JP7462788B2 - モータ駆動装置、電動送風機、電気掃除機及びハンドドライヤ - Google Patents

Description

本開示は、単相モータを位置センサレスで駆動するモータ駆動装置、モータ駆動装置によって駆動される単相モータを搭載した電動送風機、電気掃除機及びハンドドライヤに関する。

従来、多相ブラシレスモータを位置センサレスで起動する場合、インバータが生成する回転磁界に追従してモータが回転するように高周波の電圧を印加する方法がある。また、下記特許文献１には、三相のセンサレスブラシレスモータの起動方法において、１回の通電でロータの初期位置を設定し、設定した初期位置の情報に基づいてロータの回転速度を上昇させ、回転速度が上昇した後に、ロータの位置検出を行う方法が開示されている。

特開平１－３０８１９２号公報

上記の通り、多相モータでは、種々の起動方法が提案されている。一方、単相モータの場合、インバータによる回転磁界が生成できない。このため、ロータ磁極の停止位置によっては、正しい方向に起動できない場合がある。起動の際に、ロータ磁極の停止位置に応じた適切な電圧が印加されない場合、急峻な電流が発生し、単相モータにダメージを与えてしまうおそれがある。また、起動の際に急峻な電流が流れると、過電流遮断機能が働いて、単相モータを停止させてしまう可能性がある。従って、単相モータを位置センサレスで起動する場合、安全且つ確実な起動が求められている。

本開示は、上記に鑑みてなされたものであって、単相モータを位置センサレスで起動する場合において、単相モータを安全且つ確実に起動することができるモータ駆動装置を得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するため、本開示に係るモータ駆動装置は、単相モータを位置センサレスで駆動するモータ駆動装置である。モータ駆動装置は、直流電源と単相モータとの間に配置されるインバータを備える。インバータは、単相モータの起動時において、起動直後の第１の期間に単相モータに第１電圧を印加し、第１電圧の印加後の第２の期間に、第１電圧の極性を反転した第２電圧を印加することで単相モータを起動する。第１の期間と第２の期間との間には、第１電圧の印加を停止する停止期間が存在する。

本開示に係るモータ駆動装置によれば、単相モータを位置センサレスで起動する場合において、単相モータを安全且つ確実に起動することができるという効果を奏する。

実施の形態１に係るモータ駆動装置を含むモータ駆動システムの構成を示すブロック図 実施の形態１における単相モータの構造の説明に供する断面図 図２に示す単相モータを励磁した際のロータ位置の変化を示す図 図２に示す単相モータのトルク特性を示す図 図１に示すインバータの回路図 図５に示すインバータの変形例を示す回路図 図１に示す制御部の機能部位のうちのパルス幅変調（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：ＰＷＭ）信号を生成する機能部位を示すブロック図 図７に示すキャリア比較部の一例を示すブロック図 図８に示すキャリア比較部を用いて動作させたときの要部の波形例を示す図 図７に示すキャリア比較部の他の例を示すブロック図 図１０に示すキャリア比較部を用いて動作させたときの要部の波形例を示す図 図７に示されるキャリア比較部へ入力される進角位相を算出するための機能構成を示すブロック図 実施の形態１における進角位相の算出方法の一例を示す図 図７に示される電圧指令と進角位相との関係の説明に使用する図 実施の形態１における要部の動作説明に使用する図 図２に示す単相モータが停止しているときのロータ位置と実施の形態１における起動制御との関係の説明に使用する図 実施の形態２に係るモータ駆動装置における要部の動作説明に使用する図 実施の形態３に係る電気掃除機の構成図 実施の形態３に係るハンドドライヤの構成図

以下に添付図面を参照し、本開示の実施の形態に係るモータ駆動装置、電動送風機、電気掃除機及びハンドドライヤを図面に基づいて詳細に説明する。

実施の形態１．
図１は、実施の形態１に係るモータ駆動装置２を含むモータ駆動システム１の構成を示すブロック図である。図１に示すモータ駆動システム１は、単相モータ１２と、モータ駆動装置２と、バッテリ１０と、を備える。モータ駆動装置２は、単相モータ１２に交流電力を供給して単相モータ１２を駆動する駆動装置である。バッテリ１０は、モータ駆動装置２に直流電力を供給する直流電源である。

モータ駆動装置２は、インバータ１１と、アナログディジタル変換器３０と、制御部２５と、駆動信号生成部３２とを備える。インバータ１１と単相モータ１２は、２本の接続線１８ａ，１８ｂによって接続されている。

モータ駆動システム１は、電圧検出器２０，２１及び電流検出器２２，２４を備えている。モータ駆動システム１は、ロータ１２ａの回転位置を検出するための位置センサ信号を用いない、いわゆる位置センサレス制御の駆動システムである。

電圧検出器２０は、バッテリ１０からモータ駆動装置２に出力される直流電圧Ｖ_ｄｃを検出する検出器である。直流電圧Ｖ_ｄｃは、バッテリ１０の出力電圧であり、インバータ１１への印加電圧である。

電圧検出器２１は、接続線１８ａ，１８ｂ間に生じる交流電圧Ｖ_ａｃを検出する検出器である。交流電圧Ｖ_ａｃは、インバータ１１が単相モータ１２に印加するモータ印加電圧と、単相モータ１２によって誘起されるモータ誘起電圧とが重畳された電圧である。インバータ１１が動作を停止し、単相モータ１２が回転している場合、モータ誘起電圧が観測される。なお、本稿では、インバータ１１が動作を停止し、インバータ１１が電圧を出力していない状態を「ゲートオフ」と呼ぶ。また、インバータ１１が出力する電圧を、適宜「インバータ出力電圧」と呼ぶ。

電流検出器２２は、モータ電流Ｉ_ｍを検出する検出器である。モータ電流Ｉ_ｍは、インバータ１１と単相モータ１２との間で流出入する交流電流である。モータ電流Ｉ_ｍは、単相モータ１２のステータ１２ｂに巻かれている、図１では不図示の巻線に流れる交流電流に等しい。電流検出器２２には、変流器（Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ：ＣＴ）、又はシャント抵抗を用いて電流を検出する電流検出器を例示できる。

電流検出器２４は、電源電流Ｉ_ｄｃを検出する検出器である。電源電流Ｉ_ｄｃは、バッテリ１０とインバータ１１との間に流れる直流電流である。電流検出器２４としては、図示のようにシャント抵抗を用いる構成が一般的である。電流検出器２４に流れる電源電流Ｉ_ｄｃの検出値は、電圧値に変換されてアナログディジタル変換器３０に入力される。なお、本稿では、電流検出器２４の検出値を適宜「シャント電圧」と呼ぶ。また、電源電流Ｉ_ｄｃの検出値であるシャント電圧は、モータ電流Ｉ_ｍと相関関係がある。即ち、モータ電流Ｉ_ｍが増加すればシャント電圧も増加し、モータ電流Ｉ_ｍが減少すればシャント電圧も減少する。このため、本稿では、シャント電圧を「モータ電流Ｉ_ｍと相関のある物理量」と記載する場合がある。また、本稿では、電流検出器２４を「第１の検出器」と呼び、電流検出器２２を「第２の検出器」と呼ぶ場合がある。

単相モータ１２は、不図示の電動送風機を回転させる回転電機として利用される。電動送風機は、電気掃除機及びハンドドライヤといった装置に搭載される。

インバータ１１は、バッテリ１０から印加される直流電圧Ｖ_ｄｃを交流電圧に変換する電力変換器である。インバータ１１は、変換した交流電圧を単相モータ１２に印加することで、単相モータ１２に交流電力を供給する。

アナログディジタル変換器３０は、アナログデータをディジタルデータに変換する信号変換器である。アナログディジタル変換器３０は、電圧検出器２０によって検出された直流電圧Ｖ_ｄｃの検出値、及び電圧検出器２１によって検出された交流電圧Ｖ_ａｃの検出値をディジタルデータに変換して制御部２５に出力する。また、アナログディジタル変換器３０は、電流検出器２２によって検出されたモータ電流Ｉ_ｍの検出値、及び電流検出器２４によって検出され電源電流Ｉ_ｄｃの検出値をディジタルデータに変換して制御部２５に出力する。

