WO2019180970A1 - モータ駆動装置、電動送風機、電気掃除機及びハンドドライヤ - Google Patents

モータ駆動装置、電動送風機、電気掃除機及びハンドドライヤ Download PDF

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voltage
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phase
arm switching
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裕次 ▲高▼山
遥 松尾
和徳 畠山
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三菱電機株式会社
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    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/26—Arrangements for controlling single phase motors

Definitions

  • the present invention relates to a motor driving device that drives a motor, an electric blower including the motor driving device, a vacuum cleaner, and a hand dryer.
  • the dynamic brake control that brakes the motor is used for the control of the permanent magnet type synchronous three-phase motor.
  • the dynamic brake control is a control for braking the motor by setting the current flowing in the three-phase coil by the induced voltage of the motor as a braking current by short-circuiting the three-phase coil provided in the motor.
  • the induced voltage is an electromotive force generated when the rotor included in the motor rotates.
  • the dynamic brake control there is a problem that when a short circuit of the three-phase coil is started, a large braking current flows transiently in the coil.
  • Patent Document 1 the current flowing through each of the three-phase coils is detected by a current sensor, and the detected value of the current flowing through one of the three-phase coils is specified.
  • a technology is disclosed in which three switching elements are turned off during a first time and the three switching elements are controlled to be turned on after a lapse of the first time.
  • Patent Document 1 since the technology disclosed in Patent Document 1 requires a current sensor, when the brake control disclosed in Patent Document 1 is realized by a current sensorless type driving device that drives a motor without a current sensor, Therefore, since a plurality of current sensors are required and a plurality of current sensors are used, there is a problem that the structure of the driving device becomes complicated and the driving device becomes large.
  • the present invention has been made in view of the above, and an object of the present invention is to obtain a motor drive device that can realize brake control of a motor without using a current sensor.
  • a motor driving device includes a first arm in which a first upper arm switching element and a first lower arm switching element are connected in series, and a second upper arm.
  • the arm switching element and the second lower arm switching element are connected in series, and have a second arm connected in parallel with the first arm, converting a DC voltage output from a DC power source into an AC voltage, And an inverter that outputs a motor applied voltage to be applied to the motor.
  • the AC voltage is a voltage that takes a high-level, low-level, or zero-level potential.
  • the motor drive device has an effect that the brake control of the motor can be realized without using a current sensor.
  • the figure which shows the circuit structure of the single phase inverter shown in FIG. The figure which shows the functional constitution for generating the pulse width modulation (Pulse Width Modulation: PWM) signal shown in FIG.
  • the figure which shows an example of the calculation method of the advance angle phase shown in FIG. 8 is a flowchart for explaining the operation of the voltage amplitude command control unit shown in FIG. 8 and the carrier comparison unit shown in FIG.
  • route of the motor current by the polarity of an inverter output voltage Schematic sectional view showing the schematic structure of a MOSFET (Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor) that can be used as the switching element shown in FIG.
  • MOSFET Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration of a motor drive system including a motor drive device according to an embodiment of the present invention.
  • a motor drive system 1 according to an embodiment of the present invention includes a power supply 10, a motor drive device 2, and a single-phase motor 12.
  • the power source 10 is a DC power source that supplies DC power to the motor driving device 2.
  • the power supply 10 is a converter, a battery, or the like.
  • the power source 10 may be any power source that outputs DC power, and is not limited to a converter, a battery, or the like.
  • the single phase motor 12 is a brushless motor including a permanent magnet type rotor 12a and a stator 12b.
  • the single-phase motor 12 may be a permanent magnet type motor that generates an induced voltage, and is not limited to a brushless motor. It is assumed that four permanent magnets are arranged in the circumferential direction on the rotor 12a. These permanent magnets are arranged such that the directions of the respective magnetic poles are alternately reversed in the circumferential direction, and form a plurality of magnetic poles of the rotor 12a.
  • a winding (not shown) is wound around the stator 12b.
  • a motor current flows through the winding. The motor current is equal to the alternating current supplied from the single-phase inverter 11 to the single-phase motor 12.
  • the motor driving device 2 is a device that drives the single-phase motor 12 by supplying AC power to the single-phase motor 12.
  • the motor drive device 2 includes a voltage sensor 20, a position sensor 21, a single phase inverter 11, a control unit 25, and a drive signal generation unit 32.
  • the voltage sensor 20 detects a DC voltage V dc output from the power supply 10.
  • the voltage sensor 20 may detect a voltage applied to the input terminal of the motor driving device 2 or may detect a DC voltage applied to a wiring connected to the output terminal of the power supply 10.
  • the position sensor 21 detects the rotor rotational position, which is the rotational position of the rotor 12a, and outputs the detected rotational position information as a position sensor signal 21a.
  • the position sensor signal 21a is a signal that takes a binary potential of high level or low level according to the direction of magnetic flux generated from the rotor 12a.
  • the single-phase inverter 11 is a power converter having a DC / AC conversion function for converting a DC voltage output from the power supply 10 into an AC voltage and applying the AC voltage to the motor.
  • the control unit 25 generates PWM signals Q1, Q2, Q3, and Q4 based on the DC voltage Vdc and the position sensor signal 21a output from the position sensor 21.
  • the PWM signals Q1, Q2, Q3, and Q4 may be simply referred to as PWM signals.
  • the drive signal generation unit 32 amplifies the PWM signal output from the control unit 25 and outputs the amplified signal as drive signals S1, S2, S3, and S4 for driving the switching elements in the single-phase inverter 11.
  • the drive signal S1 is a signal obtained by amplifying the PWM signal Q1
  • the drive signal S2 is a signal obtained by amplifying the PWM signal Q2
  • the drive signal S3 is a signal obtained by amplifying the PWM signal Q3
  • the drive signal S4 is obtained by PWM.
  • the signal Q4 is an amplified signal.
  • the control unit 25 includes a processor 31, a carrier generation unit 33, and a memory 34.
  • the processor 31 is a processing unit that performs various calculations related to PWM control and advance angle control. Details of PWM control and advance angle control will be described later. Examples of the processor 31 include a CPU (Central Processing Unit, central processing unit, processing unit, arithmetic unit, microprocessor, microcomputer, processor, DSP (Digital Signal Processor)), or system LSI (Large Scale Integration). .
  • the memory 34 is nonvolatile such as RAM (Random Access Memory), ROM (Read Only Memory), flash memory, EPROM (Erasable Programmable Read Only Memory), EEPROM (registered trademark) (Electrically Erasable Programmable Read-Only Memory), or A volatile semiconductor memory can be exemplified.
  • the memory 34 is not limited to these, and may be a magnetic disk, an optical disk, a compact disk, a minidisk, or a DVD (Digital Versatile Disc).
  • the memory 34 stores a program read by the processor 31.
  • the memory 34 is used as a work area when the processor 31 performs arithmetic processing. 1 may be realized by a processor that executes a dedicated program stored in the memory 34, or may be dedicated hardware. Details of the configuration of the carrier generation unit 33 will be described later.
  • FIG. 2 is a diagram showing a circuit configuration of the single-phase inverter shown in FIG.
  • the single-phase inverter 11 has a plurality of switching elements 51, 52, 53, and 54 that are bridge-connected.
  • FIG. 2 shows a single-phase motor 12 connected to the single-phase inverter 11 in addition to the plurality of switching elements 51, 52, 53, 54 included in the single-phase inverter 11.
  • Each of the two switching elements 51 and 53 located on the high potential side is referred to as an upper arm switching element.
  • Each of the two switching elements 52 and 54 located on the low potential side is referred to as a lower arm switching element.
  • the switching element 51 is a first upper arm switching element, and the switching element 52 is a first lower arm switching element.
  • the switching element 51 and the switching element 52 constitute a first arm 50A by being connected in series.
  • the switching element 53 is a second upper arm switching element, and the switching element 54 is a second lower arm switching element.
  • the switching element 53 and the switching element 54 constitute a second arm 50B by being connected in series.
  • the second arm 50B is connected in parallel with the first arm 50A.
  • connection end 11-1 of the switching element 51 to the switching element 52 and the connection end 11-2 of the switching element 53 to the switching element 54 constitute an AC end in the bridge circuit.
  • a single-phase motor 12 is connected to the connection end 11-1 and the connection end 11-2.
  • Each of the plurality of switching elements 51, 52, 53, 54 is a MOSFET which is a metal oxide semiconductor field effect transistor.
  • a MOSFET is an example of an FET (Field-Effect Transistor).
  • a body diode 51a connected in parallel between the drain and source of the switching element 51 is formed.
  • a body diode 52a connected in parallel between the drain and source of the switching element 52 is formed.
  • a body diode 53a connected in parallel between the drain and source of the switching element 53 is formed.
  • the switching element 54 is formed with a body diode 54 a connected in parallel between the drain and source of the switching element 54.
  • Each of the body diodes 51a, 52a, 53a, and 54a is a parasitic diode formed inside the MOSFET, and is used as a freewheeling diode.
  • Each of the plurality of switching elements 51, 52, 53, and 54 can be exemplified by a MOSFET made of a silicon-based material.
  • each of the plurality of switching elements 51, 52, 53, 54 is not limited to a MOSFET made of a silicon-based material, and at least one of the plurality of switching elements 51, 52, 53, 54 is carbonized.
  • a MOSFET composed of a wide band gap semiconductor such as silicon, a gallium nitride-based material, or diamond may be used.
  • wide band gap semiconductors have higher withstand voltage and heat resistance than silicon semiconductors. Therefore, by using a wide band gap semiconductor for at least one of the plurality of switching elements 51, 52, 53, 54, the withstand voltage and allowable current density of the switching elements 51, 52, 53, 54 are increased, A semiconductor module incorporating the switching elements 51, 52, 53, and 54 can be reduced in size.
  • wide bandgap semiconductors have high heat resistance, so it is possible to reduce the size of the heat dissipation part to dissipate the heat generated in the semiconductor module, and simplify the heat dissipation structure that dissipates the heat generated in the semiconductor module. Is possible.
  • FIG. 3 is a diagram showing a functional configuration for generating the PWM signal shown in FIG.
  • FIG. 4 is a diagram showing in detail the carrier comparison unit and the carrier generation unit shown in FIG.
  • the function of generating the PWM signals Q1, Q2, Q3, and Q4 can be realized by the carrier generation unit 33 and the carrier comparison unit 38 shown in FIG.
  • the function of the carrier comparison unit 38 is realized by the processor 31 shown in FIG.
  • the carrier comparison unit 38 includes an advance angle phase ⁇ v , a reference phase ⁇ e , a carrier generated by the carrier generation unit 33, a DC voltage V dc, and a voltage amplitude command V that is an amplitude value of the voltage command V m. * And are entered.
  • the carrier comparison unit 38 generates a PWM signal based on the advance angle phase ⁇ v , the reference phase ⁇ e , the carrier, the DC voltage V dc, and the voltage amplitude command V *.
  • the advance phase ⁇ v and the reference phase ⁇ e are used to generate the voltage commands V m1 and V m2 shown in FIG. Advanced angle phase theta v is calculated by the advance angle phase calculation section which will be described later.
  • the “advance angle phase” is an advance angle ⁇ vv , which is the advance angle of the voltage command, expressed as a phase.
  • the “advance angle” is a phase difference between a motor applied voltage applied to a stator winding (not shown) by the single-phase inverter 11 and a motor induced voltage induced in the stator winding.
  • the motor applied voltage is synonymous with the inverter output voltage that is the output voltage of the single-phase inverter 11.
  • the reference phase ⁇ e is calculated by a rotation speed calculation unit described later.
  • the reference phase ⁇ e is a phase obtained by converting the rotor mechanical angle, which is the angle of the rotor 12a from the reference position, into an electrical angle.
  • the carrier generation unit 33 includes a carrier frequency setting unit 33a.
  • a carrier frequency f C [Hz], which is a carrier frequency, is set in the carrier frequency setting unit 33a.
  • a carrier which is synchronized with the period of the advanced angle phase theta v is generated.
  • the generated carrier is output to the carrier comparison unit 38.
  • FIG. 4 shows a waveform of a triangular wave that is an example of a carrier.
  • the triangular wave is a signal wave having a peak value “1” and a valley value “0”.
