JP3609931B2 - モータ電流制御装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、モータの応答性と安定性を兼ね備えたモータ電流制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図１５は、従来のモータ電流制御装置の構成を概略的に示す図である。また、図１６は従来のモータ電流制御装置におけるＰＷＭ指令値とモータ電流関係を示す特性図である。
図１５において、１２ａから１２ｄはスイッチング素子であり、１３ａから１３ｄは環流ダイオードである。
図１５に示すようなブリッジ回路によりモータを駆動するモータ電流制御装置において、所望の通流方向に対し１対のスイッチング素子（例えば１２ａおよび１２ｄ）をＰＷＭ（パルス幅変調）信号により駆動し、他の１対のスイッチング素子（例えば１２ｂおよび１２ｃ）をオフしておく駆動方法が知られている。
この駆動方法によるＰＷＭ指令値とモータ電流の関係は、図１６に示すように、ＰＷＭ指令値としてのデューティ比約５０％を境にして、ＰＷＭ指令値に対するモータ電流の関係が非線形的に大きく変化する。このように、デューティ比とモータ電流の関係が非線形であるために、従来のフィードバック制御では十分な制御成績が得られなかった。
【０００３】
このような問題点に対して、モータ電流目標値とモータ電流検出値から電流フィードバック制御を行い、操作量であるＰＷＭ指令値を補正する解決方法が知られている。
図１４は、その解決方法の一例である特開平５−３３８５４４号公報に示されるモータ電流制御装置である。図１４において、８はモータ、７はモータ８に通流する電流を検出するモータ電流検出手段である。また、４はフィードバック制御演算手段であり、モータ電流検出手段７の出力である電流検出値と、モータ電流目標値とが入力される。１７は駆動特性補正部であり、フィードバック制御演算手段４の出力であるＰＷＭ指令値が入力される。１８はＰＷＭ発生部であり、駆動特性補正部１７の出力が入力される。６はモータ駆動手段であり、ＰＷＭ発生部１８の出力が入力されると共に、モータ８に出力信号としてのモータ駆動信号を供給する。
【０００４】
次に、図１４を用いて従来のモータ電流制御装置の動作について説明する。
モータ電流目標値が与えられると、フィードバック制御演算手段４は、モータ電流検出手段７が検出したモータ電流検出値とモータ電流目標値が一致するように演算を行い、駆動特性補正部１７にＰＷＭ指令値を供給する。駆動特性補正部１７は、フィードバック制御演算手段４から出力されたＰＷＭ指令値を後述する所定の方法で補正し、補正後のＰＷＭ指令値をＰＷＭ発生部１８に供給する。ＰＷＭ発生部１８は、ＰＷＭ駆動部６にＰＷＭパルスを供給して電力増幅し、モータ８をＰＷＭ駆動する。
【０００５】
ここでモータ駆動手段６および駆動特性補正部１７について詳しく説明する。図１５に示すように、モータ駆動手段６をブリッジ回路で構成し、ＰＷＭのオン期間に通流方向の一対のスイッチング素子（スイッチング素子１２ａおよび１２ｄあるいは１２および１２ｃのいずれか一対）をオンし、ＰＷＭのオフ期間にすべてのスイッチング素子１２ａ〜１２ｄをオフする場合、ＰＷＭ指令値とモータ電流の関係は、図１６に示すように非線形となる。
ＰＷＭ指令値の変化量に対するモータ電流の変化量は、デューティ比が所定値α０を越えるまでは非常に小さく、α０を越えると急激に大きくなる。従って、デューティ比がα０以下に合わせてフィードバック制御演算手段４のゲインを決めると、デューティ比がα０を越えたときにゲインが過大となり、電流の供給過多や雑音発生という問題が生じていた。一方、デューティ比α０以上に合わせてフィードバック制御演算手段４のゲインを決めると、デューティ比がα０以下ではゲインが過小となり、電流の応答性が悪くなるという問題が生じていた。