制御部２５は、アナログディジタル変換器３０で変換されたディジタル出力値３０ａと、電圧振幅指令Ｖ＊とに基づいて、ＰＷＭ信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４（以下、適宜「Ｑ１～Ｑ４」と表記）を生成する。電圧振幅指令Ｖ＊については、後述する。

駆動信号生成部３２は、制御部２５から出力されるＰＷＭ信号Ｑ１～Ｑ４に基づいて、インバータ１１内のスイッチング素子を駆動するための駆動信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４（以下、適宜「Ｓ１～Ｓ４」と表記）を生成する。

制御部２５は、プロセッサ３１、キャリア生成部３３及びメモリ３４を有する。プロセッサ３１は、ＰＷＭ制御を行うためのＰＷＭ信号Ｑ１～Ｑ４を生成する。プロセッサ３１は、ＰＷＭ制御及び進角制御に関する各種演算を行う処理部である。プロセッサ３１としては、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）、マイクロプロセッサ、マイコン、マイクロコンピュータ、ＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）、又はシステムＬＳＩ（Ｌａｒｇｅ Ｓｃａｌｅ Ｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ）を例示できる。

メモリ３４には、プロセッサ３１によって読みとられるプログラムが保存される。メモリ３４は、プロセッサ３１が演算処理を行う際の作業領域としても使用される。メモリ３４は、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ）、フラッシュメモリ、ＥＰＲＯＭ（Ｅｒａｓａｂｌｅ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ ＲＯＭ）、ＥＥＰＲＯＭ（登録商標）（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｌｙ ＥＰＲＯＭ）といった不揮発性又は揮発性の半導体メモリが一般的である。キャリア生成部３３の構成の詳細は後述する。

図２は、実施の形態１における単相モータ１２の構造の説明に供する断面図である。図２には、実施の形態で用いる単相モータ１２の一例として、単相の永久磁石ブラシレスモータのロータ１２ａ及びステータ１２ｂの断面形状が示されている。

ロータ１２ａはシャフト１２ｃに嵌合され、図示の矢印方向、即ち反時計回りに回転可能に構成される。ロータ１２ａには、４個の永久磁石が周方向に配列されている。これらの４個の永久磁石は、着磁方向が周方向に交互に反転するように配置され、ロータ１２ａにおける磁極を形成する。なお、実施の形態１では、ロータ１２ａの磁極数が４極の場合を例示するが、ロータ１２ａの磁極数は４極以外でもよい。

ロータ１２ａの周囲には、ステータ１２ｂが配置される。ステータ１２ｂは、４つの分割コア１２ｄが環状に連結されて構成されている。

分割コア１２ｄは、非対称形状のティース１２ｅを有する。ティース１２ｅには、巻線１２ｆが巻回されている。ティース１２ｅは、ロータ１２ａ側に突出する第１先端部１２ｅ１及び第２先端部１２ｅ２を有する。回転方向に対し、回転方向の先にある側が第１先端部１２ｅ１であり、回転方向の後にある側が第２先端部１２ｅ２である。ここで、第１先端部１２ｅ１とロータ１２ａとの距離を「第１ギャップ」と呼び、Ｇ１で表す。また、第２先端部１２ｅ２とロータ１２ａとの距離を「第２ギャップ」と呼び、Ｇ２で表す。第１ギャップＧ１と第２ギャップＧ２との間には、Ｇ１＜Ｇ２の関係がある。

なお、単相モータ１２は、永久磁石をロータ１２ａの表面に配置する（Ｓｕｒｆａｃｅ Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ Ｍａｇｎｅｔ：ＳＰＭ）構造のモータであってもよいし、永久磁石をロータ１２ａの内部に埋め込む磁石埋込型（Ｉｎｔｅｒｉｏｒ Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ Ｍａｇｎｅｔ：ＩＰＭ）構造のモータであってもよい。単相モータ１２がＳＰＭ構造のモータである場合、リラクタンストルクによるトルク脈動を小さくできるという効果がある。また、単相モータ１２がＩＰＭ構造のモータである場合、永久磁石を保持する構造が容易になるという効果がある。

図３は、図２に示す単相モータ１２を励磁した際のロータ位置の変化を示す図である。図４は、図２に示す単相モータ１２のトルク特性を示す図である。図３の上段部には、ロータ１２ａの停止位置が示されている。ロータ１２ａの停止位置において、磁極の中心を表す磁極中心線と、ステータ１２ｂの構造的な中心を表すティース中心線とは、回転方向に対して磁極中心線が先行するようにずれている。これは、単相モータ１２が非対称形状のティース１２ｅを有する構造であるために生ずる。この構造により、図４に示すようなトルク特性が表れる。

図４において、実線で示す曲線Ｋ１はモータトルク、破線で示す曲線Ｋ２はコギングトルクを表している。モータトルクは、ステータ１２ｂの巻線に流れる電流によってロータ１２ａに発生するトルクである。コギングトルクは、ステータ１２ｂの巻線に電流が流れていないときに永久磁石の磁力によってロータ１２ａに発生するトルクである。反時計方向をトルクの正にとる。また、図４の横軸は機械角を表しており、磁極中心線がティース中心線に一致するロータ１２ａの停止位置が機械角０°である。図４に示されるように、機械角０°のときのコギングトルクは正である。このため、ロータ１２ａは反時計方向に回転し、コギングトルクがゼロとなる機械角θ１の位置で停止する。この機械角θ１の位置が、図３の上段部に示す停止位置である。

図２に示す単相モータ１２の場合、ロータ１２ａの停止位置は２箇所ある。停止位置の１つは、上述した図３の上段部に示す停止位置であり、もう１つは図３の下段部に示す停止位置である。巻線１２ｆに直流電圧を印加すると、反時計回りに回転し、図３の中段部に示す励磁中の状態を経て図３の下段部に示す状態で停止する。図３の例の場合、直流電圧の印加によってティース１２ｅに発生する磁力が、対向するロータ１２ａの磁極と同極であるため、回転方向にトルクがかかり、ロータ１２ａは回転する。そして、ある時間が経過し、ティース１２ｅに発生する磁力と、対向するロータ１２ａの磁極とが異極となる図３の下段部の位置で安定的に停止する。

図５は、図１に示すインバータ１１の回路図である。インバータ１１は、ブリッジ接続される複数のスイッチング素子５１，５２，５３，５４（以下、適宜「５１～５４」と表記）を有する。

スイッチング素子５１，５２は、第１のレグであるレグ５Ａを構成する。レグ５Ａは、第１のスイッチング素子であるスイッチング素子５１と、第２のスイッチング素子であるスイッチング素子５２とが直列に接続された直列回路である。

スイッチング素子５３，５４は、第２のレグであるレグ５Ｂを構成する。レグ５Ｂは、第３のスイッチング素子であるスイッチング素子５３と、第４のスイッチング素子であるスイッチング素子５４とが直列に接続された直列回路である。

レグ５Ａ，５Ｂは、高電位側の直流母線１６ａと低電位側の直流母線１６ｂとの間に、互いに並列になるように接続される。これにより、レグ５Ａ，５Ｂは、バッテリ１０の両端に並列に接続される。

スイッチング素子５１，５３は、高電位側に位置し、スイッチング素子５２，５４は、低電位側に位置する。一般的に、インバータ回路では、高電位側は「上アーム」と称され、低電位側は「下アーム」と称される。よって、レグ５Ａのスイッチング素子５１を「上アームの第１のスイッチング素子」と呼び、レグ５Ａのスイッチング素子５２を「下アームの第２のスイッチング素子」と呼ぶ場合がある。同様に、レグ５Ｂのスイッチング素子５３を「上アームの第３のスイッチング素子」と呼び、レグ５Ｂのスイッチング素子５４を「下アームの第４のスイッチング素子」と呼ぶ場合がある。

スイッチング素子５１とスイッチング素子５２との接続端６Ａと、スイッチング素子５３とスイッチング素子５４との接続端６Ｂとは、ブリッジ回路における交流端を構成する。接続端６Ａと接続端６Ｂとの間には、単相モータ１２が接続される。

