JPWO2020208789A1 - モータ駆動装置、電動送風機、電気掃除機及びハンドドライヤ - Google Patents

Abstract

永久磁石を有する単相モータ（１２）に交流電圧を出力するインバータ（１１）と、単相モータ（１２）の動作状態を表す物理量を検出する検出部と、検出部で検出された物理量から、インバータ（１１）が単相モータ（１２）に出力する交流電圧の基本波に対して２ｎ＋１倍の周波数成分を含む電流を検出する制御部（２５）と、を備え、ｎは自然数である。

Description

本発明は、単相モータを駆動するモータ駆動装置、電動送風機、電気掃除機及びハンドドライヤに関する。

従来、モータには、ブラシ付き直流モータ、誘導モータ、ＰＭ（Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ Ｍａｇｎｅｔ）モータなど様々な種類があり、モータの相数にも単相、三相などの種類がある。これらの種々のモータの中で、単相ＰＭモータは、ブラシ付き直流モータと比較して、機械構造であるブラシを用いないブラシレス構造のため、ブラシの摩耗が発生しない。この特徴により、単相ＰＭモータは、高寿命且つ高信頼性を確保することができる。また、単相ＰＭモータは、誘導モータと比較して、ロータに２次電流が流れないため高効率なモータである。

単相ＰＭモータは、相数が異なる三相ＰＭモータと比較しても次の利点がある。
（１）三相ＰＭモータの場合には三相インバータが必要であるのに対し、単相ＰＭモータでは単相インバータでよい。
（２）三相インバータとして一般的に用いられるフルブリッジインバータを用いると、６つのスイッチング素子が必要であるのに対し、単相ＰＭモータの場合、フルブリッジインバータを用いたとしても４つのスイッチング素子で構成できる。
（３）（１）及び（２）の特徴により、単相ＰＭモータは、三相ＰＭモータと比較して、装置の小型化が可能である。
特許文献１には、単相ＰＭモータの駆動方式に関する技術が開示されている。

特開２０１５−３４２号公報

特許文献１では、ロータの位置を検出する位置センサの信号に基づいて、センサ周期に同期したスイッチング制御を実現している。このような制御ではロータの位置情報は必要不可欠であり、位置情報取得には一般的にホール素子を用いた位置センサをモータ内部に取り付ける必要がある。しかしながら、位置センサを取り付けることには、位置センサの部品及び取り付け工程に伴うコストの増加、位置センサを備える基板とモータとを一体化することによる設計上の制約、位置センサ取り付け時の位置ズレによる制御への影響などの問題があった。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、単相モータを駆動する際に検出される物理量からロータの位置を推定可能なモータ駆動装置を得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明に係るモータ駆動装置は、永久磁石を有する単相モータに交流電圧を出力するインバータと、単相モータの動作状態を表す物理量を検出する検出部と、検出部で検出された物理量から、インバータが単相モータに出力する交流電圧の基本波に対して２ｎ＋１倍の周波数成分を含む電流を検出する制御部と、を備える。ｎは自然数である。

本発明に係るモータ駆動装置は、単相モータを駆動する際に検出される物理量からロータの位置を推定できる、という効果を奏する。

実施の形態１に係るモータ駆動装置を含むモータ駆動システムの構成例を示す図 図１に示されるインバータの回路構成の例を示す図 図１に示される制御部の機能部位のうちのＰＷＭ信号を生成する機能部位を示すブロック図 図３に示されるキャリア比較部の構成例を示すブロック図 図４に示されるキャリア比較部における要部の波形例を示すタイムチャート 図３に示されるキャリア比較部の他の構成例を示すブロック図 図６に示されるキャリア比較部における要部の波形例を示すタイムチャート 図１に示される制御部の機能部位のうち、図４に示されるキャリア比較部及び図６に示されるキャリア比較部に入力される進角位相を算出するための機能構成を示すブロック図 実施の形態１に係る制御部における進角位相の算出方法の一例を示す図 図４及び図６に示される電圧指令と進角位相との関係の説明に使用するタイムチャート 実施の形態１に係る単相モータである単相の埋め込み永久磁石同期電動機の構成例を示す図 実施の形態１に係るモータ駆動システムの単相モータにおけるインダクタンス値の変化を示す図 実施の形態１に係る単相モータに流れる電流を簡易的に周波数解析した結果を示す図 実施の形態１に係る検出電流信号処理部の構成例を示す図 実施の形態１に係る検出電流信号処理部の他の構成例を示す図 実施の形態１に係るモータ駆動装置における単相モータのロータの位置を推定する動作を示すフローチャート 実施の形態１に係るモータ駆動装置が備える制御部を実現するハードウェア構成の一例を示す図 実施の形態２に係るモータ駆動装置を備える電動送風機の構成例を示す図 実施の形態２に係る電動送風機を備える電気掃除機の構成例を示す図 実施の形態２に係る電動送風機を備えるハンドドライヤの構成例を示す図

以下に、本発明の実施の形態に係るモータ駆動装置、電動送風機、電気掃除機及びハンドドライヤを図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。また、以下では、電気的な接続と物理的な接続とを区別せずに、単に「接続」と称して説明する。

実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１に係るモータ駆動装置２を含むモータ駆動システム１の構成例を示す図である。図１に示すモータ駆動システム１は、単相モータ１２と、モータ駆動装置２と、バッテリ１０と、電圧センサ２０と、スイッチ１０２と、を備える。

モータ駆動装置２は、単相モータ１２に交流電力を供給して単相モータ１２を駆動する。バッテリ１０は、モータ駆動装置２に直流電力を供給する直流電源である。電圧センサ２０は、単相モータ１２の動作状態を表す物理量を検出する検出部である。具体的には、電圧センサ２０は、バッテリ１０からモータ駆動装置２に出力される直流電圧Ｖ_ｄｃを検出する。

単相モータ１２は、不図示の電動送風機を回転させる回転電機として利用される。単相モータ１２及び当該電動送風機は、電気掃除機及びハンドドライヤといった装置に搭載される。

なお、本実施の形態では、電圧センサ２０が直流電圧Ｖ_ｄｃを検出しているが、電圧センサ２０の検出対象は、バッテリ１０から出力される直流電圧Ｖ_ｄｃに限定されない。電圧センサ２０の検出対象は、モータ駆動装置２の出力電圧であるインバータ出力電圧でもよい。「インバータ出力電圧」は後述する「モータ印加電圧」と同義である。

モータ駆動装置２は、インバータ１１と、制御部２５と、駆動信号生成部３２とを備える。インバータ１１は、単相モータ１２に接続され、単相モータ１２に交流電圧を出力する。なお、バッテリ１０とインバータ１１の間には不図示のコンデンサを電圧安定のために挿入してもよい。制御部２５は、インバータ１１が出力する交流電圧を制御する。