  • the PWM control of the single-phase inverter 11 includes synchronous PWM control and asynchronous PWM control. For asynchronous PWM control, it is not necessary to synchronize the carrier to advance the phase theta v.
  • the carrier comparator 38 includes an absolute value calculator 38a, a divider 38b, a multiplier 38c, a multiplier 38d, an adder 38e, an adder 38f, a comparator 38g, a comparator 38h, an output inverter 38i, and an output inverter 38j. Have.
  • the absolute value calculator 38a calculates the absolute value
  • is divided by the DC voltage Vdc .
  • is divided by the DC voltage V dc so that the motor applied voltage does not drop due to the battery voltage drop.
  • the modulation rate can be increased as compared with the case where the voltage decreases and is not divided by the DC voltage Vdc.
  • the battery voltage means the output voltage of the battery.
  • the power source 10 is not a battery but a power conversion device that converts AC power from a commercial power source into DC power
  • the voltage variation of the commercial power source is small, so the fluctuation of the output voltage of the power conversion device is the output voltage of the battery. It becomes smaller than the fluctuation of.
  • the power supply 10 that outputs DC power using a commercial power supply is connected to the single-phase inverter 11, the divider 38b generates the DC power Vdc inside the motor drive device 2 instead of the DC voltage Vdc.
  • a DC voltage indicating a constant value may be input.
  • Multiplication unit 38c by adding the reference phase theta e binary angle phase theta v, calculates the sine of the addition result.
  • Multiplication unit 38c by multiplying the output from the divider 38b of the calculated sine and calculates the voltage command V m.
  • Adding section 38e adds 1 to the voltage command V m is the output of the multiplication unit 38c.
  • the output of the adder 38e as the voltage command V m1 for driving the two switching elements 51 and 52 shown in FIG. 2, is input to the comparison unit 38 g.
  • the voltage command V m1 and the carrier are input to the comparison unit 38g.
  • the comparison unit 38g compares the voltage command V m1 with the carrier, and the comparison result is the PWM signal Q2.
  • the output inversion unit 38i inverts the output of the comparison unit 38g.
  • the output of the output inverting unit 38i is the PWM signal Q1.
  • the switching element 51 and the switching element 52 are not simultaneously turned on by the output inverting unit 38i.
  • the multiplication unit 38d multiplies the voltage command V m that is the output of the multiplication unit 38c by -1.
  • the adder 38f adds 1 to the output of the multiplier 38d.
  • the output of the adder 38f is input to the comparison unit 38h.
  • the voltage command V m2 and the carrier are input to the comparison unit 38h.
  • the comparison unit 38h compares the voltage command V m2 with the carrier, and the comparison result is the PWM signal Q4.
  • the output inversion unit 38j inverts the output of the comparison unit 38h.
  • the output of the output inverting unit 38j is the PWM signal Q3.
  • the switching element 53 and the switching element 54 are not simultaneously turned on by the output inverting unit 38j.
  • FIG. 5 is a time chart showing waveforms of the voltage command, the PWM signal, and the motor applied voltage shown in FIG.
  • FIG. 5 shows position sensor signal, rotor mechanical angle ⁇ m , reference phase ⁇ e , advance angle phase ⁇ v , voltage command V m1 , voltage command V m2 , carrier, PWM signals Q 1, Q 2, Q 3, Q 4 and motor application A voltage waveform is shown.
  • the waveform of the voltage command V m1 is indicated by a broken line
  • the waveform of the voltage command V m2 is indicated by a one-dot chain line.
  • These waveforms are waveforms that are detected when, for example, the rotor 12a having four permanent magnets rotates once.
  • A, B, C, D, and E indicated by arrows in FIG. 5 represent timings at which currents flowing in the coils wound around the stator 12b of the single-phase motor 12 are commutated.
  • the carrier comparison unit 38 shown in FIG. 4 can generate the PWM signals Q1, Q2, Q3, and Q4 using the voltage commands V m1 and V m2 having waveforms as shown in FIG. Further, by using the PWM signals Q1, Q2, Q3, and Q4 to control the switching elements 51, 52, 53, and 54 in the single-phase inverter 11, the motor-applied voltage that is PWM-controlled has a single-phase. Applied to the motor 12.
  • the motor applied voltage is a signal that takes a high level, low level, or zero level potential.
  • the bipolar modulation method is a modulation method that outputs a voltage pulse that changes at a positive or negative potential.
  • the unipolar modulation method is a modulation method that outputs voltage pulses that change at three potentials every half cycle of the power source, that is, voltage pulses that change between a positive potential, a negative potential, and a zero potential.
  • the waveforms of the PWM signals Q1, Q2, Q3, and Q4 shown in FIG. 5 are due to unipolar modulation. Any modulation method may be used for the motor drive device 2 according to the present embodiment. In applications where the waveform of the motor applied voltage and the waveform of the current flowing through the coil of the single-phase motor 12 need to be made closer to a sine wave, unipolar modulation with less harmonic content is employed than bipolar modulation. It is preferable.
  • the motor applied voltage is determined by comparing the carrier and the voltage command. As the motor rotation speed increases, the frequency of the voltage command increases, and therefore the number of voltage pulses included in the motor applied voltage output during one electrical angle cycle decreases. For this reason, the influence of the number of voltage pulses on the distortion of the current waveform is increased. In general, when the number of voltage pulses is an even number, even-order harmonics are superimposed on the motor applied voltage, and the symmetry between the positive waveform and the negative waveform is lost. Therefore, in order to bring the waveform of the current flowing through the coil of the single-phase motor 12 closer to a sine wave with a reduced harmonic content, the number of voltage pulses in one electrical angle cycle is controlled to be an odd number. It is preferable to do. By controlling the number of voltage pulses in one cycle of the electrical angle to be an odd number, the waveform of the current flowing through the coil of the single-phase motor 12 can be made closer to a sine wave.
  • FIG. 6 is a diagram showing a path of current flowing through the single-phase inverter when the motor applied voltage shown in FIG. 5 is 0 [V].
  • the motor applied voltage shown in FIG. 5 becomes 0 [V] when the brake control is performed. That is, the inverter output voltage during brake control becomes 0 [V].
  • the switching element 51 and the switching element 53 are controlled to be turned off, and the switching element 52 and the switching element 54 are controlled to be turned on.
  • the single-phase inverter 11 is in a reflux mode.
  • FIG. 7 is a diagram showing an equivalent circuit of the switching element 52, the switching element 54, and the single-phase motor shown in FIG.
  • Rm represents the motor winding resistance of the single phase motor 12
  • Lm represents the motor winding inductance of the single phase motor 12
  • Ron represents the respective on resistances of the switching element 52 and the switching element 54
  • Rp represents the resistance of the wiring connecting the single-phase motor 12, the switching element 52, and the switching element 54
  • Lp represents the inductance of the wiring.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating a functional configuration for calculating the advance phase input to the carrier generation unit and the carrier comparison unit illustrated in FIGS. 3 and 4.
  • the functions of the rotation speed calculation unit 42, the advance phase calculation unit 44, and the voltage amplitude command control unit 45 shown in FIG. 8 are realized by the processor 31 and the memory 34 shown in FIG. That is, a computer program for executing the processing of the rotation speed calculation unit 42, the advance phase calculation unit 44, and the voltage amplitude command control unit 45 is stored in the memory 34, and the processor 31 reads and executes the program.
  • the functions of the rotation speed calculation unit 42, the advance phase calculation unit 44, and the voltage amplitude command control unit 45 are realized.
  • the voltage amplitude command control unit 45 includes a comparator 45a and a command adjustment unit 45b.
  • the rotation speed calculation unit 42 calculates the rotation speed ⁇ of the single-phase motor 12 and the reference phase ⁇ e based on the position sensor signal 21a.
  • the reference phase ⁇ e is a phase obtained by converting the rotor mechanical angle ⁇ m that is the rotation angle of the rotor 12a from the reference position into an electrical angle.
  • the advance phase calculation unit 44 calculates the advance phase ⁇ v based on the rotation speed ⁇ and the reference phase ⁇ e calculated by the rotation speed calculation unit 42.
  • FIG. 9 is a diagram illustrating an example of a method of calculating the advance phase shown in FIG.
  • the horizontal axis of FIG. 9 is a motor rotational speed N
  • the vertical axis of FIG. 9 is a advanced angle phase theta v.
  • the motor rotation speed N is the rotation speed per unit time and corresponds to the rotation speed.
  • Advanced angle phase theta v as shown in FIG. 9, advanced angle phase theta v with respect to the increase of the motor rotation speed N can be determined using a function that increases.
  • the advance angle phase ⁇ v is determined by a linear function of the motor rotation speed N.
  • the present invention is not limited to this, and the advance angle phase ⁇ v is increased as the motor rotation speed N increases. if the relationship is the same, or advanced angle phase theta v increases relationship may be used functions other than first-order linear function of the motor rotation speed N.
  • advanced angle phase calculator 44 shown in FIG. 8 increases the advance phase theta v.
  • the motor rotational speed N continues to increase. For example, if a single-phase motor is mounted on a vacuum cleaner, the suction tool of the vacuum cleaner comes into contact with the floor that is the surface to be cleaned. Since the inside is in a reduced pressure state or a vacuum state, the air resistance of the fan, which is a load connected to the single-phase motor, is greatly reduced, and the motor rotation speed N continues to increase.
  • the magnet provided on the rotor surface may be scattered by centrifugal force. Further, the fan may be deformed or broken by centrifugal force. Therefore, in general, an upper limit value of the motor rotation speed N is provided, and control is performed so that the motor rotation speed N does not exceed the upper limit value.
  • the amplitude of the voltage command V m1, V m @ 2 shown in FIG. 5 when the motor rotation speed N exceeds the upper limit value, the amplitude of the voltage command V m1, V m @ 2 shown in FIG. 5, the voltage command V m1 before the motor rotation speed N exceeds the threshold value, V
  • the value of the voltage amplitude command V * is gradually reduced so as to be smaller than the amplitude of m2 .
  • the value per unit time is fixed, and the value of the voltage amplitude command V * is decreased.
  • the zero vector section is a section in which the potential of the motor applied voltage shown in FIG. 5 is zero level, that is, a section in which the motor applied voltage is 0 [V].
  • FIG. 10 is a flowchart for explaining the operation of the voltage amplitude command control unit shown in FIG. 8 and the carrier comparison unit shown in FIG.
  • the comparator 45a shown in FIG. 8 compares the rotation speed ⁇ calculated by the rotation speed calculation unit 42 with the rotation speed threshold ⁇ th to determine whether the rotation speed ⁇ exceeds the rotation speed threshold ⁇ th, that is, the motor rotation. It is determined whether or not the number N exceeds a specific threshold (step S1).
  • step S1 When the rotational speed ⁇ does not exceed the rotational speed threshold ⁇ th (step S1, No), the process of step S1 is repeated until the rotational speed ⁇ exceeds the rotational speed threshold ⁇ th. At this time, the command adjustment unit 45b outputs a voltage amplitude command V * such that the amplitudes of the voltage commands V m1 and V m2 are constant.
  • step S1 When the rotational speed ⁇ exceeds the rotational speed threshold value ⁇ th (step S1, Yes), the comparator 45a outputs overspeed information indicating that the rotational speed ⁇ exceeds the rotational speed threshold value ⁇ th to the command adjustment unit 45b (Ste S2).
  • the command adjustment unit 45b When the excess speed information is input, the command adjustment unit 45b gradually decreases the value of the voltage amplitude command V * (step S3).
  • a PWM signal is generated by comparing voltage commands V m1 and V m2 generated based on the voltage amplitude command V * with a carrier. The voltage commands V m1 and V m2 are updated at a timing when the carrier becomes a peak or a valley.
  • the command adjustment unit 45b updates the voltage amplitude command V * at the timing when the carrier becomes a peak or a valley, and when updating the voltage amplitude command V *, for example, subtracts a constant value from the previous voltage amplitude command V *. As a result, the latest voltage amplitude command V * is updated. By repeating this operation, the value of the voltage amplitude command V * gradually decreases.
