JPH09252593A - インバータ装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 インバータ装置において、誘導電動機への負
担を軽減する。簡単にＰＷＭ制御することにより、安価
なインバータ装置を提供する。 【解決手段】 電源ライン１８とグランドライン１９間
にフルブリッジ型にスイッチング素子４ａ〜４ｄを接続
する。インバータ制御手段９ａ、１１、１２は４ｂ、４
ｃのオフの状態で４ａ、４ｄの一方をオン、他方をオン
又はオン／オフ制御する第１モードと、４ａ、４ｄをオ
フの状態で４ｂ、４ｃの一方をオン、他方をオン又はオ
ン／オフ制御する第２モードを有する。整流手段２から
の整流波形電圧をそのまま電源ライン１８に入力する。
インバータ制御手段９ａ、１１、１２は前記整流波形電
圧の各半波に対応する期間を分割して前記第１モードと
第２モードの切り替え、誘導電動機６に与えられる疑似
交流電圧が前記モードの切り替え点でゼロクロスする周
波数となるように成すＰＷＭ信号を出力する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明はインバータ装置に関
し、特にＰＷＭ制御によるインバータ装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来のインバータ装置を図１０及び図１
１を用いて説明する。図１０において、商用電源１の交
流電圧はダイオードブリッジ等の整流回路２で整流さ
れ、電解コンデンサ等の平滑回路１７で一旦直流電圧に
変換される。この直流電圧は電源ライン１８とグランド
ライン１９を介して、インバータ部３に入力される。

【０００３】インバータ部３において、パワートランジ
スタ等から成る４個のスイッチングトランジスタ４ａ〜
４ｄがフルブリッジ型に接続されている。スイッチング
トランジスタ４ａ、４ｂの中点とスイッチングトランジ
スタ４ｃ、４ｄの中点は単相誘導電動機６に接続され
る。単相誘導電動機６は主巻線６ａと補助巻線６ｂを有
し、補助巻線６ｂにコンデンサ７が直列に接続されてい
る。

【０００４】単相誘導電動機６に交流電圧が与えられる
と、主巻線６ａと補助巻線６ｂによって回転磁界が発生
し、回転子（図示せず）が回転する。その回転速度は単
相誘導電動機６に印加される交流電圧の周波数によって
決定される。また、印加される交流電圧の振幅が変化す
ることでも、単相誘導電動機６の回転速度−トルク特性
が変化して、回転速度が変化する。

【０００５】尚、１６は単相誘導電動機６の力率の改善
を図るためのリアクタである。５ａ〜５ｄは主巻線６ａ
に流れている電流が急に停止させられるときに、主巻線
６ａの両端に生じる高電圧を電源ライン１８とグランド
ライン１９を通して緩和するためのフリーホイールダイ
オードである。

【０００６】主制御部９は、交流電圧を単相誘導電動機
６に印加するためにＰＷＭ信号を発生する。ＰＷＭ信号
に従ってインバータ駆動手段１２は各スイッチングトラ
ンジスタ４ａ〜４ｄをオン／オフさせる。これにより、
インバータ部３に入力された直流電圧は疑似交流電圧に
変換される。この疑似交流電圧が単相誘導電動機６に印
加される。

【０００７】具体的には、スイッチングトランジスタ４
ｂ、４ｃがオフのときスイッチングトランジスタ４ａと
４ｄをＰＷＭ制御し、スイッチングトランジスタ４ａ、
４ｄがオフのときスイッチングトランジスタ４ｂと４ｃ
をＰＷＭ制御する。

【０００８】この様子を図１１に示す信号波形図で説明
すると、インバータ入力電圧Ｖｉｎは電源ライン１８を
通してインバータ部３に入力される直流電圧である。駆
動信号Ｖａ〜Ｖｄはそれぞれスイッチングトランジスタ
４ａ〜４ｄをオン／オフする駆動信号である。

【０００９】駆動信号Ｖａ〜Ｖｄはハイレベルでスイッ
チングトランジスタ４ａ〜４ｄをオンし、逆にローレベ
ルでオフする。期間Ｋ１では、Ｖｂ、Ｖｃは共にローレ
ベルであるので、スイッチングトランジスタ４ｂ、４ｃ
はオフ状態となる。

【００１０】一方、Ｖａ、ＶｄはＰＷＭ波形であり、ス
イッチングトランジスタ４ａ、４ｄをオン／オフ制御す
る。次の期間Ｋ２ではＶａ、ＶｄとＶｂ、Ｖｃの関係が
逆になり、スイッチングトランジスタ４ａ、４ｄがオフ
状態で、スイッチングトランジスタ４ｂ、４ｃがオン／
オフ制御される状態となる。

【００１１】このようなスイッチングパターンによって
誘導電動機印加信号ＶMが生成され、単相誘導電動機６
に印加される。誘導電動機印加信号ＶMの実効電圧は９
０の正弦波曲線となり、疑似交流電圧である。この疑似
交流電圧は図１１に示すようにＰＷＭ信号の波形を各期
間Ｋ１、Ｋ２の中央で幅広で、両サイドで幅狭のパルス
とすることによって実現されている。この疑似交流電圧
の周波数を可変することで、単相誘導電動機６の回転速
度が制御される。

【００１２】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、平滑回
路１７にはリプルを小さくするために電解コンデンサ等
の大容量のコンデンサが必要となる。これはコストアッ
プの要因になっていた。また、コンデンサの容量が大き
くなるとコンデンサの充電に伴って入力電流がピーク状
に流れる。これにより、力率の低下や電源高調波が問題
となり、コンデンサやスイッチング素子等の部品の最大
定格を大きくしなければならなかった。