【０００６】
図１７は、従来のモータ電流制御装置におけるＰＷＭ指令値とその補正値との関係を示す特性図である。また、図１８は、従来のモータ電流制御装置における補正後のＰＷＭ指令値とモータ電流の関係を示す特性図である。
これらの問題を解決するために、駆動特性補正部１７によって、フィードバック制御演算手段４からのＰＷＭ指令値を例えば図１７に示すような特性に補正し、ＰＷＭ発生部１８に供給する。このような補正を行うと、ＰＷＭ指令値とモータ電流の関係は、図１８に示すように略線形となり、モータ電流の制御成績を向上させることができたが、依然として後述するような課題があった。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
上述のようにフィードバック制御の操作量を補正するという方法においては、電流フィードバック制御が行われるまで駆動特性補正部によるＰＷＭ指令値の補正が行われないため、モータ電流の応答性が悪いという課題があった。また、応答性を上げるために、電流フィードバック制御のゲインを上げると、定常安定性が損なわれてしまうといった課題があった。
【０００８】
また、駆動特性補正部１７の特性において、モータの逆起電圧等の外乱が考慮されていないため、外乱が加わるとモータ電流の制御成績が劣化するという課題があった。
【０００９】
この発明は、上述のような課題を解決するためになされたものであり、モータの応答性と安定性を兼ね備えたモータ電流制御装置を提供することを目的とするものである。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
この発明のモータ電流制御装置は、少なくともモータ電流目標値とモータ電流検出値とから演算されるフィードバック制御項と、モータ電流目標値が所定値以下の場合にはモータ電流目標値に略比例した値となるが、モータ電流目標値が所定値以上の場合にはモータ電流目標値に拘わらず略一定の値となるフィードフォワード制御項とからモータの駆動制御を行うためのモータ印加電圧指令値を演算し、モータ印加電圧指令値に基づいてモータを駆動制御する。
【００１１】
また、上記フィードフォワード制御項を、複数の１次関数で近似したことを特徴とする。
【００１２】
また、モータ駆動手段の電源電圧の変化による、モータ印加電圧に対するモータ電流の特性の変化に応じて、上記フィードフォワード制御項を補正することを特徴とする。
【００１３】
また、モータ巻き線抵抗の変化による、モータ印加電圧に対するモータ電流の特性の変化に応じて、上記フィードフォワード制御項を補正することを特徴とする。
【００１４】
また、温度変化による、モータ印加電圧に対するモータ電流の特性の変化に応じて、上記フィードフォワード制御項を補正することを特徴とする。
【００１５】
また、モータ巻き線抵抗の変化または温度変化を、少なくとも上記モータ電流によって推定することを特徴とする。
【００１６】
また、モータ逆起電力によるモータ印加電圧に対するモータ電流の特性の変化に応じて、上記フィードフォワード制御項を補正することを特徴とする。
【００１７】
また、モータの駆動方法の切り換えによるモータ印加電圧に対するモータ電流の特性の変化に応じて、上記フィードフォワード制御項を補正することを特徴とする。
【００１８】
さらに、フィードバック制御が少なくとも積分制御を行い、上記モータの駆動方法の切り換え時には、フィードフォワード制御項と積分項を補正することを特徴とする。
【００１９】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