スイッチング素子５１～５４のそれぞれには、金属酸化膜半導体電界効果型トランジスタであるＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ－Ｏｘｉｄｅ－Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ－Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）が使用される。ＭＯＳＦＥＴは、ＦＥＴ（Ｆｉｅｌｄ－Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）の一例である。

スイッチング素子５１には、スイッチング素子５１のドレインとソースとの間に並列接続されるボディダイオード５１ａが形成される。スイッチング素子５２には、スイッチング素子５２のドレインとソースとの間に並列接続されるボディダイオード５２ａが形成される。スイッチング素子５３には、スイッチング素子５３のドレインとソースとの間に並列接続されるボディダイオード５３ａが形成される。スイッチング素子５４には、スイッチング素子５４のドレインとソースとの間に並列接続されるボディダイオード５４ａが形成される。複数のボディダイオード５１ａ，５２ａ，５３ａ，５４ａのそれぞれは、ＭＯＳＦＥＴの内部に形成される寄生ダイオードであり、還流ダイオードとして使用される。なお、別途の還流ダイオードを接続してもよい。また、ＭＯＳＦＥＴに代えて絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：ＩＧＢＴ）を用いてもよい。

スイッチング素子５１～５４は、シリコン系材料により形成されたＭＯＳＦＥＴに限定されず、炭化珪素、窒化ガリウム、酸化ガリウム又はダイヤモンドといったワイドバンドギャップ（Ｗｉｄｅ Ｂａｎｄ Ｇａｐ：ＷＢＧ）半導体により形成されたＭＯＳＦＥＴでもよい。

一般的にＷＢＧ半導体はシリコン半導体に比べて耐電圧及び耐熱性が高い。そのため、複数のスイッチング素子５１～５４のうちの少なくとも１つにＷＢＧ半導体を用いることにより、スイッチング素子の耐電圧性及び許容電流密度が高くなり、スイッチング素子を組み込んだ半導体モジュールを小型化できる。また、ＷＢＧ半導体は、耐熱性も高い。このため、半導体モジュールで発生した熱を放熱するための放熱部の小型化が可能である。また、半導体モジュールで発生した熱を放熱する放熱構造の簡素化が可能である。

また、図６は、図５に示すインバータ１１の変形例を示す回路図である。図６に示すインバータ１１Ａは、図５に示すインバータ１１の構成において、更にシャント抵抗５５ａ，５５ｂを追加したものである。シャント抵抗５５ａは、レグ５Ａに流れる電流を検出するための検出器であり、シャント抵抗５５ｂは、レグ５Ｂに流れる電流を検出するための検出器である。図６に示すように、シャント抵抗５５ａは、スイッチング素子５２の低電位側の端子と、直流母線１６ｂとの間に接続され、シャント抵抗５５ｂは、スイッチング素子５４の低電位側の端子と直流母線１６ｂとの間に接続されている。シャント抵抗５５ａ，５５ｂを備えるインバータ１１Ａを用いた場合、図１に示す電流検出器２２は、省略することができる。この構成の場合、シャント抵抗５５ａ，５５ｂの検出値は、アナログディジタル変換器３０を介してプロセッサ３１に送られる。プロセッサ３１は、シャント抵抗５５ａ，５５ｂの検出値に基づいて、後述する起動制御を実施する。

なお、シャント抵抗５５ａは、レグ５Ａに流れる電流を検出できるものであればよく、図６のものに限定されない。シャント抵抗５５ａは、直流母線１６ａとスイッチング素子５１の高電位側の端子との間、スイッチング素子５１の低電位側の端子と接続端６Ａとの間、又は接続端６Ａとスイッチング素子５２の高電位側の端子との間に配置されるものであってもよい。同様に、シャント抵抗５５ｂは、直流母線１６ａとスイッチング素子５３の高電位側の端子との間、スイッチング素子５３の低電位側の端子と接続端６Ｂとの間、又は接続端６Ｂとスイッチング素子５４の高電位側の端子との間に配置されるものであってもよい。また、シャント抵抗５５ａ，５５ｂに代え、ＭＯＦＦＥＴのオン抵抗を利用し、オン抵抗の両端に生じる電圧で電流検出を行う構成としてもよい。

図７は、図１に示す制御部２５の機能部位のうちのＰＷＭ信号を生成する機能部位を示すブロック図である。

図７において、キャリア比較部３８には、後述する電圧指令Ｖ_ｍを生成するときに用いる進角制御された進角位相θ_ｖと基準位相θ_ｅとが入力される。基準位相θ_ｅは、ロータ１２ａの基準位置からの角度であるロータ機械角θ_ｍを電気角に換算した位相である。なお、前述したように、実施の形態１に係るモータ駆動装置２は、位置センサからの位置センサ信号を用いない、いわゆる位置センサレス制御の構成である。このため、ロータ機械角θ_ｍ及び基準位相θ_ｅは、演算によって推定される。また、ここで言う「進角位相」とは、電圧指令Ｖ_ｍの「進み角」である「進角」を位相で表したものである。更に、ここで言う「進み角」とは、ステータ１２ｂの巻線１２ｆに印加されるモータ印加電圧と、ステータ１２ｂの巻線１２ｆに誘起されるモータ誘起電圧との間の位相差である。なお、モータ印加電圧がモータ誘起電圧よりも進んでいるときに「進み角」は正の値をとる。

また、キャリア比較部３８には、進角位相θ_ｖと基準位相θ_ｅとに加え、キャリア生成部３３で生成されたキャリアと、直流電圧Ｖ_ｄｃと、電圧指令Ｖ_ｍの振幅値である電圧振幅指令Ｖ＊とが入力される。キャリア比較部３８は、キャリア、進角位相θ_ｖ、基準位相θ_ｅ、直流電圧Ｖ_ｄｃ及び電圧振幅指令Ｖ＊に基づいて、ＰＷＭ信号Ｑ１～Ｑ４を生成する。

図８は、図７に示すキャリア比較部３８の一例を示すブロック図である。図８には、キャリア比較部３８Ａ及びキャリア生成部３３の詳細構成が示されている。

図８において、キャリア生成部３３には、キャリアの周波数であるキャリア周波数ｆ_Ｃ［Ｈｚ］が設定される。キャリア周波数ｆ_Ｃの矢印の先には、キャリア波形の一例として、“０”と“１”との間を上下する三角波キャリアが示される。インバータ１１のＰＷＭ制御には、同期ＰＷＭ制御と非同期ＰＷＭ制御とがある。同期ＰＷＭ制御の場合、進角位相θ_ｖにキャリアを同期させる必要がある。一方、非同期ＰＷＭ制御の場合、進角位相θ_ｖにキャリアを同期させる必要はない。

キャリア比較部３８Ａは、図８に示すように、絶対値演算部３８ａ、除算部３８ｂ、乗算部３８ｃ、乗算部３８ｄ、乗算部３８ｆ、加算部３８ｅ、比較部３８ｇ、比較部３８ｈ、出力反転部３８ｉ及び出力反転部３８ｊを有する。

絶対値演算部３８ａでは、電圧振幅指令Ｖ＊の絶対値｜Ｖ＊｜が演算される。除算部３８ｂでは、絶対値｜Ｖ＊｜が、電圧検出器２０で検出された直流電圧Ｖ_ｄｃによって除算される。図８の構成では、除算部３８ｂの出力が変調率となる。バッテリ１０の出力電圧であるバッテリ電圧は、電流を流し続けることにより変動する。一方、絶対値｜Ｖ＊｜を直流電圧Ｖ_ｄｃで除算することにより、変調率の値を調整し、バッテリ電圧の低下によってモータ印加電圧が低下しないようにできる。

乗算部３８ｃでは、基準位相θ_ｅに進角位相θ_ｖを加えた“θ_ｅ＋θ_ｖ”の正弦値が演算される。演算された“θ_ｅ＋θ_ｖ”の正弦値は、除算部３８ｂの出力である変調率に乗算される。乗算部３８ｄでは、乗算部３８ｃの出力である電圧指令Ｖ_ｍに“１／２”が乗算される。加算部３８ｅでは、乗算部３８ｄの出力に“１／２”が加算される。乗算部３８ｆでは、加算部３８ｅの出力に“－１”が乗算される。加算部３８ｅの出力は、複数のスイッチング素子５１～５４のうち、上アームの２つのスイッチング素子５１，５３を駆動するための正側電圧指令Ｖ_ｍ１として比較部３８ｇに入力され、乗算部３８ｆの出力は、下アームの２つのスイッチング素子５２，５４を駆動するための負側電圧指令Ｖ_ｍ２として比較部３８ｈに入力される。