【００１３】力率の改善を図るために、リアクタ１６を
回路に挿入しているが、コストアップになっていた。更
に、電源高調波の対策にはアクティブフィルタ等の回路
が必要になり、回路が複雑且つ高価になっていた。

【００１４】また、前述したようなパルス幅の変化する
ＰＷＭ信号を発生するために、目標とする周波数の正弦
波とキャリアである高周波の三角波を比較する必要があ
る。正弦波が三角波よりも大きいときにハイレベルと
し、逆に小さいときにローレベルとしてＰＷＭ信号を発
生していた。このような比較を行うために、主制御部９
に使用されるマイクロコンピュータは高機能なものであ
る必要があった。

【００１５】インバータ部３で生成された疑似交流電圧
が、単相誘導電動機６を駆動しているために、最大出力
時でも矩形波でしか単相誘導電動機６に印加することが
できなかった。そのために、商用電源１の交流電圧の７
０％程度しか利用できていなかった。起動時のように大
きなトルクが必要なときにトルク不足となっていた。

【００１６】単相誘導電動機６の回転速度を変える場
合、単相誘導電動機６に印加される疑似交流電圧が一度
に目標とする周波数に変更されると、回転速度が急に変
化するため、振動や衝撃が発生する。これは単相誘導電
動機６にとって負担となっていた。

【００１７】単相誘導電動機６において、目標とする回
転速度を維持するために、回転速度を検出する回路を別
に設け、検出された回転速度に従ってフィードバック制
御していた。このような制御では、インバータ装置に入
力される交流電圧の振幅が変動しても回転速度を一定に
保つことができるが、回転速度を検出するために、パイ
ロット発電機、ホール素子等の部品が必要となり装置が
高価になっていた。

【００１８】商用電源１の周波数が５０Ｈｚ地区と６０
Ｈｚ地区とでは、単相誘導電動機６のプーリ比を変えて
希望する回転速度が得られるように対応していたため、
５０Ｈｚ用と６０Ｈｚ用の２種類のプーリが必要であっ
た。

【００１９】本発明はこれらの課題を解決するもので、
誘導電動機への負担を軽減し、簡単にＰＷＭ制御するこ
とにより、安価なインバータ装置を提供することを目的
とする。

【００２０】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明の第１の構成では、電源ラインとグランドラ
イン間に直列に接続された第１、第２のスイッチング素
子と、同じく前記電源ラインとグランドライン間に直列
に接続された第３、第４のスイッチング素子と、前記第
１、第２のスイッチング素子の接続中点と、前記第３、
第４のスイッチング素子の接続中点間に接続された誘導
電動機と、前記第２、第３のスイッチング素子のオフの
状態で前記第１、第４のスイッチング素子の一方をオ
ン、他方をオン又はオン／オフ制御する第１モードと、
前記第１、第４のスイッチング素子をオフの状態で前記
第２、第３のスイッチング素子の一方をオン、他方をオ
ン又はオン／オフ制御する第２モードを有するインバー
タ制御手段を備えるインバータ装置において、商用電源
の交流電圧を整流する整流手段からの整流波形電圧をそ
のまま前記電源ラインに入力するようにし、前記インバ
ータ制御手段は前記整流波形電圧の各半波に対応する期
間を分割して前記第１モードと第２モードの切り替えを
行うとともに前記誘導電動機に与えられる疑似交流電圧
が前記モードの切り替え点でゼロクロスする周波数とな
るように成すＰＷＭ信号を出力するようになっている。

【００２１】このような構成によると、商用電源の交流
電圧は全波整流され、そのまま電源ラインに入力され
る。インバータ制御手段は整流波形電圧の各半波に対応
する期間を分割して、第１モードと第２モードを切り替
える。そしてインバータ制御手段は分割された各期間に
おいて、その中央で幅広となり、両サイドで幅狭となる
パルス状のＰＷＭ信号を出力する。

【００２２】ＰＷＭ信号によって電源ラインに入力され
た全波整流波形電圧はチョッピングされて、モードの切
り替え点でゼロクロスする周波数となるような疑似的な
交流電圧が生成される。この疑似交流電圧が誘導電動機
に与えられ、誘導電動機が駆動する。インバータ制御手
段は整流波形電圧の各半波に対応する期間を分割すると
きにその分割量を可変する。これにより、疑似交流電圧
の周波数が可変するようになる。誘導電動機の回転速度
は、誘導電動機に与えられる疑似交流電圧の周波数を可
変することにより制御される。

【００２３】また、本発明の第２の構成では、上記第１
の構成において、前記周波数を目標周波数に変更すると
き、複数回に分けて前記周波数を前記目標周波数に近づ
け、それから前記目標周波数に到達するようにしてい
る。

【００２４】このような構成によると、まず、ある周波
数の疑似交流電圧が印加されることにより誘導電動機は
運転している。この運転周波数を目標周波数に変更する
とき、複数回に分けて、少しずつ周波数を変えながら、
運転周波数を徐々に目標周波数に近づける。そのから、
目標周波数で誘導電動機の運転が行われる。これによ
り、誘導電動機の回転は滑らかに加速又は減速されて目
標周波数での運転となる。誘導電動機の回転速度を変更
するときに、誘導電動機に振動、衝撃等の負担が軽減さ
れる。

【００２５】また、本発明の第３の構成では、上記第１
の構成において、前記商用電源の交流電圧のゼロクロス
点を検出する検出手段を設けて、前記ゼロクロス点にタ
イミングを合わせて、ＰＷＭ制御している。