図１はこの発明を電動パワーステアリングに適用したときの制御装置のブロック図である。
図１において、１は図示しないステアリングホイールに入力される操舵トルクを検出するトルクセンサ、２は車速を検出する車速センサ、３はモータ電流目標値を演算するモータ電流目標値演算手段、４はフィードバック制御演算手段、５はフィードフォワード制御演算手段、６は後述するモータ８を駆動するモータ駆動手段、７はモータ電流を検出するモータ電流検出手段、８は図示しないステアリングホイールの操舵力の補助を行うための駆動力を発生するモータである。
なお、図１に示すモータ電流目標値演算手段３、フィードバック制御演算手段４およびフィードフォワード制御演算手段５は、ワンチップマイコン９が内蔵されたプログラムを実行することによって得られる制御機能をブロック化して表したものである。
また、電動パワーステアリング装置１０は、モータ駆動手段６、モータ電流検出手段７およびワンチップマイコン９から構成される。モータ駆動手段６は、従来装置と同様に、図１５に示すようなブリッジ回路で構成されるものである。
【００２０】
図１の制御ブロック図を用いてこの発明のモータ電流制御装置の動作説明を行う。なお、以下に記す動作はワンチップマイコン９に内蔵されたプログラムを実行することによって実現されるものであり、周期的に実行されるものとする。
まず、トルクセンサ１で図示しないステアリングホイールに入力される操舵トルクを検出する。次に、車速センサ２で車速を検出する。
ワンチップマイコン９には、トルクセンサ１で検出されるトルクに応じたトルクセンサ信号と、車速センサ２で検出される車速に応じた車速信号とが入力される。モータ電流目標値演算手段３は、これらの信号に基づいて車速が低いほど電動パワーステアリング装置のアシスト量が大きくなるようにモータ電流目標値を演算する。
次に、フィードバック制御演算手段４は、モータ電流目標値演算手段３によって演算されたモータ電流目標値と、モータ電流検出手段７で検出されたモータ電流検出値とに基づいて、例えばＰＩ（比例積分）制御を行い、モータを駆動制御するためのモータ印加電圧指令値であるＰＷＭ指令値を演算する。
【００２１】
ここで、モータ駆動手段６においては、従来と同様にＰＷＭ指令値とモータ電流の関係が非線形となる（図１６参照）。
このような非線形要素は、一般に制御成績を悪化させるものであり、電流の応答性の悪化を招くものである。
【００２２】
そこで、この発明の実施の形態１では、フィードフォワード制御演算手段５において、例えばテーブル（後述する図８のような特性）参照によって図２に示すようにモータ電流目標値からフィードフォワード制御項α０を求め、このフィードフォワード項をフィードバック制御演算手段４で演算されるＰＷＭ指令値に加算することにより、ＰＷＭ指令値の補正を行う。
図２における変曲点（Ｉ０、α０）は、図１６に示すようにＰＷＭ指令値の変化量に対するモータ電流の変化量が大きく変化する点である。このように、モータ電流目標値がＩ０である点を境として、モータ電流目標値がＩ０以下のときにはモータ電流目標値に略比例するフィードフォワード制御項を用い、また、モータ電流目標値がＩ０以上のときには略一定値となるフィードフォワード制御項を用い、これにより、フィードバック制御演算手段４から出力されるＰＷＭ指令値とモータ電流との関係を図３に示すように概ね線形とすることにより、従来のようにＰＷＭ指令値とモータ電流の関係における非線形性を克服するができ、モータ電流の制御成績を向上させることができる。
【００２３】
このように演算されたＰＷＭ指令値はモータ駆動手段６に供給される。モータ駆動手段６は、モータ駆動手段６から入力されたＰＷＭ指令値と通電極性に応じて、スイッチング素子１２ａないし１２ｄを適宜駆動し、モータ８に電流を供給する。