比較部３８ｇでは、正側電圧指令Ｖ_ｍ１と、キャリアの振幅とが比較される。比較部３８ｇの出力を反転した出力反転部３８ｉの出力は、スイッチング素子５１へのＰＷＭ信号Ｑ１となり、比較部３８ｇの出力は、スイッチング素子５２へのＰＷＭ信号Ｑ２となる。同様に、比較部３８ｈでは、負側電圧指令Ｖ_ｍ２と、キャリアの振幅とが比較される。比較部３８ｈの出力を反転した出力反転部３８ｊの出力は、スイッチング素子５３へのＰＷＭ信号Ｑ３となり、比較部３８ｈの出力は、スイッチング素子５４へのＰＷＭ信号Ｑ４となる。出力反転部３８ｉにより、スイッチング素子５１とスイッチング素子５２とが同時にオンされることはなく、出力反転部３８ｊにより、スイッチング素子５３とスイッチング素子５４とが同時にオンされることはない。

図９は、図８に示すキャリア比較部３８Ａを用いて動作させたときの要部の波形例を示す図である。図９には、加算部３８ｅから出力される正側電圧指令Ｖ_ｍ１の波形と、乗算部３８ｆから出力される負側電圧指令Ｖ_ｍ２の波形と、ＰＷＭ信号Ｑ１～Ｑ４の波形と、インバータ出力電圧の波形とが示されている。

ＰＷＭ信号Ｑ１は、正側電圧指令Ｖ_ｍ１がキャリアよりも大きいときに“ロー（Ｌｏｗ）”となり、正側電圧指令Ｖ_ｍ１がキャリアよりも小さいときに“ハイ（Ｈｉｇｈ）”となる。ＰＷＭ信号Ｑ２は、ＰＷＭ信号Ｑ１の反転信号である。ＰＷＭ信号Ｑ３は、負側電圧指令Ｖ_ｍ２がキャリアよりも大きいときに“ロー（Ｌｏｗ）”となり、負側電圧指令Ｖ_ｍ２がキャリアよりも小さいときに“ハイ（Ｈｉｇｈ）”となる。ＰＷＭ信号Ｑ４は、ＰＷＭ信号Ｑ３の反転信号である。このように、図８に示される回路は、“ローアクティブ（Ｌｏｗ Ａｃｔｉｖｅ）”で構成されているが、それぞれの信号が逆の値となる“ハイアクティブ（Ｈｉｇｈ Ａｃｔｉｖｅ）”で構成されていてもよい。

インバータ出力電圧の波形は、図９に示されるように、ＰＷＭ信号Ｑ１とＰＷＭ信号Ｑ４との差電圧による電圧パルスと、ＰＷＭ信号Ｑ３とＰＷＭ信号Ｑ２との差電圧による電圧パルスとが表れる。これらの電圧パルスが、モータ印加電圧として、単相モータ１２に印加される。

ＰＷＭ信号Ｑ１～Ｑ４を生成する際に使用する変調方式としては、バイポーラ変調と、ユニポーラ変調とが知られている。バイポーラ変調は、電圧指令Ｖ_ｍの１周期ごとに正又は負の電位で変化する電圧パルスを出力する変調方式である。ユニポーラ変調は、電圧指令Ｖ_ｍの１周期ごとに３つの電位で変化する電圧パルス、即ち正の電位と負の電位と零の電位とに変化する電圧パルスを出力する変調方式である。図９に示される波形は、ユニポーラ変調によるものである。実施の形態１に係るモータ駆動装置２においては、何れの変調方式を用いてもよい。なお、モータ電流波形をより正弦波に制御する必要がある用途では、バイポーラ変調よりも、高調波含有率が少ないユニポーラ変調を採用することが好ましい。

また、図９に示される波形は、電圧指令Ｖ_ｍの半周期Ｔ／２の期間において、レグ５Ａを構成するスイッチング素子５１，５２と、レグ５Ｂを構成するスイッチング素子５３，５４の４つのスイッチング素子をスイッチング動作させる方式によって得られる。この方式は、正側電圧指令Ｖ_ｍ１と負側電圧指令Ｖ_ｍ２の双方でスイッチング動作させることから、「両側ＰＷＭ」と呼ばれる。これに対し、電圧指令Ｖ_ｍの１周期Ｔのうちの一方の半周期では、スイッチング素子５１，５２のスイッチング動作を休止させ、電圧指令Ｖ_ｍの１周期Ｔのうちの他方の半周期では、スイッチング素子５３，５４のスイッチング動作を休止させる方式もある。この方式は、「片側ＰＷＭ」と呼ばれる。以下、「片側ＰＷＭ」について説明する。なお、以下の説明において、両側ＰＷＭで動作させる動作モードを「両側ＰＷＭモード」と呼び、片側ＰＷＭで動作させる動作モードを「片側ＰＷＭモード」と呼ぶ。また、「両側ＰＷＭ」によるＰＷＭ信号を「両側ＰＷＭ信号」と呼び、「片側ＰＷＭ」によるＰＷＭ信号を「片側ＰＷＭ信号」と呼ぶ場合がある。

図１０は、図７に示すキャリア比較部３８の他の例を示すブロック図である。図１０には、片側ＰＷＭ信号の生成回路の一例が示され、具体的には、キャリア比較部３８Ｂ及びキャリア生成部３３の詳細構成が示されている。なお、図１０に示されるキャリア生成部３３の構成は、図８に示されるものと同一又は同等である。また、図１０に示されるキャリア比較部３８Ｂの構成において、図８に示されるキャリア比較部３８Ａと同一又は同等の構成部には同一の符号を付して示している。

キャリア比較部３８Ｂは、図１０に示されるように、絶対値演算部３８ａ、除算部３８ｂ、乗算部３８ｃ、乗算部３８ｋ、加算部３８ｍ、加算部３８ｎ、比較部３８ｇ、比較部３８ｈ、出力反転部３８ｉ及び出力反転部３８ｊを有する。

絶対値演算部３８ａでは、電圧振幅指令Ｖ*の絶対値｜Ｖ*｜が演算される。除算部３８ｂでは、絶対値｜Ｖ*｜が、電圧検出器２０で検出された直流電圧Ｖ_ｄｃによって除算される。図１０の構成でも、除算部３８ｂの出力が変調率となる。

乗算部３８ｃでは、基準位相θ_ｅに進角位相θ_ｖを加えた“θ_ｅ＋θ_ｖ”の正弦値が演算される。演算された“θ_ｅ＋θ_ｖ”の正弦値は、除算部３８ｂの出力である変調率に乗算される。乗算部３８ｋでは、乗算部３８ｃの出力である電圧指令Ｖ_ｍに“－１”が乗算される。加算部３８ｍでは、乗算部３８ｃの出力である電圧指令Ｖ_ｍに“１”が加算される。加算部３８ｎでは、乗算部３８ｋの出力、即ち電圧指令Ｖ_ｍの反転出力に“１”が加算される。加算部３８ｍの出力は、複数のスイッチング素子５１～５４のうち、上アームの２つのスイッチング素子５１，５３を駆動するための第１電圧指令Ｖ_ｍ３として比較部３８ｇに入力される。加算部３８ｎの出力は、下アームの２つのスイッチング素子５２，５４を駆動するための第２電圧指令Ｖ_ｍ４として比較部３８ｈに入力される。

比較部３８ｇでは、第１電圧指令Ｖ_ｍ３と、キャリアの振幅とが比較される。比較部３８ｇの出力を反転した出力反転部３８ｉの出力は、スイッチング素子５１へのＰＷＭ信号Ｑ１となり、比較部３８ｇの出力は、スイッチング素子５２へのＰＷＭ信号Ｑ２となる。同様に、比較部３８ｈでは、第２電圧指令Ｖ_ｍ４と、キャリアの振幅とが比較される。比較部３８ｈの出力を反転した出力反転部３８ｊの出力は、スイッチング素子５３へのＰＷＭ信号Ｑ３となり、比較部３８ｈの出力は、スイッチング素子５４へのＰＷＭ信号Ｑ４となる。出力反転部３８ｉにより、スイッチング素子５１とスイッチング素子５２とが同時にオンされることはなく、出力反転部３８ｊにより、スイッチング素子５３とスイッチング素子５４とが同時にオンされることはない。

