JP6910538B2 - モータ駆動装置、電気掃除機及び手乾燥機 - Google Patents

Description

本発明は、単相モータを駆動するモータ駆動装置、並びにそれを備えた電気掃除機及び手乾燥機に関する。

単相モータを駆動するモータ駆動装置に関する従来技術として、下記特許文献１がある。特許文献１には、モータを加速する加速モードの期間において、ホールセンサの検出信号に同期した複数パルスの矩形波電圧を印加して、モータ誘起電圧に同期した矩形波状の電流を流す技術が開示されている。

特開２０１５−２６７３号公報

矩形波状の電流には、回転駆動に必要な基本波成分の電流だけでなく高周波成分の電流が重畳する。特許文献１の技術では、モータの加速時において、矩形波状の電流を流すので、基本波成分の電流に重畳した高周波成分の電流によって、振動及び騒音の悪化を招くという課題がある。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、モータの加速時において、振動及び騒音を抑制することができるモータ駆動装置を得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明に係るモータ駆動装置は、単相モータに交流電圧を出力するインバータと、インバータが出力する交流電圧を制御する制御部と、を備える。制御部は、単相モータの起動時及び低速回転域では、インバータに矩形波の電圧を出力させ、単相モータの中速回転域では、インバータに正弦波の電圧を出力させ、単相モータの高速回転域では、インバータに台形波の電圧を出力させる。

本発明に係るモータ駆動装置によれば、モータの加速時において、振動及び騒音を抑制することができるという効果を奏する。

実施の形態に係るモータ駆動装置を含むモータ駆動システムの構成図 図１に示されるインバータの回路構成図 図１に示される制御部の機能部位のうちのパルス幅変調（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：ＰＷＭ）信号を生成する機能部位を示すブロック図 図３に示されるキャリア比較部の一例を示すブロック図 図４に示されるキャリア比較部における要部の波形例を示すタイムチャート 図３に示されるキャリア比較部の他の例を示すブロック図 図６に示されるキャリア比較部における要部の波形例を示すタイムチャート 図４及び図６に示されるキャリア比較部へ入力される進角位相を算出するための機能構成を示すブロック図 実施の形態における進角位相の算出方法の一例を示す図 図４及び図６に示される電圧指令と進角位相との関係の説明に使用するタイムチャート 図１に示される単相モータを回転させる際の起動から低速回転域までの回転域におけるキャリア、電圧指令及びインバータ出力電圧の波形の一例を示す図 図１に示される単相モータを回転させる際の中速回転域におけるキャリア、電圧指令及びインバータ出力電圧の波形の一例を示す図 図１に示される単相モータを回転させる際の高速回転域におけるキャリア、電圧指令及びインバータ出力電圧の波形の一例を示す図 図１に示される単相モータの等価回路を示す図 実施の形態における矩形波ＰＷＭ、正弦波ＰＷＭ及び台形波ＰＷＭにおける逆起電圧とインバータ出力電圧との間の位相差の説明に使用する図 実施の形態における矩形波ＰＷＭから正弦波ＰＷＭへの切り替時の動作説明に使用するタイムチャート 図１に示される単相モータに発生するブレーキトルクと回転速度との関係を示す図 図１に示される単相モータに流れるブレーキ電流の時間変化を示す図 電圧制限前の電圧指令の振幅とインバータ出力電圧の基本波成分との関係を示す図 実施の形態に係るモータ駆動装置を備えた電気掃除機の構成図 実施の形態に係るモータ駆動装置を備えた手乾燥機の構成図

以下に添付図面を参照し、本発明の実施の形態に係るモータ駆動装置、電気掃除機及び手乾燥機について詳細に説明する。なお、以下の実施の形態により、本発明が限定されるものではない。また、以下では、電気的な接続と物理的な接続とを区別せずに、単に「接続」と称して説明する。

実施の形態．
図１は、実施の形態に係るモータ駆動装置２を含むモータ駆動システム１の構成図である。図１に示すモータ駆動システム１は、単相モータ１２と、モータ駆動装置２と、バッテリ１０と、電圧センサ２０と、位置センサ２１とを備える。

モータ駆動装置２は、単相モータ１２に交流電力を供給して単相モータ１２を駆動する。バッテリ１０は、モータ駆動装置２に直流電力を供給する直流電源である。電圧センサ２０は、バッテリ１０からモータ駆動装置２に出力される直流電圧Ｖ_ｄｃを検出する。位置センサ２１は、単相モータ１２に内蔵されるロータ１２ａの回転位置であるロータ回転位置を検出する。

単相モータ１２は、不図示の電動送風機を回転させる回転電機として利用される。単相モータ１２及び当該電動送風機は、電気掃除機及び手乾燥機といった装置に搭載される。

なお、本実施の形態では電圧センサ２０が直流電圧Ｖ_ｄｃを検出しているが、電圧センサ２０の検出対象は、バッテリ１０から出力される直流電圧Ｖ_ｄｃに限定されない。電圧センサ２０の検出対象は、モータ駆動装置２の出力電圧であるインバータ出力電圧でもよい。「インバータ出力電圧」は後述する「モータ印加電圧」と同義である。

モータ駆動装置２は、インバータ１１と、制御部２５と、駆動信号生成部３２とを備える。インバータ１１は、単相モータ１２に接続され、単相モータ１２に交流電圧を出力する。制御部２５は、インバータ１１が出力する交流電圧を制御する。インバータ１１は、単相インバータを想定しているが、単相モータを駆動できるものであればよい。

制御部２５には、電圧センサ２０により検出された直流電圧Ｖ_ｄｃと、位置センサ２１から出力された回転位置検出信号である位置センサ信号２１ａと、電圧振幅指令Ｖ*とが入力される。電圧振幅指令Ｖ*は、後述する電圧指令Ｖ_ｍの振幅値である。制御部２５は、直流電圧Ｖ_ｄｃと、位置センサ信号２１ａと、電圧振幅指令Ｖ*とに基づいて、ＰＷＭ信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４を生成する。

駆動信号生成部３２は、制御部２５から出力されたＰＷＭ信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４に基づいてインバータ１１のスイッチング素子を駆動するための駆動信号を生成する。位置センサ信号２１ａは、ロータ１２ａで発生する磁束の方向に応じて変化する二値のディジタル信号である。

制御部２５は、プロセッサ３１、キャリア生成部３３及びメモリ３４を有する。プロセッサ３１は、上述したＰＷＭ信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４を生成する。プロセッサ３１は、ＰＷＭ制御に関する演算処理に加え、進角制御に関する演算処理も行う。後述するキャリア比較部３８、回転速度算出部４２及び進角位相算出部４４の各機能は、プロセッサ３１によって実現される。プロセッサ３１は、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、又はＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）と称されるものでもよい。

メモリ３４には、プロセッサ３１によって読みとられるプログラムが保存される。メモリ３４は、プロセッサ３１が演算処理を行う際の作業領域として使用される。メモリ３４は、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ）、フラッシュメモリ、ＥＰＲＯＭ（Ｅｒａｓａｂｌｅ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ ＲＯＭ）、ＥＥＰＲＯＭ（登録商標）（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｌｙ ＥＰＲＯＭ）といった不揮発性又は揮発性の半導体メモリが一般的である。キャリア生成部３３の構成の詳細は後述する。

駆動信号生成部３２は、プロセッサ３１から出力されたＰＷＭ信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４を、インバータ１１を駆動するための駆動信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４に変換して、インバータ１１に出力する。