  • Step S4 By the value of the voltage amplitude command V * decreases, by the carrier comparison section 38 shown in FIG. 4, decreases the amplitude value of the voltage command V m, the amplitude of the voltage command V m decreases, compared with the carrier The amplitude values of the voltage commands V m1 and V m2 to be performed are reduced. As a result, the width of the ON section of the PWM signal is widened. Therefore, the width of the zero vector section of the motor applied voltage shown in FIG. 5 is gradually larger than the width of the zero vector section before the rotational speed ⁇ exceeds the rotational speed threshold ⁇ th. (Step S4).
  • the motor drive device 2 performs control so as to widen the width of the zero vector section of the motor applied voltage even when the motor rotation speed N suddenly increases due to a light load. Thus, it is possible to brake the motor while suppressing demagnetization.
  • step S4 the processor 31 compares the induced voltage Em calculated by, for example, the product of the rotational speed ⁇ and the induced voltage constant ⁇ with the DC voltage V dc, and the induced voltage Em becomes less than the DC voltage V dc. It is determined whether or not the voltage has dropped to (step S5). That is, the processor 31 determines whether or not the induced voltage generated in the motor is lower than the DC voltage using the DC voltage V dc .
  • step S5 When the induced voltage Em is greater than the DC voltage V dc (step S5, No), the processes after step S1 are repeated until the induced voltage Em becomes less than the DC voltage V dc .
  • step S5 When the induced voltage Em becomes less than the DC voltage V dc (step S5, Yes), the processor 31 stops the carrier comparison unit 38 from generating a carrier signal (step S6). Thereby, since the operation of the single-phase inverter 11 is stopped, the increase of the regenerative voltage from the single-phase inverter 11 is suppressed, for example, the increase of the voltage applied to the smoothing capacitor 3 and the power supply 10 shown in FIG. The lifetime of the smoothing capacitor 3 and the power source 10 can be extended.
  • FIG. 11 is a diagram showing the relationship between the motor current flowing in the stator windings shown in FIG. 1 and the brake torque generated in the motor. 11 is a waveform of the position-sensor signal, and the rotor mechanical angle theta m, the waveform of the induced voltage, the waveform of the motor current, and the braking torque is shown. Further, in FIG. 11, the rotor 12a as the rotor mechanical angle theta m when rotated clockwise, 0 °, 45 °, 90 °, 135 ° and 180 ° is illustrated. If the rotor 12a is rotated clockwise, the position sensor signal 21a corresponding to the rotor mechanical angle theta m is output.
  • the motor current has a waveform that is 90 degrees out of phase with the induced voltage. Therefore, the brake torque is determined by the product of the magnetic flux generated from the magnet provided in the rotor and the motor current, and changes as shown in FIG. The average value of the brake torque is zero.
  • the switching element 51 and the switching element 53 are turned off, and the PWM signal that turns on the switching element 52 and the switching element 54 is continuously applied.
  • the motor current rapidly increases and a large braking current flows transiently, so that the rotor magnet may be demagnetized.
  • the width of the zero vector section is gradually increased by reducing the amplitudes of the voltage commands V m1 and V m2. .
  • the width of the zero vector section is gradually increased by gradually increasing the width of the zero vector section, it is possible to suppress an increase in braking current when the motor rotation speed N increases rapidly. Since the increase in braking current is suppressed, the occurrence of demagnetization is suppressed. Further, since the width of the zero vector section is gradually increased, the braking current can be reduced while the motor applied voltage is reduced. Therefore, the motor stop time can be shortened compared to the case where there is no zero vector section.
  • the increase in braking current is suppressed, the increase in current flowing through each of the plurality of switching elements 51, 52, 53, 54 is also suppressed. Therefore, it is possible to suppress the failure of each of the plurality of switching elements 51, 52, 53, and 54 by exceeding the current resistance (maximum current) of each of the plurality of switching elements 51, 52, 53, and 54. Moreover, since it is suppressed that it exceeds an electric current resistance, the small capacity
  • FIG. 12 is a diagram illustrating a configuration example of a signal generation circuit included in the drive signal generation unit illustrated in FIG.
  • the signal generation circuit 32A illustrated in FIG. 12 is a circuit that generates the drive signal S1 and the drive signal S2. 12 does not show a circuit that generates the drive signal S3 and the drive signal S4, but the circuit is configured in the same manner as the signal generation circuit 32A shown in FIG. The description of the configuration is omitted.
  • the signal generation circuit 32A includes a control power supply 300 that is a DC voltage source, a bootstrap circuit 200, a high voltage drive circuit 400, and a low voltage drive circuit 401.
  • the bootstrap circuit 200 includes a boot diode 201 whose anode is connected to the control power supply 300, and a boot capacitor 202 whose one end is connected to the cathode of the boot diode 201. The other end of the boot capacitor 202 is connected to the connection end 11-1 of the switching element 51 to the switching element 52.
  • the boot capacitor 202 functions to increase the voltage for operating the high voltage drive circuit 400 to be higher than the voltage output from the control power supply 300.
  • Vc V cc + V BD ⁇ V f .
  • Vcc is the voltage of the control power supply 300
  • VBD is the forward voltage of the body diode 52a
  • Vf is the forward voltage of the boot diode 201.
  • the high voltage drive circuit 400 converts the PWM signal Q1 into the drive signal S1 using the voltage output from the bootstrap circuit 200 as a power supply voltage, and outputs it to the gate of the switching element 51.
  • the low voltage drive circuit 401 converts the PWM signal Q2 into the drive signal S2 by using the voltage output from the control power supply 300 as the power supply voltage, and outputs it to the gate of the switching element 52.
  • the same circuit as the high voltage drive circuit 400 and the bootstrap circuit 200 shown in FIG. 12 is used to generate the drive signal S3 of the switching element 53 shown in FIG.
  • a circuit similar to the low voltage drive circuit 401 shown in FIG. 12 is used to generate the drive signal S4 of the switching element 54 shown in FIG.
  • the current is circulated between the switching element of the lower arm and the single-phase motor 12 by turning off the switching element of the upper arm and turning on the switching element of the lower arm.
  • a zero vector section included in the motor applied voltage is generated.
  • electric charge is stored in the boot capacitor 202 which is a drive power source for the upper arm switching element, and the voltage required for the operation of the upper arm switching element can be stabilized.
  • overcurrent may flow through the motor.
  • the reason why the overcurrent flows is that the current fluctuates abruptly in order to keep the motor rotation speed constant when the load fluctuates. Maintaining the same number of rotations when the constant rotation speed control is performed when the load is light, that is, when the load torque is small, and when the load is heavy, that is, when the load torque is large. This is because the motor output torque must be increased and the amount of change in the motor current increases.
  • control is performed to keep the voltage amplitude command V * constant during steady operation.
  • the voltage amplitude command V * is constant, the voltage amplitude command V * is not changed when the load becomes heavy, and therefore the motor rotation speed decreases as the load torque increases.
  • the load torque increases with an increase in the number of rotations of the blades, which is the load of the motor, and also increases with an increase in the diameter of the air passage.
  • the diameter of the air passage represents the size of the suction port when an electric vacuum cleaner is taken as an example.
  • the voltage command is made constant regardless of the change in the suction state of the suction port, that is, regardless of the load torque, and according to the increase in the rotational speed. It suffices to increase the lead angle a is advanced angle phase theta v of the voltage command. By controlling in this way, stable driving is possible in a wide rotational speed range.
  • FIG. 13 is a first diagram showing a motor current path according to the polarity of the inverter output voltage.
  • FIG. 14 is a second diagram showing a motor current path according to the polarity of the inverter output voltage.
  • FIG. 15 is a third diagram showing the path of the motor current depending on the polarity of the inverter output voltage.
  • FIG. 16 is a schematic cross-sectional view showing a schematic structure of a MOSFET that can be used as the switching element shown in FIG. In the following, the schematic structure of the MOSFET will be described first with reference to FIG. 16, and then the path of the motor current will be described with reference to FIGS.
  • FIG. 16 illustrates an n-type MOSFET.
  • a p-type semiconductor substrate 600 is used as shown in FIG.
  • a source electrode S, a drain electrode D, and a gate electrode G are formed on the semiconductor substrate 600.
  • an n-type region 601 is formed by ion implantation of a high concentration impurity.
  • an oxide insulating film 602 is formed between a portion where the n-type region 601 is not formed and the gate electrode G. That is, the oxide insulating film 602 is interposed between the gate electrode G and the p-type region 603 in the semiconductor substrate 600.
  • the channel 604 is an n-type channel in the example of FIG.
  • the current flows into the single-phase motor 12 through the channel of the switching element 51, which is the upper arm of the first phase, as shown by the thick solid line (a) in FIG. It flows out of the single-phase motor 12 through the channel of the switching element 54 which is a two-phase lower arm.
  • the polarity of the inverter output voltage is negative, the current flows into the single-phase motor 12 through the channel of the switching element 53, which is the upper arm of the second phase, as shown by the thick broken line (b) in FIG. And flows out of the single-phase motor 12 through the channel of the switching element 52 which is the lower arm of the first phase.
  • the conduction loss is smaller when a current is passed through a MOSFET channel than when a current is passed in the forward direction of a diode. Therefore, in the present embodiment, in the return mode in which the return current flows, the MOSFET on the side having the body diode is controlled to be turned on in order to reduce the current flowing through the body diode.
  • the switching element 52 is controlled to be turned on at the timing when the reflux current shown by the thick solid line (c) in FIG. 14 flows. If controlled in this way, as indicated by a thick solid line (e) in FIG. 15, most of the reflux current flows through the channel side of the switching element 52 having a small resistance value. Thereby, the conduction loss in the switching element 52 is reduced. Further, the switching element 51 is turned on at the timing when the return current indicated by the thick broken line (d) in FIG. 14 flows. If controlled in this way, as shown by a thick broken line (f) in FIG. 15, most of the reflux current flows through the channel side of the switching element 51 having a small resistance value. Thereby, the conduction loss in the switching element 51 is reduced.
  • the loss of the switching element can be reduced by turning on the MOSFET on the side having the body diode at the timing when the reflux current flows through the body diode.
  • the structure of the MOSFET is made surface mount type so that heat can be dissipated by the substrate, and part or all of the switching element is formed of a wide band gap semiconductor, thereby suppressing the heat generation of the MOSFET only by the substrate. Realize the structure. Note that if heat can be radiated only by the substrate, a heat sink is unnecessary, which contributes to the miniaturization of the inverter and can lead to the miniaturization of the product.
  • the air passage is a space around the fan that generates an air flow, such as an electric blower, or a passage through which wind generated by the electric blower flows.
  • FIG. 17 is a configuration diagram of a vacuum cleaner provided with a motor driving device according to an embodiment of the present invention.
  • the vacuum cleaner 61 includes a battery 67 that is a DC power source, the motor driving device 2 shown in FIG. 1, the electric blower 64 that is driven by the single-phase motor 12 shown in FIG. 1, a dust collection chamber 65, and a sensor. 68, a suction port 63, an extension pipe 62, and an operation unit 66.
  • the battery 67 corresponds to the power supply 10 shown in FIG.
  • the user who uses the vacuum cleaner 61 has the operation unit 66 and operates the vacuum cleaner 61.
  • the motor driving device 2 of the electric vacuum cleaner 61 drives the electric blower 64 using the battery 67 as a power source.
  • the electric blower 64 is driven, dust is sucked from the suction port body 63, and the sucked dust is collected in the dust collecting chamber 65 via the extension pipe 62.
  • the vacuum cleaner 61 is a product whose motor rotation speed varies from 0 [rpm] to 100,000 [rpm].
  • the motor speed may reach a value of 100,000 [rpm] or more.
  • the control method according to the above-described embodiment is suitable.
  • the vacuum cleaner 61 is an application in which the load varies according to the contact area between the suction port of the vacuum cleaner and the floor surface, and the application has a high acceleration rate. Therefore, the rotational speed of the motor mounted on the vacuum cleaner 61 may reach the limit value instantaneously.
  • the brake control is performed in an application in which the rotation speed of the motor rapidly increases, so that the rotation speed of the motor can be kept within the operable range of the product.
  • the operation quality of the vacuum cleaner 61 is improved, and the reliability of the vacuum cleaner 61 can be improved.
  • the brake torque is generated by turning on the switching element of the lower arm.