【００２６】このような構成によると、商用電源のゼロ
クロス点と誘導電動機に供給される疑似交流電圧が同期
している。ゼロクロス点付近での疑似交流電圧の波形は
チョッピングによっても歪みが小さくなる。ゼロクロス
点を基準にＰＷＭ制御すればよいので、簡単である。

【００２７】また、本発明の第４の構成では、上記第１
の構成において、前記インバータ制御手段は、予め記憶
媒体に記憶されたスイッチングデータを読み込むことに
より、前記スイッチング素子をＰＷＭ制御している。

【００２８】このような構成によると、誘導電動機に印
加される疑似交流電圧の周波数が設定されると、インバ
ータ制御手段は記憶媒体に記憶されたスイッチングデー
タを読み込む。

【００２９】スイッチングデータは運転周波数によって
分類されており、チョッピングのためのＰＷＭ信号波形
データとなっている。インバータ制御手段は読み込んだ
データに従って、ＰＷＭ制御する。これにより、疑似交
流電圧が生成されて、誘導電動機に印加される。

【００３０】スイッチングデータは疑似交流電圧の実効
電圧が正弦波曲線に適合するように最適の状態に設定す
る。インバータ制御手段はスイッチングデータを読み込
むだけで、最適のＰＷＭ制御が行えるので、制御を簡略
にすることができ、しかも最適のＰＷＭ制御が繰り返さ
れる。

【００３１】また、本発明の第５の構成では、上記第１
の構成において、前記スイッチング素子のＰＷＭ制御に
おけるデューティ比を可変するようにしている。

【００３２】このような構成によると、デューティ比を
可変することにより誘導電動機に印加される疑似交流電
圧の実効電圧が制御される。これによっても、誘導電動
機の回転速度が制御される。

【００３３】また、本発明の第６の構成では、上記第５
の構成において、前記商用電源の周波数を検出する手段
を有し、前記周波数に基づいて、デューティ比を可変す
るようにしている。

【００３４】このような構成によると、商用電源の周波
数が５０Ｈｚであるか６０Ｈｚであるか検出される。周
波数が６０Ｈｚの場合に、デューティ比を小さくして誘
導電動機に印加する実効電圧を下げる。誘導電動機は運
転周波数が高くなると回転速度が上昇するが、実効電圧
を下げることにより、回転速度を抑え、商用電源の周波
数に関係なく、所定の回転速度が得られるようになる。

【００３５】また、本発明の第７の構成では、上記第５
の構成において、前記商用電源の電圧を検出する手段を
有し、前記電圧に基づいて、デューティ比を可変するよ
うにしている。

【００３６】このような構成によると、商用電源の交流
電圧がノイズによって一時的に降下することがあって
も、その期間、デューティ比を大きくとることにより、
誘導電動機に印加される疑似交流電圧の実効電圧の降下
が防止される。逆に交流電圧が一時的に上昇することが
あっても、その期間、デューティ比を小さくとることに
より、疑似交流電圧への影響が抑制される。

【００３７】また、もし商用電源の交流電圧の振幅が小
さくなればデューティ比を大きくし、逆に交流電圧の振
幅が大きくなればデューティ比を小さくする。これによ
り、交流電圧の振幅が変動しても、誘導電動機に印加さ
れる疑似交流電圧の実効電圧は一定に保たれ、誘導電動
機の回転速度に影響しなくなる。

【００３８】

【発明の実施の形態】

＜第１の実施形態＞本発明の第１の実施形態を図１及び
図２及び図３を用いて説明する。図１は本発明の第１の
実施形態のインバータ装置の制御ブロック図である。商
用電源１の交流電圧はダイオードブリッジ等の整流回路
２で全波整流される。この全波整流電圧は電源ライン１
８とグランドライン１９を介して直接インバータ部３に
入力される。

【００３９】インバータ部３において、パワートランジ
スタ等から成る４個のスイッチングトランジスタ４ａ〜
４ｄがフルブリッジ型に接続されている。スイッチング
トランジスタ４ａ、４ｂの中点とスイッチングトランジ
スタ４ｃ、４ｄの中点は単相誘導電動機６に接続され
る。単相誘導電動機６は主巻線６ａと補助巻線６ｂを有
し、補助巻線６ｂにコンデンサ７が直列に接続されてい
る。

【００４０】単相誘導電動機６に交流電圧が与えられる
と、主巻線６ａと補助巻線６ｂによって回転磁界が発生
し、回転子（図示せず）が回転する。その回転速度は単
相誘導電動機６に印加される交流電圧の周波数によって
決定される。また、印加される交流電圧の振幅が変化す
ることでも、単相誘導電動機６の回転速度−トルク特性
が変化して、回転速度が変化する。

【００４１】５ａ〜５ｄは主巻線６ａに流れている電流
が急に停止させられるときに、主巻線６ａの両方に生じ
る高電圧を電源ライン１８とグランドライン１９を通し
て緩和するためのフリーホイールダイオードである。

【００４２】図１０との対比から分かるように、本実施
形態では平滑回路１７が削除されている。そのため整流
回路２から出力された全波整流波形電圧が直流化される
ことなしに、そのまま（脈流状で）インバータ部３に与
えられる。尚、これに伴い、力率改善用のリアクタ１６
も不要となっている。

【００４３】電源周波数検出手段８は商用電源１の交流
電圧の周波数とゼロクロス点を検出し、主制御手段９ａ
に入力する。主制御部９ａは、回転数設定手段１０から
の目標回転信号に基づき、単相誘導電動機６に印加する
交流電圧の周波数を決定する。このとき、本実施形態で
は、その周波数は商用電源１の周波数の整数倍とする。