単相モータ１２の一例は、ブラシレスモータである。単相モータ１２がブラシレスモータである場合、単相モータ１２のロータ１２ａには、図示しない複数個の永久磁石が周方向に配列される。これらの複数個の永久磁石は、着磁方向が周方向に交互に反転するように配置され、ロータ１２ａの複数個の磁極を形成する。単相モータ１２のステータ１２ｂには図示しない巻線が巻かれている。当該巻線には交流電流が流れる。単相モータ１２の巻線に流れる電流を適宜「モータ電流」と呼ぶ。本実施の形態では、ロータ１２ａの磁極数は４極を想定するが、ロータ１２ａの磁極数は４極以外でもよい。

図２は、図１に示されるインバータ１１の回路構成図である。インバータ１１は、ブリッジ接続された複数のスイッチング素子５１，５２，５３，５４を有する。スイッチング素子５１，５２は第１レグ５Ａを構成する。第１レグ５Ａにおいて、スイッチング素子５１とスイッチング素子５２とは直列に接続される。スイッチング素子５３，５４は第２レグ５Ｂを構成する。第２レグ５Ｂにおいて、スイッチング素子５３とスイッチング素子５４とは直列に接続される。

スイッチング素子５１，５３は、高電位側に位置し、スイッチング素子５２，５４は、低電位側に位置する。インバータ回路では、一般的に、高電位側は「上アーム」と称され、低電位側は「下アーム」と称される。以下の説明において、第１レグ５Ａのスイッチング素子５１を「上アーム第１素子」と呼び、第２レグ５Ｂのスイッチング素子５３を「上アーム第２素子」と呼ぶ場合がある。また、第１レグ５Ａのスイッチング素子５２を「下アーム第１素子」と呼び、第２レグ５Ｂのスイッチング素子５４を「下アーム第２素子」と呼ぶ場合がある。

スイッチング素子５１とスイッチング素子５２との接続点６Ａと、スイッチング素子５３とスイッチング素子５４との接続点６Ｂとは、ブリッジ回路における交流端を構成する。接続点６Ａと接続点６Ｂとの間には、単相モータ１２が接続される。

複数のスイッチング素子５１，５２，５３，５４のそれぞれには、金属酸化膜半導体電界効果型トランジスタであるＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ−Ｏｘｉｄｅ−Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ−Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）が使用される。ＭＯＳＦＥＴは、ＦＥＴ（Ｆｉｅｌｄ−Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）の一例である。

スイッチング素子５１には、スイッチング素子５１のドレインとソースとの間に並列接続されるボディダイオード５１ａが形成される。スイッチング素子５２には、スイッチング素子５２のドレインとソースとの間に並列接続されるボディダイオード５２ａが形成される。スイッチング素子５３には、スイッチング素子５３のドレインとソースとの間に並列接続されるボディダイオード５３ａが形成される。スイッチング素子５４には、スイッチング素子５４のドレインとソースとの間に並列接続されるボディダイオード５４ａが形成される。複数のボディダイオード５１ａ，５２ａ，５３ａ，５４ａのそれぞれは、ＭＯＳＦＥＴの内部に形成される寄生ダイオードであり、還流ダイオードとして使用される。

複数のスイッチング素子５１，５２，５３，５４は、シリコン系材料により形成されたＭＯＳＦＥＴに限定されず、炭化珪素、窒化ガリウム系材料又はダイヤモンドといったワイドバンドギャップ半導体により形成されたＭＯＳＦＥＴでもよい。

一般的にワイドバンドギャップ半導体はシリコン半導体に比べて耐電圧及び耐熱性が高い。そのため、複数のスイッチング素子５１，５２，５３，５４にワイドバンドギャップ半導体を用いることにより、スイッチング素子の耐電圧性及び許容電流密度が高くなり、スイッチング素子を組み込んだ半導体モジュールを小型化できる。またワイドバンドギャップ半導体は、耐熱性も高いため、半導体モジュールで発生した熱を放熱するための放熱部の小型化が可能であり、また半導体モジュールで発生した熱を放熱する放熱構造の簡素化が可能である。

図３は、図１に示される制御部２５の機能部位のうちのＰＷＭ信号を生成する機能部位を示すブロック図である。

図３において、キャリア比較部３８には、後述する電圧指令Ｖ_ｍを生成するときに用いる進角制御された進角位相θ_ｖと基準位相θ_ｅとが入力される。基準位相θ_ｅは、ロータ１２ａの基準位置からの角度であるロータ機械角θ_ｍを電気角に換算した位相である。ここで、「進角位相」とは、電圧指令の「進み角」である「進角」を位相で表したものである。また、ここでいう「進み角」とは、ステータ１２ｂの巻線に印加されるモータ印加電圧と、ステータ１２ｂの巻線に誘起されるモータ誘起電圧との間の位相差である。なお、モータ印加電圧がモータ誘起電圧よりも進んでいるときに「進み角」は正の値をとる。

また、キャリア比較部３８には、進角位相θ_ｖと基準位相θ_ｅとに加え、キャリア生成部３３で生成されたキャリアと、直流電圧Ｖ_ｄｃと、電圧指令Ｖ_ｍの振幅値である電圧振幅指令Ｖ*とが入力される。キャリア比較部３８は、キャリア、進角位相θ_ｖ、基準位相θ_ｅ、直流電圧Ｖ_ｄｃ及び電圧振幅指令Ｖ*に基づいて、ＰＷＭ信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４を生成する。

図４は、図３に示されるキャリア比較部３８の一例を示すブロック図である。図４には、キャリア比較部３８Ａ及びキャリア生成部３３の詳細構成が示されている。

図４において、キャリア生成部３３には、キャリアの周波数であるキャリア周波数ｆ_Ｃ［Ｈｚ］が設定される。キャリア周波数ｆ_Ｃの矢印の先には、キャリア波形の一例として、“０”と“１”との間を上下する三角波キャリアが示される。インバータ１１のＰＷＭ制御には、同期ＰＷＭ制御と非同期ＰＷＭ制御とがある。同期ＰＷＭ制御の場合、進角位相θ_ｖにキャリアを同期させる必要がある。一方、非同期ＰＷＭ制御の場合、進角位相θ_ｖにキャリアを同期させる必要はない。

キャリア比較部３８Ａは、図４に示されるように、絶対値演算部３８ａ、除算部３８ｂ、乗算部３８ｃ、乗算部３８ｄ、乗算部３８ｆ、加算部３８ｅ、比較部３８ｇ、比較部３８ｈ、出力反転部３８ｉ及び出力反転部３８ｊを有する。

絶対値演算部３８ａでは、電圧振幅指令Ｖ*の絶対値｜Ｖ*｜が演算される。除算部３８ｂでは、絶対値｜Ｖ*｜が、電圧センサ２０で検出された直流電圧Ｖ_ｄｃによって除算される。図４の構成では、除算部３８ｂの出力が変調率となる。バッテリ１０の出力電圧であるバッテリ電圧は、電流を流し続けることにより変動する。一方、絶対値｜Ｖ*｜を直流電圧Ｖ_ｄｃで除算することにより、変調率の値を調整し、バッテリ電圧の低下によってモータ印加電圧が低下しないようにできる。

乗算部３８ｃでは、基準位相θ_ｅに進角位相θ_ｖを加えた“θ_ｅ＋θ_ｖ”の正弦値が演算される。演算された“θ_ｅ＋θ_ｖ”の正弦値は、除算部３８ｂの出力である変調率に乗算される。乗算部３８ｄでは、乗算部３８ｃの出力である電圧指令Ｖ_ｍに“１／２”が乗算される。加算部３８ｅでは、乗算部３８ｄの出力に“１／２”が加算される。乗算部３８ｆでは、加算部３８ｅの出力に“−１”が乗算される。加算部３８ｅの出力は、複数のスイッチング素子５１，５２，５３，５４のうち、上アームの２つのスイッチング素子５１，５３を駆動するための正側電圧指令Ｖ_ｍ１として比較部３８ｇに入力され、乗算部３８ｆの出力は、下アームの２つのスイッチング素子５２，５４を駆動するための負側電圧指令Ｖ_ｍ２として比較部３８ｈに入力される。

