手段 １８ コンデンサ切換手段

Claims (8)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 交流電圧を脈流状に整流する整流手段
   と、スイッチング素子をフルブリッジ型に接続したイン
   バータ部とを有し、前記各スイッチング素子をオン／オ
   フすることにより、前記インバータ部の出力端子に接続
   された誘導電動機に電圧を印加するインバータ装置にお
   いて、 前記整流手段より出力される整流波形電圧をそのまま前
   記インバータ部に入力し、前記交流電圧に同期した信号
   を出力する電源周波数検出手段を設け、前記電源周波数
   検出手段より出力される信号に同期して、所定のスイッ
   チングパターンで前記各スイッチング素子をオン／オフ
   することにより前記インバータ部は前記交流電圧の周波
   数の整数倍の疑似正弦波交流を出力することを特徴とす
   るインバータ装置。
2. 【請求項２】 前記交流電圧を検出する検出手段を設
   け、前記検出手段の出力に基づいて前記スイッチングパ
   ターンを補正することを特徴とする請求項１に記載のイ
   ンバータ装置。
3. 【請求項３】 前記疑似正弦波交流は前記交流電圧の周
   波数の２倍であるとき、前記疑似正弦波交流の１／４周
   期に対応する前記スイッチングパターンを記憶媒体に記
   憶しておき、前記記憶媒体から前記スイッチングパター
   ンを読み込んで、そのスイッチングパターンに基づいて
   前記各スイッチング素子をオン／オフすることを特徴と
   する請求項１又は請求項２に記載のインバータ装置。
4. 【請求項４】 前記誘導電動機は複数の運転コンデンサ
   を有する単相誘導電動機であり、前記疑似正弦波交流の
   周波数に応じて前記運転コンデンサを選択して使用する
   ことを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれかに記
   載のインバータ装置。
5. 【請求項５】 前記単相誘導電動機の回転数を変化させ
   るとき前記スイッチングパターンのオン／オフの時間を
   可変することを特徴とする請求項１乃至請求項４のいず
   れかに記載のインバータ装置。
6. 【請求項６】 前記交流電圧の周波数を検出する手段を
   設け、前記交流電圧の周波数に基づいて前記スイッチン
   グパターンのオン／オフの時間を可変することを特徴と
   する請求項１乃至請求項５のいずれかに記載のインバー
   タ装置。
7. 【請求項７】 前記誘導電動機の回転数を検出する手段
   を設け、前記回転数に基づいて前記スイッチングパター
   ンのオン／オフ時間を制御することを特徴とする請求項
   １乃至請求項６のいずれかに記載のインバータ装置。
8. 【請求項８】 前記整流手段と前記インバータ部の接続
   間にコンデンサ及び前記インバータ部に印加される電圧
   を検出する電圧検出手段を設け、前記電圧検出手段によ
   り検出された電圧に基づいて前記スイッチングパターン
   のオン／オフの時間を補正することを特徴とする請求項
   １乃至請求項８のいずれかにインバータ装置。