【００４４】主制御部９ａにランダムアクセスメモリ
（以下、「ＲＡＭ」という）が内蔵されている。このＲ
ＡＭに各周波数に応じてＰＷＭ信号のスイッチングパタ
ーンを示すスイッチングデータが予め記憶されている。
主制御部９ａはＲＡＭからスイッチングデータを読み出
す。そして、ゼロクロス点とスイッチングデータをＰＷ
Ｍ制御手段１１に伝送する。

【００４５】ＰＷＭ制御手段１１は主制御部９ａからの
ゼロクロス点、スイッチングデータにより、ＰＷＭ信号
を作成する。インバータ駆動手段１２はＰＷＭ信号に基
づき、スイッチングトランジスタ４ａ〜４ｄのスイッチ
ングを行う。

【００４６】次に、図２を用いて駆動信号Ｖａ〜Ｖｄに
よるスイッチングパターンを説明する。これはスイッチ
ングパターンの一例であり、商用電源１の周波数が６０
Ｈｚのとき、単相誘導電動機６が１２０Ｈｚで動作する
場合のスイッチングパターンである。尚、商用電源１の
周波数が５０Ｈｚのとき、単相誘導電動機６が１００Ｈ
ｚで動作する場合も時間の尺度を変更するだけで同様の
スイッチングパターンとなる。

【００４７】インバータ部３に入力される入力電圧Ｖｉ
ｎは商用電源１をダイオードブリッジ２で整流しただけ
で、コンデンサ等の平滑回路１７（図１０参照）で平滑
されていないため、直流電圧波形にならず、脈流状の全
波整流波形となっている。

【００４８】駆動信号Ｖａ〜Ｖｄはそれぞれスイッチン
グトランジスタ４ａ〜４ｄをオン／オフする。駆動信号
Ｖａ〜Ｖｄのハイレベルでスイッチングトランジスタ４
ａ〜４ｄはオンし、逆にローレベルでオフする。

【００４９】本実施形態では、入力電圧Ｖｉｎの１つの
波形（電源交流信号の半周期）を２つに分け、その期間
をＴ１、Ｔ２としている。期間Ｔ３、Ｔ４もこれに準じ
ている。期間Ｔ１では、Ｖｂ、Ｖｃは共にローレベルで
あるので、スイッチングトランジスタ４ｂ、４ｃはオフ
状態となる。Ｖｄはハイレベルであるので、スイッチン
グトランジスタ４ｄはオン状態となる。ＶａはＰＷＭ信
号波形であり、スイッチングトランジスタ４ａはオン／
オフ制御される状態となる。

【００５０】これにより、正方向にチョッピングされた
誘導電動機印加信号ＶMが生成される。駆動信号Ｖａの
波形は期間Ｔ１の中央部で幅広のパルス２４となる。両
サイドで幅狭のパルス２３、２５となるが、Ｖｉｎの低
いサイド２０でパルス２３は狭く、Ｖｉｎの高いサイド
２２でパルス２５は更に狭くしてある。これにより、Ｖ
Mの波形は対称となっていないが、その実効電圧２６は
半周期の正弦波曲線となる。

【００５１】期間Ｔ２ではＶａ、Ｖｄが共にローレベル
であり、Ｖｂがハイレベルであるので、スイッチングト
ランジスタ４ａ、４ｄはオフ状態、４ｂはオン状態とな
る。ＶｃはＰＷＭ波形であり、パルス２３、２４、２５
をＴ１とＴ２の境界を中心にして対称に移動した波形と
なっている。即ち、期間Ｔ２の中央部で幅広のパルス２
８で、期間Ｔ２の両サイドで幅狭のパルス２７、２９と
なるが、そのうちパルス２７は狭く、パルス２９はやや
狭くしてある。これにより、実効電圧３０は負方向に半
周期の正弦波曲線になっている。

【００５２】期間Ｔ３、Ｔ４・・・では、Ｔ１、Ｔ２の
スイッチングパターンを繰り返す。このようなスイッチ
ングによって、誘導電動機印加信号ＶMは１２０Ｈｚの
疑似交流電圧となる。また、期間Ｔ１、Ｔ３の開始はゼ
ロクロス点に同期しており、チョッピングによっても、
ゼロクロス点付近での印加信号ＶMの歪みが小さくなっ
ている。

【００５３】商用電源１の周波数が６０Ｈｚの場合、ゼ
ロクロス点がスイッチングの切り替えタイミングと同期
するようにすると、疑似交流電圧は６０Ｈｚとなり、本
実施形態のように切り替えタイミングを１つおきにゼロ
クロス点に同期させると１２０Ｈｚとなる。また、切り
替えタイミングを２つおきにゼロクロス点に同期させる
と１８０Ｈｚとなる。このように、商用電源１の周波数
が６０Ｈｚの場合、６０Ｈｚ、１２０Ｈｚ、１８０Ｈｚ
・・・と商用電源１の周波数の整数倍の周波数の疑似交
流電圧が生成できる。同様な理由で、商用電源１の周波
数が５０Ｈｚの場合、５０Ｈｚ、１００Ｈｚ、１５０Ｈ
ｚ・・・の疑似交流電圧が生成できる。疑似交流電圧の
周波数を切り替えることにより単相誘導電動機６の回転
速度が制御される。