比較部３８ｇでは、正側電圧指令Ｖ_ｍ１と、キャリアの振幅とが比較される。比較部３８ｇの出力を反転した出力反転部３８ｉの出力は、スイッチング素子５１へのＰＷＭ信号Ｑ１となり、比較部３８ｇの出力は、スイッチング素子５２へのＰＷＭ信号Ｑ２となる。同様に、比較部３８ｈでは、負側電圧指令Ｖ_ｍ２と、キャリアの振幅とが比較される。比較部３８ｈの出力を反転した出力反転部３８ｊの出力は、スイッチング素子５３へのＰＷＭ信号Ｑ３となり、比較部３８ｈの出力は、スイッチング素子５４へのＰＷＭ信号Ｑ４となる。出力反転部３８ｉにより、スイッチング素子５１とスイッチング素子５２とが同時にオンされることはなく、出力反転部３８ｊにより、スイッチング素子５３とスイッチング素子５４とが同時にオンされることはない。

図５は、図４に示されるキャリア比較部３８Ａにおける要部の波形例を示すタイムチャートである。図５には、加算部３８ｅから出力される正側電圧指令Ｖ_ｍ１の波形と、乗算部３８ｆから出力される負側電圧指令Ｖ_ｍ２の波形と、ＰＷＭ信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４の波形と、インバータ出力電圧の波形とが示されている。

ＰＷＭ信号Ｑ１は、正側電圧指令Ｖ_ｍ１がキャリアよりも大きいときに“ロー（Ｌｏｗ）”となり、正側電圧指令Ｖ_ｍ１がキャリアよりも小さいときに“ハイ（Ｈｉｇｈ）”となる。ＰＷＭ信号Ｑ２は、ＰＷＭ信号Ｑ１の反転信号である。ＰＷＭ信号Ｑ３は、負側電圧指令Ｖ_ｍ２がキャリアよりも大きいときに“ロー（Ｌｏｗ）”となり、負側電圧指令Ｖ_ｍ２がキャリアよりも小さいときに“ハイ（Ｈｉｇｈ）”となる。ＰＷＭ信号Ｑ４は、ＰＷＭ信号Ｑ３の反転信号である。このように、図４に示される回路は、“ローアクティブ（Ｌｏｗ Ａｃｔｉｖｅ）”で構成されているが、それぞれの信号が逆の値となる“ハイアクティブ（Ｈｉｇｈ Ａｃｔｉｖｅ）”で構成されていてもよい。

インバータ出力電圧の波形は、図５に示されるように、ＰＷＭ信号Ｑ１とＰＷＭ信号Ｑ４との差電圧による電圧パルスと、ＰＷＭ信号Ｑ３とＰＷＭ信号Ｑ２との差電圧による電圧パルスとが表れる。これらの電圧パルスが、モータ印加電圧として、単相モータ１２に印加される。

ＰＷＭ信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４を生成する際に使用する変調方式としては、バイポーラ変調と、ユニポーラ変調とが知られている。バイポーラ変調は、電圧指令Ｖ_ｍの１周期ごとに正又は負の電位で変化する電圧パルスを出力する変調方式である。ユニポーラ変調は、電圧指令Ｖ_ｍの１周期ごとに３つの電位で変化する電圧パルス、すなわち正の電位と負の電位と零の電位とに変化する電圧パルスを出力する変調方式である。図５に示される波形は、ユニポーラ変調によるものである。本実施の形態のモータ駆動装置２においては、何れの変調方式を用いてもよい。なお、モータ電流波形をより正弦波に制御する必要がある用途では、バイポーラ変調よりも、高調波含有率が少ないユニポーラ変調を採用することが好ましい。

また、図５に示される波形は、電圧指令Ｖ_ｍの半周期Ｔ／２の区間において、第１レグ５Ａを構成するスイッチング素子５１，５２と、第２レグ５Ｂを構成するスイッチング素子５３，５４の４つのスイッチング素子をスイッチング動作させる方式によって得られる。この方式は、正側電圧指令Ｖ_ｍ１と負側電圧指令Ｖ_ｍ２の双方でスイッチング動作させることから、「両側ＰＷＭ」と呼ばれる。これに対し、電圧指令Ｖ_ｍの１周期Ｔのうちの一方の半周期では、スイッチング素子５１，５２のスイッチング動作を休止させ、電圧指令Ｖ_ｍの１周期Ｔのうちの他方の半周期では、スイッチング素子５３，５４のスイッチング動作を休止させる方式もある。この方式は、「片側ＰＷＭ」と呼ばれる。以下、「片側ＰＷＭ」について説明する。

図６は、図３に示されるキャリア比較部３８の他の例を示すブロック図である。図６には、上述した「片側ＰＷＭ」によるＰＷＭ信号の生成回路の一例が示され、具体的には、キャリア比較部３８Ｂ及びキャリア生成部３３の詳細構成が示されている。なお、図６に示されるキャリア生成部３３の構成は、図４に示されるものと同一又は同等である。また、図６に示されるキャリア比較部３８Ｂの構成において、図４に示されるキャリア比較部３８Ａと同一又は同等の構成部には同一の符号を付して示している。

キャリア比較部３８Ｂは、図６に示されるように、絶対値演算部３８ａ、除算部３８ｂ、乗算部３８ｃ、乗算部３８ｋ、加算部３８ｍ、加算部３８ｎ、比較部３８ｇ、比較部３８ｈ、出力反転部３８ｉ及び出力反転部３８ｊを有する。

絶対値演算部３８ａでは、電圧振幅指令Ｖ*の絶対値｜Ｖ*｜が演算される。除算部３８ｂでは、絶対値｜Ｖ*｜が、電圧センサ２０で検出された直流電圧Ｖ_ｄｃによって除算される。図６の構成でも、除算部３８ｂの出力が変調率となる。

乗算部３８ｃでは、基準位相θ_ｅに進角位相θ_ｖを加えた“θ_ｅ＋θ_ｖ”の正弦値が演算される。演算された“θ_ｅ＋θ_ｖ”の正弦値は、除算部３８ｂの出力である変調率に乗算される。乗算部３８ｋでは、乗算部３８ｃの出力である電圧指令Ｖ_ｍに“−１”が乗算される。加算部３８ｍでは、乗算部３８ｃの出力である電圧指令Ｖ_ｍに“１”が加算される。加算部３８ｎでは、乗算部３８ｋの出力、即ち電圧指令Ｖ_ｍの反転出力に“１”が加算される。加算部３８ｍの出力は、複数のスイッチング素子５１，５２，５３，５４のうち、上アームの２つのスイッチング素子５１，５３を駆動するための第１電圧指令Ｖ_ｍ３として比較部３８ｇに入力される。加算部３８ｎの出力は、下アームの２つのスイッチング素子５２，５４を駆動するための第２電圧指令Ｖ_ｍ４として比較部３８ｈに入力される。

比較部３８ｇでは、第１電圧指令Ｖ_ｍ３と、キャリアの振幅とが比較される。比較部３８ｇの出力を反転した出力反転部３８ｉの出力は、スイッチング素子５１へのＰＷＭ信号Ｑ１となり、比較部３８ｇの出力は、スイッチング素子５２へのＰＷＭ信号Ｑ２となる。同様に、比較部３８ｈでは、第２電圧指令Ｖ_ｍ４と、キャリアの振幅とが比較される。比較部３８ｈの出力を反転した出力反転部３８ｊの出力は、スイッチング素子５３へのＰＷＭ信号Ｑ３となり、比較部３８ｈの出力は、スイッチング素子５４へのＰＷＭ信号Ｑ４となる。出力反転部３８ｉにより、スイッチング素子５１とスイッチング素子５２とが同時にオンされることはなく、出力反転部３８ｊにより、スイッチング素子５３とスイッチング素子５４とが同時にオンされることはない。