また、モータ駆動装置２は、単相モータ１２に流れる電流、すなわちモータ電流を検出するための電流検出部２２を備える。電流検出部２２は、単相モータ１２の動作状態を表す物理量を検出する検出部である。具体的には、電流検出部２２は、単相モータ１２に流れる電流の電流値を検出する。電流検出部２２については、単相モータ１２に流れる電流が検出できればどこに配置してもよい。モータ駆動装置２では、電流検出部２２を、単相モータ１２の配線に直列に配置してもよいし、インバータ１１のスイッチング素子に対して直列に配置してもよいし、インバータ１１の電源線またはグランド線に配置してもよい。また、電流検出部２２における電流の検出方法について、抵抗値が既知な抵抗器を挿入し電圧値を検出することでオームの法則より電流値を算出する方法、トランスによる検出方法、ホール効果を用いた検出方法などが挙げられるが、どの方法を用いても電流が検出できればよい。本実施の形態では、単相モータ１２の配線に直列にトランスの電流センサを挿入する方法を記載する。なお、モータ駆動装置２は、電流検出部２２が電流を検出しているが、電流を電圧に変換したものを用いて、後述するような制御を行ってもよい。また、インバータ１１は、単相インバータを想定しているが、単相モータ１２を駆動できるものであればよい。

制御部２５には、電圧センサ２０により検出された直流電圧Ｖ_ｄｃ、電流検出部２２により検出された電流Ｉ_ｍ、保護信号及びスイッチ１０２から出力された指令値が入力される。指令値は、トルクに起因する有効電流指令値Ｉｐ^＊、回転速度指令値ω^＊などが挙げられる。制御部２５は、直流電圧Ｖ_ｄｃと、電流Ｉ_ｍと、指令値とに基づいて、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４を生成する。すなわち、制御部２５は、電流検出部２２および電圧センサ２０で検出された物理量に応じてインバータ１１から単相モータ１２に出力される交流電圧を制御するとも言える。制御部２５は、電流検出部２２および電圧センサ２０で検出された物理量を用いて単相モータ１２においてロータ１２ａの回転方向における位置を推定することができる。制御部２５は、物理量すなわち推定されるロータ１２ａの位置に応じてインバータ１１から単相モータ１２に出力される交流電圧を制御する。電流検出部２２および電圧センサ２０で検出された物理量は、単相モータ１２においてロータ１２ａの回転方向における位置を表すものである。

スイッチ１０２は、例えば、物理スイッチであり、電気掃除機などに用いられる手元の強運転、弱運転の切り替えスイッチなどである。スイッチ１０２の形状は、押しボタン式、トグル式など様々な種類が存在するが、使用者の要求を制御部２５に伝えられる形状であればどれでもよい。また、スイッチ１０２は、物理スイッチに限らず、使用時間、状態に合わせて指令値を自動で切り替える構成の場合には、ソフトウェア上の処理であっても構わない。

駆動信号生成部３２は、制御部２５から出力されたＰＷＭ信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４に基づいて、インバータ１１のスイッチング素子を駆動するための駆動信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４を生成する。駆動信号生成部３２は、制御部２５から出力されたＰＷＭ信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４を、インバータ１１を駆動するための駆動信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４に変換して、インバータ１１に出力する。なお、駆動信号生成部３２については、インバータ１１に内蔵される構造であってもよいし、制御部２５と一体になっている構造であってもよいし、図１では一例として示している。

単相モータ１２の一例は、ブラシレスモータである。単相モータ１２がブラシレスモータである場合、単相モータ１２のロータ１２ａには、図示しない複数個の永久磁石が周方向に配列される。すなわち、単相モータ１２は、永久磁石を有する。これらの複数個の永久磁石は、着磁方向が周方向に交互に反転するように配置され、ロータ１２ａの複数個の磁極を形成する。単相モータ１２のステータ１２ｂには図示しない巻線が巻かれている。当該巻線には交流電流が流れる。単相モータ１２の巻線に流れる電流を適宜「モータ電流」と呼ぶ。本実施の形態では、ロータ１２ａの磁極数は４極を想定するが、ロータ１２ａの磁極数は４極以外でもよい。

図２は、図１に示されるインバータ１１の回路構成の例を示す図である。インバータ１１は、ブリッジ接続された複数のスイッチング素子５１，５２，５３，５４を有する。スイッチング素子５１，５２は第１レグ５Ａを構成する。第１レグ５Ａにおいて、スイッチング素子５１とスイッチング素子５２とは直列に接続される。スイッチング素子５３，５４は第２レグ５Ｂを構成する。第２レグ５Ｂにおいて、スイッチング素子５３とスイッチング素子５４とは直列に接続される。

スイッチング素子５１，５３は、高電位側に位置し、スイッチング素子５２，５４は、低電位側に位置する。インバータ回路では、一般的に、高電位側は「上アーム」と称され、低電位側は「下アーム」と称される。以下の説明において、第１レグ５Ａのスイッチング素子５１を「上アーム第１素子」と呼び、第２レグ５Ｂのスイッチング素子５３を「上アーム第２素子」と呼ぶ場合がある。また、第１レグ５Ａのスイッチング素子５２を「下アーム第１素子」と呼び、第２レグ５Ｂのスイッチング素子５４を「下アーム第２素子」と呼ぶ場合がある。

スイッチング素子５１とスイッチング素子５２との接続点６Ａと、スイッチング素子５３とスイッチング素子５４との接続点６Ｂとは、ブリッジ回路における交流端を構成する。接続点６Ａと接続点６Ｂとの間には、単相モータ１２と、単相モータ１２に流れる電流を検出するための電流検出部２２とが接続される。前述のように、電流検出部２２は単相モータ１２に流れる電流が検出できればどこに挿入してもよく、電流検出部２２における電流の検出方法も限定されない。

複数のスイッチング素子５１，５２，５３，５４のそれぞれには、金属酸化膜半導体電界効果型トランジスタであるＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ−Ｏｘｉｄｅ−Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ−Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）が使用される。ＭＯＳＦＥＴは、ＦＥＴ（Ｆｉｅｌｄ−Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）の一例である。

スイッチング素子５１には、スイッチング素子５１のドレインとソースとの間に並列接続されるボディダイオード５１ａが形成される。スイッチング素子５２には、スイッチング素子５２のドレインとソースとの間に並列接続されるボディダイオード５２ａが形成される。スイッチング素子５３には、スイッチング素子５３のドレインとソースとの間に並列接続されるボディダイオード５３ａが形成される。スイッチング素子５４には、スイッチング素子５４のドレインとソースとの間に並列接続されるボディダイオード５４ａが形成される。複数のボディダイオード５１ａ，５２ａ，５３ａ，５４ａのそれぞれは、ＭＯＳＦＥＴの内部に形成される寄生ダイオードであり、還流ダイオードとして使用される。なお、別途還流ダイオードを接続してもよく、ＭＯＳＦＥＴに代えてＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を用いてもよい。

複数のスイッチング素子５１，５２，５３，５４は、シリコン系材料により形成されたＭＯＳＦＥＴに限定されず、炭化珪素、窒化ガリウム系材料、またはダイヤモンドといったワイドバンドギャップ半導体により形成されたＭＯＳＦＥＴでもよい。複数のスイッチング素子５１，５２，５３，５４のうちの少なくとも１つがワイドバンドギャップ半導体で形成されてもよい。