【００５４】ところで、誘導電動機印加信号ＶMの実効
電圧は正弦波曲線２６、２７となるように決定されるた
め、ＰＷＭ信号は複雑となる。ＰＷＭ信号のパルス幅や
パルス間隔を演算で求めるていると、主制御部９ａの処
理が複雑になるが、予め主制御部９ａに内蔵されている
ＲＡＭにスイッチングデータが記憶されているので処理
が簡単になっている。

【００５５】主制御部９ａはスイッチングデータをＲＡ
Ｍから読み出すだけである。最適なスイッチングパター
ンを記憶しておくと、いつも最適なスイッチングパター
ンを再現できる。その処理の一例を図３に示すフローチ
ャート（サブルーチン）で説明する。尚、図３に示すフ
ローチャートとは別に、インバータ装置の電源投入時に
テーブルポインタ（説明は後述する）を初期化する処理
が必要である。

【００５６】まず、ステップＳ１でインバータ装置の電
源がオンかどうか判定する。もしオフであればすぐにメ
インのルーチンへリターンする。オンであればステップ
Ｓ２で商用電源１の周波数が６０Ｈｚであるか否か判定
する。ここで、６０ＨｚであればステップＳ３へ進み、
回転数設定手段１０によって設定されている目標回転周
波数が１２０Ｈｚであるか否か判定し、それが１２０Ｈ
ｚであれば、ステップＳ５で１２０Ｈｚ用のテーブルを
参照し、１２０ＨｚでなければステップＳ６で１８０Ｈ
ｚ用のテーブルを参照する。上記ステップＳ２で６０Ｈ
ｚでない場合は、５０Ｈｚであるので、ステップＳ４へ
進み、設定されている周波数が１００Ｈｚであるか否か
判定する。ここで、１００ＨｚであればステップＳ７で
１００Ｈｚ用のテーブルを参照し、１００Ｈｚでなけれ
ばステップＳ８で１５０Ｈｚ用のテーブルを参照する。

【００５７】前記ステップＳ５〜Ｓ８のいずれか１つに
おいて、設定した周波数に対応するデータテーブルを参
照し、テーブルポインタによって指示された位置のデー
タが読み込まれる。読み込まれるデータはＰＷＭ信号に
よるパルス幅とパルス間隔を決めるスイッチングデータ
である。データテーブルは主制御部９ａに内蔵のＲＡＭ
に記憶されている。

【００５８】次に、ステップＳ９でＰＷＭ信号の出力先
がＶａかＶｃかをスイッチングパターンにより決定す
る。例えば以前に読んだデータをいくつか記憶してお
き、パルス幅が所定値以下になったときに出力先を切り
替えるようにする。出力先が決まれば、４ａ、４ｃのオ
ン／オフ状態も決定される。

【００５９】そしてステップＳ１０でテーブルポインタ
を１つ進め、次回のテーブル参照の準備をする。このと
き、主制御部９ａはデータテーブルのデータ量を管理し
ており、ステップＳ１１でテーブルポインタがデータ量
を越えたかどうか判別する。もし、テーブルポインタが
データ量を越えていなければ、リターンする。

【００６０】ここで、データテーブルに記憶されている
スイッチングデータは商用電源１の半周期のＰＷＭ制御
に必要なデータ量である。図２の信号波形図において、
これは期間Ｔ１、Ｔ２のＰＷＭ信号のデータである。期
間Ｔ３以降はＴ１、Ｔ２のスイッチングパターンの繰り
返しになるので、データテーブルを最初から読み直すよ
うにする。

【００６１】但し、運転周波数が１８０Ｈｚ又は１５０
Ｈｚの場合、商用電源１の半周期経過後のスイッチング
パターンはＶａとＶｃ、ＶｂとＶｄの役割が逆転する。
どちらの周波数にも対応できるようにする。テーブルポ
インタがデータ量を越えていれば、Ｓ１２でテーブルポ
インタを初期化する。

【００６２】テーブルポインタが初期化されると、次に
テーブルを参照したときに、テーブルの先頭のデータを
読み込むようになる。そして、ステップＳ１３でスイッ
チングトランジスタ４ｂ、４ｄのオン／オフを切り替え
る。このように、ＰＷＭ信号はデータテーブルを参照す
るだけで取り出せるので、処理が簡単になる。

【００６３】尚、図３に示すフローチャートにおいて、
設定できる周波数は商用電源１の周波数の２倍と３倍に
限られているが、データテーブルを追加することによ
り、設定できる周波数を増やすことができる。ステップ
Ｓ９でＰＷＭ信号の出力先を決定するには、データテー
ブルに直接、切り替え情報を含ませておいて、これを読
み込んだときに出力先を切り替えるようにすることもで
きる。データ量も半周期分だけでなく、１周期以上の分
量でもよい。

【００６４】＜第２の実施形態＞本発明の第２の実施形
態を図４及び図５を用いて説明する。尚、図４において
図１と同一の部分については同一の符号を付し、図５に
おいて図２と同一の部分については同一の符号を付し、
説明を省略する。

【００６５】図４において、入力電圧検出手段１４によ
り商用電源１の電圧を検出し、その電圧に応じてデュー
ティ比を制御する。尚、１５ａ、１５ｂは商用電源１の
交流電圧に比例した電圧を入力電圧検出手段１４に取り
込むための抵抗である。例えば、入力電圧Ｖｉｎが４１
のように一時的に落ち込んだとき、４２に示すようにデ
ューティ比を大きくとる。