  • the boot capacitor 202 is instantaneously charged via the switching element of the lower arm, when the single-phase inverter 11 is restarted immediately after being stopped, the charging time for the boot capacitor 202 at the time of restart Or the charging time can be eliminated. Therefore, the restart time of the single phase inverter 11 can be shortened.
  • FIG. 18 is a configuration diagram of a hand dryer provided with a motor driving device according to an embodiment of the present invention.
  • the hand dryer 90 includes a motor drive device 2, a casing 91, a hand detection sensor 92, a water receiver 93, a drain container 94, a cover 96, a sensor 97, an air inlet 98, and an electric blower 95.
  • the sensor 97 is either a gyro sensor or a human sensor.
  • the water is blown off by the air blow by the electric blower 95, and the blown water is collected by the water receiver 93. After that, it is stored in the drain container 94.
  • the hand dryer 90 is a product whose motor rotation speed varies from 0 [rpm] to 100,000 [rpm], similar to the vacuum cleaner 61 shown in FIG. 17. For this reason, also in the hand dryer 90, the control method which concerns on embodiment mentioned above is suitable, and the effect similar to the vacuum cleaner 61 can be acquired.
  • FIG. 19 is a diagram for explaining the modulation control in the motor drive device according to the embodiment of the present invention.
  • the relationship between the rotational speed and the modulation rate is shown.
  • the waveform of the inverter output voltage when the modulation factor is 1.0 or less and the waveform of the inverter output voltage when the modulation factor exceeds 1.0 are shown.
  • the load torque of the rotating body increases as the number of rotations increases. For this reason, it is necessary to increase the motor output torque as the rotational speed increases.
  • the motor output torque increases in proportion to the motor current, and the inverter output voltage needs to be increased to increase the motor current. Therefore, the number of revolutions can be increased by increasing the modulation rate and increasing the inverter output voltage.
  • region between said (A) and said (B) is a gray zone, and depending on a use, it may be contained in a low-speed rotation area, and may be included in a high-speed rotation area.
  • the modulation factor is set to a value larger than 1.0.
  • the modulation factor exceeds 1.0, the motor output voltage increases, but since the number of switching times decreases, there is a concern about current distortion.
  • the reactance component of the motor increases and di / dt, which is a change component of the motor current, decreases. Therefore, current distortion is smaller than in the low speed rotation range, and the influence on waveform distortion is small.
  • the modulation rate is set to a value larger than 1.0, and control is performed to reduce the number of switching pulses. By this control, an increase in switching loss is suppressed and high efficiency can be achieved.
  • the control unit 25 is set with a first rotation speed that determines the boundary between the low-speed rotation region and the high-speed rotation region, and the control unit 25 is configured when the rotation speed of the motor or the load is equal to or lower than the first rotation speed.
  • the modulation rate is set to 1.0 or less, and when the rotation speed of the motor or load exceeds the first rotation speed, the modulation rate may be set to exceed 1.
  • the configuration example in which the motor driving device 2 is applied to the electric vacuum cleaner 61 and the hand dryer 90 has been described.
  • the motor driving device 2 is applied to an electric device in which the motor is mounted. can do.
  • Electric equipment equipped with motors is incinerator, crusher, dryer, dust collector, printing machine, cleaning machine, confectionery machine, tea making machine, woodworking machine, plastic extruder, cardboard machine, packaging machine, hot air generator, OA Equipment, electric blower, etc.
  • the electric blower is a blowing means for transporting objects, for sucking dust, or for general air supply / discharge.
  • the configuration described in the above embodiment shows an example of the contents of the present invention, and can be combined with another known technique, and can be combined with other configurations without departing from the gist of the present invention. It is also possible to omit or change the part.

Abstract

モータ駆動装置（２）は、直流電源である電源（１０）から出力される直流電圧を、ハイレベル、ローレベル又はゼロレベルの電位をとる交流電圧に変換して、交流電圧を、モータに印加するモータ印加電圧として出力するインバータである単相インバータ（１１）を備える。交流電圧は、ハイレベル、ローレベル又はゼロレベルの電位をとる電圧であり、モータの回転速度を低下させるとき、モータ印加電圧の電位がゼロレベルとなる区間が広がる。

Description

モータ駆動装置、電動送風機、電気掃除機及びハンドドライヤ
　本発明は、モータを駆動するモータ駆動装置、モータ駆動装置を備える電動送風機、電気掃除機及びハンドドライヤに関する。
　永久磁石型同期３相モータの制御には、モータを制動するダイナミックブレーキ制御が用いられている。ダイナミックブレーキ制御は、モータに設けられる３相のコイルを短絡状態にすることによって、モータの誘起電圧により３相のコイルに流れる電流を制動電流として、モータを制動する制御である。誘起電圧は、モータが備えるロータが回転することで発生する起電力である。ダイナミックブレーキ制御では、３相のコイルの短絡を開始するとき、過渡的に大きな制動電流がコイルに流れるという問題がある。この問題を解決するため、特許文献１には、３相のコイルのそれぞれに流れる電流が電流センサによって検出され、３相のコイルの内、何れか１相のコイルに流れる電流の検出値が特定の値を超えた場合、３個のスイッチング素子を第１時間中にオフ状態とし、第１時間が経過した後、３個のスイッチング素子をオン状態に制御する技術が開示されている。
特開２０１３－９９２１０号公報
　しかしながら、特許文献１に開示される技術では電流センサが必要なため、特許文献１に開示されるブレーキ制御を、電流センサレスでモータを駆動する電流センサレス型の駆動装置で実現する場合、ブレーキ制御のために複数の電流センサが必要になり、また複数の電流センサが用いられるため、駆動装置の構造が複雑になると共に駆動装置が大型化するという課題があった。
　本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、電流センサを用いることなくモータのブレーキ制御を実現できるモータ駆動装置を得ることを目的とする。
　上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明に係るモータ駆動装置は、第１上アームスイッチング素子及び第１下アームスイッチング素子が直列に接続される第１アームと、第２上アームスイッチング素子及び第２下アームスイッチング素子が直列に接続され第１アームと並列に接続される第２アームとを有し、直流電源から出力される直流電圧を交流電圧に変換し、交流電圧を、モータに印加するモータ印加電圧として出力するインバータを備える。交流電圧は、ハイレベル、ローレベル又はゼロレベルの電位をとる電圧であり、モータの回転速度を低下させるとき、モータ印加電圧の電位がゼロレベルとなる区間が広がる。