図７は、図６に示されるキャリア比較部３８Ｂにおける要部の波形例を示すタイムチャートである。図７には、加算部３８ｍから出力される第１電圧指令Ｖ_ｍ３の波形と、加算部３８ｎから出力される第２電圧指令Ｖ_ｍ４の波形と、ＰＷＭ信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４の波形と、モータ印加電圧の波形とが示されている。なお、図７では、便宜的に、キャリアのピーク値よりも振幅値が大きくなる第１電圧指令Ｖ_ｍ３の波形部分と、キャリアのピーク値よりも振幅値が大きくなる第２電圧指令Ｖ_ｍ４の波形部分は、フラットな直線で表されている。

ＰＷＭ信号Ｑ１は、第１電圧指令Ｖ_ｍ３がキャリアよりも大きいときに“ロー（Ｌｏｗ）”となり、第１電圧指令Ｖ_ｍ３がキャリアよりも小さいときに“ハイ（Ｈｉｇｈ）”となる。ＰＷＭ信号Ｑ２は、ＰＷＭ信号Ｑ１の反転信号である。ＰＷＭ信号Ｑ３は、第２電圧指令Ｖ_ｍ４がキャリアよりも大きいときに“ロー（Ｌｏｗ）”となり、第２電圧指令Ｖ_ｍ４がキャリアよりも小さいときに“ハイ（Ｈｉｇｈ）”となる。ＰＷＭ信号Ｑ４は、ＰＷＭ信号Ｑ３の反転信号である。このように、図６に示される回路は、“ローアクティブ（Ｌｏｗ Ａｃｔｉｖｅ）”で構成されているが、それぞれの信号が逆の値となる“ハイアクティブ（Ｈｉｇｈ Ａｃｔｉｖｅ）”で構成されていてもよい。

インバータ出力電圧の波形は、図７に示されるように、ＰＷＭ信号Ｑ１とＰＷＭ信号Ｑ４との差電圧による電圧パルスと、ＰＷＭ信号Ｑ３とＰＷＭ信号Ｑ２との差電圧による電圧パルスとが表れる。これらの電圧パルスが、モータ印加電圧として、単相モータ１２に印加される。

図７に示される波形では、電圧指令Ｖ_ｍの１周期Ｔのうちの一方の半周期では、スイッチング素子５１，５２のスイッチング動作が休止し、電圧指令Ｖ_ｍの１周期Ｔのうちの他方の半周期では、スイッチング素子５３，５４のスイッチング動作が休止している。

また、図７に示されるように、インバータ出力電圧の波形は、電圧指令Ｖ_ｍの１周期ごとに３つの電位で変化するユニポーラ変調となる。前述の通り、ユニポーラ変調に代えてバイポーラ変調を用いてもよいが、モータ電流波形をより正弦波に制御する必要がある用途では、ユニポーラ変調を採用することが好ましい。

次に、本実施の形態における進角制御について、図８から図１０の図面を参照して説明する。図８は、図４に示されるキャリア比較部３８Ａ、及び図６に示されるキャリア比較部３８Ｂへ入力される進角位相θ_ｖを算出するための機能構成を示すブロック図である。図９は、実施の形態における進角位相θ_ｖの算出方法の一例を示す図である。図１０は、図４及び図６に示される電圧指令Ｖ_ｍと進角位相θ_ｖとの関係の説明に使用するタイムチャートである。

進角位相θ_ｖの算出機能は、図８に示されるように、回転速度算出部４２と、進角位相算出部４４とによって実現できる。回転速度算出部４２は、位置センサ２１が検出した位置センサ信号２１ａに基づいて単相モータ１２の回転速度ωを算出する。また、回転速度算出部４２は、ロータ１２ａの基準位置からの角度であるロータ機械角θ_ｍを電気角に換算した基準位相θ_ｅを算出する。図１０の例では、位置センサ信号２１ａが立ち下がるエッジの部分がロータ１２ａの基準位置とされている。進角位相算出部４４は、回転速度算出部４２が算出した回転速度ω及び基準位相θ_ｅに基づいて、進角位相θ_ｖを算出する。

図９の横軸には回転速度Ｎが示され、図９の縦軸には進角位相θ_ｖが示されている。図９に示されるように、進角位相θ_ｖは、回転速度Ｎの増加に対して進角位相θ_ｖが増加する関数を用いて決定することができる。図９の例では、１次の線形関数により進角位相θ_ｖを決定しているが、１次の線形関数に限定されない。回転速度Ｎの増加に応じて進角位相θ_ｖが同じか、もしくは大きくなる関係であれば、１次の線形関数以外の関数を用いてもよい。

図１０の上段部には、図２に示す位置センサ２１から出力される位置センサ信号２１ａと、図２に示すロータ１２ａの基準位置からの角度であるロータ機械角θ_ｍと、ロータ機械角θ_ｍを電気角に換算した位相である基準位相θ_ｅとが示されている。

図１０の中段部には、「例１」及び「例２」として、２つの電圧指令Ｖ_ｍの波形例が示されている。

図１０の最下段部には、ロータ１２ａが時計方向に回転したときのロータ機械角θ_ｍが０°、４５°、９０°、１３５°及び１８０°である状態が示されている。単相モータ１２のロータ１２ａには４つの磁石が設けられ、ロータ１２ａの外周には４つのティース１２ｂ１が設けられている。ロータ１２ａが時計方向に回転した場合、ロータ機械角θ_ｍに応じた位置センサ信号２１ａが検出される。回転速度算出部４２は、検出された位置センサ信号２１ａに基づいて、電気角に換算した基準位相θ_ｅを算出する。

図１０の中段部において、「例１」として示される電圧指令Ｖ_ｍは、進角位相θ_ｖ＝０の場合の電圧指令である。進角位相θ_ｖ＝０の場合、基準位相θ_ｅと同相の電圧指令Ｖ_ｍが出力される。なお、このときの電圧指令Ｖ_ｍの振幅は、前述した電圧振幅指令Ｖ*に基づいて決定される。

また、図１０の中段部において、「例２」として示される電圧指令Ｖ_ｍは、進角位相θ_ｖ＝π／４の場合の電圧指令である。進角位相θ_ｖ＝π／４の場合、基準位相θ_ｅから進角位相θ_ｖの成分であるπ／４進めた電圧指令Ｖ_ｍが出力される。

次に、実施の形態に係るモータ駆動装置２における駆動方法について説明する。本実施の形態では、単相モータ１２に印加する電圧波形を回転速度に応じて変更する制御を行う。なお、以下の説明では、単相モータ１２を電気掃除機の電動送風機に適用する場合を想定する。また、単相モータ１２のロータ回転位置を検出する位置センサ２１に１つのホールセンサを用いるものとする。

本実施の形態では、電動送風機の回転域を以下の通り区分する。
（Ａ）起動時：０［ｒｐｍ］〜１万［ｒｐｍ］
（Ｂ）低速回転域（低回転数域）：１万［ｒｐｍ］〜２万［ｒｐｍ］
（Ｃ）中速回転域（中回転数域）：５万［ｒｐｍ］〜７万［ｒｐｍ］
（Ｄ）高速回転域（高回転数域）：１０万［ｒｐｍ］以上