【００２４】
このように、モータ電流目標値が所定値Ｉ０以下ではモータ電流目標値に略比例し、一方、モータ電流目標値が所定値Ｉ０以上の場合にはα０近傍の一定値に漸近するフィードフォワード制御項を用いてフィードバック制御項を補正することにより、フィードバック制御項とモータ電流の関係を概ね線形とすることができ、モータ電流の制御成績を改善することができる。
【００２５】
以上、実施の形態１においては、図２のような曲線のデータテーブルを参照することでフィードフォワード項を演算したが、図４のように、折れ線近似を行ってもよい。この場合には、図２の特性の、変曲点Ｉ０と傾きα０／Ｉ０だけをワンチップマイコン９に保持しておけばよく、メモリ容量を節約できるとともに、演算量を減らすことができる。
【００２６】
実施の形態２．
実施の形態１では、ＰＷＭ指令値とモータ電流の関係は一定であるものと仮定したが、実際には外乱要因により変化するものである。そこで、フィードフォワード制御項を外乱に応じて補正し、制御成績をさらに向上させる例について説明する。
【００２７】
図６及び図７は、この発明のモータ電流制御装置における断続モードおよび連続モードのモータ電流及びモータ電圧のモードをそれぞれ概略的に示す特性図である。
モータをパルス駆動する場合、図６に示すように、モータ電流ＩＭが断続的に流れる場合（電流断続モード）と、図７に示すように、モータ電流ＩＭが連続的に流れる場合（電流連続モード）がある。変曲点Ｉ０は電流断続モードから電流連続モードに切り換わるときのモータ平均電流であり、α０はそのときのＰＷＭ指令値である。
図５は他励直流電動機の電機子のモデルを示す図である。図５において、Ｒａは電機子抵抗、Ｌａは電機子インダクタンス、ｖｅは逆起電力である。
図５のモータを図１５の回路で駆動する場合、ＰＷＭ指令値とモータ電流の関係は、電源電圧ＶＢと、モータ印加電圧である逆起電力ｖｅとにより変化し、変曲点（Ｉ０、α０）が移動すると考えられる。例えば、図６は、電源電圧ＶＢが変化したときのＶＭとＩＭの波形を示しており、電源電圧ＶＢが高いとＩ０は大きくなると考えられる。
【００２８】
ここで、変曲点（Ｉ０、α０）のα０とＩ０は、下式で近似することができる。
α０＝（ＶＢ−２ＶＦ＋ｖｅ）／（２ＶＢ−２ＶＦ） （１）
Ｉ０＝（ＶＢ−ｖｅ）（１−ｅｘｐ（−Ｔ０α０／τ））／２／Ｒａ （２）
ただし、
ＶＦ： 環流ダイオード順方向電圧
Ｔ０： ＰＷＭ搬送波周期
τ： モータ電気的時定数（Ｌａ／Ｒａ）
（１）（２）式において、温度が一定ならば、逆起電力ｖｅと電源電圧ＶＢ以外は定数と見なすことができる。
図８は、モータとコントローラの諸元を（１）、（２）式に代入し、逆起電力ｖｅと電源電圧ＶＢの変化とモータ電流に対するフィードフォワード制御項の変曲点（Ｉ０、α０）のＩ０、α０の関係を示す特性図である。図８から、実施の形態１のフィードフォワード制御におけるＩ０とα０を、逆起電力ｖｅと電源電圧ＶＢに応じて補正すれば、即ち、逆起電力ｖｅと電源電圧ＶＢとの変化による、モータ印加電圧に対するモータ電流の特性の変化に応じて、フィードフォワード制御項を補正すれば、さらに制御成績を向上できる。
【００２９】
図９はこの発明の実施の形態２に係るモータ電流制御装置を示す図である。
図９において、１４はモータ駆動手段６の電源電圧ＶＢを検出する電源電圧検出手段、１５はモータ８の端子電圧を検出するモータ端子電圧検出手段、１６はモータの逆起電力ｖｅを演算するモータ逆起電力演算手段である。実施の形態１または従来例に相当する部分に関しては同一の符号を付しており、その説明を省略する。
【００３０】
次に動作について説明する。なお、以下に記す動作はワンチップマイコン９に内蔵されたプログラムを実行することによって実現されるものであり、周期的に実行されるものとする。