　本発明に係るモータ駆動装置は、電流センサを用いることなくモータのブレーキ制御を実現できるという効果を奏する。
本発明の実施の形態に係るモータ駆動装置を備えたモータ駆動システムの構成を示す図 図１に示す単相インバータの回路構成を示す図 図１に示すパルス幅変調（Pulse　Width　Moduration：ＰＷＭ）信号を生成するための機能構成を示す図 図３に示すキャリア比較部及びキャリア生成部を詳細に示す図 図４に示す電圧指令と、ＰＷＭ信号と、モータ印加電圧との波形を示すタイムチャート 図５に示すモータ印加電圧が０［Ｖ］のとき、単相インバータに流れる電流の経路を示す図 図６に示すスイッチング素子５２、スイッチング素子５４及び単相モータの等価回路を示す図 図３及び図４に示したキャリア生成部及びキャリア比較部へ入力される進角位相を算出するための機能構成を示す図 図８に示す進角位相の算出方法の一例を示す図 図８に示す電圧振幅指令制御部と図４に示すキャリア比較部との動作を説明するフローチャート 図１に示すステータの巻線に流れるモータ電流とモータに発生するブレーキトルクとの関係を示す図 図１に示す駆動信号生成部が備える信号生成回路の構成例を示す図 インバータ出力電圧の極性によるモータ電流の経路を示す第１の図 インバータ出力電圧の極性によるモータ電流の経路を示す第２の図 インバータ出力電圧の極性によるモータ電流の経路を示す第３の図 図２に示すスイッチング素子として利用可能なＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor　Field-Effect　Transistor）の概略構造を示す模式的断面図 本発明の実施の形態に係るモータ駆動装置を備えた電気掃除機の構成図 本発明の実施の形態に係るモータ駆動装置を備えたハンドドライヤの構成図 本発明の実施の形態に係るモータ駆動装置における変調制御を説明するための図
　以下に、本発明の実施の形態に係るモータ駆動装置、電動送風機、電気掃除機及びハンドドライヤを図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。
実施の形態．
　図１は本発明の実施の形態に係るモータ駆動装置を備えたモータ駆動システムの構成を示す図である。本発明の実施の形態に係るモータ駆動システム１は、電源１０、モータ駆動装置２及び単相モータ１２を備える。
　電源１０は、モータ駆動装置２に直流電力を供給する直流電源である。電源１０は、コンバータ、バッテリなどである。電源１０は、直流電力を出力する電源であればよく、コンバータ、バッテリなどに限定されない。
　単相モータ１２は、永久磁石型のロータ１２ａとステータ１２ｂとを備えるブラシレスモータである。なお、単相モータ１２は誘起電圧を発生する永久磁石型モータであればよく、ブラシレスモータに限定されない。ロータ１２ａには、４個の永久磁石が周方向に配列されているものとする。これらの永久磁石は、それぞれの磁極の方向が、周方向に交互に反転するように配置され、ロータ１２ａの複数個の磁極を形成する。ステータ１２ｂには不図示の巻線が巻かれている。当該巻線にはモータ電流が流れる。モータ電流は、単相インバータ１１から単相モータ１２へ供給される交流電流に等しい。
　モータ駆動装置２は、単相モータ１２に交流電力を供給して単相モータ１２を駆動する装置である。モータ駆動装置２は、電圧センサ２０、位置センサ２１、単相インバータ１１、制御部２５及び駆動信号生成部３２を備える。
　電圧センサ２０は、電源１０から出力される直流電圧Ｖｄｃを検出する。なお、電圧センサ２０は、モータ駆動装置２の入力端に印加される電圧を検出してもよいし、電源１０の出力端に接続される配線へ印加される直流電圧を検出してもよい。
　位置センサ２１は、ロータ１２ａの回転位置であるロータ回転位置を検出し、検出した回転位置情報を位置センサ信号２１ａとして出力する。位置センサ信号２１ａは、ロータ１２ａから発生する磁束の方向に応じて、ハイレベル又はローレベルの２値の電位をとる信号である。
　単相インバータ１１は、電源１０から出力される直流電圧を交流電圧に変換して、モータに印加する直流交流変換機能を有する電力変換器である。
　制御部２５は、直流電圧Ｖｄｃと、位置センサ２１から出力される位置センサ信号２１ａとに基づき、ＰＷＭ信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４を生成する。以下ではＰＷＭ信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４を単にＰＷＭ信号と称する場合がある。
　駆動信号生成部３２は、制御部２５から出力されたＰＷＭ信号を増幅し、増幅した信号を単相インバータ１１内のスイッチング素子を駆動するための駆動信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４として出力する。駆動信号Ｓ１はＰＷＭ信号Ｑ１が増幅された信号であり、駆動信号Ｓ２はＰＷＭ信号Ｑ２が増幅された信号であり、駆動信号Ｓ３はＰＷＭ信号Ｑ３が増幅された信号であり、駆動信号Ｓ４はＰＷＭ信号Ｑ４が増幅された信号である。
　制御部２５は、プロセッサ３１、キャリア生成部３３及びメモリ３４を有する。プロセッサ３１は、ＰＷＭ制御及び進角制御に関する各種演算を行う処理部である。ＰＷＭ制御及び進角制御の詳細は後述する。プロセッサ３１には、ＣＰＵ（Central　Processing　Unit、中央処理装置、処理装置、演算装置、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、プロセッサ、ＤＳＰ（Digital　Signal　Processor）ともいう）、又はシステムＬＳＩ（Large　Scale　Integration）を例示できる。
　メモリ３４には、ＲＡＭ（Random　Access　Memory)、ＲＯＭ（Read　Only　Memory）、フラッシュメモリー、ＥＰＲＯＭ（Erasable　Programmable　Read　Only　Memory）、ＥＥＰＲＯＭ（登録商標）（Electrically　Erasable　Programmable　Read-Only　Memory）といった不揮発性、又は揮発性の半導体メモリを例示できる。またメモリ３４は、これらに限定されず、磁気ディスク、光ディスク、コンパクトディスク、ミニディスク、又はＤＶＤ（Digital　Versatile　Disc)でもよい。メモリ３４には、プロセッサ３１によって読みとられるプログラムが保存される。メモリ３４は、プロセッサ３１が演算処理を行う際の作業領域として使用される。なお図１に示すキャリア生成部３３の機能は、メモリ３４に格納される専用のプログラムを実行するプロセッサで実現してもよいし、専用のハードウェアであってもよい。キャリア生成部３３の構成の詳細は後述する。
　図２は図１に示す単相インバータの回路構成を示す図である。単相インバータ１１は、ブリッジ接続された複数のスイッチング素子５１，５２，５３，５４を有する。図２には、単相インバータ１１が有する複数のスイッチング素子５１，５２，５３，５４の他にも、単相インバータ１１に接続される単相モータ１２が示される。高電位側に位置する２つのスイッチング素子５１，５３のそれぞれは、上アームのスイッチング素子と称される。低電位側に位置する２つのスイッチング素子５２，５４のそれぞれは、下アームのスイッチング素子と称される。
　スイッチング素子５１は、第１上アームスイッチング素子であり、スイッチング素子５２は第１下アームスイッチング素子である。スイッチング素子５１及びスイッチング素子５２は、直列に接続されることにより、第１アーム５０Ａを構成する。スイッチング素子５３は、第２上アームスイッチング素子であり、スイッチング素子５４は第２下アームスイッチング素子である。スイッチング素子５３及びスイッチング素子５４は、直列に接続されることにより、第２アーム５０Ｂを構成する。第２アーム５０Ｂは第１アーム５０Ａと並列に接続される。
　スイッチング素子５１のスイッチング素子５２への接続端１１－１と、スイッチング素子５３のスイッチング素子５４への接続端１１－２は、ブリッジ回路における交流端を構成する。接続端１１－１及び接続端１１－２には単相モータ１２が接続される。
　複数のスイッチング素子５１，５２，５３，５４のそれぞれは、金属酸化膜半導体電界効果型トランジスタであるＭＯＳＦＥＴである。ＭＯＳＦＥＴはＦＥＴ（Field-Effect　Transistor）の一例である。
　スイッチング素子５１には、スイッチング素子５１のドレインとソースとの間に並列接続されるボディダイオード５１ａが形成される。スイッチング素子５２には、スイッチング素子５２のドレインとソースとの間に並列接続されるボディダイオード５２ａが形成される。スイッチング素子５３には、スイッチング素子５３のドレインとソースとの間に並列接続されるボディダイオード５３ａが形成される。スイッチング素子５４には、スイッチング素子５４のドレインとソースとの間に並列接続されるボディダイオード５４ａが形成される。ボディダイオード５１ａ，５２ａ，５３ａ，５４ａのそれぞれは、ＭＯＳＦＥＴの内部に形成される寄生ダイオードであり、還流ダイオードとして使用される。
　複数のスイッチング素子５１，５２，５３，５４のそれぞれには、シリコン系材料により構成されるＭＯＳＦＥＴが例示できる。但し、複数のスイッチング素子５１，５２，５３，５４のそれぞれは、シリコン系材料により構成されるＭＯＳＦＥＴに限定されず、複数のスイッチング素子５１，５２，５３，５４の内の少なくとも１つは、炭化珪素、窒化ガリウム系材料又はダイヤモンドといったワイドバンドギャップ半導体により構成されるＭＯＳＦＥＴでもよい。
　一般的にワイドバンドギャップ半導体はシリコン半導体に比べて耐電圧及び耐熱性が高い。そのため、複数のスイッチング素子５１，５２，５３，５４の内の少なくとも１つにワイドバンドギャップ半導体を用いることにより、スイッチング素子５１，５２，５３，５４の耐電圧性及び許容電流密度が高くなり、スイッチング素子５１，５２，５３，５４を組み込んだ半導体モジュールを小型化できる。またワイドバンドギャップ半導体は、耐熱性も高いため、半導体モジュールで発生した熱を放熱するための放熱部の小型化が可能であり、また半導体モジュールで発生した熱を放熱する放熱構造の簡素化が可能である。
　図３は図１に示すＰＷＭ信号を生成するための機能構成を示す図である。図４は図３に示すキャリア比較部及びキャリア生成部を詳細に示す図である。ＰＷＭ信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４を生成する機能は、図３に示すキャリア生成部３３及びキャリア比較部３８によって実現できる。キャリア比較部３８の機能は、図１に示すプロセッサ３１により実現される。キャリア比較部３８には、進角位相θｖと、基準位相θｅと、キャリア生成部３３で生成されたキャリアと、直流電圧Ｖｄｃと、電圧指令Ｖｍの振幅値である電圧振幅指令Ｖ*とが入力される。キャリア比較部３８は、進角位相θｖ、基準位相θｅ、キャリア、直流電圧Ｖｄｃ及び電圧振幅指令Ｖ*に基づいて、ＰＷＭ信号を生成する。
　進角位相θｖ及び基準位相θｅは、図４に示す電圧指令Ｖｍ１，Ｖｍ２の生成に用いられる。進角位相θｖは、後述する進角位相算出部で算出される。「進角位相」とは、電圧指令の進み角である進角θｖｖを、位相で表したものである。「進み角」とは、単相インバータ１１が不図示のステータ巻線に印加するモータ印加電圧と、当該ステータ巻線に誘起されるモータ誘起電圧との間の位相差である。モータ印加電圧は、単相インバータ１１の出力電圧であるインバータ出力電圧と同義である。モータ印加電圧がモータ誘起電圧よりも進んでいるとき、「進み角」は正の値をとる。基準位相θｅは、後述する回転速度算出部で算出される。基準位相θｅは、基準位置からのロータ１２ａの角度であるロータ機械角を、電気角に換算した位相である。
　図４に示すように、キャリア生成部３３は、キャリア周波数設定部３３ａを有する。キャリア周波数設定部３３ａには、キャリアの周波数であるキャリア周波数ｆＣ［Ｈｚ］が設定される。キャリア周波数設定部３３ａでは、進角位相θｖの周期に同期したキャリアが生成される。生成されたキャリアはキャリア比較部３８に出力される。図４には、キャリアの一例である三角波の波形が示される。三角波は、その山の値が“１”であり、その谷の値が“０”となる信号波である。なお単相インバータ１１のＰＷＭ制御には、同期ＰＷＭ制御と非同期ＰＷＭ制御とがある。非同期ＰＷＭ制御の場合、進角位相θｖにキャリアを同期させる必要はない。
　キャリア比較部３８は、絶対値演算部３８ａ、除算部３８ｂ、乗算部３８ｃ、乗算部３８ｄ、加算部３８ｅ、加算部３８ｆ、比較部３８ｇ、比較部３８ｈ、出力反転部３８ｉ及び出力反転部３８ｊを有する。