一般的に、ワイドバンドギャップ半導体は、シリコン半導体に比べて耐電圧及び耐熱性が高い。そのため、複数のスイッチング素子５１，５２，５３，５４にワイドバンドギャップ半導体を用いることにより、スイッチング素子の耐電圧性及び許容電流密度が高くなり、スイッチング素子を組み込んだ半導体モジュールを小型化できる。また、ワイドバンドギャップ半導体は、耐熱性も高いため、半導体モジュールで発生した熱を放熱するための放熱部の小型化が可能であり、また、半導体モジュールで発生した熱を放熱する放熱構造の簡素化が可能である。

図３は、図１に示される制御部２５の機能部位のうちのＰＷＭ信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４を生成する機能部位を示すブロック図である。

図３において、キャリア比較部３８には、後述する電圧指令Ｖ_ｒｅｆを生成するときに用いられる進角制御された進角位相θ_ｖと基準位相θ_ｅとが入力される。基準位相θ_ｅは、ロータ１２ａの基準位置からの角度であるロータ機械角θ_ｍを電気角に換算した位相であり、位置センサレス駆動の場合には推定した位相となる。ここで、「進角位相」とは、電圧指令Ｖ_ｒｅｆの「進み角」である「進角」を位相で表したものである。また、ここでいう「進み角」とは、ステータ１２ｂの巻線に印加されるモータ印加電圧と、ステータ１２ｂの巻線に誘起されるモータ誘起電圧との間の位相差である。なお、モータ印加電圧がモータ誘起電圧よりも進んでいるときに「進み角」は正の値をとる。

また、キャリア比較部３８には、進角位相θ_ｖと基準位相θ_ｅとに加え、キャリア生成部３３で生成されたキャリアと、直流電圧Ｖ_ｄｃと、電圧指令Ｖ_ｒｅｆの振幅値である電圧振幅指令Ｖ^＊とが入力される。キャリア比較部３８は、キャリア、進角位相θ_ｖ、基準位相θ_ｅ、直流電圧Ｖ_ｄｃ及び電圧振幅指令Ｖ^＊に基づいて、ＰＷＭ信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４を生成する。

図４は、図３に示されるキャリア比較部３８の構成例を示すブロック図である。図４には、キャリア比較部３８の一例であるキャリア比較部３８Ａ及びキャリア生成部３３の詳細構成が示されている。図４において、キャリア生成部３３には、キャリアの周波数であるキャリア周波数ｆ_Ｃ［Ｈｚ］が設定される。キャリア周波数ｆ_Ｃ［Ｈｚ］の矢印の先には、キャリア波形の一例として、“０”と“１”との間を上下する三角波キャリアが示される。インバータ１１のＰＷＭ制御には、同期ＰＷＭ制御と非同期ＰＷＭ制御とがある。同期ＰＷＭ制御の場合、進角位相θ_ｖにキャリアを同期させる必要がある。一方、非同期ＰＷＭ制御の場合、進角位相θ_ｖにキャリアを同期させる必要はない。

キャリア比較部３８Ａは、図４に示されるように、絶対値演算部３８ａ、除算部３８ｂ、乗算部３８ｃ、乗算部３８ｄ、乗算部３８ｆ、加算部３８ｅ、比較部３８ｇ、比較部３８ｈ、出力反転部３８ｉ及び出力反転部３８ｊを有する。

絶対値演算部３８ａは、電圧振幅指令Ｖ^＊の絶対値｜Ｖ^＊｜を演算する。除算部３８ｂは、絶対値｜Ｖ^＊｜を、電圧センサ２０で検出された直流電圧Ｖ_ｄｃによって除算する。図４に示す構成では、除算部３８ｂの出力が変調率となる。バッテリ１０の出力電圧であるバッテリ電圧は、電流を流し続けることにより変動する。そのため、キャリア比較部３８Ａでは、絶対値｜Ｖ^＊｜を直流電圧Ｖ_ｄｃで除算することによって、変調率の値を調整し、バッテリ電圧の低下によってモータ印加電圧が低下しないようにできる。

乗算部３８ｃは、基準位相θ_ｅに進角位相θ_ｖを加えた“θ_ｅ＋θ_ｖ”の正弦値を演算する。乗算部３８ｃは、“θ_ｅ＋θ_ｖ”の正弦値を、除算部３８ｂの出力である変調率に乗算する。乗算部３８ｄは、乗算部３８ｃの出力である電圧指令Ｖ_ｒｅｆに“１／２”を乗算する。加算部３８ｅは、乗算部３８ｄの出力に“１／２”を加算する。乗算部３８ｆは、加算部３８ｅの出力に“−１”を乗算する。加算部３８ｅの出力は、複数のスイッチング素子５１，５２，５３，５４のうち、上アームの２つのスイッチング素子５１，５３を駆動するための正側電圧指令Ｖ_ｒｅｆ１として比較部３８ｇに入力される。乗算部３８ｆの出力は、下アームの２つのスイッチング素子５２，５４を駆動するための負側電圧指令Ｖ_ｒｅｆ２として比較部３８ｈに入力される。

比較部３８ｇは、正側電圧指令Ｖ_ｒｅｆ１と、キャリアの振幅とを比較する。比較部３８ｇの出力を反転した出力反転部３８ｉの出力は、スイッチング素子５１へのＰＷＭ信号Ｑ１となり、比較部３８ｇの出力は、スイッチング素子５２へのＰＷＭ信号Ｑ２となる。同様に、比較部３８ｈは、負側電圧指令Ｖ_ｒｅｆ２と、キャリアの振幅とを比較する。比較部３８ｈの出力を反転した出力反転部３８ｊの出力は、スイッチング素子５３へのＰＷＭ信号Ｑ３となり、比較部３８ｈの出力は、スイッチング素子５４へのＰＷＭ信号Ｑ４となる。出力反転部３８ｉにより、スイッチング素子５１とスイッチング素子５２とが同時にオンされることはない。出力反転部３８ｊにより、スイッチング素子５３とスイッチング素子５４とが同時にオンされることはない。

図５は、図４に示されるキャリア比較部３８Ａにおける要部の波形例を示すタイムチャートである。図５には、加算部３８ｅから出力される正側電圧指令Ｖ_ｒｅｆ１の波形と、乗算部３８ｆから出力される負側電圧指令Ｖ_ｒｅｆ２の波形と、ＰＷＭ信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４の波形と、インバータ出力電圧の波形とが示されている。