【００６６】これにより、誘導電動機印加信号ＶMは４
３のように電圧が落ち込んだ波形となるが、幅広のパル
ス状となっている。その実効電圧４４は歪みのない正弦
波曲線となり、乱れが生じなくなる。逆に一時的なＶｉ
ｎの急上昇に対しても、デューティ比を小さくすること
により、誘導電動機印加信号ＶMの歪みが抑制される。

【００６７】＜第３の実施形態＞本発明の第３の実施形
態を図１及び図６を用いて説明する。尚、図６において
図２と同一の部分には同一の符号を付し説明を省略す
る。基本的に、単相誘導電動機６の回転速度の制御は、
商用電源１の周波数の整数倍の運転周波数による制御を
行う。

【００６８】デューティ比を変えることにより、誘導電
動機印加信号ＶMの実効電圧を可変する。例えば、図６
に示すように、駆動信号ＶａがＰＷＭ信号である場合、
５２に示すように５１よりデューティ比を大きくとる
と、誘導電動機印加信号ＶMの実効電圧の振幅は５４の
ように５３より大きくなる。

【００６９】単相誘導電動機６に印加される交流電圧の
振幅が変化すると、単相誘導電動機６の回転速度−トル
ク特性が変化して、回転速度が変化することになり、５
３よりも５４の方が回転速度が速くなる。これにより、
運転周波数は同一であっても単相誘導電動機６の回転速
度制御が行える。尚、駆動信号ＶｃがＰＷＭ信号で制御
しているときも同様に制御している。

【００７０】＜第４の実施形態＞本発明の第４の実施形
態を図４及び図７を用いて説明する。尚、図７において
図２と同一の部分には同一の符号を付し、説明を省略す
る。入力電圧検出手段１４は商用電源１の交流電圧の振
幅を検出する。

【００７１】駆動信号ＶａでＰＷＭ制御している場合、
図７（ａ）に示すように入力電圧の振幅が大きいときに
６１のようにデューティ比を小さくとる。一方、図７
（ｂ）に示すように振幅が小さいときに６２のようにデ
ューティ比を大きくとる。これにより、誘導電動機印加
信号ＶMの実効電圧はそれぞれ６３、６４のように同じ
になる。入力電圧の振幅の大小に関係なく、単相誘導電
動機６に印加される一次電圧は一定する。尚、駆動信号
ＶｃがＰＷＭ信号で制御しているときも同様に制御して
いる。

【００７２】本実施形態によれば、入力電圧が変動して
も、単相誘導電動機６に印加される一次電圧が一定とな
り、回転速度が変動せず、安定という利点が得られる。
これにより、回転速度を一定に保つためのパイロット発
電機やホール素子等の回転速度検出手段を設けなくても
よい。

【００７３】＜第５の実施形態＞本発明の第５の実施形
態を図１を用いて説明する。単相誘導電動機６に印加さ
れる交流電圧の運転周波数を目標運転周波数に変化させ
るときに、一度に運転周波数を目標周波数に切り替える
のでなく、少しずつ周波数を変えながら、目標運転周波
数に近づける。この過渡過程ではゼロクロス点との同期
は考慮されない。

【００７４】例えば、単相誘導電動機６の運転周波数が
１２０Ｈｚから、１８０Ｈｚに高くして回転速度を上げ
る場合に、運転周波数が１２０Ｈｚで単相誘導電動機６
を運転している状態から、１２１Ｈｚの交流電圧を１周
期印加する。つづいて、商用電源１の交流電圧のゼロク
ロス点と同期させず、１２２Ｈｚ、１２３Ｈｚ・・・１
８０Ｈｚと周波数を１Ｈｚずつ増やしながら、順番に１
周期印加する。

【００７５】商用電源１の周波数とは同期をとらずに周
波数を増加しているので、実効電圧は大きさの変動を受
けることになるが、単相誘導電動機６は徐々に加速さ
れ、スムーズに１８０Ｈｚ運転になる。また、減速の場
合も同様に徐々に減速し、スムーズに回転速度が下げら
れる。

【００７６】過渡過程に１Ｈｚずつ周波数を変化させな
がら、１周期ずつ交流電圧を印加しなくても、周波数や
印加する周期を変更し、ゆっくりと、或いは迅速に周波
数を変えてもよい。これにより、回転速度が変更される
ときに、単相誘導電動機６に振動や衝撃が抑制されて、
大きな負担とならない。

【００７７】＜第６の実施形態＞本発明の第６の実施形
態を図１及び図８を用いて説明する。尚、図８において
図２と同一の部分については同一の符号を付し、説明を
省略する。電源周波数検出手段８により、商用電源１の
周波数が５０Ｈｚであるか６０Ｈｚであるか検出され
る。

【００７８】周波数が６０Ｈｚである場合には、ＰＷＭ
信号のデューティ比を下げて単相誘導電動機６に印加す
る実効電圧を下げる。単相誘導電動機６は周波数が５０
Ｈｚの場合よりも６０Ｈｚの場合には回転磁界による同
期回転速度が速くなり、同じ電圧が与えられると、周波
数が６０Ｈｚの方が回転速度が速くなる。

【００７９】６０ＨｚのときにＰＷＭ信号のデューティ
比を下げることによって、単相誘導電動機６に印加する
電圧を下げ、それによって周波数５０Ｈｚの場合と同一
の回転速度が得られる。これにより、周波数が５０Ｈｚ
地区でも６０Ｈｚ地区でも単相誘導電動機６を同一の回
転速度で回転させることができる。