なお、上記（Ｂ）と（Ｃ）に挟まれた領域、及び上記（Ｃ）と（Ｄ）に挟まれた領域はグレーゾーンである。２万［ｒｐｍ］から５万［ｒｐｍ］までの回転速度は、低速回転域に含まれる場合もあれば、中速回転域に含まれる場合もある。また、７万［ｒｐｍ］から１０万［ｒｐｍ］までの回転速度は、中速回転域に含まれる場合もあれば、高速回転域に含まれる場合もある。

図１１は、起動から低速回転域までの回転域におけるキャリア、電圧指令Ｖ_ｍ及びインバータ出力電圧の波形の一例を示す図である。図１１の下段部に示される電圧パルス列は、図１１の上段部に示される電圧指令Ｖ_ｍによって生成される。左側の半周期に示される電圧指令Ｖ_ｍは、図６において、基準位相θ_ｅに進角位相θ_ｖを加えた“θ_ｅ＋θ_ｖ”の値を“π／２”に設定することで得られる。また、右側の半周期に示される電圧指令Ｖ_ｍは、“θ_ｅ＋θ_ｖ”の値を“３π／２”に設定することで得られる。図１１の上段部に示されるように、電圧指令Ｖ_ｍの半周期ごと、キャリアと比較される電圧指令Ｖ_ｍの大きさは一定である。このため、電圧指令Ｖ_ｍの半周期ごと、振幅一定で推移する正負の電圧パルス列が生成される。

図１１の下段部の電圧パルス列の波形に含まれる周波数成分からＰＷＭ成分のスイッチング周波数成分を除去すれば、図１１の下段部に破線で示されている矩形波の波形に概ね一致する。従って、図１１の下段部に示される電圧パルス列を単相モータ１２に印加することは、単相モータ１２に矩形波を印加することと等価である。以下、図１１の上段部に示されるような、半周期ごとの振幅一定の電圧指令Ｖ_ｍを使用してＰＷＭ信号を生成することを「矩形波ＰＷＭ」と呼び、生成されるＰＷＭ信号を「矩形波ＰＷＭ信号」と呼ぶ。

以上の説明のように、本実施の形態における制御部２５は、起動時及び起動後の低速回転域において、インバータ１１が矩形波の電圧を出力するように、矩形波ＰＷＭ信号を生成して駆動信号生成部３２に出力する。なお、インバータ１１が矩形波の電圧を出力するとは、インバータ出力電圧の周波数成分からＰＷＭ制御のスイッチング周波数成分を除去した電圧波形が、実質的に矩形波になっていることを意味する。

図１２は、中速回転域におけるキャリア、電圧指令Ｖ_ｍ及びインバータ出力電圧の波形の一例を示す図である。図１２の下段部に示される電圧パルス列は、図１２の上段部に示される正弦波である電圧指令Ｖ_ｍによって生成される。図１２の下段部には、正弦波である電圧指令Ｖ_ｍのピークに近づくにつれ、パルス幅が徐々に広くなり、電圧指令Ｖ_ｍのピークから離れるにつれ、パルス幅が徐々に狭くなる電圧パルス列が示されている。

図１２の下段部の電圧パルス列の波形に含まれる周波数成分からＰＷＭ制御のスイッチング周波数成分を除去すれば、図１２の下段部に破線で示されている正弦波の波形に概ね一致する。従って、図１２の下段部に示される電圧パルス列を単相モータ１２に印加することは、単相モータ１２に正弦波を印加することと等価である。以下、図１２の上段部に示されるような正弦波の電圧指令Ｖ_ｍを使用してＰＷＭ信号を生成することを「正弦波ＰＷＭ」と呼び、生成されるＰＷＭ信号を「正弦波ＰＷＭ信号」と呼ぶ。

以上の説明のように、本実施の形態では、中速回転域において、インバータ１１が正弦波の電圧を出力するように、正弦波ＰＷＭ信号を生成して駆動信号生成部３２に出力する。なお、インバータ１１が正弦波の電圧を出力するとは、インバータ出力電圧の周波数成分からＰＷＭ制御のスイッチング周波数成分を除去した電圧波形が、実質的に正弦波になっていることを意味する。

図１３は、高速回転域におけるキャリア、電圧指令Ｖ_ｍ及びインバータ出力電圧の波形の一例を示す図である。図１３の下段部に示される電圧パルス列は、図１３の上段部に示される電圧指令Ｖ_ｍによって生成される。図１２との相違点は、電圧指令Ｖ_ｍのピーク値がキャリア振幅よりも大きいことにある。より詳細に説明すると、図１２は、変調率＝１．０の波形であるのに対し、図１３は、変調率＝１．２の波形である。

図１３において、電圧指令Ｖ_ｍがキャリアのピークよりも大きい領域Ａでは、下段部に示されるように、幅広且つ単一の電圧パルスが生成されている。領域Ａの両側に位置する領域Ｂ１，Ｂ２では、領域Ａに近づくにつれて、パルス幅が徐々に広くなる電圧パルス列が生成されている。

図１３の下段部の電圧パルス列の波形に含まれる周波数成分からＰＷＭ制御のスイッチング周波数成分を除去すれば、図１３の下段部に破線で示されている台形波の波形に概ね一致する。従って、図１３の下段部に示される電圧パルス列を単相モータ１２に印加することは、単相モータ１２に台形波を印加することと等価である。以下、図１３の上段部に示されるように、変調率が１．０を超える正弦波の電圧指令Ｖ_ｍを使用してＰＷＭ信号を生成することを「台形波ＰＷＭ」と呼び、生成されるＰＷＭ信号を「台形波ＰＷＭ信号」と呼ぶ。

以上の説明のように、本実施の形態では、高速回転域において、インバータ１１が台形波の電圧を出力するように、台形波ＰＷＭ信号を生成して駆動信号生成部３２に出力する。なお、インバータ１１が台形波の電圧を出力するとは、インバータ出力電圧の周波数成分からＰＷＭ制御のスイッチング周波数成分を除去した電圧波形が、実質的に台形波になっていることを意味する。

次に、上記のように回転速度に応じて単相モータ１２に印加する電圧波形を制御することの意義について、図１４から図１９の図面を参照して説明する。

図１４は、図１に示される単相モータ１２の等価回路を示す図である。図１５は、実施の形態における矩形波ＰＷＭ、正弦波ＰＷＭ及び台形波ＰＷＭにおける逆起電圧とインバータ出力電圧との間の位相差の説明に使用する図である。図１６は、実施の形態における矩形波ＰＷＭから正弦波ＰＷＭへの切り替時の動作説明に使用するタイムチャートである。図１７は、図１に示される単相モータ１２に発生するブレーキトルクと回転速度との関係を示す図である。図１８は、図１に示される単相モータ１２に流れるブレーキ電流の時間変化を示す図である。図１９は、電圧制限前の電圧指令の振幅とインバータ出力電圧の基本波成分との関係を示す図である。

永久磁石を用いた単相モータ１２に１つのホールセンサを用いて磁極位置検出を行う場合、図１６に示されるように、逆起電圧の１周期に対して１回しかホールセンサ信号が切り替わらない。このため、磁極位置の分解能は、１８０度となる。分解能が１８０度である場合、例えば０から１８０度の範囲、又は１８０から３６０度の範囲の何れかに磁極位置が存在することしか分からない。

一方、モータが回転を開始すれば、ホールセンサ信号のエッジの切替わり間隔を計時することにより、正確な回転速度を容易に求めることができる。また、回転速度に基づき、現在のエッジから次のエッジまでの磁極位置の位相加算量を求めれば、磁極位置を推定することが可能となる。