ＰＷＭ信号Ｑ１は、正側電圧指令Ｖ_ｒｅｆ１がキャリアよりも大きいときに“ロー（Ｌｏｗ）”となり、正側電圧指令Ｖ_ｒｅｆ１がキャリアよりも小さいときに“ハイ（Ｈｉｇｈ）”となる。ＰＷＭ信号Ｑ２は、ＰＷＭ信号Ｑ１の反転信号である。ＰＷＭ信号Ｑ３は、負側電圧指令Ｖ_ｒｅｆ２がキャリアよりも大きいときに“ロー（Ｌｏｗ）”となり、負側電圧指令Ｖ_ｒｅｆ２がキャリアよりも小さいときに“ハイ（Ｈｉｇｈ）”となる。ＰＷＭ信号Ｑ４は、ＰＷＭ信号Ｑ３の反転信号である。このように、図４に示される回路は、“ローアクティブ（Ｌｏｗ Ａｃｔｉｖｅ）”で構成されているが、それぞれの信号が逆の値となる“ハイアクティブ（Ｈｉｇｈ Ａｃｔｉｖｅ）”で構成されていてもよい。

インバータ出力電圧の波形は、図５に示されるように、ＰＷＭ信号Ｑ１とＰＷＭ信号Ｑ４との差電圧による電圧パルスと、ＰＷＭ信号Ｑ３とＰＷＭ信号Ｑ２との差電圧による電圧パルスとが表れる。これらの電圧パルスが、モータ印加電圧として、インバータ１１から単相モータ１２に印加される。

キャリア比較部３８ＡがＰＷＭ信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４を生成する際に使用する変調方式としては、バイポーラ変調と、ユニポーラ変調とが知られている。バイポーラ変調は、電圧指令Ｖ_ｒｅｆの１周期ごとに正または負の電位で変化する電圧パルスを出力する変調方式である。ユニポーラ変調は、電圧指令Ｖ_ｒｅｆの１周期ごとに３つの電位で変化する電圧パルス、すなわち正の電位と負の電位と零の電位とに変化する電圧パルスを出力する変調方式である。図５に示される波形は、ユニポーラ変調によるものである。本実施の形態のモータ駆動装置２においては、何れの変調方式を用いてもよい。なお、モータ電流波形をより正弦波に制御する必要がある用途では、バイポーラ変調よりも、高調波含有率が少ないユニポーラ変調を採用することが好ましい。

また、図５に示される波形は、電圧指令Ｖ_ｒｅｆの半周期Ｔ／２の区間において、第１レグ５Ａを構成するスイッチング素子５１，５２と、第２レグ５Ｂを構成するスイッチング素子５３，５４の４つのスイッチング素子をスイッチング動作させる方式によって得られる。この方式は、正側電圧指令Ｖ_ｒｅｆ１と負側電圧指令Ｖ_ｒｅｆ２の双方でスイッチング動作させることから、「両側ＰＷＭ」と呼ばれる。これに対し、電圧指令Ｖ_ｒｅｆの１周期Ｔのうちの一方の半周期では、スイッチング素子５１，５２のスイッチング動作を休止させ、電圧指令Ｖ_ｒｅｆの１周期Ｔのうちの他方の半周期では、スイッチング素子５３，５４のスイッチング動作を休止させる方式もある。この方式は、「片側ＰＷＭ」と呼ばれる。以下、「片側ＰＷＭ」について説明する。

図６は、図３に示されるキャリア比較部３８の他の構成例を示すブロック図である。図６には、上述した「片側ＰＷＭ」によるＰＷＭ信号の生成回路の一例が示され、具体的には、キャリア比較部３８の一例であるキャリア比較部３８Ｂ及びキャリア生成部３３の詳細構成が示されている。なお、図６に示されるキャリア生成部３３の構成は、図４に示されるものと同一または同等である。また、図６に示されるキャリア比較部３８Ｂの構成において、図４に示されるキャリア比較部３８Ａと同一または同等の構成部には同一の符号を付して示している。

キャリア比較部３８Ｂは、図６に示されるように、絶対値演算部３８ａ、除算部３８ｂ、乗算部３８ｃ、乗算部３８ｋ、加算部３８ｍ、加算部３８ｎ、比較部３８ｇ、比較部３８ｈ、出力反転部３８ｉ及び出力反転部３８ｊを有する。

絶対値演算部３８ａは、電圧振幅指令Ｖ^＊の絶対値｜Ｖ^＊｜を演算する。除算部３８ｂは、絶対値｜Ｖ^＊｜を、電圧センサ２０で検出された直流電圧Ｖ_ｄｃによって除算する。図６の構成でも、除算部３８ｂの出力が変調率となる。

乗算部３８ｃは、基準位相θ_ｅに進角位相θ_ｖを加えた“θ_ｅ＋θ_ｖ”の正弦値を演算する。乗算部３８ｃは、“θ_ｅ＋θ_ｖ”の正弦値を、除算部３８ｂの出力である変調率に乗算する。乗算部３８ｋは、乗算部３８ｃの出力である電圧指令Ｖ_ｒｅｆに“−１”を乗算する。加算部３８ｍは、乗算部３８ｃの出力である電圧指令Ｖ_ｒｅｆに“１”を加算する。加算部３８ｎは、乗算部３８ｋの出力、即ち電圧指令Ｖ_ｒｅｆの反転出力に“１”を加算する。加算部３８ｍの出力は、複数のスイッチング素子５１，５２，５３，５４のうち、上アームの２つのスイッチング素子５１，５３を駆動するための第１電圧指令Ｖ_ｒｅｆ３として比較部３８ｇに入力される。加算部３８ｎの出力は、下アームの２つのスイッチング素子５２，５４を駆動するための第２電圧指令Ｖ_ｒｅｆ４として比較部３８ｈに入力される。

比較部３８ｇは、第１電圧指令Ｖ_ｒｅｆ３と、キャリアの振幅とを比較する。比較部３８ｇの出力を反転した出力反転部３８ｉの出力は、スイッチング素子５１へのＰＷＭ信号Ｑ１となり、比較部３８ｇの出力は、スイッチング素子５２へのＰＷＭ信号Ｑ２となる。同様に、比較部３８ｈは、第２電圧指令Ｖ_ｒｅｆ４と、キャリアの振幅とを比較する。比較部３８ｈの出力を反転した出力反転部３８ｊの出力は、スイッチング素子５３へのＰＷＭ信号Ｑ３となり、比較部３８ｈの出力は、スイッチング素子５４へのＰＷＭ信号Ｑ４となる。出力反転部３８ｉにより、スイッチング素子５１とスイッチング素子５２とが同時にオンされることはない。出力反転部３８ｊにより、スイッチング素子５３とスイッチング素子５４とが同時にオンされることはない。

図７は、図６に示されるキャリア比較部３８Ｂにおける要部の波形例を示すタイムチャートである。図７には、加算部３８ｍから出力される第１電圧指令Ｖ_ｒｅｆ３の波形と、加算部３８ｎから出力される第２電圧指令Ｖ_ｒｅｆ４の波形と、ＰＷＭ信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４の波形と、モータ印加電圧の波形とが示されている。なお、図７では、便宜的に、キャリアのピーク値よりも振幅値が大きくなる第１電圧指令Ｖ_ｒｅｆ３の波形部分と、キャリアのピーク値よりも振幅値が大きくなる第２電圧指令Ｖ_ｒｅｆ４の波形部分は、フラットな直線で表されている。