図１１は、図１０に示すキャリア比較部３８Ｂを用いて動作させたときの要部の波形例を示す図である。図１１には、加算部３８ｍから出力される第１電圧指令Ｖ_ｍ３の波形と、加算部３８ｎから出力される第２電圧指令Ｖ_ｍ４の波形と、ＰＷＭ信号Ｑ１～Ｑ４の波形と、インバータ出力電圧の波形とが示されている。なお、図１１では、便宜的に、キャリアのピーク値よりも振幅値が大きくなる第１電圧指令Ｖ_ｍ３の波形部分と、キャリアのピーク値よりも振幅値が大きくなる第２電圧指令Ｖ_ｍ４の波形部分は、フラットな直線で表されている。

ＰＷＭ信号Ｑ１は、第１電圧指令Ｖ_ｍ３がキャリアよりも大きいときに“ロー（Ｌｏｗ）”となり、第１電圧指令Ｖ_ｍ３がキャリアよりも小さいときに“ハイ（Ｈｉｇｈ）”となる。ＰＷＭ信号Ｑ２は、ＰＷＭ信号Ｑ１の反転信号である。ＰＷＭ信号Ｑ３は、第２電圧指令Ｖ_ｍ４がキャリアよりも大きいときに“ロー（Ｌｏｗ）”となり、第２電圧指令Ｖ_ｍ４がキャリアよりも小さいときに“ハイ（Ｈｉｇｈ）”となる。ＰＷＭ信号Ｑ４は、ＰＷＭ信号Ｑ３の反転信号である。このように、図１０に示される回路は、“ローアクティブ（Ｌｏｗ Ａｃｔｉｖｅ）”で構成されているが、それぞれの信号が逆の値となる“ハイアクティブ（Ｈｉｇｈ Ａｃｔｉｖｅ）”で構成されていてもよい。

インバータ出力電圧の波形は、図１１に示されるように、ＰＷＭ信号Ｑ１とＰＷＭ信号Ｑ４との差電圧による電圧パルスと、ＰＷＭ信号Ｑ３とＰＷＭ信号Ｑ２との差電圧による電圧パルスとが表れる。これらの電圧パルスが、モータ印加電圧として、単相モータ１２に印加される。

図１１に示される波形では、電圧指令Ｖ_ｍの１周期Ｔのうちの一方の半周期では、スイッチング素子５１，５２のスイッチング動作が休止し、電圧指令Ｖ_ｍの１周期Ｔのうちの他方の半周期では、スイッチング素子５３，５４のスイッチング動作が休止している。

また、図１１に示される波形では、電圧指令Ｖ_ｍの１周期Ｔのうちの一方の半周期では、スイッチング素子５２は常時オン状態となるように制御され、電圧指令Ｖ_ｍの１周期Ｔのうちの他方の半周期では、スイッチング素子５４は常時オン状態となるように制御される。なお、図１１は一例であり、一方の半周期では、スイッチング素子５１が常時オン状態となるように制御され、他方の半周期では、スイッチング素子５３が常時オン状態となるように制御される場合も有り得る。即ち、図１１に示される波形には、電圧指令Ｖ_ｍの半周期において、スイッチング素子５１～５４のうちの少なくとも１つがオン状態となるように制御されるという特徴がある。

また、図１１において、インバータ出力電圧の波形は、電圧指令Ｖ_ｍの１周期ごとに３つの電位で変化するユニポーラ変調となる。前述の通り、ユニポーラ変調に代えてバイポーラ変調を用いてもよいが、モータ電流波形をより正弦波に制御する必要がある用途では、ユニポーラ変調を採用することが好ましい。

次に、実施の形態１における進角制御について、図１２から図１４の図面を参照して説明する。図１２は、図７に示されるキャリア比較部３８へ入力される進角位相θ_ｖを算出するための機能構成を示すブロック図である。図１３は、実施の形態１における進角位相θ_ｖの算出方法の一例を示す図である。図１４は、図７に示される電圧指令Ｖ_ｍと進角位相θ_ｖとの関係の説明に使用する図である。

進角位相θ_ｖの算出機能は、図１２に示されるように、回転速度算出部４２と、進角位相算出部４４とによって実現できる。回転速度算出部４２は、電流検出器２２によって検出されたモータ電流Ｉ_ｍの検出値に基づいて単相モータ１２の回転速度ωを算出する。また、回転速度算出部４２は、モータ電流Ｉ_ｍの検出値に基づいて、ロータ機械角θ_ｍを算出すると共に、ロータ機械角θ_ｍを電気角に換算した基準位相θ_ｅを算出する。

ここで、図１４の最上段部には、ロータ１２ａの位置が信号レベルで表されている。最上段部の波形において、信号が「Ｈ」から「Ｌ」に立ち下がるエッジの部分がロータ１２ａの基準位置とされており、この基準位置がロータ機械角θ_ｍの「０°」に設定されている。また、ロータ機械角θ_ｍを表す数値列の下部には、ロータ機械角θ_ｍを電気角に換算した位相である基準位相θ_ｅが示されている。進角位相算出部４４は、回転速度算出部４２が算出した回転速度ω及び基準位相θ_ｅに基づいて、進角位相θ_ｖを算出する。

図１３の横軸には回転速度Ｎが示され、図１３の縦軸には進角位相θ_ｖが示されている。図１３に示されるように、進角位相θ_ｖは、回転速度Ｎの増加に対して進角位相θ_ｖが増加する関数を用いて決定することができる。図１３の例では、１次の線形関数により進角位相θ_ｖを決定しているが、１次の線形関数に限定されない。回転速度Ｎの増加に応じて進角位相θ_ｖが同じか、もしくは大きくなる関係であれば、１次の線形関数以外の関数を用いてもよい。

図１４の中段部には、「例１」及び「例２」として、２つの電圧指令Ｖ_ｍの波形例が示されている。また、図１４の最下段部には、ロータ１２ａが時計方向に回転したときのロータ機械角θ_ｍが０°、４５°、９０°、１３５°及び１８０°である状態が示されている。単相モータ１２のロータ１２ａには４つの磁石が図示され、ロータ１２ａの外周には４つのティース１２ｅが図示されている。ロータ１２ａが時計方向に回転した場合、モータ電流Ｉ_ｍの検出値に基づいてロータ機械角θ_ｍが推定され、推定されたロータ機械角θ_ｍに基づいて、電気角に換算した基準位相θ_ｅが算出される。

図１４の中段部において、「例１」として示される電圧指令Ｖ_ｍは、進角位相θ_ｖ＝０の場合の電圧指令である。進角位相θ_ｖ＝０の場合、基準位相θ_ｅと同相の電圧指令Ｖ_ｍが出力される。なお、このときの電圧指令Ｖ_ｍの振幅は、前述した電圧振幅指令Ｖ＊に基づいて決定される。

また、図１４の中段部において、「例２」として示される電圧指令Ｖ_ｍは、進角位相θ_ｖ＝π／４の場合の電圧指令である。進角位相θ_ｖ＝π／４の場合、基準位相θ_ｅから進角位相θ_ｖの成分であるπ／４進めた電圧指令Ｖ_ｍが出力される。

次に、実施の形態１に係るモータ駆動装置２の駆動制御の要点である単相モータ１２の起動制御について、図１５及び図１６を参照して説明する。図１５は、実施の形態１における要部の動作説明に使用する図である。図１６は、図２に示す単相モータが停止しているときのロータ位置と実施の形態１における起動制御との関係の説明に使用する図である。なお、上述の図２、図３及び下述の図１６は、非対称形状のティース１２ｅを有する単相モータ１２を駆動対象とする例であるが、駆動対象の単相モータは、図２、図３及び図１６の構造のものに限定されない。即ち、実施の形態１の手法は、ティース１２ｅが非対称形状である場合に限定されず、ティース１２ｅが対称形状である場合においても適用可能である。