モータ逆起電力演算手段１６は、モータ端子間電圧検出手段１５で検出されたモータ端子間電圧ＶＭと、モータ電流検出手段７で検出されたモータ電流ＩＭをＡ／Ｄ変換して読み込み、例えば図５のモータのモデルの過渡項を無視して、下式の通り逆起電力ｖｅを演算する。
ｖｅ＝ＶＭ−ＩＭ・Ｒａ （３）
フィードフォワード制御演算手段５は、電源電圧検出手段１４によって検出されたモータ駆動手段の電源電圧ＶＢをＡ／Ｄ変換して読み込むとともに、モータ逆起電力演算手段で求められた逆起電力ｖｅを読み込み、（１）、（２）式に基づいてα０とＩ０を求める。以下、図４に示すように、モータ電流目標値演算手段３から与えられるモータ電流目標値がＩ０以下の場合は、傾きがα０／Ｉ０の直線となり、モータ電流目標値がＩ０を越えるとフィードフォワード制御項がα０で一定となるようにフィードフォワード制御項を演算する。その他は実施の形態１と全く同様の動作をするものである。
なお、この実施の形態２においては、変曲点（α０、Ｉ０）を境として２つの直線で折れ線近似する場合について説明したが、３つ以上の直線（例えば、実施の形態２で示した２つの直線の傾きの中間の値の傾きを有する直線を変曲点（α０、Ｉ０）近傍にさらに付加する）を用いて近似を行っても同様の効果を得ることができる。
【００３１】
以上のように、逆起電力と電源電圧でフィードフォワード制御項を補正することにより、外乱の影響を受けにくいモータ電流制御装置を得ることができる。
【００３２】
なお、実施の形態２においては、逆起電力の推定値を用いてフィードフォワード制御項を演算したが、他励直流電動機の場合はモータ角速度と逆起電力が比例するので、モータ角速度を検出できるエンコーダ等を備える場合には、モータ角速度からフィードフォワード制御項を演算しても同様の効果を得ることができる。
【００３３】
また、Ｉ０、α０を（１）、（２）式に基づいて演算したが、図８をデータテーブルとして保持しておけば、演算時間を短縮することができる。
【００３４】
ここでは、図４の折れ線近似した例のみを示したが、図２のようにフィードフォワード項を求めれば、さらに良好な制御成績を得ることができる。
【００３５】
実施の形態３．
実施の形態２では、温度を一定と仮定して説明を行ったが、実際にはモータ８の雰囲気温度は変化し、その結果主に電機子抵抗Ｒａが変化する。そこで、実施の形態３においては、モータ巻き線抵抗としての電機子抵抗Ｒａの変化による、モータ印加電圧ＶＢに対するモータ電流の特性の変化に応じてフィードフォワード制御項の補正を行ってもよい。また、この場合、電機子抵抗Ｒａを変化させる主たる要因は温度であるので、例えばモータ８の温度変化から電機子抵抗Ｒａの変化を推定してもよい。
このように電機子抵抗Ｒａの変化により、あるいは、温度変化から推定する電機子抵抗の変化により、（１）、（２）式に基づいて、モータ巻き線抵抗の変化に拘わらず、実施の形態２と同様に電流フィードバック制御で演算された操作量に対するモータ電流が線形となるようフィードフォワード制御項を補正することができる。
【００３６】
さらに言えば、モータ駆動手段６の温度も変化し、その結果スイッチング素子１２のオン抵抗や、環流ダイオード１３の順方向電圧ＶＦが変化する。そこで、モータ駆動手段６の温度変化に基づいて、フィードフォワード制御項を補正してもよい。
スイッチング素子１２のオン抵抗は、（１）（２）式では無視しているが、回路上、電機子抵抗Ｒａに直列接続されるので、上述の電機子抵抗Ｒａの補正と同様に実現することができる。また、環流ダイオードの順方向電圧ＶＦの変化の補正は、（１）、（２）式に基づいて容易に実現することができる。
【００３７】