ＰＷＭ信号Ｑ１は、第１電圧指令Ｖ_ｒｅｆ３がキャリアよりも大きいときに“ロー（Ｌｏｗ）”となり、第１電圧指令Ｖ_ｒｅｆ３がキャリアよりも小さいときに“ハイ（Ｈｉｇｈ）”となる。ＰＷＭ信号Ｑ２は、ＰＷＭ信号Ｑ１の反転信号である。ＰＷＭ信号Ｑ３は、第２電圧指令Ｖ_ｒｅｆ４がキャリアよりも大きいときに“ロー（Ｌｏｗ）”となり、第２電圧指令Ｖ_ｒｅｆ４がキャリアよりも小さいときに“ハイ（Ｈｉｇｈ）”となる。ＰＷＭ信号Ｑ４は、ＰＷＭ信号Ｑ３の反転信号である。このように、図６に示される回路は、“ローアクティブ（Ｌｏｗ Ａｃｔｉｖｅ）”で構成されているが、それぞれの信号が逆の値となる“ハイアクティブ（Ｈｉｇｈ Ａｃｔｉｖｅ）”で構成されていてもよい。

インバータ出力電圧の波形は、図７に示されるように、ＰＷＭ信号Ｑ１とＰＷＭ信号Ｑ４との差電圧による電圧パルスと、ＰＷＭ信号Ｑ３とＰＷＭ信号Ｑ２との差電圧による電圧パルスとが表れる。これらの電圧パルスが、モータ印加電圧として、インバータ１１から単相モータ１２に印加される。

図７に示される波形では、電圧指令Ｖ_ｒｅｆの１周期Ｔのうちの一方の半周期では、スイッチング素子５１，５２のスイッチング動作が休止し、電圧指令Ｖ_ｒｅｆの１周期Ｔのうちの他方の半周期では、スイッチング素子５３，５４のスイッチング動作が休止している。

また、図７に示されるように、インバータ出力電圧の波形は、電圧指令Ｖ_ｒｅｆの１周期ごとに３つの電位で変化するユニポーラ変調となる。前述の通り、ユニポーラ変調に代えてバイポーラ変調を用いてもよいが、モータ電流波形をより正弦波に制御する必要がある用途では、ユニポーラ変調を採用することが好ましい。

つぎに、本実施の形態における進角制御について、図８から図１０の図面を参照して説明する。図８は、図１に示される制御部２５の機能部位のうち、図４に示されるキャリア比較部３８Ａ及び図６に示されるキャリア比較部３８Ｂに入力される進角位相θ_ｖを算出するための機能構成を示すブロック図である。図９は、実施の形態１に係る制御部２５における進角位相θ_ｖの算出方法の一例を示す図である。図１０は、図４及び図６に示される電圧指令Ｖ_ｒｅｆと進角位相θ_ｖとの関係の説明に使用するタイムチャートである。

進角位相θ_ｖの算出機能は、図８に示されるように、検出電流信号処理部４１と、位置推定部４２と、回転速度算出部４３と、進角位相算出部４４とによって実現できる。検出電流信号処理部４１は、電流検出部２２で検出された電流Ｉ_ｍに対してノイズを除去する信号処理を行う。位置推定部４２は、検出電流信号処理部４１でノイズが除去された電流Ｉ_ｍから、単相モータ１２のロータ１２ａの位置を推定する。検出電流信号処理部４１および位置推定部４２の詳細な構成及び動作については後述する。回転速度算出部４３は、位置推定部４２で推定された単相モータ１２のロータ１２ａの推定位置に基づいて、単相モータ１２の回転速度ωを算出する。また、回転速度算出部４３は、ロータ１２ａの基準位置からの角度であるロータ機械角θ_ｍを電気角に換算した基準位相θ_ｅを算出する。図１０の例では、推定位置が立ち下がるエッジの部分がロータ１２ａの基準位置とされている。進角位相算出部４４は、回転速度算出部４３で算出された回転速度ω及び基準位相θ_ｅに基づいて、進角位相θ_ｖを算出する。

図９では、横軸には回転速度Ｎが示され、縦軸には進角位相θ_ｖが示されている。図９に示されるように、進角位相θ_ｖは、回転速度Ｎの増加に対して進角位相θ_ｖが増加する関数を用いて決定することができる。図９の例では、１次の線形関数により進角位相θ_ｖを決定しているが、１次の線形関数に限定されない。回転速度Ｎの増加に応じて進角位相θ_ｖが同じ、または大きくなる関係であれば、１次の線形関数以外の関数を用いてもよい。

図１０の上段部には、位置推定部４２で推定された単相モータ１２のロータ１２ａの推定位置と、図１に示すロータ１２ａの基準位置からの角度であるロータ機械角θ_ｍと、ロータ機械角θ_ｍを電気角に換算した位相である基準位相θ_ｅとが示されている。また、図１０の中段部には、「例１」及び「例２」として、２つの電圧指令Ｖ_ｒｅｆの波形例が示されている。また、図１０の最下段部には、ロータ１２ａが時計方向に回転したときのロータ機械角θ_ｍが０°，４５°，９０°，１３５°及び１８０°である状態が示されている。単相モータ１２のロータ１２ａには４つの磁石が設けられ、ロータ１２ａの外周には４つのティース１２ｂ１が設けられている。位置推定部４２は、ロータ１２ａが時計方向に回転した場合、ロータ機械角θ_ｍに応じたロータ１２ａの位置を推定する。回転速度算出部４３は、位置推定部４２で推定された単相モータ１２のロータ１２ａの推定位置に基づいて、電気角に換算した基準位相θ_ｅを算出する。

図１０の中段部において、「例１」として示される電圧指令Ｖ_ｒｅｆは、進角位相θ_ｖ＝０の場合の電圧指令である。進角位相θ_ｖ＝０の場合、基準位相θ_ｅと同相の電圧指令Ｖ_ｒｅｆが出力される。なお、このときの電圧指令Ｖ_ｒｅｆの振幅は、前述した電圧振幅指令Ｖ^＊に基づいて決定される。

また、図１０の中段部において、「例２」として示される電圧指令Ｖ_ｒｅｆは、進角位相θ_ｖ＝π／４の場合の電圧指令である。進角位相θ_ｖ＝π／４の場合、基準位相θ_ｅから進角位相θ_ｖの成分であるπ／４進めた電圧指令Ｖ_ｒｅｆが出力される。

上記に示した進角制御に限らず、単相モータ１２の制御には、ロータ１２ａの正確な位置情報が必要となる。モータ駆動システム１は、位置センサを搭載している場合には、位置センサから出力される位置センサ信号に基づいて基準位相θ_ｅを算出することが可能であるが、位置センサを搭載しない位置センサレス制御においては、ロータ１２ａの位置を検出する別の手段が必要となる。