図１５において、上段部にはモータ印加電圧又はモータ誘起電圧の波形が示され、中段部にはモータ電流の波形が示されている。また、下段部には、シャント電圧の波形が示されている。

第１の期間では、図１５の上段部に示されるように、負の極性の電圧が印加される。本稿では、この極性の電圧を「第１電圧」と呼ぶ。第１の期間は、起動直後から始まる。なお、図１５では、第１電圧が１パルスの電圧である場合を例示しているが、これに限定されない。第１電圧は、ＰＷＭ制御された複数のパルス列の電圧でもよい。

ティースが非対称形状であるか否かに関わらず、位置センサレスで駆動される単相モータの場合、ロータ１２ａの停止位置は一意に定まらない。従って、ある極性の第１電圧を印加した場合、その極性が正通電の場合（図１６のパターン１）と、その極性が逆通電の場合（図１６のパターン２，３）との２通りがある。正通電は、第１電圧の極性が意図する回転方向にロータ１２ａを回転させる極性であることを意味し、逆通電は、第１電圧の極性が意図しない回転方向にロータ１２ａを回転させる極性であることを意味する。図１５の例は、パターン２の場合を示している。

まず、ロータ１２ａの停止位置がパターン１の場合、第１電圧の極性は、意図する正通電の極性である。このため、モータ電流及びシャント電圧の増加率は、図１５に示されるものよりも小さくなる。また、この場合、モータ印加電圧は、シャント電圧が第１の閾値に到達する前に極性が反転される。従って、単相モータ１２は、問題なく回転する。

なお、モータ印加電圧の極性を切り替えるタイミングは、単相モータ１２に付与する回転速度の指令値に基づいて決定することができる。また、単相モータ１２の回転中は、電圧検出器２１によって検出されるモータ誘起電圧に基づいて回転速度を演算し、演算した回転速度に基づいて切り替えタイミングを決定することができる。

一方、ロータ１２ａの停止位置がパターン２の場合、第１電圧の極性は、意図しない逆通電の極性である。このため、モータ電流及びシャント電圧の波形は、図１５に示されるように直線的に減少又は増加する。そこで、シャント電圧が第１の閾値に到達すると、インバータ１１はゲートオフする。これにより、単相モータ１２に対する第１電圧の印加は停止される。

インバータ１１がゲートオフした直後は、単相モータ１２に流れていた電流がモータインダクタンス成分の影響により流れ続けようとする。このとき、単相モータ１２からバッテリ１０に向かって回生電流が流れる。本稿では、この回生電流が流れる期間を「回生期間」と呼ぶ。図１５では、回生期間における各波形を縦長の楕円で囲んでいる。

図１５に示すように、回生期間においては、回生電流によって、モータ印加電圧とは逆極性の電圧が発生するので、単相モータ１２に誘起されるモータ誘起電圧が検出できない。このため、回生期間よりも長い「インバータ出力停止期間」が設けられている。インバータ出力停止期間は、第１電圧の印加を停止する期間であり、シャント電圧が第１の閾値に到達した直後から開始される。モータ誘起電圧は、電圧検出器２１によって検出することができる。

なお、モータ誘起電圧を電圧検出器２１にて直接検出する手法に代え、電圧検出器２０の検出値、又は電流検出器２４の検出値に基づいてモータ誘起電圧を算出してもよい。なお、電圧検出器２０の検出値を用いる場合には、バッテリ１０の出力電圧をゼロにする制御手段、又はバッテリ１０とインバータ１１との間の電気的接続を切り離す機構が必要である。

インバータ出力停止期間が終了すると、図１５に示す第２の期間に移行する。第２の期間において、インバータ１１は、第１の期間に印加された第１電圧とは逆極性の電圧を単相モータ１２に印加する。本稿では、この逆極性の電圧を「第２電圧」と呼ぶ。なお、図１５では、第２電圧が１パルスの電圧である場合を例示しているが、これに限定されない。第２電圧は、ＰＷＭ制御された複数のパルス列の電圧でもよい。

第２電圧の極性は、単相モータ１２を意図する回転方向である第１の方向に回転させる極性の電圧である。第２電圧によって、単相モータ１２には、第１の方向に回転する回転トルクが付与される。これ以降、インバータ１１は、シャント電圧が第１の閾値に到達する都度、単相モータ１２に印加する電圧の極性を反転する。

なお、図１５には、第２の期間において、シャント電圧の値が増加から減少に転じ、且つ、第１の閾値よりも小さな第１の頂部を有する波形が観測される。この特徴は、図２に示すような非対称形状のティース１２ｅを有する単相モータ１２に現れる特徴である。実施の形態１では、この特徴を利用した起動制御は、特には行わない。この特徴を利用した起動制御は、実施の形態２で説明する。

次に、実施の形態１における起動制御において、図１５に示すようなインバータ出力停止期間を設ける意義について説明する。

前述したように、実施の形態１の起動制御では、単相モータ１２の起動時における第１の期間に単相モータ１２に第１電圧を印加する。そして、シャント電圧が第１の閾値に到達したときに、第１電圧の印加を停止する。第１電圧の印加を停止することで、ロータ磁極の停止位置を把握することができる。このように、インバータ停止期間を設けることで、ロータ磁極の停止位置を一意に決定することが可能となる。

特に、単相モータ１２が非対称形状のティース１２ｅを有する構造である場合、コギングトルクにより、ロータ１２ａは、特定の方向にずれた位置で安定的に停止する。このため、実施の形態１の制御手法は、この種のモータに好適に用いることができる。

なお、第１の閾値が大き過ぎる場合、図１６のパターン３に示されるように、通電後のロータ位置がパターン２よりも逆通電の方向にずれた状態で停止してしまうおそれがある。この状態で、極性を反転した電圧を印加した場合、単相モータ１２が逆通電の方向、即ち意図する方向とは反対の第２の方向に回転してしまうおそれがある。このため、第１の閾値は、単相モータ１２が意図しない第２の方向に回転しないように、適切に設定する必要がある。

また、第１の閾値が小さ過ぎる場合、ステータ１２ｂの巻線１２ｆによって発生する回転トルクが小さい状態でモータ印加電圧を切り替えることになる。この場合、負荷トルクが大きいと、負荷に充分な回転トルクを与えることができない可能性がある。このため、第１の閾値は、単相モータ１２が負荷に充分な回転トルクを与えることができるように、適切に設定する必要がある。

以上説明したように、実施の形態１に係るモータ駆動装置によれば、インバータは、単相モータの起動時において、第１の期間に単相モータに第１電圧を印加し、第１電圧の印加後の第２の期間に、第１電圧の極性を反転した第２電圧を印加する。第１の期間と第２の期間との間には、第１電圧の印加を停止する停止期間を設ける。このような制御により、単相モータを位置センサレスで起動する場合において、単相モータを安全且つ確実に起動することが可能となる。また、停止区間を設けることで、ロータ磁極が安定停止点付近に位置するように制御することができる。これにより、コギングトルクが大きい単相モータにおいても、安定した駆動が可能となる。

また、実施の形態１に係るモータ駆動装置によれば、停止期間は、モータ電流と相関のある物理量が第１の閾値に到達した後に開始されるように設定する。なお、モータ電流と相関のある物理量は、第１の電流検出器によって検出することができる。本制御をハードウェアにて実現する際には、少ない回路規模で実装することができる。これにより、制御基板を小型化、軽量化することが可能となる。また、本制御をソフトウェアにて実現する場合、少ないソースコードの追加で済むため、安価なマイコンでも実装可能である。このため、コスト増を抑制できるという効果が得られる。

実施の形態２．
次に、実施の形態２に係るモータ駆動装置における起動制御について説明する。なお、実施の形態２に係るモータ駆動装置の構成は、実施の形態１に係るモータ駆動装置２の構成と同じである。実施の形態２では、実施の形態１と異なる部分を中心に説明し、重複する内容の説明は、適宜省略する。

図１７は、実施の形態２に係るモータ駆動装置２における要部の動作説明に使用する図である。図１７において、上段部にはモータ印加電圧又はモータ誘起電圧の波形が示され、中段部にはモータ電流の波形が示されている。また、下段部には、シャント電圧の波形が示されている。