【００８０】＜第７の実施形態＞本発明の第７の実施形
態を図１及び図９を用いて説明する。尚、図９において
図２と同一の部分については同一の符号を付し、説明を
省略する。商用電源１の周波数が６０Ｈｚの場合で説明
する。高速運転と低速運転の２つの運転モードが存在す
る。高速運転モードは、運転周波数を切り替える制御を
行う。例えば運転周波数が１２０Ｈｚのときのスイッチ
ングパターンは、図（ｂ）に示すように上記第１の実施
形態で説明したものになっている。運転周波数が１８０
Ｈｚ、２４０Ｈｚ・・・となった場合でも同様にＰＷＭ
信号で制御する。

【００８１】一方、低速運転モードは、運転周波数は６
０Ｈｚに固定する。このとき、駆動信号Ｖａは８１のよ
うに、期間Ｔ１ではデューティ比が一定の周期的な信号
となる。これは、誘導電動機印加信号ＶMの実効電圧が
８２のように入力電圧Ｖｉｎと周波数、位相が同期した
ものになるためである。駆動信号Ｖａ〜Ｖｄが簡単にな
るので、扱いが簡単である。

【００８２】低速運転モードで、デューティ比を可変す
ることにより速度制御が行われる。期間Ｔ１では全部の
パルスのデューティ比は一定になっているが、そのデュ
ーティ比を変更することは可能である。デューティ比を
可変することにより、実効電圧８２の振幅が変わり、単
相誘導電動機６の回転速度が制御される。

【００８３】特に、デューティ比が１００％（ローレベ
ル期間を含まず、全てハイレベル期間）にすると、イン
バータ入力電圧Ｖｉｎの波形がそのまま、単相誘導電動
機６に印加される。このとき、印加信号ＶMは単相誘導
電動機６の駆動に必要な交流成分しか含まないので、ト
ルクが最大となる。これは起動時のように大きなトルク
が必要なときに有効である。

【００８４】尚、商用電源１の周波数が５０Ｈｚの場
合、高速運転モードでの運転周波数は、１００Ｈｚ、１
５０Ｈｚ・・・となる。低速運転モードで運転周波数は
５０Ｈｚに固定され、デューティ比を可変することによ
り回転速度を制御する。

【００８５】＜第８の実施形態＞本発明第８の実施形態
では上記第１〜第７の実施形態のインバータ装置の機能
を全て有するインバータ装置（図４参照）を洗濯機（図
示せず）に備えている。洗濯機の洗いの動作時におい
て、単相誘導電動機６は低速で、トルクが重視されるの
で、低速運転モードとし、商用電源の周波数を運転周波
数にして単相誘導電動機６を運転する。デューティ比を
可変することにより、大きなトルクが得られるように単
相誘導電動機６は制御される。

【００８６】脱水時において高速回転が必要となると、
高速運転モードにする。運転周波数を商用電源１の周波
数の２倍、３倍・・・と制御することにより高速運転が
行われる。運転周波数を切り替えるときには、運転周波
数を複数回に分けて目標とする周波数に近づけることに
より、スムーズに回転速度が変わるようになり、誘導電
動機６の負担とならない。

【００８７】商用電源１の交流電圧がノイズによって一
時的に乱れても、その期間、デューティ比を制御するこ
とにより、単相誘導電動機６に印加される電圧の乱れが
抑制される。商用電源１の交流電圧の振幅が変動して
も、デューティ比が制御されるので、回転速度は一定に
保たれる。

【００８８】周波数検出手段８（図１参照）によって商
用電源１（図１参照）の周波数が検出され、その周波数
によってデューティ比を制御することにより、６０Ｈｚ
のときと５０Ｈｚのときでも、変更点がなく、統一化で
きるので、生産性が向上する。

【００８９】

【発明の効果】

＜請求項１の効果＞本発明では整流後の電圧が一定値と
なるような平滑化は行わなくて済むので、従来のインバ
ータ装置のような大容量のコンデンサを使用しなくてよ
い。そのため装置のコストが下がる。

【００９０】また、コンデンサの充電に伴うピーク状の
電流が電源ラインに流れるという問題が発生しない。こ
れにより、力率が向上し、電源高調波が抑制される。力
率改善のためのリアクタや電源高調波対策のためのアク
ティブフィルタ等の別部品を接続する必要がなくなり、
この点からもコストダウンが図れることになる。更に、
効率の向上によってスイッチング素子に流れる電流値が
抑えられ、最大定格の小さなものが使用できる。これも
コストダウンにつながる。

【００９１】＜請求項２の効果＞誘導電動機の回転速度
を変更するときに、運転周波数を少しずつ変えながら目
標とする周波数に近づける。それから、目標の周波数で
運転を行う。これにより、誘導電動機は滑らかに加速又
は減速されて回転速度が変わる。誘導電動機は急に回転
速度が変わらないので、振動や衝撃が抑制され、誘導電
動機への負担が軽減されている。

【００９２】＜請求項３の効果＞商用電源のゼロクロス
点と誘導電動機に供給される疑似交流電圧が同期するよ
うになる。この付近ではチョッピングによっても波形の
歪みが小さくなる。ゼロクロス点を検出するだけでよい
ので、制御が簡単である。

【００９３】＜請求項４の効果＞スイッチングデータは
記憶媒体に記憶されている。インバータ制御手段はスイ
ッチングデータを読み込むだけでパルス幅、パルス間
隔、デューティ比を求める必要がない。これにより、ソ
フトウェアの効率化が図れる。ＰＷＭ制御に最適なスイ
ッチングパターンがいつでも得られるようになる。ま
た、インバータ制御手段に安価なマイクロコンピュータ
でシステムを構成することができ、コストダウンにな
る。