ロータ１２ａの位置推定については、様々な手段が検討されている。例えば、リラクタンストルクを用いることで高効率駆動が可能な３相の埋め込み永久磁石同期電動機（ＩＰＭＳＭ：Ｉｎｔｅｒｉｏｒ Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ Ｍａｇｎｅｔ Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ Ｍｏｔｏｒ）では、その構造から回転角に応じて巻線のインダクタンス成分が変化する。３相のＩＰＭＳＭでは、印加する電圧指令に高周波を重畳し、巻線に流れる高周波の電流からインダクタンス値を測定し、位置を推定することができる。しかしながら、この方法では高周波を重畳するため、高周波音、トルクリプルなどが発生する問題があった。

しかしながら、ＩＰＭＳＭの構造を３相から単相に変更することで、この問題を解決することができる。図１１は、実施の形態１に係る単相モータ１２である単相の埋め込み永久磁石同期電動機の構成例を示す図である。単相構造のＩＰＭＳＭは、ロータ１２ａの回転角に対して巻線の端子間のインダクタンス値が変化する構造となっている。そのため、モータ駆動装置２は、このインダクタンス値の変化から、上述した位置推定と同様に電流から単相モータ１２のロータ１２ａの位置を推定することが可能である。

３相のＩＰＭＳＭでは、回転座標上からモータの回転速度、電流などを制御する方式が一般的である。しかしながら、回転座標上では３相ＩＰＭＳＭの突極比による巻線のインダクタンス値の変化が観測されない。そのため、３相ＩＰＭＳＭを用いる場合は、前述したような、回転角速度よりも速い高周波を重畳する方式によって位置を推定する。これに対して、単相のＩＰＭＳＭでは、回転座標上においても巻線のインダクタンス値の変化が観測される。すなわち、インバータ１１が接続される単相モータ１２の端子間において、単相モータ１２の回転角に応じて単相モータ１２の端子間インダクタンス値が増減する。そのため、高周波を印加せずに、単相モータ１２を回転させている基本波の電流から位置を推定することが可能となっている。なお、図１１では２極のロータ１２ａを図示しているが、極数を限定する意味ではない。

本実施の形態では、単相モータ１２として、図１１に示したような単相のＩＰＭＳＭを想定している。単相モータ１２では、ロータ１２ａの突極性により、回転角度に対して磁束が均一に分布されない。そのため、単相モータ１２では、コイルのインダクタンス成分が図１２に示すように回転角に応じて変化する。図１２は、実施の形態１に係るモータ駆動システム１の単相モータ１２におけるインダクタンス値の変化を示す図である。インダクタンス値の変化については、以下の式（１）の通りである。

Ｌ（θ_ｅ）＝Ｌ_ａｍｐｓｉｎ２θ_ｅ＋Ｌ_ｂｉａｓ …（１）

式（１）において、Ｌ_ａｍｐはインダクタンス値の振幅であり、Ｌ_ｂｉａｓはインダクタンス値のオフセットであり、θ_ｅは基準位相である。Ｌ_ｂｉａｓは、図１２に示すように、突極無しの場合のインダクタンス値に相当する。

単相モータ１２の巻線に流れる電流は下記の通りである。まず、インバータ１１から単相モータ１２に印加される電圧Ｖ_ｍは、以下の式（２）の通りである。

式（２）において、Ｖ_ｍはインバータ印加電圧であり、Ｒは単相モータ１２の巻線の抵抗であり、Ｉ_ｎは単相モータ１２の巻線に流れる電流であり、ｅ_ｍは誘起電圧である。式（２）を以下のように変形する。

ここで、ｄｔ×Ｒ＜＜１より、ｄｔ×Ｒ≒０とすると、式（５）は以下の通りとなる。

Ｖ_ｍ＝Ｖ_ａｍｐｓｉｎ（θ_ｅ＋θ_ｖ） …（７）
ｅ_ｍ＝ｅ_ａｍｐｓｉｎθ_ｅ …（８）

ここで、Ｖ_ａｍｐはインバータ印加電圧交流振幅であり、ｅ_ａｍｐは誘起電圧交流振幅であり、θ_ｖは進角位相であり、単相モータ１２の回転数が一定であれば進角位相θ_ｖは定数である。式（６）のＶ_ｍ−ｅ_ｍは、以下の式（９）のように表すことができる。

単相モータ１２の回転数を一定とし、Ｖ_ａｍｐｃｏｓθ_ｅ、Ｖ_ａｍｐｓｉｎθ_ｅ及びｅ_ａｍｐを、それぞれＶ_ａｍｐｃｏｓθ_ｅ＝Ａ、Ｖ_ａｍｐｓｉｎθ_ｅ＝Ｂ及びｅ_ａｍｐ＝Ｃのように定数で表すと、式（９）は式（１０）のように表すことができる。ただし、βは式（１１）の通りとする。

従って、電流Ｉ_ｎは式（１２）のように表すことができる。

また、式（１）より、式（１２）は式（１３）のように表すことができる。

式（１３）より、電流Ｉ_ｎの分母は、ロータ１２ａの位置と同期して値が変化することが確認できる。基準位相θ_ｅの周波数を基準すなわち基本波１ｆとした場合、電流Ｉ_ｎは分子に基本波１ｆ成分、分母に２ｆ成分が含まれることになる。式（１３）の第一項を簡易的に周波数解析した結果を図１３に示す。図１３は、実施の形態１に係る単相モータ１２に流れる電流Ｉ_ｎを簡易的に周波数解析した結果を示す図である。図１３では、基本波１ｆ成分ｓｉｎｘを＃１のスペクトルで示し、２ｆ成分ｓｉｎ２ｘを＃２のスペクトルで示し、２ｆ成分の波形にオフセットをもたせて除算した１／（ｓｉｎ２ｘ＋ｏｆｆｓｅｔ）を＃３のスペクトルで示している。ｓｉｎｘ／（ｓｉｎ２ｘ＋ｏｆｆｓｅｔ）を＃４のスペクトルで示し、これを式（１３）の第一項と仮定している。図１３で示すように、電流Ｉ_ｎに含まれる周波数成分は、＃４のスペクトルより基本波の奇数倍（２ｎ＋１）を含むことが容易に理解できる。この（２ｎ＋１）ｆ成分は、インダクタンスＬの位相成分を含んでいる。そのため、位置推定部４２は、電流Ｉ_ｎに含まれる（２ｎ＋１）ｆの信号に対してフーリエ変換による信号処理を行って位相を検出することで、ロータ１２ａの位置を推定することができる。なお、ｎは自然数とする。

図１３に示す通り、基本波１ｆ成分に対して（２ｎ＋１）ｆの奇数倍の高調波は、次数が低いスペクトルのパワーが大きいため、精度よく位相を検出する際には３次の周波数成分を用いるのがよい。しかしながら、信号処理の方法、電流検出回路の構成によっては必ずしも３次の周波数成分を精度よく検出できるとは限らない。そのため、５次、７次といった奇数倍の高調波のどの成分を用いるかについては限定しない。