図１７において、第１の期間、第２の期間及びインバータ出力停止区間の定義は、実施の形態１と同じである。また、第１電圧、第２電圧及び第１の閾値の定義も実施の形態１と同じである。

ロータ１２ａの停止位置がパターン１の場合、実施の形態１と同様に、正通電の極性である第１電圧を印加することで、単相モータ１２を円滑に駆動することができる。

また、ロータ１２ａの停止位置がパターン２の場合、インバータ１１は、単相モータ１２に第１電圧を印加し、シャント電圧が第１の閾値に到達した際に第１電圧の印加を停止する。そして、第１電圧の印加停止は、インバータ出力停止期間において継続する。インバータ出力停止期間が終了すると、第２の期間に移行する。第２の期間が始まると、インバータ１１は、単相モータ１２に第２電圧を印加する。ここまでの動作は、実施の形態１と同じである。

実施の形態２では、前述した第１の頂部、即ちシャント電圧の値が増加から減少に転じる最初の頂部のレベルを検出し、その検出レベルを第２の閾値として設定する。なお、第１の頂部の発生位置及びレベルは、ロータ１２ａに発生する回転トルクと、ロータ１２ａの回転によって発生するモータ誘起電圧とによって決まる。

インバータ１１は、第２の閾値の設定後に、シャント電圧が第２の閾値に到達した際に第２電圧の極性を反転する。これ以降、インバータ１１は、シャント電圧が第２の閾値に到達する都度、単相モータ１２に印加する電圧の極性を反転する。これにより、ロータ１２ａに回転トルクを継続して付与できるので、単相モータ１２を円滑に駆動することができる。

第１の頂部は、電流変化率であるｄｉ／ｄｔの値が小さい。このため、電流検出のサンプリング間隔を小さくせず、少ないサンプリング数であっても、閾値の設定精度の低下を抑制できるという利点がある。なお、第１の頂部の現れ方は、単相モータ１２の特性、単相モータ１２に接続される負荷の特性等に依存するので、第２の閾値は、第２の期間ごと、即ちモータ印加電圧の極性が反転する都度、リセットされ且つ再設定されることが好ましい。

以上説明したように、実施の形態２に係るモータ駆動装置によれば、インバータは、単相モータの起動時において、第１の期間に単相モータに第１電圧を印加し、第１電圧の印加後の第２の期間に、第１電圧の極性を反転した第２電圧を印加する。第１の期間と第２の期間との間には、第１電圧の印加を停止する停止期間を設ける。そして、第２電圧の印加後に第１の閾値よりも小さな値の第２の閾値を設定する。インバータは、第２の閾値の設定後にシャント電圧が第２の閾値に到達した際に第２電圧の極性を反転する。以降、シャント電圧が第２の閾値に到達する都度、単相モータに印加する電圧の極性を反転する。このような制御により、実施の形態１の効果に加え、電源電圧の変動が大きい場合、又は単相モータのモータ定数にばらつきが発生した場合においても、安定した起動を実現できるという効果が得られる。

次に、実施の形態１，２に共通する事項として、単相モータ１２を位置センサレスで駆動することによる効果について説明する。

まず、適用例が電気掃除機であり、位置センサとして磁極位置センサが用いられる場合、ロータに具備される永久磁石と、磁極位置センサを備えた基板との距離が近くなる。この場合、羽根で発生させた風の流れを妨げる位置に基板を配置することとなり、風路の圧力損失を増大させてしまう。圧力損失の増大は、電気掃除機の吸い込み仕事率を悪化させ、吸引力を低下させてしまう要因となる。

これに対し、位置センサレスでは、位置センサを備えないことから基板配置の自由度が増えるので、基板を風路に対し平行に配置することができる。これにより、基板が風路を遮断しないので、風路の圧力損失を抑制し、吸引力を向上させることができる。その結果、電気掃除機の吸い込み仕事率を向上させることが可能となる。

また、適用例が電動送風機である場合において、電動送風機が吸引した気体に水分が多く含まれている場合、基板に直接衝突する水分量が多くなる。この場合、基板に電圧を印加した際に、電極間をイオン化した金属が移動して短絡が生じるという、イオンマイグレーションの発生が懸念される。更に、塵又は埃が基板に堆積することに起因して発生する短絡が懸念される。この対策として、防湿剤を基板に塗布すること、又は基板を風路から隔離する方法が採られるが、何れも製造コストの増大を招く。

これに対し、位置センサレスでは、位置センサを備えないことから基板配置の自由度が増えるので、風路を避けて基板を配置することができる。これにより、基板に直接衝突する水分量が減少するので、イオンマイグレーションの発生を抑制し、防湿剤の量を低減することができる。また、基板配置の自由度が増加しているので、基板を筺体の外部に配置することで、基板の品質を向上させることができる。

また、位置センサが磁極位置センサである場合、磁極位置を正しく検出するための取り付け作業の精度が要求されると共に、取り付け位置に応じた位置調整作業を実施する必要がある。このため、製造上の管理が難しくなり、設置作業を含めた製造コストの増大を招く。

これに対し、位置センサレスでは、位置センサを取り付ける設置工程、及び取り付け後の調整工程が不要であるので、製造コストの大幅な削減が可能となる。また、位置センサの経年変化による影響が発生しないので、製品の品質を向上させることができる。

更に、位置センサレスでは、位置センサを必要としないため、インバータと単相モータとを分離して構成することができる。これにより、製品適用時の制約を小さくできる。例えば、適用例が水場等で使用する製品である場合、水場等の位置からインバータを隔離して配置することができる。

また、位置センサレスの場合、電流検出器を備えた構成となる。電流検出器は、モータ電流を検出することで、軸ロック又は欠相といったモータ異常を検知可能である。これにより、位置センサが無くても、安全に停止させることができる。

なお、モータ異常を検出するには、例えば第１の閾値よりも大きな値の第３の閾値を設定する。そして、シャント電圧が第３の閾値に到達した場合には、モータ異常と判定する。更に、モータ異常と判定した場合には、インバータの出力を遮断する。このようにすれば、モータ異常を検出して、製品の動作を安全に停止することができる。

実施の形態３．
実施の形態３では、実施の形態１，２で説明したモータ駆動装置２の応用例について説明する。上述したモータ駆動装置２は、例えば電気掃除機に用いることができる。電気掃除機のように、電源の投入直後から直ぐに使用する製品の場合、実施の形態１，２に係るモータ駆動装置２が有する起動時間短縮による効果が大きくなる。

図１８は、実施の形態３に係る電気掃除機６１の構成図である。図１８に示す電気掃除機６１は、いわゆるスティック型の電気掃除機である。図１８において、電気掃除機６１は、図１に示されるバッテリ１０と、図１に示されるモータ駆動装置２と、図１に示される単相モータ１２により駆動される電動送風機６４と、集塵室６５と、センサ６８と、吸込口体６３と、延長管６２と、操作部６６とを備える。

電気掃除機６１を使用するユーザは、操作部６６を持ち、電気掃除機６１を操作する。電気掃除機６１のモータ駆動装置２は、バッテリ１０を電源として電動送風機６４を駆動する。電動送風機６４が駆動されることにより、吸込口体６３からごみの吸込みが行われる。吸込まれたごみは、延長管６２を介して集塵室６５へ集められる。

なお、図１８では、スティック型の電気掃除機を例示したが、スティック型の電気掃除機に限定されるものではない。電動送風機を搭載した電気機器であれば、任意の製品に本開示の技術を適用できる。

また、図１８は、バッテリ１０を電源として用いる構成であるが、これに限定されない。バッテリ１０に代えて、コンセントから供給する交流電源を用いる構成でもよい。

また、上述したモータ駆動装置は、例えばハンドドライヤに用いることができる。ハンドドライヤの場合、手を挿入してから電動送風機を駆動するまでの時間が短い程、ユーザの使用感は向上する。このため、実施の形態１，２に係るモータ駆動装置２が有する起動時間短縮の効果が大いに発揮される。