モータ８とモータ駆動手段６の温度変化の主たる要因は、モータ電流が通流することによる発熱である。そこで、モータ電流の積算値に基づいてフィードフォワード制御項の補正を行ってもよい。このようにモータ電流によって温度変化、さらには温度変化によって生じる巻線抵抗の変化を推定する場合には、温度センサを新たに付加することなく実現できる。
【００３８】
以上、この発明の実施の形態３によれば、モータの雰囲気温度は変化による電機子抵抗の変化に拘わらず、モータ電流の制御成績をさらに向上させることが可能である。
【００３９】
実施の形態４．
実施の形態１ないし３では、モータ駆動手段の駆動方法は固定されていたが、状況に応じてモータの駆動方法を切り換えることがある。その場合には、モータの駆動方法に応じて適切なフィードフォワード制御項が得られるように、モータの駆動方法の切り換えと同時にフィードフォワード制御項の演算方法も切り換えなければならない。
そこで、この発明の実施の形態４では、モータの駆動方法を切り換える場合におけるモータ電流の制御について説明を行う。
【００４０】
図１０はモータの駆動方法を切り換えることができるモータ駆動手段の一例を示す回路図である。
図１０において、１１ａ〜１１ｄはスイッチング素子駆動回路、１２ａ〜１２ｄはモータ８を可逆運転すべくＨ型ブリッジ回路を構成するスイッチング素子であり、１３ａ〜１３ｄは環流ダイオードである。１９ａ〜１９ｂはワンチップマイコン９の指示に従い、モータ８の駆動方法を切り換えるモータ駆動方法切り換え手段としての論理和回路である。
【００４１】
次に動作について説明する。
図１０において、ワンチップマイコン９は、例えば右方向にモータ８を駆動する場合には、フィードバック制御演算手段４とフィードフォワード制御演算手段５の演算結果に基づいて右ＰＷＭ指令値を出力し、左ＰＷＭ指令値を０とするとともに、駆動方法切り換え信号を論理和回路１９に与える。
駆動方法切り換え信号がＬレベルのときには、実施の形態１ないし３と同様に、ＰＷＭのオン期間に通流方向の一対のスイッチング素子がオンし、ＰＷＭのオフ期間にすべてのスイッチング素子がオフする。以下、この駆動方法を両側ＰＷＭ駆動と称する。
一方、駆動方法切り換え信号がＨレベルのときには、通流方向の一対のスイッチング素子のうち、図中上側のスイッチング素子がＰＷＭ指令値どおりにオンオフし、図中下側のスイッチング素子がＰＷＭ指令値に関係なくオンし、他のスイッチング素子はオフする。図１０に、当該駆動方法で右方向に駆動した場合のモータ電流ＩＭの経路を示している。ＰＷＭオフ期間には、環流ダイオード１３ｃがオンし、破線の経路でモータ電流ＩＭが流れる。以下、この駆動方法を片側ＰＷＭ駆動と称する。
また、左方向にモータ８を駆動する場合には、フィードバック制御演算手段４とフィードフォワード制御演算手段５の演算結果に基づいて左ＰＷＭ指令値を出力し、左ＰＷＭ指令値を０とするとともに、駆動方法切り換え信号を論理和回路１９に与える。モータ８に通電しない場合には、右ＰＷＭ指令値、左ＰＷＭ指令値をともに０とするとともに、駆動方向切り換え信号をＨとし、すべてのスイッチング素子１２ａ〜ｄをオフする。
片側ＰＷＭ駆動では、スイッチングする素子が１つだけなので、両側ＰＷＭ駆動に比べてスイッチング損失を低減することができる。しかし、回生電流の時定数がモータの電気的時定数となるので、両側ＰＷＭ駆動のように電源に回生する場合と比べて長くなり、モータ電流の制御成績が劣化する。そこで、例えば特開平８−３３６２９３号公報に示されるように、スイッチング損失が特に問題となる大電流時のみ片側ＰＷＭ駆動とし、それ以外は両側ＰＷＭ駆動とする方式が知られている。
【００４２】
図１１は、この発明のモータ電流制御装置おける片側ＰＷＭ駆動時のＰＷＭ指令値とモータ電流の関係を概略的に示す図である。