モータ駆動装置２は、複数の奇数倍のスペクトルのそれぞれに対して位相検出を行い、平均化を行うことで位相検出の精度を高めることも可能である。例えば、３次、５次、７次の高調波から位相を検出し、平均化を行う。このとき、モータ駆動装置２は、前述したように次数の低いスペクトルのパワーが大きいため、次数の低いスペクトルの検出結果を強く反映させるために、平均化に対して次数ごとに重み付けをしてもよい。

インダクタンス成分を含む回路に流れる電流は、印加した電圧に対して位相が遅れることは自明である。前述した奇数倍の高調波から位相を検出した際に、この電流の遅れ分を補正する必要がある。単相モータ１２の巻線回路をＲＬ回路と仮定し、あらかじめ巻線のパラメータを保持しておくことで、電流の遅れを時定数τとして以下の式（１４）より算出する。

τ＝Ｌ_ｂｉａｓ／Ｒ …（１４）

モータ電流の基本波の奇数倍（２ｎ＋１）の周波数成分を抽出して位置を推定するため、モータ電流を検出する際にはこの基本波の奇数倍（２ｎ＋１）の周波数成分を検出する必要がある。この電流を検出する手段は、前述したように、電流センサなどの検出器を用いる方法、シャント抵抗による電圧降下から電流を算出する方式など様々な方式が考えられる。これらの電流検出では、ノイズ成分を除去するためにローパスフィルタ（ＬＰＦ：Ｌｏｗ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）の使用が一般的である。ただし、前述のように、位置推定には電流の基本波に対する奇数倍の高調波を使用する必要があるため、この奇数倍の高調波を取り除かないようなＬＰＦの設計が必須である。

図１４は、実施の形態１に係る検出電流信号処理部４１の構成例を示す図である。また、図１５は、実施の形態１に係る検出電流信号処理部４１の他の構成例を示す図である。モータの回転速度ωに比例して巻線の電流の基本波周波数は変化するため、同様に奇数倍の高調波もモータの回転速度に比例して変化する。そのため、検出電流信号処理部４１は、図１４に示すように、カットオフ周波数の異なるＬＰＦを複数用意し、現在のモータの回転速度に対応して検出する電流信号をセレクタ回路４１１にて選択する。または、検出電流信号処理部４１は、図１５に示すように、あらかじめモータの最大回転速度ｆｍａｘの３倍のカットオフ周波数をもつＬＰＦを１つ使用してもよい。検出電流信号処理部４１は、何れの方法においても、巻線に流れる電流の基本波及び奇数倍の高調波のうち少なくとも３次の高調波成分が検出できればよい。

図１６は、実施の形態１に係るモータ駆動装置２における単相モータ１２のロータ１２ａの位置を推定する動作を示すフローチャートである。モータ駆動装置２において、電流検出部２２は、電流Ｉ_ｍを検出する（ステップＳＴ１）。制御部２５において、検出電流信号処理部４１は、電流検出部２２で検出された電流Ｉ_ｍから、ＬＰＦにてノイズを除去する（ステップＳＴ２）。位置推定部４２は、検出電流信号処理部４１でノイズが除去された電流Ｉ_ｍから、基本波１ｆに対して３次の高調波成分を含む電流を取得する（ステップＳＴ３）。位置推定部４２は、３次の高調波成分を含む電流に対してフーリエ変換を行い、３次成分の位相を抽出する（ステップＳＴ４）。位置推定部４２は、抽出した位相から単相モータ１２のロータ１２ａの位置を推定する（ステップＳＴ５）。回転速度算出部４３以降の動作は前述の通りである。

なお、検出電流信号処理部４１で使用するフィルタとしてＬＰＦについて記述したが、これに限定されない。検出電流信号処理部４１では、バンドパスフィルタなど、電流の基本波及び奇数倍の高調波を検出することができれば、フィルタの形態は問わない。また、検出電流信号処理部４１では、フィルタについて、回路上にアナログ回路として構成してもよいし、マイコン内部のデジタル回路として構成してもよい。

また、位相を推定するのに電流値を用いる場合について説明したが、これに限定されない。電流と電圧とはＺをインピーダンスとするとＶ＝ＺＩのように比例関係にあるため、モータ駆動装置２は、モータに印加される電圧を直接検出し、基本波の奇数次倍の周波数位相を検出して位置を推定してもよい。前述のように、電圧センサ２０の検出対象は、モータ駆動装置２の出力電圧であるインバータ出力電圧であってもよい。すなわち、制御部２５は、単相モータ１２に出力される交流電圧から、インバータ１１が単相モータ１２に出力する交流電圧の基本波に対して２ｎ＋１倍の周波数成分を含む電圧を検出し、２ｎ＋１倍の周波数成分から位相を算出し、単相モータ１２のロータ１２ａの位置を推定する。

上記の単相のＩＰＭＳＭ構造による突極比をもつインダクタンス成分を利用した位置推定方法は、位置センサを用いないで位置推定が可能で、誘起電圧を利用する方式と異なり、モータが低速時にもその効果を発揮できることが大きなメリットである。

つづいて、モータ駆動装置２が備える制御部２５のハードウェア構成について説明する。図１７は、実施の形態１に係るモータ駆動装置２が備える制御部２５を実現するハードウェア構成の一例を示す図である。制御部２５は、プロセッサ２０１及びメモリ２０２により実現される。

プロセッサ２０１は、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ、中央処理装置、処理装置、演算装置、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、プロセッサ、ＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）ともいう）、またはシステムＬＳＩ（Ｌａｒｇｅ Ｓｃａｌｅ Ｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ）である。メモリ２０２は、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ）、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）、フラッシュメモリー、ＥＰＲＯＭ（Ｅｒａｓａｂｌｅ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）、ＥＥＰＲＯＭ（登録商標）（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｌｙ Ｅｒａｓａｂｌｅ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）といった不揮発性または揮発性の半導体メモリを例示できる。また、メモリ２０２は、これらに限定されず、磁気ディスク、光ディスク、コンパクトディスク、ミニディスク、またはＤＶＤ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｖｅｒｓａｔｉｌｅ Ｄｉｓｃ）でもよい。

以上説明したように、本実施の形態によれば、モータ駆動装置２において、制御部２５は、電流検出部２２で検出された電流Ｉ_ｍから、インバータ１１が単相モータ１２に出力する交流電圧の基本波に対して２ｎ＋１倍の周波数成分を含む電流を検出し、検出した２ｎ＋１倍の電流の周波数成分から位相を算出し、単相モータ１２のロータ１２ａの位置を推定する。これにより、単相モータ１２において位置センサ搭載によるコスト増加、制御性の悪化などを抑制しながら、効果的に単相モータ１２の回転数制御を実現できる。

実施の形態２．
実施の形態２では、実施の形態１で説明したモータ駆動装置２の適用例について説明する。

図１８は、実施の形態２に係るモータ駆動装置２を備える電動送風機６４の構成例を示す図である。電動送風機６４は、実施の形態１で説明したモータ駆動装置２を備え、モータ駆動装置２が駆動する単相モータ１２に対してプロペラ６９が装着されている。電動送風機６４は、モータ駆動装置２が単相モータ１２を回転させることで、風を送り出すまたは吸引する構造となっている。