図１９は、実施の形態３に係るハンドドライヤ９０の構成図である。図１９において、ハンドドライヤ９０は、図１に示されるモータ駆動装置２と、ケーシング９１と、手検知センサ９２と、水受け部９３と、ドレン容器９４と、カバー９６と、センサ９７と、吸気口９８と、図１に示される単相モータ１２により駆動される電動送風機９５とを備える。ここで、センサ９７は、ジャイロセンサ及び人感センサの何れかである。ハンドドライヤ９０では、水受け部９３の上部にある手挿入部９９に手が挿入されることにより、電動送風機９５による送風で水が吹き飛ばされ、吹き飛ばされた水は、水受け部９３で集められた後、ドレン容器９４に溜められる。

上述した電気掃除機６１及びハンドドライヤ９０は、何れも実施の形態１，２に係るモータ駆動装置２を備えた位置センサレスの製品であるため、以下に示す効果が得られる。

まず、位置センサレスの構成の場合、位置センサが無くても起動することができるため、位置センサの材料費、加工費等のコストを削減することができる。また、位置センサが無いため、位置センサの取り付けずれによる性能影響を無くすことができる。これにより、安定した性能を確保することができる。

また、位置センサはセンシティブなセンサであるため、位置センサの設置位置に関して、高精度な取り付け精度が要求される。また、取り付け後に位置センサの取り付け位置に応じた調整が必要になる。これに対し、位置センサレスの構成の場合、位置センサそのものが不要となり、位置センサの調整工程も排除することができる。これにより、製造コストを大幅に削減することができる。また、位置センサの経年変化による影響が発生しないため、製品の品質を向上させることができる。

また、位置センサレスの構成の場合、位置センサが不要であるため、インバータと単相モータとを分離して構成することができる。これにより、製品に対する制約を緩和することが可能となる。例えば、水分の多い水場で使用する製品の場合、製品におけるインバータの搭載位置を水場から遠い箇所に配置することができる。これにより、インバータが故障する可能性を小さくできるので、装置の信頼性を高めることができる。

また、位置センサレスの構成の場合、位置センサに代えて配置した電流検出器により、モータ電流又はインバータ電流を検出することで、軸ロック及び欠相と言ったモータの異常を検知することができる。このため、位置センサが無くても、製品を安全に停止させることができる。

以上の通り、実施の形態１，２に係るモータ駆動装置２を電気掃除機及びハンドドライヤに適用した構成例を説明したが、これらの例に限定されない。モータ駆動装置２は、モータが搭載された電気機器に広く適用することができる。モータが搭載された電気機器の例は、焼却炉、粉砕機、乾燥機、集塵機、印刷機械、クリーニング機械、製菓機械、製茶機械、木工機械、プラスチック押出機、ダンボール機械、包装機械、熱風発生機、ＯＡ機器、及び電動送風機である。電動送風機は、物体輸送用、吸塵用、又は一般送排風用の送風手段である。

なお、以上の実施の形態に示した構成は、一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、実施の形態同士を組み合わせることも可能であるし、要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。

１ モータ駆動システム、２ モータ駆動装置、５Ａ，５Ｂ レグ、６Ａ，６Ｂ 接続端、１０ バッテリ、１１，１１Ａ インバータ、１２ 単相モータ、１２ａ ロータ、１２ｂ ステータ、１２ｃ シャフト、１２ｄ 分割コア、１２ｅ ティース、１２ｅ１ 第１先端部、１２ｅ２ 第２先端部、１２ｆ 巻線、１６ａ，１６ｂ 直流母線、１８ａ，１８ｂ 接続線、２０，２１ 電圧検出器、２２，２４ 電流検出器、２５ 制御部、３０ アナログディジタル変換器、３０ａ ディジタル出力値、３１ プロセッサ、３２ 駆動信号生成部、３３ キャリア生成部、３４ メモリ、３８，３８Ａ，３８Ｂ キャリア比較部、３８ａ 絶対値演算部、３８ｂ 除算部、３８ｃ，３８ｄ，３８ｆ，３８ｋ 乗算部、３８ｅ，３８ｍ，３８ｎ 加算部、３８ｇ，３８ｈ 比較部、３８ｉ，３８ｊ 出力反転部、４２ 回転速度算出部、４４ 進角位置算出部、５１，５２，５３，５４ スイッチング素子、５１ａ，５２ａ，５３ａ，５４ａ ボディダイオード、５５ａ，５５ｂ シャント抵抗、６１ 電気掃除機、６２ 延長管、６３ 吸込口体、６４，９５ 電動送風機、６５ 集塵室、６６ 操作部、６８，９７ センサ、９０ ハンドドライヤ、９１ ケーシング、９２ 手検知センサ、９３ 水受け部、９４ ドレン容器、９６ カバー、９８ 吸気口、９９ 手挿入部。

Claims (12)

1. 単相モータを位置センサレスで駆動するモータ駆動装置であって、
   直流電源と前記単相モータとの間に配置されるインバータと、
   前記単相モータに流れる電流と相関のある物理量を検出する検出器と、を備え、
   前記インバータは、前記単相モータの起動時において、起動直後の第１の期間に前記単相モータに第１電圧を印加し、
   前記第１電圧の極性が正通電の極性である場合には、前記単相モータに付与する回転速度の指令値に基づいて前記第１電圧の極性を反転した第２電圧を前記単相モータに印加し、
   前記第１電圧の極性が逆通電の極性である場合には、前記第１電圧の印加後の停止期間を経た後の第２の期間に、前記第２電圧を前記単相モータに印加し、
   前記停止期間は、前記第１電圧の印加を停止する期間であり、前記物理量が第１の閾値に到達した後に開始される
   モータ駆動装置。
2. 前記第２電圧の印加後において、
   前記インバータは、前記物理量が前記第１の閾値に到達する都度、前記単相モータに印加する電圧の極性を反転する
   請求項１に記載のモータ駆動装置。
3. 単相モータを位置センサレスで駆動するモータ駆動装置であって、
   直流電源と前記単相モータとの間に配置されるインバータと、
   前記単相モータに流れる電流と相関のある物理量を検出する検出器と、を備え、
   前記インバータは、前記単相モータの起動時において、起動直後の第１の期間に前記単相モータに第１電圧を印加し、前記第１電圧の印加後の第２の期間に、前記第１電圧の極性を反転した第２電圧を印加し、
   前記第１の期間と前記第２の期間との間には、前記第１電圧の印加を停止する停止期間が存在し、
   前記停止期間は、前記物理量が第１の閾値に到達した後に開始され、
   前記インバータは、前記停止期間の終了後に前記第２電圧を前記単相モータに印加し、
   前記第２電圧の印加後に前記第１の閾値よりも小さな値の第２の閾値が設定され、
   前記インバータは、前記第２の閾値の設定後に前記物理量が前記第２の閾値に到達した際に前記第２電圧の極性を反転する
   モータ駆動装置。
4. 前記第２の閾値は、前記検出器の検出波形が増加から減少に転じる部分の頂部で検出された値に設定される
   請求項３に記載のモータ駆動装置。
5. 前記第２電圧の印加後においては、前記第２の閾値の設定後に前記物理量が前記第２の閾値に到達する都度、前記単相モータに印加する電圧の極性が反転される
   請求項３又は４に記載のモータ駆動装置。
6. 前記第２の閾値は、前記単相モータに印加する電圧の極性が反転される都度、リセットされ且つ再設定される
   請求項５に記載のモータ駆動装置。
7. 前記物理量が前記第１の閾値よりも大きな第３の閾値に到達した際には、前記インバータは動作を停止する
   請求項１から６の何れか１項に記載のモータ駆動装置。
8. 前記インバータは、ブリッジ接続される複数のスイッチング素子を有し、
   複数の前記スイッチング素子のうちの少なくとも１つはワイドバンドギャップ半導体で形成されている
   請求項１から７の何れか１項に記載のモータ駆動装置。
9. 前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素、窒化ガリウム、酸化ガリウム又はダイヤモンドである
   請求項８に記載のモータ駆動装置。
10. 請求項１から９の何れか１項に記載のモータ駆動装置を備えた電動送風機。
11. 請求項１０に記載の電動送風機を備えた電気掃除機。
12. 請求項１０に記載の電動送風機を備えたハンドドライヤ。

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