図１１に示すように、片側ＰＷＭ駆動では、ＰＷＭ指令値とモータ電流の関係が概ね線形となるので、実施の形態１ないし３のようなフィードフォワード制御で線形化する必要がない。そこで、両側ＰＷＭ駆動の場合のみフィードフォワード制御項をフィードバック制御項に加算するように、プログラムを構成すればよい。
図１２は、この発明の実施の形態４に係るモータ電流制御装置におけるモータ電流制御装置の動作を説明するフローチャートである。
図１２において、モータ駆動手段６以外のハードウエア構成は、実施の形態１ないし３と同様である。本プログラムはワンチップマイコン９に内蔵されたプログラムを実行することによって実現されるものであり、周期的に実行されるものとする。
以下、順に説明する。まず、ステップＳ１で、所定の方法で求められたモータ電流目標値と、モータ電流検出手段７によって検出されたモータ電流検出値から、フィードバック制御項（ＦＢ）を演算する。これはフィードバック制御演算手段４に相当する。次に、ステップＳ２で、上記他の実施の形態と同様にフィードフォワード制御項（ＦＦ）を演算する。これは、フィードフォワード制御演算手段４に相当する。続いて、ステップＳ３で、例えば上述の特開平８−３３５２９３号公報に記載された発明のように、モータ８の駆動方法を選択する。その結果、片側ＰＷＭ駆動が選択された場合には、ステップＳ４〜Ｓ５で、フィードフォワード制御項＝０とし、フィードフォワード制御を無効にする。
【００４３】
ステップＳ１〜Ｓ５のようにフィードフォワード制御項とフィードバック制御項を演算した場合の、フィードバック制御演算手段４から出力されるＰＷＭ指令値とモータ電流ＩＭの関係を図１３に示す。両側ＰＷＭ駆動の場合は、フィードフォワード制御項の最大値がα０なので、（フィードバック制御項）＝１−α０でデューティ比１００％が出力され、モータ電流がＩＭ＝ＶＢ／Ｒａとなる。一方、片側ＰＷＭ駆動では、ステップＳ５でフィードフォワード制御項を無効にしているので、（フィードバック制御項）＝１のときにＩＭ＝ＶＢ／Ｒａとなる。図１３は、モータの駆動方式を切り換えた場合におけるＰＷＭ指令値とモータ電流との関係を示す特性図である。
図１３から明かなように、駆動方法を切り換えるときに、フィードバック制御項がそのままでは、モータ電流に偏差を生じる。モータ電流目標値とモータ電流検出値とが一致していると見なせる定常状態においては、フィードバック制御項のうち、積分項が支配的であるので、これを防ぐには、駆動方法を切り換えると同時に、積分項を初期化すればよい。
【００４４】
そこで、ステップＳ６〜Ｓ９において、フィードバック制御の積分項を初期化する。Ｓ６において、駆動方法が両側ＰＷＭから片側ＰＷＭに切り換えられたと判断された場合には、ステップＳ７において今回の積分項Ｉ（ｎ）を、前回の積分項Ｉ（ｎ−１）から以下のように初期化する。
Ｉ（ｎ）＝Ｉ（ｎ−１）／（１−α０） （４）
また、ステップＳ８において、駆動方法が片側ＰＷＭから両側ＰＷＭに切り換わったと判断された場合には、ステップＳ８において今回の積分項Ｉ（ｎ）を、前回の積分項Ｉ（ｎ−１）から以下のように初期化する。
Ｉ（ｎ）＝Ｉ（ｎ−１）＊（１−α０） （５）
以上の動作により、モータの駆動方法に拘わらず、電流フィードバック制御で演算された操作量に対するモータ電流が線形となるように、フィードフォワード制御項が作用するとともに、フィードバック制御の積分項の初期化が駆動方法切り換え時の電流偏差を低減する。
【００４５】
最後に、ステップＳ１０において、以上のように求められたフィードフォワード制御項とフィードバック制御項を加算してＰＷＭ指令値を演算し、ステップＳ１１においてＰＷＭ指令値と駆動方法切り換え信号をモータ駆動手段６に出力してモータ８を駆動する。