　絶対値演算部３８ａは、電圧振幅指令Ｖ*の絶対値｜Ｖ*｜を演算する。除算部３８ｂでは、絶対値｜Ｖ*｜が、直流電圧Ｖｄｃにより除算される。例えば、電源１０がバッテリである場合、バッテリ電圧が低下した場合でも、絶対値｜Ｖ*｜を直流電圧Ｖｄｃで除算することにより、バッテリ電圧の低下によってモータ印加電圧が低下しないように、バッテリ電圧が低下してかつ直流電圧Ｖｄｃで除算しない場合に比べて、変調率を増加させることができる。バッテリ電圧はバッテリの出力電圧を意味する。
　なお電源１０が、バッテリではなく、商用電源からの交流電力を直流電力に変換する電力変換装置である場合、商用電源の電圧変動は小さいため、電力変換装置の出力電圧の変動はバッテリの出力電圧の変動に比べて小さくなる。そのため、商用電源を利用して直流電力を出力する電源１０が単相インバータ１１に接続されている場合、除算部３８ｂには、直流電圧Ｖｄｃの代わりに、モータ駆動装置２の内部で生成された電圧、すなわち電圧が一定の値を示す直流電圧を、入力してもよい。
　乗算部３８ｃは、基準位相θｅに進角位相θｖを足し合わせることにより、加算結果である正弦を演算する。乗算部３８ｃは、演算された正弦に除算部３８ｂの出力を乗算することにより、電圧指令Ｖｍを演算する。
　加算部３８ｅは、乗算部３８ｃの出力である電圧指令Ｖｍに１を加算する。加算部３８ｅの出力は、図２に示す２つのスイッチング素子５１，５２を駆動するための電圧指令Ｖｍ１として、比較部３８ｇに入力される。比較部３８ｇには、電圧指令Ｖｍ１及びキャリアが入力される。比較部３８ｇは、電圧指令Ｖｍ１とキャリアとを比較し、比較結果は、ＰＷＭ信号Ｑ２となる。
　出力反転部３８ｉは、比較部３８ｇの出力を反転する。出力反転部３８ｉの出力は、ＰＷＭ信号Ｑ１となる。出力反転部３８ｉにより、スイッチング素子５１とスイッチング素子５２とが同時にオンすることはない。
　乗算部３８ｄは、乗算部３８ｃの出力である電圧指令Ｖｍに、－１を乗算する。加算部３８ｆは、乗算部３８ｄの出力に１を加算する。加算部３８ｆの出力は、図２に示す２つのスイッチング素子５３，５４を駆動するための電圧指令Ｖｍ２として、比較部３８ｈに入力される。比較部３８ｈには、電圧指令Ｖｍ２及びキャリアが入力される。比較部３８ｈは、電圧指令Ｖｍ２とキャリアとを比較し、比較結果は、ＰＷＭ信号Ｑ４となる。
　出力反転部３８ｊは、比較部３８ｈの出力を反転する。出力反転部３８ｊの出力は、ＰＷＭ信号Ｑ３となる。出力反転部３８ｊにより、スイッチング素子５３とスイッチング素子５４とが同時にオンすることはない。
　図５は図４に示す電圧指令と、ＰＷＭ信号と、モータ印加電圧との波形を示すタイムチャートである。図５には、位置センサ信号、ロータ機械角θｍ、基準位相θｅ、進角位相θｖ、電圧指令Ｖｍ１、電圧指令Ｖｍ２、キャリア、ＰＷＭ信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４及びモータ印加電圧の波形が示される。電圧指令Ｖｍ１の波形は破線で示され、電圧指令Ｖｍ２の波形は一点鎖線で示される。これらの波形は、例えば４個の永久磁石を備えたロータ１２ａが１回転するときに検出される波形である。図５に矢印で示されるＡ，Ｂ，Ｃ，Ｄ，Ｅは、単相モータ１２のステータ１２ｂに巻かれるコイルに流れる電流が転流するタイミングを表す。
　図４に示すキャリア比較部３８は、図５に示すような波形の電圧指令Ｖｍ１，Ｖｍ２を使用して、ＰＷＭ信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４を生成することができる。また、このようなＰＷＭ信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４を利用して単相インバータ１１内のスイッチング素子５１，５２，５３，５４が制御されることにより、ＰＷＭ制御されたモータ印加電圧が単相モータ１２に印加される。モータ印加電圧は、ハイレベル、ローレベル又はゼロレベルの電位をとる信号である。
　ところでＰＷＭ信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４を生成する際に使用される変調方式には、バイポーラ変調方式と、ユニポーラ変調方式とが知られている。バイポーラ変調方式は、正又は負の電位で変化する電圧パルスを出力する変調方式である。ユニポーラ変調方式は、電源半周期ごとに３つの電位で変化する電圧パルス、すなわち正の電位と負の電位と零の電位とに変化する電圧パルスを出力する変調方式である。
　図５に示すＰＷＭ信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４の波形は、ユニポーラ変調によるものである。本実施の形態に係るモータ駆動装置２には、何れの変調方式を用いてもよい。なお、モータ印加電圧の波形と、単相モータ１２のコイルに流れる電流の波形とを、より正弦波に近づける必要がある用途では、バイポーラ変調よりも、高調波含有率が少ないユニポーラ変調を採用することが好ましい。
　上述の通り、モータ印加電圧は、キャリアと電圧指令とを比較することにより決定される。モータ回転速度が高くなればなるほど、電圧指令の周波数が増加するため、電気角一周期中に出力されるモータ印加電圧に含まれる電圧パルスの数が減少する。そのため、電圧パルスの数が電流波形の歪へもたらす影響が大きくなる。一般的に、電圧パルスの数が偶数回の場合、モータ印加電圧には偶数次調波が重畳され、正側の波形と負側の波形との対称性が無くなる。よって、単相モータ１２のコイルに流れる電流の波形を、高調波の含有率を抑えた正弦波に近づけるためには、電気角一周期中の電圧パルスの数が、奇数回となるように制御することが好ましい。電気角一周期中の電圧パルスの数が、奇数回となるように制御することにより、単相モータ１２のコイルに流れる電流の波形を正弦波に近づけることが可能となる。
　図６は図５に示すモータ印加電圧が０［Ｖ］のとき、単相インバータに流れる電流の経路を示す図である。図５に示すモータ印加電圧は、ブレーキ制御をしているとき、０［Ｖ］になる。すなわちブレーキ制御中のインバータ出力電圧は０［Ｖ］になる。インバータ出力電圧が０［Ｖ］のとき、スイッチング素子５１及びスイッチング素子５３はオフとなるように制御され、スイッチング素子５２及びスイッチング素子５４がオンとなるように制御される。このとき、単相インバータ１１は還流モードとなる。還流モードでは、電源と単相インバータ１１との間には電流が流れずに、単相インバータ１１と単相モータ１２との間に、符号４０の実線で示すような電流が流れる。この電流は、モータ誘起電圧により発生する制動電流である。制動電流が流れる方向は、還流直前、すなわちブレーキ制御が開始される直前に、単相モータに流れている電流の方向によって決定される。単相モータ１２から流れ出した電流は、スイッチング素子５４と、スイッチング素子５２とを通って、単相モータ１２に戻る。
　図７は図６に示すスイッチング素子５２、スイッチング素子５４及び単相モータの等価回路を示す図である。図７において、Ｒｍは単相モータ１２のモータ巻線抵抗、Ｌｍは単相モータ１２のモータ巻線インダクタンス、Ｒｏｎはスイッチング素子５２及びスイッチング素子５４のそれぞれのオン抵抗を表す。Ｒｐは単相モータ１２とスイッチング素子５２とスイッチング素子５４とを接続する配線の抵抗、Ｌｐは当該配線のインダクタンスを表す。
　単相モータ１２は、回転速度ωで回転しているため、誘起電圧Ｅｍは、回転速度ωと誘起電圧定数φとの積（Ｅｍ＝ωφ）で表される。誘起電圧Ｅｍが発生したときに流れる制動電流Ｉは、Ｉ＝ωφ／（Ｒｍ＋２Ｒｏｎ＋Ｒｐ＋ｊω（Ｌｍ＋Ｌｐ））で表すことができる。
　なお、従来技術では、コイルを短絡させることにより制動電流を低減させるものもあるが、単にコイルを短絡させるだけでは、モータ電流の変化成分であるｄｉ／ｄｔが大きくなるため、モータ電流の変化成分を低減させるためには、制動抵抗を用いるか、高精度かつ高応答な電流センサが必要となる。本実施の形態に係るモータ駆動装置２によれば、制動抵抗、電流センサなどを用いる必要がないため、モータ駆動システム１の構成が簡素化され、信頼性を向上させることができる。
　次に、本実施の形態における進角制御について説明する。図８は図３及び図４に示したキャリア生成部及びキャリア比較部へ入力される進角位相を算出するための機能構成を示す図である。図８に示される回転速度算出部４２、進角位相算出部４４及び電圧振幅指令制御部４５のそれぞれの機能は、図１に示すプロセッサ３１及びメモリ３４で実現される。すなわち、回転速度算出部４２、進角位相算出部４４及び電圧振幅指令制御部４５の処理を実行するためのコンピュータプログラムをメモリ３４に格納しておき、プロセッサ３１がプログラムを読み出して実行することにより、回転速度算出部４２、進角位相算出部４４及び電圧振幅指令制御部４５の機能が実現される。電圧振幅指令制御部４５は比較器４５ａ及び指令調整部４５ｂを備える。
　回転速度算出部４２は、位置センサ信号２１ａに基づき、単相モータ１２の回転速度ωと、基準位相θｅとを算出する。基準位相θｅは、基準位置からのロータ１２ａの回転角度であるロータ機械角θｍを、電気角に換算した位相である。進角位相算出部４４は、回転速度算出部４２で算出された回転速度ω及び基準位相θｅに基づき進角位相θｖを算出する。
　図９は図８に示す進角位相の算出方法の一例を示す図である。図９の横軸はモータ回転数Ｎであり、図９の縦軸は進角位相θｖである。モータ回転数Ｎは単位時間当たりの回転数であり回転速度に対応する。進角位相θｖは、図９に示すように、モータ回転数Ｎの増加に対して進角位相θｖが増加する関数を用いて決定することができる。図９の例では、モータ回転数Ｎの１次の線形関数により進角位相θｖが決定されているが、これに限らず、モータ回転数Ｎの増加に応じて、進角位相θｖが同じになる関係、又は進角位相θｖが大きくなる関係であれば、モータ回転数Ｎの１次の線形関数以外の関数を用いてもよい。
　モータ回転数Ｎが増加した場合、位置センサ信号２１ａの周波数が増加するため、図８に示される進角位相算出部４４は、進角位相θｖを増加させる。このように進角位相θｖを増加させたときに、単相モータに接続される負荷が軽くなった場合、モータ回転数Ｎが上昇し続ける。例えば単相モータが電気掃除機に搭載されている場合、電気掃除機の吸込具が、被清掃面である床に接したことにより、吸込具は空気を吸い込むことができなくなり、電気掃除機の内部が減圧状態又は真空状態になるため、単相モータに接続される負荷であるファンの空気抵抗が大幅に低下し、モータ回転数Ｎが上昇し続ける。このように、モータ回転数Ｎが上昇すると、ロータ表面に設けられる磁石が遠心力により飛散する可能性がある。また遠心力によりファンが変形又は破壊するおそれがある。そのため、一般的には、モータ回転数Ｎの上限値が設けられ、モータ回転数Ｎがこの上限値を超えないような制御が行われる。
　本実施の形態では、モータ回転数Ｎがこの上限値を超えたとき、図５に示す電圧指令Ｖｍ１，Ｖｍ２の振幅が、モータ回転数Ｎが閾値を超える前の電圧指令Ｖｍ１，Ｖｍ２の振幅よりも小さくなるように、電圧振幅指令Ｖ*の値が徐々に低減される。例えば、単位時間あたりの減少量を固定にして、電圧振幅指令Ｖ*の値を減少させる。電圧振幅指令Ｖ*が低減されることにより、モータ印加電圧のゼロベクトル区間の幅が、モータ回転数Ｎが上限値を超える前のゼロベクトル区間の幅よりも徐々に広げられる。ゼロベクトル区間は、図５に示すモータ印加電圧の電位がゼロレベルとなる区間、すなわちモータ印加電圧が０［Ｖ］となる区間である。
　次にモータ回転数が上限値を超えた場合に、モータ印加電圧のゼロベクトル区間の幅を変化させる動作について説明する。図１０は図８に示す電圧振幅指令制御部と図４に示すキャリア比較部との動作を説明するフローチャートである。図８に示す比較器４５ａは、回転速度算出部４２で算出された回転速度ωと回転速度閾値ωｔｈとを比較することにより、回転速度ωが回転速度閾値ωｔｈを超えたか否か、すなわちモータ回転数Ｎが特定の閾値を超えたか否かを判断する（ステップＳ１）。
　回転速度ωが回転速度閾値ωｔｈを超えていない場合（ステップＳ１，Ｎｏ）、回転速度ωが回転速度閾値ωｔｈを超えるまでステップＳ１の処理が繰り返される。このとき指令調整部４５ｂは、電圧指令Ｖｍ１，Ｖｍ２の振幅が一定となるような電圧振幅指令Ｖ*を出力する。
　回転速度ωが回転速度閾値ωｔｈを超えた場合（ステップＳ１，Ｙｅｓ）、比較器４５ａは、回転速度ωが回転速度閾値ωｔｈを超えたことを示す速度超過情報を指令調整部４５ｂへ出力する（ステップＳ２）。指令調整部４５ｂは、速度超過情報が入力されると、電圧振幅指令Ｖ*の値を徐々に低下させる（ステップＳ３）。電圧振幅指令Ｖ*に基づき生成される電圧指令Ｖｍ１，Ｖｍ２がキャリアと比較されることにより、ＰＷＭ信号が生成される。この電圧指令Ｖｍ１，Ｖｍ２は、キャリアが山又は谷となるタイミングで更新される。そこで、指令調整部４５ｂは、キャリアが山又は谷となるタイミングで電圧振幅指令Ｖ*を更新し、電圧振幅指令Ｖ*を更新する際、例えば、前回の電圧振幅指令Ｖ*から一定値を減じることにより、最新の電圧振幅指令Ｖ*を更新する。この動作が繰り返されることにより、電圧振幅指令Ｖ*の値が徐々に低下する。