図１５には、逆起電圧とモータ印加電圧との間に位相差がある場合の波形が示されている。図１５の上段部には、矩形波ＰＷＭで制御する場合において、位相差がない場合が破線で示され、位相差がある場合が一点鎖線で示されている。図１５の中段部及び下段部には、逆起電圧が破線で示され、モータ印加電圧が実線で示されている。

矩形波ＰＷＭの場合、多少の位相差があっても、図１５の上段部に示されるように、矩形波の印加タイミングが位相差分ずれるだけであり、位相差の影響は小さいことが分かる。これに対し、正弦波ＰＷＭ及び台形波ＰＷＭで制御する場合、位相差があると、図１５の中段部及び下段部に示されるように、逆起電圧とモータ印加電圧との差が１周期全体に亘って生じるので、位相差の影響は大きくなる。

そこで、本実施の形態では、前述したように、起動時及び起動後の低速回転域においては、インバータ出力電圧を矩形波ＰＷＭで生成する。これにより、正確な磁極位置の推定ができていない場合でも、安定した電圧の供給が可能となる。

インバータ出力電圧を一定にすることの効果については、図１４を用いて説明する。図１４の等価回路において、Ｖはインバータ出力電圧、Ｅは単相モータ１２のステータ巻線に生じる逆起電圧、Ｒはステータ巻線の抵抗、Ｌはステータ巻線のインダクタンス、Ｉは単相モータ１２のステータ巻線に流れるモータ電流である。このとき、モータ電流Ｉは、次式で表される。

Ｉ＝（Ｖ−Ｅ）／（Ｒ＋ｓＬ） …（１）

上記（１）式において、ｓはラプラス演算子である。

起動時及び起動後の低速回転域では、回転速度が低いため、単相モータ１２のインピーダンスも低く、逆起電圧も零か、極めて低い値となる。従って、上記（１）式におけるＥの値は小さく、ｓＬの値も小さくなるので、モータ電流が過大になりやすい。また、起動時及び起動後の低速回転域では、回転速度も安定しないので、電流を一定に制御することは困難である。一方、インバータ出力電圧が一定である場合、理論的に最大電流を求めることができる。このため、起動時及び起動後の低速回転域では、印加電圧の振幅が一定な矩形波ＰＷＭで制御することが好ましい。矩形波ＰＷＭの採用により、過電流に起因する起動不良、低速回転域における回転むらなどが起こる可能性を低くすることができる。

次に、中速回転域及び高速回転域まで、矩形波ＰＷＭで制御した場合について考える。矩形波ＰＷＭ制御に関し、図１５の上段部には、モータ印加電圧の波形が実線で示され、モータ誘起電圧の波形が破線及び一点鎖線で示されている。図１４の等価回路でも理解できるように、単相モータ１２には、矩形波電圧と正弦波状のモータ誘起電圧との差電圧に応じた電流が流れる。このため、単相モータ１２には、回転速度に同期した基本波電流成分だけでなく、高周波電流成分が重畳する。

単相モータ１２において、単相モータ１２に駆動力を与える駆動トルクは、回転速度に同期した電流成分である基本波電流成分が密接に関係する。一方、基本波電流成分以外の電流成分は、回転を阻害するブレーキトルクとなる。ブレーキトルクは、単相モータ１２の回転にブレーキ力を与えるため、瞬間的な回転数の低下、振動及び騒音の原因となる。また、基本波電流よりも周波数が高い高周波電流は、単相モータ１２における高周波鉄損の原因となる。高周波鉄損の増加は、単相モータ１２の効率を低下させる。そのため、回転速度の増加に応じて、回転速度に同期した基本波電流成分を効率良く出力可能な正弦波ＰＷＭに切り替えることが好ましい。

矩形波ＰＷＭから正弦波ＰＭＷへの切り替えに際しては、先に説明した通り、ホールセンサ信号に基づいて推定した磁極位置の情報を用いる。磁極位置の推定では、ホールセンサ信号のエッジの切替わり間隔を計時することにより、回転速度を演算する。また、演算した回転速度に基づいて、図１６に示されるように、０〜３６０度の連続的な磁極位置を演算する。

回転速度が中速回転域になると、矩形波ＰＷＭから、磁極位置に基づいた正弦波ＰＷＭに切り替えられる。なお、矩形波ＰＷＭから正弦波ＰＷＭに切り替える際には、切替わり時の出力電圧の変化により、モータ電流脈動と呼ばれる現象が起こり、モータトルクの急変によって、振動及び騒音が増加するおそれがある。そのため、矩形波ＰＷＭにおける矩形波電圧の基本波成分を正弦波ＰＷＭにおける正弦波電圧に反映させることが好ましい。具体的には、以下の制御を行う。

周知のように、振幅が“１”の矩形波をフーリエ変換したとすると、矩形波の基本波成分に付される係数は“４／π”となる。従って、矩形波ＰＷＭから正弦波ＰＷＭに切り替える場合、切り替える直前の電圧指令Ｖ_ｍの振幅を、（４／π）倍して出力すればよい。矩形波ＰＷＭにおける電圧指令Ｖ_ｍの振幅を“Ｋ”とするとき、正弦波ＰＷＭにおける電圧指令Ｖ_ｍは、振幅が“（４／π）×Ｋ”の正弦波とすればよい。電圧指令Ｖ_ｍを変調率に基づいて制御する場合、切り替え直後の変調率を、切り替え直前の変調率を（４／π）倍したものを使用すればよい。このようにすることで、切替わり時に発生するトルクを一定に保つことが可能となる。これにより、振動及び騒音の発生を抑制した切り替えが可能となる。

次に、スイッチング素子５１，５２，５３，５４のオンオフの切り替え周波数であるスイッチング周波数に関する考慮事項について説明する。

スイッチング周波数を、例えば可聴周波数外の２０ｋＨｚもしくはそれ以上に設定すれば、耳障りな騒音を低減させることができ、騒音の小さいモータ駆動装置を実現できるという効果がある。また、スイッチング周波数を増加させると、高速運転時における出力電圧の分解能が向上し、回転速度の精度が向上するという効果もある。但し、スイッチング周波数を増加させると、スイッチング素子の発熱及びスイッチング損失が増加する。このため、発熱量及び効率面を考慮して、スイッチング周波数を決めることが好ましい。

スイッチング回数を減らすため、電圧指令Ｖ_ｍの半周期に１回又は２回の電圧出力を行い、残りの区間をフリーホイール期間とすることで、モータ電流を略正弦波とする方法もある。フリーホイール期間は、単相モータ１２のステータ巻線と、スイッチング素子５２，５４との間で電流が還流する期間である。フリーホイール期間では、下アーム第１素子であるスイッチング素子５２と、下アーム第２素子であるスイッチング素子５４とがオンに制御され、上アーム第１素子であるスイッチング素子５１と、上アーム第２素子であるスイッチング素子５３とがオフに制御される。

図１７には、フリーホイール期間におけるブレーキトルクと回転速度との関係が示されている。フリーホイール期間が長く続いた場合、図１７に示されるように、単相モータ１２の回転速度に応じてブレーキトルクが発生する。このため、ステータ巻線の抵抗Ｒによって、電流が消費され、ブレーキトルクが発生する。ブレーキトルクが発生すると速度変動が起こる。ブレーキトルクが発生する周波数は可聴周波数内であるため、騒音の悪化が避けられない。

また、図１８には、フリーホイール期間におけるブレーキ電流の時間変化波形が示されている。ブレーキ電流は、ステータ巻線のインダクタンスＬとステータ巻線の抵抗Ｒとによって流れる電流である。このため、フリーホイール期間が長くなると、図１８に示されるように、ブレーキ電流が流れる期間も長くなる。ブレーキ電流が比較的大きく、流れる期間も長くなると、永久磁石の減磁が問題となる。また、ブレーキ電流により、ステータ巻線の抵抗Ｒによる損失も増大する。