図１９は、実施の形態２に係る電動送風機６４を備える電気掃除機６１の構成例を示す図である。電気掃除機６１は、図１に示されるバッテリ１０に相当するバッテリ６７と、図１に示されるモータ駆動装置２と、図１に示される単相モータ１２により駆動される電動送風機６４とを備える。また、電気掃除機６１は、集塵室６５と、センサ６８と、吸込口体６３と、延長管６２と、操作部６６とを備える。

電気掃除機６１を使用する使用者は、操作部６６を持ち、電気掃除機６１を操作する。電気掃除機６１のモータ駆動装置２は、バッテリ６７を電源として電動送風機６４を駆動する。電動送風機６４が駆動されることにより、吸込口体６３からごみの吸込みが行われる。吸込まれたごみは、延長管６２を介して集塵室６５へ集められる。

電気掃除機６１は、単相モータ１２の回転速度が０［ｒｐｍ］から１０万［ｒｐｍ］を超えて変動する製品である。このような単相モータ１２が高速回転する製品を駆動する際には、高いキャリア周波数が必要となる。そのため、従来の電流検出方式では、Ａ／Ｄ変換タイミングを調整することが難しく、スイッチング時間も短くなり検出がより困難となる。そのため、前述した実施の形態１に係る制御手法が好適である。

単相モータ１２に電圧指令に基づく電圧を出力する際、制御部２５は、電圧指令の周期のうちの一方の半周期では、上アーム第１素子と下アーム第１素子とのスイッチング動作を休止させ、電圧指令の周期のうちの他方の半周期では、上アーム第２素子と下アーム第２素子とのスイッチング動作を休止させる。これにより、スイッチング損失の増加が抑制され、効率のよい電気掃除機６１を実現することができる。

また、実施の形態に係る電気掃除機６１は、インバータ１１のスイッチング素子５１，５２，５３，５４をワイドバンドギャップ半導体により形成することで、放熱部品の簡素化により小型化及び軽量化することができる。

図２０は、実施の形態２に係る電動送風機６４を備えるハンドドライヤ９０の構成例を示す図である。ハンドドライヤ９０は、ケーシング９１と、手検知センサ９２と、水受け部９３と、ドレン容器９４と、カバー９６と、センサ９７と、吸気口９８と、電動送風機６４と、を備える。ここで、センサ９７は、ジャイロセンサ及び人感センサの何れかである。ハンドドライヤ９０では、水受け部９３の上部にある手挿入部９９に手が挿入されることにより、電動送風機６４による送風で水が吹き飛ばされ、吹き飛ばされた水は、水受け部９３で集められた後、ドレン容器９４に溜められる。

ハンドドライヤ９０は、図１９に示す電気掃除機６１と同様に、モータ回転数が０［ｒｐｍ］から１０万［ｒｐｍ］を超えて変動する製品である。このため、ハンドドライヤ９０においても、前述した実施の形態に係る制御手法が好適であり、電気掃除機６１と同様な効果を得ることができる。

以上の説明の通り、本実施の形態では、電気掃除機６１及びハンドドライヤ９０にモータ駆動装置２を適用した構成例を説明したが、モータ駆動装置２は、モータが搭載された電気機器に適用することができる。モータが搭載された電気機器は、焼却炉、粉砕機、乾燥機、集塵機、印刷機械、クリーニング機械、製菓機械、製茶機械、木工機械、プラスチック押出機、ダンボール機械、包装機械、熱風発生機、ＯＡ機器、電動送風機などである。電動送風機は、物体輸送用、吸塵用、または一般送排風用の送風手段である。

以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。

１ モータ駆動システム、２ モータ駆動装置、５Ａ 第１レグ、５Ｂ 第２レグ、６Ａ，６Ｂ 接続点、１０，６７ バッテリ、１１ インバータ、１２ 単相モータ、１２ａ ロータ、１２ｂ ステータ、１２ｂ１ ティース、２０ 電圧センサ、２２ 電流検出部、２５ 制御部、３２ 駆動信号生成部、３３ キャリア生成部、３８，３８Ａ，３８Ｂ キャリア比較部、３８ａ 絶対値演算部、３８ｂ 除算部、３８ｃ，３８ｄ，３８ｆ，３８ｋ 乗算部、３８ｅ，３８ｍ，３８ｎ 加算部、３８ｇ，３８ｈ 比較部、３８ｉ，３８ｊ 出力反転部、４１ 検出電流信号処理部、４２ 位置推定部、４３ 回転速度算出部、４４ 進角位相算出部、５１，５２，５３，５４ スイッチング素子、５１ａ，５２ａ，５３ａ，５４ａ ボディダイオード、６１ 電気掃除機、６２ 延長管、６３ 吸込口体、６４ 電動送風機、６５ 集塵室、６６ 操作部、６８，９７ センサ、９０ ハンドドライヤ、９１ ケーシング、９２ 手検知センサ、９３ 水受け部、９４ ドレン容器、９６ カバー、９８ 吸気口、９９ 手挿入部、１０２ スイッチ。

Claims (9)

1. 永久磁石を有する単相モータに交流電圧を出力するインバータと、
   前記単相モータの動作状態を表す物理量を検出する検出部と、
   前記検出部で検出された前記物理量から、前記インバータが前記単相モータに出力する前記交流電圧の基本波に対して２ｎ＋１倍の周波数成分を含む電流を検出する制御部と、
   を備え、ｎは自然数であるモータ駆動装置。
2. 前記インバータが接続される前記単相モータの端子間において、前期単相モータの回転角に応じて前記単相モータの端子間インダクタンス値が増減する、
   請求項１に記載のモータ駆動装置。
3. 前記物理量は前記単相モータに流れる電流であり、
   前記制御部は、前記２ｎ＋１倍の周波数成分を含む電流から位相を算出し、前記単相モータのロータの位置を推定する、
   請求項１または２に記載のモータ駆動装置。
4. 前記物理量は前記インバータから前記単相モータに出力される前記交流電圧であり、
   前記制御部は、前記交流電圧から、前記インバータが前記単相モータに出力する前記交流電圧の基本波に対して２ｎ＋１倍の周波数成分を含む電圧を検出し、前記２ｎ＋１倍の周波数成分から位相を算出し、前記単相モータのロータの位置を推定する、
   請求項１または２に記載のモータ駆動装置。
5. 前記インバータが有する複数のスイッチング素子のうちの少なくとも１つはワイドバンドギャップ半導体で形成されている請求項１から４のいずれか１つに記載のモータ駆動装置。
6. 前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素、窒化ガリウム、またはダイヤモンドである請求項５に記載のモータ駆動装置。
7. 請求項１から６のいずれか１つに記載のモータ駆動装置を備える電動送風機。
8. 請求項７に記載の電動送風機を備える電気掃除機。
9. 請求項７に記載の電動送風機を備えるハンドドライヤ。

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