　電圧振幅指令Ｖ*の値が低下することにより、図４に示すキャリア比較部３８では、電圧指令Ｖｍの振幅値が低下し、電圧指令Ｖｍの振幅値が低下することによって、キャリアと比較される電圧指令Ｖｍ１，Ｖｍ２の振幅値が低下する。これにより、ＰＷＭ信号のオン区間の幅が広がるため、図５に示されるモータ印加電圧のゼロベクトル区間の幅が、回転速度ωが回転速度閾値ωｔｈを超える前のゼロベクトル区間の幅よりも徐々に広げられる（ステップＳ４）。
　このように、本実施の形態に係るモータ駆動装置２は、負荷が軽くなることによってモータ回転数Ｎが急激に上昇した場合でも、モータ印加電圧のゼロベクトル区間の幅を広げるように制御することで、減磁を抑制しながらモータにブレーキをかけることができる。
　ステップＳ４の後、プロセッサ３１は、例えば回転速度ωと誘起電圧定数φとの積で演算された誘起電圧Ｅｍと、直流電圧Ｖｄｃとを比較し、誘起電圧Ｅｍが直流電圧Ｖｄｃ未満になるまで低下したか否かを判断する（ステップＳ５）。すなわちプロセッサ３１は、直流電圧Ｖｄｃを用いて、モータで発生する誘起電圧が直流電圧よりも低下したか否かを判断する。
　誘起電圧Ｅｍが直流電圧Ｖｄｃよりも大きい場合（ステップＳ５，Ｎｏ）、誘起電圧Ｅｍが直流電圧Ｖｄｃ未満になるまでステップＳ１以降の処理が繰り返される。
　誘起電圧Ｅｍが直流電圧Ｖｄｃ未満になった場合（ステップＳ５，Ｙｅｓ）、プロセッサ３１は、キャリア比較部３８のキャリア信号の生成を停止させる（ステップＳ６）。これにより、単相インバータ１１の動作が停止するため、単相インバータ１１からの回生電圧の上昇が抑制され、例えば図６に示す平滑コンデンサ３及び電源１０に印加される電圧の上昇が抑制され、平滑コンデンサ３及び電源１０の寿命を延ばすことができる。
　図１１は図１に示すステータの巻線に流れるモータ電流とモータに発生するブレーキトルクとの関係を示す図である。図１１には、位置センサ信号の波形と、ロータ機械角θｍと、誘起電圧の波形と、モータ電流の波形と、ブレーキトルクとが示される。また、図１１には、ロータ１２ａが時計方向に回転したときのロータ機械角θｍとして、０°、４５°、９０°、１３５°及び１８０°が例示されている。ロータ１２ａが時計方向に回転した場合、ロータ機械角θｍに応じた位置センサ信号２１ａが出力される。回転速度ωが十分に高く、ωＬ＞＞Ｒが成り立つ条件であれば、モータ電流は、誘起電圧に対し、９０度位相が遅れた波形となる。従って、ブレーキトルクは、ロータに設けられる磁石から発生する磁束とモータ電流との積で決まり、図１１に示すように変化する。ブレーキトルクの平均値は０となる。
　このように誘起電圧が発生しているときに、図６に示すように、スイッチング素子５１及びスイッチング素子５３がオフとなり、スイッチング素子５２及びスイッチング素子５４がオンとなるようなＰＷＭ信号が与え続けられた場合、モータ電流が急激に上昇して、過渡的に大きな制動電流が流れてしまうため、ロータの磁石が減磁する可能性がある。
　本実施の形態では、図５に示したようなＰＷＭ信号が生成されるとき、電圧指令Ｖｍ１，Ｖｍ２の振幅を小さくすることによって、ゼロベクトル区間の幅を徐々に広くする制御が行われる。ゼロベクトル区間の幅が徐々に広くなることにより、モータ回転数Ｎが急激に上昇したときにおける制動電流の上昇を抑制できる。制動電流の上昇が抑制されるため、減磁の発生が抑制される。また、ゼロベクトル区間の幅が徐々に広くなることにより、モータ印加電圧を低下させつつ、制動電流を減少させることができる。そのため、ゼロベクトル区間がない場合に比べて、モータの停止時間を短縮することができる。
　また、制動電流の上昇が抑制されるため、複数のスイッチング素子５１，５２，５３，５４のそれぞれに流れる電流の上昇も抑制される。そのため、複数のスイッチング素子５１，５２，５３，５４のそれぞれの耐電流（最大電流）を超えて、複数のスイッチング素子５１，５２，５３，５４のそれぞれが故障することを抑制できる。また、耐電流を超えることが抑制されるため、電流許容量の小さい小容量のスイッチング素子を用いることができ、単相インバータ１１の製造コストの上昇を抑制できる。
　次に駆動信号生成部３２の構成を説明する。図１２は図１に示す駆動信号生成部が備える信号生成回路の構成例を示す図である。図１２に示す信号生成回路３２Ａは、駆動信号Ｓ１及び駆動信号Ｓ２を生成する回路である。なお、図１２には、駆動信号Ｓ３及び駆動信号Ｓ４を生成する回路が示されていないが、当該回路は、図１２に示される信号生成回路３２Ａと同様に構成されているため、以下ではその構成の説明は省略する。
　信号生成回路３２Ａは、直流電圧源である制御電源３００と、ブートストラップ回路２００と、高電圧駆動回路４００と、低電圧駆動回路４０１とを備える。
　ブートストラップ回路２００は、アノードが制御電源３００に接続されるブートダイオード２０１と、一端がブートダイオード２０１のカソードに接続されるブートコンデンサ２０２とを備える。ブートコンデンサ２０２の他端は、スイッチング素子５１のスイッチング素子５２への接続端１１－１に接続される。ブートコンデンサ２０２は、高電圧駆動回路４００が動作するための電圧を、制御電源３００から出力される電圧よりも高める働きをする。
　このように構成されるブートストラップ回路２００では、スイッチング素子５２がオンしたとき、制御電源３００、ブートダイオード２０１、ブートコンデンサ２０２及びスイッチング素子５２で構成される経路に電流が流れて、ブートコンデンサ２０２が充電される。充電されたブートコンデンサ２０２の両端に発生するコンデンサ電圧Ｖｃは、Ｖｃ＝Ｖｃｃ＋ＶＢＤ－Ｖｆで表すことができる。Ｖｃｃは制御電源３００の電圧、ＶＢＤはボディダイオード５２ａの順方向電圧、Ｖｆはブートダイオード２０１の順方向電圧である。
　高電圧駆動回路４００は、ブートストラップ回路２００から出力される電圧を、電源電圧として利用してＰＷＭ信号Ｑ１を駆動信号Ｓ１に変換し、スイッチング素子５１のゲートに出力する。
　低電圧駆動回路４０１は、制御電源３００から出力される電圧を、電源電圧として利用してＰＷＭ信号Ｑ２を駆動信号Ｓ２に変換し、スイッチング素子５２のゲートに出力する。
　なお、図２に示すスイッチング素子５３の駆動信号Ｓ３の生成には、図１２に示す高電圧駆動回路４００及びブートストラップ回路２００と同様の回路が利用される。また図２に示すスイッチング素子５４の駆動信号Ｓ４の生成には、図１２に示す低電圧駆動回路４０１と同様の回路が利用される。
　本実施の形態に係るモータ駆動装置２では、上アームのスイッチング素子をオフとし、下アームのスイッチング素子をオンとすることにより、下アームのスイッチング素子と単相モータ１２との間で電流が循環するようなモータ印加電圧に含まれるゼロベクトル区間が発生する。これにより、上アームのスイッチング素子の駆動電源であるブートコンデンサ２０２に電荷が蓄えられ、上アームのスイッチング素子の動作に必要な電圧を安定化させることができる。
　一般的な電動送風機で実施されている、回転数一定制御では、モータに過電流が流れる場合がある。過電流が流れる理由は、負荷変動の際に、モータ回転数を一定に保とうとするために、電流が急激に変動するからである。「負荷が軽い状態」すなわち「負荷トルクが小さい状態」から、「負荷が重い状態」すなわち「負荷トルクが大きい状態」に遷移した際に、回転数一定制御を行うと、同一回転数を維持しようしてモータ出力トルクを大きくしなければならず、モータ電流の変化量が大きくなるからである。
　本実施の形態の制御では、定常運転時において、電圧振幅指令Ｖ*を一定とする制御が行われる。ここで、電圧振幅指令Ｖ*を一定とする場合、負荷が重くなった際には、電圧振幅指令Ｖ*は変化させないので、負荷トルクが大きくなった分、モータ回転数は低下する。この制御により、モータ電流の急峻な変化と過電流とを防止できるので、安定して回転する電動送風機及び電機掃除機を実現することができる。
　なお、電動送風機の場合、負荷トルクは、モータの負荷である羽根の回転数の増加によって増加すると共に、風路の径が広くなることでも増加する。風路の径とは、電機掃除機を例とした場合、吸込口の広さを表している。
　例えば、吸込口に何も接触していないため、風路の径が広いときには、風を吸い込む力が必要となる。従って、同一回転数で羽根が回転している場合、負荷トルクが大きくなる。一方、吸込口に何かが接触して、吸込口が塞がれている状態では、風路の径が狭くなり、風を吸い込む力が必要なくなる。そのため、同一回転数で羽根が回転している場合、負荷トルクは小さくなる。
　次に、進角制御による効果について説明する。まず、回転数の増加に応じて進角位相θｖを増加させることにより、回転数範囲を広げることができる。進角位相θｖを「０」とした場合には、モータ印加電圧とモータ誘起電圧とが釣り合う所で回転数が飽和する。回転数を更に増加させるためには、進角位相θｖを進め、電機子反作用によるステータに発生させる磁束を弱めることにより、モータ誘起電圧の増加が抑制され、回転数が増加する。よって、進角位相θｖを回転数に応じて選択することで、広い回転数領域を得ることができる。
　本実施の形態による進角制御を電気掃除機に適用する場合には、吸込口の塞ぎ状態の変化によらず、すなわち負荷トルクに関係なく、電圧指令を一定とし、回転速度の増加に応じて電圧指令の進み角である進角位相θｖを増加させるようにすればよい。このように制御すれば、広い回転速度範囲において安定した駆動が可能となる。
　次に、図１３から図１６を参照して本実施の形態における損失低減手法について説明する。図１３はインバータ出力電圧の極性によるモータ電流の経路を示す第１の図である。図１４はインバータ出力電圧の極性によるモータ電流の経路を示す第２の図である。図１５はインバータ出力電圧の極性によるモータ電流の経路を示す第３の図である。図１６は図２に示すスイッチング素子として利用可能なＭＯＳＦＥＴの概略構造を示す模式的断面図である。以下では、まず図１６を参照してＭＯＳＦＥＴの概略の構造を説明し、その後に図１３から図１５を参照してモータ電流の経路を説明する。
　図１６には、ｎ型ＭＯＳＦＥＴが例示される。ｎ型ＭＯＳＦＥＴの場合、図１６に示すように、ｐ型の半導体基板６００が用いられる。半導体基板６００には、ソース電極Ｓ、ドレイン電極Ｄ及びゲート電極Ｇが形成される。ソース電極Ｓ及びドレイン電極Ｄと接する部位には、高濃度の不純物がイオン注入されてｎ型の領域６０１が形成される。また、半導体基板６００において、ｎ型の領域６０１が形成されない部位とゲート電極Ｇとの間には、酸化絶縁膜６０２が形成される。すなわち、ゲート電極Ｇと、半導体基板６００におけるｐ型の領域６０３との間には、酸化絶縁膜６０２が介在している。
　ゲート電極Ｇに正電圧が印加されると、半導体基板６００におけるｐ型の領域６０３と酸化絶縁膜６０２との間の境界面に電子が引き寄せられ、当該境界面が負に帯電する。電子が集まった所は、電子の密度がホール密度よりも高くなりｎ型化する。このｎ型化した部分は電流の通り道となりチャネル６０４と呼ばれる。チャネル６０４は、図１６の例では、ｎ型チャネルである。ＭＯＳＦＥＴがオンに制御されることにより、通流する電流は、ｐ型の領域６０３に形成されるボディダイオードよりも、チャネル６０４に多く流れる。
　インバータ出力電圧の極性が正の場合、図１３の太実線（ａ）で示すように、電流は、第１相の上アームであるスイッチング素子５１のチャネルを通って単相モータ１２に流れ込み、第２相の下アームであるスイッチング素子５４のチャネルを通って単相モータ１２から流れ出す。また、インバータ出力電圧の極性が負の場合、図１３の太破線（ｂ）で示すように、電流は、第２相の上アームであるスイッチング素子５３のチャネルを通って単相モータ１２に流れ込み、第１相の下アームであるスイッチング素子５２のチャネルを通って単相モータ１２から流れ出す。
　次に、インバータ出力電圧が零、すなわち単相インバータ１１から零電圧が出力された場合の電流経路について説明する。正のインバータ出力電圧が生成された後にインバータ出力電圧が零になると、図１４の太実線（ｃ）で示すように、電源側からは電流が流れず、単相インバータ１１と単相モータ１２との間で電流が行き来する還流モードとなる。このとき、単相モータ１２に直前に流れている電流の向きは変わらないため、単相モータ１２から流れ出した電流は、第２相の下アームであるスイッチング素子５４のチャネルと、第１相の下アームであるスイッチング素子５２のボディダイオード５２ａとを通って単相モータ１２に戻る。なお、負のインバータ出力電圧が生成された後にインバータ出力電圧が零になる場合は、直前に流れていた電流の向きが逆であるため、図１４の太破線（ｄ）で示すように、還流電流の向きは逆となる。具体的に説明すると、単相モータ１２から流れ出した電流は、第１相の上アームであるスイッチング素子５１のボディダイオード５１ａと、第２相の上アームであるスイッチング素子５３のチャネルとを通って単相モータ１２に戻る。
　上記の説明の通り、単相モータ１２と単相インバータ１１との間で電流が還流する還流モードでは、第１相及び第２相の内の何れか一方の相ではボディダイオードに電流が流れる。一般的に、ダイオードの順方向に電流を流すことに比べ、ＭＯＳＦＥＴのチャネルに電流を流した方が、導通損失が小さくなることが知られている。そこで、本実施の形態では、還流電流が流れる還流モードにおいて、ボディダイオードに流れる通流電流を小さくすべく、当該ボディダイオードを有する側のＭＯＳＦＥＴがオンに制御される。