これに対して、正弦波ＰＷＭは、図１２の下段部に示されるように、電圧出力の回数も多く、電圧パルスが生成されない期間であるフリーホイール期間も短い。このため、ステータ巻線での損失が低減され、永久磁石の減磁の影響も小さくできる。

また、スイッチング周波数を２０ｋＨｚ以上に設定すれば、フリーホイール期間におけるブレーキトルクによる速度脈動も２０ｋＨｚ以上とすることができる。従って、スイッチング周波数を２０ｋＨｚ以上に設定すれば、速度脈動に起因する騒音の発生も抑制することができる。

但し、正弦波ＰＷＭの場合、図１２の下段部の波形から理解できるように、スイッチング素子のスイッチング回数が増加する。このため、スイッチング回数の増加によって、スイッチング損失が増加する。スイッチング損失の増加と、高周波鉄損の増加とはトレドオフの関係にあるが、本実施の形態の手法は、高周波鉄損の低減効果が大きい。このため、本実施の形態の手法を採用すれば、スイッチング損失の増加を加味しても効率改善を図ることができる。

また、スイッチング損失の更なる改善を図るためには、図５に示される両側ＰＷＭよりも、図７に示される片側ＰＷＭを用いる方がよい。片側ＰＷＭを用いれば、両側ＰＷＭを用いるよりも、スイッチング回数を半分にできるため、スイッチング損失の改善が図れる。

なお、両側ＰＷＭの場合は、スイッチング周波数の２倍の周波数が支配的となり、片側ＰＷＭの場合は、スイッチング周波数と同一の周波数が支配的となる。そのため、前述の通り、スイッチング周波数を２０ｋＨｚ以上に設定しておけば、片側ＰＷＭを用いても、騒音の悪化を抑制することができる。

なお、モータ誘起電圧の位相と、正弦波ＰＷＭにより流れる正弦波電流の位相とは一致することが好ましい。しかしながら、単相モータ１２のような誘導性負荷において、当該正弦波電流は、モータ誘起電圧に対し、回転速度に応じた遅れ位相となる。このため、回転速度に応じて、モータ印加電圧に含まれる基本波成分の位相を制御することが好ましい。これにより、効率の良い運転が可能となる。

また、単相モータ１２の加速時においては、回転速度の増加に応じて、単相モータ１２の負荷トルクも増加する。ここで、モータトルクをＴ_Ｍ、負荷トルクをＴ_Ｌ、ロータ１２ａの慣性モーメントをＪ_Ｍ、回転速度をωで表すと、回転速度の変化率は次式で表すことができる。

ｄω／ｄｔ＝（Ｔ_Ｍ−Ｔ_Ｌ）／Ｊ_Ｍ …（２）

例えば負荷がプロペラファンである場合、負荷トルクは、一般的に、回転速度の２〜３乗に比例すると言われている。負荷を加速する場合、上記（２）式に示されるように、負荷トルク以上のモータトルクを出力する必要がある。負荷トルクの特性を考慮せずに加速した場合、目標回転速度到達時の電流が過大になり、モータの減磁を招くおそれがある。このため、目標回転速度に近づくにつれ、加速率を下げて運転させることが好ましい。これにより、加速時の電流増加を抑えたモータ駆動装置を実現することができる。電気掃除機又は手乾燥機などの応用例においては、目標回転速度の８０％程度の回転速度に速やかに到達できれば、その後の加速率が減少しても、性能的には充分である。

次に、台形波ＰＷＭについて説明する。前述したように、高速回転域では、台形波ＰＷＭ信号が生成されて、単相モータ１２に印加される。正弦波ＰＷＭでは、回転速度が増加すると、電圧指令Ｖ_ｍの振幅が増加する。ところが、電圧指令Ｖ_ｍの振幅が直流電圧Ｖ_ｄｃを超えた場合、インバータ１１は、当該直流電圧Ｖ_ｄｃを超える電圧は出力できないので、電圧が制限される。その結果、図１５の下段部において、実線で示されるように、電圧波形は台形波となる。

台形波ＰＷＭの場合、台形波のピーク付近では、スイッチング動作が行われない。このため、正弦波ＰＷＭに比して、スイッチング損失が改善される。また、台形波ＰＷＭの場合、ゼロクロスの前後でのみ、フリーホイール期間が生じる。このため、ブレーキトルクに起因する速度変動が緩和され、安定した運転が可能となる。

図１９には、電圧制限前の電圧指令の振幅とインバータ出力電圧の基本波成分との関係が示されている。図１９において、縦軸に平行に引かれた破線よりも右側の領域は、電圧が制限されて、インバータ出力電圧が台形波になる領域である。台形波となり、インバータ出力電圧が制限されたとしても、図１９に示されるように、インバータ出力電圧の基本波成分は上昇を続ける。理論的には、電圧指令Ｖ_ｍの振幅が無限大になるときが矩形波である。電圧の制限値を“１”とすると、インバータ出力電圧の基本波成分の値は、矩形波をフーリエ級数展開したときの基本波成分の係数である“４／π（＝１．２７）”に漸近する。即ち、台形波ＰＷＭを使用すれば、電圧制限値の１．２７倍までの電圧を出力することが可能となる。

一方、矩形波ＰＷＭを使用する場合、矩形波電圧が正から負、又は負から正に切り替わるタイミングに関する考慮が必要である。矩形波電圧が正から負、又は負から正に切り替わるタイミングに誤差が生じた場合、正電圧の印加期間と負電圧の印加期間との間にアンバランスが発生する。このアンバランスは、低速運転では、電圧の周期が長いため問題にはならないが、高速運転では、電圧の周期が短くなるため、タイミング誤差の影響が大きくなる。アンバランスが発生すると、モータ印加電圧に直流成分が重畳するので、制動力が発生したり、損失の悪化を招いたりするおそれがある。

そこで、台形波ＰＷＭの場合、電圧指令Ｖ_ｍの振幅を電圧制限値の１倍以上、且つ、２倍以下とすることが好ましい。これにより、インバータ出力電圧のゼロクロス前後での切り替わりが緩やかとなり、タイミング誤差の影響が緩和される。

また、前述の通り、台形波ＰＷＭでは、電圧制限値の１．２７倍の電圧出力が可能であるが、電圧が不足する場合には、台形波ＰＷＭ信号の位相を進み位相に制御すればよい。この制御により、単相モータ１２の磁力が弱められ、逆起電圧を抑制されるので、より高速回転までの運転が可能となる。

以上説明したように、実施の形態における制御部は、単相モータの起動時及び低速回転域ではインバータに矩形波の電圧を出力させ、単相モータの中速回転域ではインバータに正弦波の電圧を出力させ、単相モータの高速回転域ではインバータに台形波の電圧を出力させる。これにより、モータの加速時において、振動及び騒音を抑制することが可能となる。

次に、実施の形態に係るモータ駆動装置の適用例について説明する。図２０は、実施の形態に係るモータ駆動装置２を備えた電気掃除機６１の構成図である。電気掃除機６１は、図１に示されるバッテリ１０と、図１に示されるモータ駆動装置２と、図１に示される単相モータ１２により駆動される電動送風機６４と、集塵室６５と、センサ６８と、吸込口体６３と、延長管６２と、操作部６６とを備える。

電気掃除機６１を使用するユーザは、操作部６６を持ち、電気掃除機６１を操作する。電気掃除機６１のモータ駆動装置２は、バッテリ１０を電源として電動送風機６４を駆動する。電動送風機６４が駆動されることにより、吸込口体６３からごみの吸込みが行われる。吸込まれたごみは、延長管６２を介して集塵室６５へ集められる。