【００９４】＜請求項５の効果＞デューティ比を可変す
ることにより、誘導電動機に印加される実効電圧が制御
でき、誘導電動機の回転速度が制御できる。

【００９５】＜請求項６の効果＞交流電圧の周波数が５
０Ｈｚか６０Ｈｚか検出され、周波数が６０Ｈｚである
ときに、ＰＷＭ信号のデューティ比を小さくする。これ
により、誘導電動機に印加される実効電圧は下げられ
る。誘導電動機は周波数が高くなると回転磁界による同
期回転速度が速くなるので、実効電圧を下げることによ
り、周波数が５０Ｈｚのときでも６０Ｈｚのときでも同
じ回転速度が得られる。そのため、誘導電動機のプーリ
等のギア比を交換しなくてよい。商用電源が５０Ｈｚ地
区でも６０Ｈｚ地区でも区別することなく使用できる。

【００９６】＜請求項７の効果＞商用電源の交流電圧を
検出する手段が設けられると、商用電源の交流電圧が一
時的にノイズによって降下するときがあっても、その期
間、デューティ比を大きくとることにより、誘導電動機
に印加される疑似交流電圧の実効電圧の降下が防止され
る。このように商用電源の電圧の歪みに対して、その歪
みを緩和して誘導電動機に安定した電圧を供給できる。

【００９７】商用電源の交流電圧の振幅が変動しても、
その振幅に基づいてデューティ比を制御する。振幅が大
きくなれば、デューティ比を小さくし、振幅が小さくな
ればデューティ比を大きくする。これにより、誘導電動
機に印加される実効電圧は一定に保たれる。また、これ
により、回転速度を一定に保つためのフィードバック制
御が不要になる。そのため、パイロット発電機やホール
素子等の回転速度検出手段を取り付ける必要がない。安
価で電圧変動に対応した制御が行える。

【図面の簡単な説明】

【図１】 本発明の第１の実施形態のインバータ装置の
制御ブロック図。

【図２】 その信号波形図。

【図３】 その制御方法の一例を示すフローチャート。

【図４】 本発明の第２の実施形態のインバータ装置の
制御ブロック図。

【図５】 その信号波形図。

【図６】 本発明の第３の実施形態のインバータ装置の
信号波形図。

【図７】 本発明の第４の実施形態のインバータ装置の
信号波形図。

【図８】 本発明の第５の実施形態のインバータ装置の
信号波形図。

【図９】 本発明の第６の実施形態のインバータ装置の
信号波形図。

【図１０】 従来のインバータ装置の制御ブロック図。

【図１１】 その信号波形図。

【符号の説明】

１ 商用電源 ２ 整流回路 ３ インバータ部 ６ 単相誘導電動機 ８ 電源周波数検出手段 ９ 主制御部 １０ 回転数設定手段 １１ ＰＷＭ制御手段 １２ インバータ駆動手段 １４ 入力電圧検出手段 １６ リアクタ １７ 平滑回路 １８ 電源ライン

Claims (7)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 電源ラインとグランドライン間に直列に
   接続された第１、第２のスイッチング素子と、同じく前
   記電源ラインとグランドライン間に直列に接続された第
   ３、第４のスイッチング素子と、前記第１、第２のスイ
   ッチング素子の接続中点と、前記第３、第４のスイッチ
   ング素子の接続中点間に接続された誘導電動機と、前記
   第２、第３のスイッチング素子のオフの状態で前記第
   １、第４のスイッチング素子の一方をオン、他方をオン
   又はオン／オフ制御する第１モードと、前記第１、第４
   のスイッチング素子をオフの状態で前記第２、第３のス
   イッチング素子の一方をオン、他方をオン又はオン／オ
   フ制御する第２モードを有するインバータ制御手段を備
   えるインバータ装置において、 商用電源の交流電圧を整流する整流手段からの整流波形
   電圧をそのまま前記電源ラインに入力するようにし、前
   記インバータ制御手段は前記整流波形電圧の各半波に対
   応する期間を分割して前記第１モードと第２モードの切
   り替えを行うとともに前記誘導電動機に与えられる疑似
   交流電圧が前記モードの切り替え点でゼロクロスする周
   波数となるように成すＰＷＭ信号を出力するインバータ
   装置。
2. 【請求項２】 前記周波数を目標周波数に変更すると
   き、複数回に分けて前記周波数を前記目標周波数に近づ
   け、それから前記目標周波数に到達することを特徴とす
   る請求項１に記載のインバータ装置。
3. 【請求項３】 前記商用電源の交流電圧のゼロクロス点
   を検出する検出手段を設けて、前記ゼロクロス点にタイ
   ミングを合わせて、ＰＷＭ制御することを特徴とする請
   求項１に記載のインバータ装置。
4. 【請求項４】 前記インバータ制御手段は、予め記憶媒
   体に記憶されたスイッチングデータを読み込むことによ
   り、前記スイッチング素子をＰＷＭ制御することを特徴
   とする請求項１に記載のインバータ装置。
5. 【請求項５】 前記スイッチング素子のＰＷＭ制御にお
   けるデューティ比を可変することを特徴とする請求項１
   に記載のインバータ装置。
6. 【請求項６】 前記商用電源の周波数を検出する手段を
   有し、前記周波数に基づいて、前記デューティ比を可変
   することを特徴とする請求項５に記載のインバータ装
   置。
7. 【請求項７】 前記商用電源の電圧を検出する手段を有
   し、前記電圧に基づいて、前記デューティ比を可変する
   ことを特徴とする請求項５に記載のインバータ装置。