　還流モードにおいて、図１４の太実線（ｃ）で示す還流電流が流れるタイミングでは、スイッチング素子５２がオンに制御される。このように制御すれば、図１５の太実線（ｅ）で示すように、還流電流の多くは抵抗値の小さいスイッチング素子５２のチャネル側を流れる。これにより、スイッチング素子５２での導通損失が低減される。また、図１４の太破線（ｄ）で示す還流電流が流れるタイミングでは、スイッチング素子５１がオンに制御される。このように制御すれば、図１５の太破線（ｆ）で示すように、還流電流の多くは抵抗値の小さいスイッチング素子５１のチャネル側を流れる。これにより、スイッチング素子５１での導通損失が低減される。
　前述のように、ボディダイオードに還流電流が流れるタイミングにおいて、当該ボディダイオードを有する側のＭＯＳＦＥＴがオンに制御されることにより、スイッチング素子の損失を低減することができる。このため、ＭＯＳＦＥＴの形状を表面実装タイプにして基板にて放熱可能な構造とし、また、スイッチング素子の一部又は全部をワイドバンドギャップ半導体で形成することにより、基板のみでＭＯＳＦＥＴの発熱を抑制する構造を実現する。なお、基板のみで放熱が可能であれば、ヒートシンクが不要となるため、インバータの小型化に寄与し、製品の小型化にも繋げることができる。
　前述の放熱方法に加え、基板を風路に設置することで、更なる放熱効果をも得ることができる。ここで、風路とは、電動送風機のように空気の流れを発生させるファンを周囲の空間、又は電動送風機が発生する風が流れる通路である。基板を風路に設置することにより、電動送風機が発生する風によって基板上の半導体素子を放熱できるので、半導体素子の発熱を大幅に抑制することができる。
　次に、実施の形態に係るモータ駆動装置の適用例について説明する。図１７は本発明の実施の形態に係るモータ駆動装置を備えた電気掃除機の構成図である。電気掃除機６１は、直流電源であるバッテリ６７と、図１に示されるモータ駆動装置２と、図１に示される単相モータ１２により駆動される電動送風機６４と、集塵室６５と、センサ６８と、吸込口体６３と、延長管６２と、操作部６６とを備える。バッテリ６７は図１に示す電源１０に相当する。
　電気掃除機６１を使用するユーザは、操作部６６を持ち、電気掃除機６１を操作する。電気掃除機６１のモータ駆動装置２は、バッテリ６７を電源として電動送風機６４を駆動する。電動送風機６４が駆動することにより、吸込口体６３からごみの吸込みが行われ、吸込まれたごみは、延長管６２を介して集塵室６５へ集められる。
　電気掃除機６１は、モータ回転数が０［ｒｐｍ］から１０万［ｒｐｍ］まで変動する製品である。モータ回転数は１０万［ｒｐｍ］以上の値に達する場合もある。このように単相モータ１２が高速回転する製品を駆動する際には、前述した実施の形態に係る制御手法が好適である。前述したように、電気掃除機６１は、電気掃除機の吸込口と床面との接触面積に応じて負荷が変動するアプリケーションであり、また加速レートが高いアプリケーションである。そのため、電気掃除機６１に搭載されるモータの回転速度は、限界値まで瞬時に到達してしまう可能性がある。本実施の形態に係るモータ駆動装置２によれば、モータの回転速度が急激に上昇するアプリケーションにおいて、ブレーキ制御が実施されるため、モータの回転速度を製品の動作可能範囲内に収めることが可能となり、電気掃除機６１の動作品質が向上すると共に、電気掃除機６１の信頼性が高めることができる。
　また、本実施の形態に係るモータ駆動装置２によれば、ブレーキ制御が実施されるとき、下アームのスイッチング素子がオンされることにより、ブレーキトルクが発生する。このとき、下アームのスイッチング素子を介して、ブートコンデンサ２０２が瞬時に充電されるため、単相インバータ１１が停止した直後に再起動するような場合、再起動時におけるブートコンデンサ２０２への充電時間を短縮でき、又は当該充電時間を無くすことができる。従って、単相インバータ１１の再起動時間を短縮できる。
　図１８は本発明の実施の形態に係るモータ駆動装置を備えたハンドドライヤの構成図である。ハンドドライヤ９０は、モータ駆動装置２、ケーシング９１、手検知センサ９２、水受け部９３、ドレン容器９４、カバー９６、センサ９７、吸気口９８及び電動送風機９５を備える。ここで、センサ９７は、ジャイロセンサ及び人感センサの何れかである。ハンドドライヤ９０では、水受け部９３の上部にある手挿入部９９に手が挿入されることにより、電動送風機９５による送風で水が吹き飛ばされ、吹き飛ばされた水は、水受け部９３で集められた後、ドレン容器９４に溜められる。
　ハンドドライヤ９０は、図１７に示す電気掃除機６１と同様に、モータ回転数が０［ｒｐｍ］から１０万［ｒｐｍ］まで変動する製品である。このため、ハンドドライヤ９０においても、前述した実施の形態に係る制御手法が好適であり、電気掃除機６１と同様な効果を得ることができる。
　図１９は本発明の実施の形態に係るモータ駆動装置における変調制御を説明するための図である。同図の左側には、回転数と変調率の関係が示される。また同図の右側には、変調率が１．０以下のときのインバータ出力電圧の波形と、変調率が１．０を超えるときのインバータ出力電圧の波形とが示される。一般的に、回転数の増加に伴い回転体の負荷トルクは大きくなる。このため、回転数の増加に伴いモータ出力トルクを増加させる必要がある。また、一般的にモータ出力トルクはモータ電流に比例して増加し、モータ電流の増加にはインバータ出力電圧の増加が必要である。よって、変調率を上げてインバータ出力電圧を増加させることで、回転数を増加させることができる。
　次に、本実施の形態における回転数制御について説明する。なお、以下の説明では、負荷として電動送風機を想定し、電動送風機の運転域を以下の通り区分する。
　（Ａ）低速回転域（低回転数領域）：０［ｒｐｍ］から１０万［ｒｐｍ］
　（Ｂ）高速回転域（高回転数領域）：１０万［ｒｐｍ］以上
　なお、上記（Ａ）と上記（Ｂ）に挟まれた領域はグレーゾーンであり、用途に応じて、低速回転域に含まれる場合もあれば、高速回転域に含まれる場合もある。
　まず、低速回転域での制御について説明する。低速回転域では変調率を１．０以下としてＰＷＭ制御される。なお、変調率を１．０以下とすることで、モータ電流を正弦波に制御し、モータの高効率化を図ることができる。なお、低速回転域と高速回転域とで同じキャリア周波数で動作させた場合、キャリア周波数は高速回転域に合わせたキャリア周波数となるため、低速回転域ではＰＷＭパルスが必要以上に多くなる傾向にある。このため、低速回転域ではキャリア周波数を低下させ、スイッチング損失を低下させる手法を用いてもよい。また、回転数に同期させてキャリア周波数を変化させることで、回転数に応じてパルス数が変化しないように制御してもよい。
　次に、高速回転域での制御について説明する。高速回転域では、変調率が１．０より大きな値に設定される。変調率を１．０より大きくすることで、インバータ出力電圧を増加させつつ、インバータ内のスイッチング素子が行うスイッチング回数を低減させることで、スイッチング損失の増加を抑えることができる。ここで、変調率が１．０を超えることによって、モータ出力電圧は増加するが、スイッチング回数が低下するため、電流の歪が懸念される。しかしながら、高速回転中においては、モータのリアクタンス成分が大きくなり、モータ電流の変化成分であるｄｉ／ｄｔが小さくなるため、低速回転域に比べて電流歪は小さくなり、波形の歪に対する影響は小さくなる。よって、高速回転域では、変調率を１．０より大きな値に設定し、スイッチングパルス数を低減させる制御を行う。この制御により、スイッチング損失の増加が抑制され、高効率化を図ることができる。
　なお、上記の通り、低速回転域と高速回転域の境界は曖昧である。このため、制御部２５には、低速回転域と高速回転域との境界を決める第１回転速度が設定され、制御部２５は、モータ又は負荷の回転速度が第１回転速度以下の場合には変調率を１．０以下に設定し、モータ又は負荷の回転速度が第１回転速度を超えた場合には１を超える変調率に設定するように制御すればよい。
　以上の説明の通り、本実施の形態では、電気掃除機６１及びハンドドライヤ９０にモータ駆動装置２を適用した構成例を説明したが、モータ駆動装置２は、モータが搭載された電気機器に適用することができる。モータが搭載された電気機器は、焼却炉、粉砕機、乾燥機、集塵機、印刷機械、クリーニング機械、製菓機械、製茶機械、木工機械、プラスチック押出機、ダンボール機械、包装機械、熱風発生機、ＯＡ機器、電動送風機などである。電動送風機は、物体輸送用、吸塵用、又は一般送排風用の送風手段である。
　以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。
　１　モータ駆動システム、２　モータ駆動装置、３　平滑コンデンサ、１０　電源、１１　単相インバータ、１１－１，１１－２　接続端、１２　単相モータ、１２ａ　ロータ、１２ｂ　ステータ、２０　電圧センサ、２１　位置センサ、２１ａ　位置センサ信号、２５　制御部、３１　プロセッサ、３２　駆動信号生成部、３２Ａ　信号生成回路、３３　キャリア生成部、３３ａ　キャリア周波数設定部、３４　メモリ、３８　キャリア比較部、３８ａ　絶対値演算部、３８ｂ　除算部、３８ｃ，３８ｄ　乗算部、３８ｅ，３８ｆ　加算部、３８ｇ，３８ｈ　比較部、３８ｉ，３８ｊ　出力反転部、４２　回転速度算出部、４４　進角位相算出部、４５　電圧振幅指令制御部、４５ａ　比較器、４５ｂ　指令調整部、５１，５２，５３，５４　スイッチング素子、５１ａ，５２ａ，５３ａ，５４ａ　ボディダイオード、６１　電気掃除機、６２　延長管、６３　吸込口体、６４，９５　電動送風機、６５　集塵室、６６　操作部、６７　バッテリ、６８，９７　センサ、９０　ハンドドライヤ、９１　ケーシング、９２　手検知センサ、９３　水受け部、９４　ドレン容器、９６　カバー、９８　吸気口、９９　手挿入部、２００　ブートストラップ回路、２０１　ブートダイオード、２０２　ブートコンデンサ、３００　制御電源、４００　高電圧駆動回路、４０１　低電圧駆動回路、６００　半導体基板、６０１，６０３　領域、６０２　酸化絶縁膜、６０４　チャネル。

Claims (10)

  1. 　第１上アームスイッチング素子及び第１下アームスイッチング素子が直列に接続される第１アームと、第２上アームスイッチング素子及び第２下アームスイッチング素子が直列に接続され前記第１アームと並列に接続される第２アームとを有し、直流電源から出力される直流電圧を交流電圧に変換し、前記交流電圧を、モータに印加するモータ印加電圧として出力するインバータを備え、
    　前記交流電圧は、ハイレベル、ローレベル又はゼロレベルの電位をとる電圧であり、
    　前記モータの回転速度を低下させるとき、前記モータ印加電圧の電位がゼロレベルとなる区間が広がるモータ駆動装置。
  2. 　前記モータの回転速度を低下させるとき、前記モータ印加電圧を低下させる請求項１に記載のモータ駆動装置。
  3. 　前記インバータは、前記第１上アームスイッチング素子を駆動する駆動信号を出力する駆動回路と、前記駆動回路の電源電圧を前記駆動回路に与えるブートコンデンサを有するブートストラップ回路とを有し、
    　前記モータの回転速度を低下させるとき、前記第１上アームスイッチング素子及び前記第２上アームスイッチング素子をオフ状態にし、前記第１下アームスイッチング素子及び前記第２下アームスイッチング素子をオン状態にする請求項１に記載のモータ駆動装置。
  4. 　前記直流電圧を検出する電圧センサを備え、
    　前記直流電圧を用いて、前記モータで発生する誘起電圧が前記直流電圧よりも低下したとき、前記インバータの動作が停止する請求項１から３の何れか一項に記載のモータ駆動装置。
  5. 　前記モータが有するロータの回転位置を検出し、検出した前記回転位置を示す回転位置情報を出力する位置センサを備え、
    　前記回転位置情報を用いて、前記モータの回転速度が回転速度閾値を超えたとき、前記モータの回転速度が低下する請求項１から４の何れか一項に記載のモータ駆動装置。
  6. 　前記第１上アームスイッチング素子、前記第１下アームスイッチング素子、前記第２上アームスイッチング素子及び前記第２下アームスイッチング素子の内の少なくとも１つは、ワイドバンドギャップ半導体で構成される請求項３に記載のモータ駆動装置。
  7. 　前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素、窒化ガリウム又はダイヤモンドである請求項６に記載のモータ駆動装置。
  8. 　請求項１から７の何れか一項に記載のモータ駆動装置を備える電動送風機。
  9. 　請求項８に記載の電動送風機を備える電気掃除機。
  10. 　請求項８に記載の電動送風機を備えるハンドドライヤ。
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