電気掃除機６１は、単相モータ１２の回転速度が０［ｒｐｍ］から１０万［ｒｐｍ］を超えて変動する製品である。このような単相モータ１２が高速回転する製品を駆動する際には、前述した実施の形態に係る制御手法が好適である。

例えば、起動時及び低速回転域において、インバータ１１は、単相モータ１２に矩形波の電圧を出力する。中速回転域では、正弦波の電圧を出力する。そして、高速回転域において、インバータ１１は、台形波の電圧を出力する。このように制御することで、単相モータ１２を加速するときに、振動及び騒音を抑制することが可能となる。

また、例えば矩形波の電圧から正弦波の電圧に出力を切り替える場合、制御部２５は、矩形波の電圧の基本波成分と、正弦波の電圧の基本波成分とを一致させた状態で切り替える。このようにすることで、切替わり時に発生するトルクを一定に保つことができ、振動及び騒音の発生を抑制した切り替えが可能となる。

また、例えば単相モータ１２の回転速度を目標回転速度に制御する際、制御部２５は、回転速度が目標回転速度に近づくにつれて、加速率を低減させるようにする。これにより、目標回転速度到達時の電流が過大になることを抑止でき、単相モータ１２の減磁を抑制することが可能となる。

また、単相モータ１２に電圧指令に基づく電圧を出力する際、制御部２５は、電圧指令の周期のうちの一方の半周期では、上アーム第１素子と下アーム第１素子とのスイッチング動作を休止させ、電圧指令の周期のうちの他方の半周期では、上アーム第２素子と下アーム第２素子とのスイッチング動作を休止させる。これにより、スイッチング損失の増加が抑制され、効率のよい電気掃除機６１を実現することができる。

また、実施の形態に係る電気掃除機６１は、前述した放熱部品の簡素化により小型化及び軽量化することができる。更に、電気掃除機６１は、電流を検出する電流センサが必要なく、高速なアナログディジタル変換器も必要ないので、設計コスト及び製造コストの増加が抑制された電気掃除機６１を実現することができる。

図２１は、実施の形態に係るモータ駆動装置を備えた手乾燥機の構成図である。手乾燥機９０は、モータ駆動装置２と、ケーシング９１と、手検知センサ９２と、水受け部９３と、ドレン容器９４と、カバー９６と、センサ９７と、吸気口９８と、電動送風機９５とを備える。ここで、センサ９７は、ジャイロセンサ及び人感センサの何れかである。手乾燥機９０では、水受け部９３の上部にある手挿入部９９に手が挿入されることにより、電動送風機９５による送風で水が吹き飛ばされ、吹き飛ばされた水は、水受け部９３で集められた後、ドレン容器９４に溜められる。

手乾燥機９０は、図２０に示す電気掃除機６１と同様に、モータ回転数が０［ｒｐｍ］から１０万［ｒｐｍ］を超えて変動する製品である。このため、手乾燥機９０においても、前述した実施の形態に係る制御手法が好適であり、電気掃除機６１と同様な効果を得ることができる。

以上の説明の通り、本実施の形態では、電気掃除機６１及びハンドドライヤ９０にモータ駆動装置２を適用した構成例を説明したが、モータ駆動装置２は、モータが搭載された電気機器に適用することができる。モータが搭載された電気機器は、焼却炉、粉砕機、乾燥機、集塵機、印刷機械、クリーニング機械、製菓機械、製茶機械、木工機械、プラスチック押出機、ダンボール機械、包装機械、熱風発生機、ＯＡ機器、電動送風機などである。電動送風機は、物体輸送用、吸塵用、又は一般送排風用の送風手段である。

なお、以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。

１ モータ駆動システム、２ モータ駆動装置、５Ａ 第１レグ、５Ｂ 第２レグ、６Ａ，６Ｂ 接続点、１０ バッテリ、１１ インバータ、１２ 単相モータ、１２ａ ロータ、１２ｂ ステータ、１２ｂ１ ティース、２０ 電圧センサ、２１ 位置センサ、２１ａ 位置センサ信号、２５ 制御部、３１ プロセッサ、３２ 駆動信号生成部、３３ キャリア生成部、３４ メモリ、３８，３８Ａ，３８Ｂ キャリア比較部、３８ａ 絶対値演算部、３８ｂ 除算部、３８ｃ，３８ｄ，３８ｆ，３８ｋ 乗算部、３８ｅ，３８ｍ，３８ｎ 加算部、３８ｇ，３８ｈ 比較部、３８ｉ，３８ｊ 出力反転部、４２ 回転速度算出部、４４ 進角位相算出部、５１，５２，５３，５４ スイッチング素子、５１ａ，５２ａ，５３ａ，５４ａ ボディダイオード、６１ 電気掃除機、６２ 延長管、６３ 吸込口体、６４ 電動送風機、６５ 集塵室、６６ 操作部、６８ センサ、９０ 手乾燥機、９１ ケーシング、９２ 手検知センサ、９３ 水受け部、９４ ドレン容器、９５ 電動送風機、９６ カバー、９７ センサ、９８ 吸気口、９９ 手挿入部。

Claims (8)

1. 単相モータに交流電圧を出力するインバータと、
   前記インバータが出力する前記交流電圧を制御する制御部と、
   を備え、
   前記制御部は、
   前記単相モータを起動させた後の低速回転域では、前記インバータに矩形波の電圧を出力させ、
   前記単相モータの中速回転域では、前記インバータに正弦波の電圧を出力させ、
   前記単相モータの高速回転域では、前記インバータに台形波の電圧を出力させる
   モータ駆動装置。
2. 前記制御部は、前記矩形波の電圧から前記正弦波の電圧に出力を切り替える場合には、
   前記矩形波の電圧の基本波成分と、前記正弦波の電圧の基本波成分とを一致させた状態で切り替える請求項１に記載のモータ駆動装置。
3. 前記制御部は、前記単相モータの回転速度を目標回転速度に制御する際に、前記回転速度が前記目標回転速度に近づくにつれて、加速率を低減させる
   請求項１又は２に記載のモータ駆動装置。
4. 前記インバータは、上アーム第１素子と下アーム第１素子とが直列に接続される第１レグと、前記第１レグに並列に接続され、上アーム第２素子と下アーム第２素子とが直列に接続される第２レグと、を有し、
   前記単相モータは、上アーム第１素子と下アーム第１素子との接続点と、上アーム第２素子と下アーム第２素子との接続点との間に接続され、
   前記単相モータに電圧指令に基づく電圧を出力する際に、
   前記上アーム第１素子、前記下アーム第１素子、前記上アーム第２素子及び前記下アーム第２素子は、前記電圧指令の周期のうちの一方の半周期では、前記上アーム第１素子及び前記下アーム第１素子がスイッチング動作し、且つ、前記下アーム第２素子は常時オフ動作となり、前記電圧指令の周期のうちの他方の半周期では、前記上アーム第２素子及び前記下アーム第２素子がスイッチング動作し、且つ、前記下アーム第１素子は常時オフ動作となる片側ＰＷＭで駆動され、
   請求項１から３の何れか１項に記載のモータ駆動装置。
5. 前記上アーム第１素子、前記下アーム第１素子、前記上アーム第２素子、及び前記下アーム第２素子は、ワイドバンドギャップ半導体で形成されている請求項４に記載のモータ駆動装置。
6. 前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素、窒化ガリウム又はダイヤモンドである請求項５に記載のモータ駆動装置。
7. 請求項１から６の何れか１項に記載のモータ駆動装置を備えた電気掃除機。
8. 請求項１から６の何れか１項に記載のモータ駆動装置を備えた手乾燥機。

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