【００４６】
このように、この発明の実施の形態４に係るモータ電流制御装置によれば、モータの駆動方法の切り換えによるモータ印加電圧に対する電流特性の変化に応じて、フィードバック制御によりフィードフォワード制御項の積分項を補正することができるので、モータの駆動方法を切り換える場合においても、フィードフォワード制御項が有効に作用し、モータ電流の制御成績を向上させることができる。
【００４７】
【発明の効果】
この発明のモータ電流制御装置は、少なくともモータ電流目標値とモータ電流検出値とから演算されるフィードバック制御項と、モータ電流目標値が所定値以下の場合にはモータ電流目標値に略比例した値となるが、モータ電流目標値が所定値以上の場合にはモータ電流目標値に拘わらず略一定の値となるフィードフォワード制御項とからモータの駆動制御を行うためのモータ印加電圧指令値を演算し、モータ印加電圧指令値に基づいてモータを駆動制御するので、モータ電流目標値からフィードフォワード制御項を演算することにより、モータ電流制御装置の制御成績を向上させることができる。
【００４８】
また、上記フィードフォワード制御項を、複数の１次関数で近似したことを特徴とするので、フィードフォワード制御項の演算を簡単にすることができる。
【００４９】
また、モータ駆動手段の電源電圧の変化による、モータ印加電圧に対するモータ電流の特性の変化に応じて、上記フィードフォワード制御項を補正することを特徴とするので、モータ駆動手段の電源電圧の変化によるモータ印加電圧に対するモータ電流の特性の変化に応じて、フィードフォワード制御項を補正することにより、モータ電流制御装置の制御成績をさらに向上させることができる。
【００５０】
また、モータ巻き線抵抗の変化による、モータ印加電圧に対するモータ電流の特性の変化に応じて、上記フィードフォワード制御項を補正することを特徴とするので、モータ巻き線抵抗の変化によるモータ印加電圧に対するモータ電流の特性の変化に応じて、フィードフォワード制御項を補正することにより、モータ電流制御装置の制御成績をさらに向上させることができる。
【００５１】
また、温度変化による、モータ印加電圧に対するモータ電流の特性の変化に応じて、上記フィードフォワード制御項を補正することを特徴とするので、温度変化によるモータ印加電圧に対するモータ電流の特性の変化に応じて、フィードフォワード制御項を補正することにより、モータ電流制御装置の制御成績をさらに向上させることができる。
【００５２】
また、モータ巻き線抵抗の変化または温度変化を、少なくとも上記モータ電流によって推定することを特徴とするので、新たにセンサを設けることなくフィードフォワード制御項を補正することができる。
【００５３】
また、モータ逆起電力によるモータ印加電圧に対するモータ電流の特性の変化に応じて、上記フィードフォワード制御項を補正することを特徴とするので、モータ逆起電力によるモータ印加電圧に対するモータ電流の特性の変化に応じて、フィードフォワード制御項を補正することにより、モータ電流制御装置の制御成績をさらに向上させることができる。
【００５４】
また、モータの駆動方法の切り換えによるモータ印加電圧に対するモータ電流の特性の変化に応じて、上記フィードフォワード制御項を補正することを特徴とするので、モータの駆動方法の切り換えによるモータ印加電圧に対するモータ電流の特性の変化に応じて、フィードフォワード制御項を補正することにより、モータの駆動方法に拘わらずモータ電流制御装置の制御成績をさらに向上させることができる。
【００５５】
さらに、フィードバック制御が少なくとも積分制御を行い、上記モータの駆動方法の切り換え時には、フィードフォワード制御項と積分項を補正することを特徴とするので、駆動方法の切り換え時には、フィードフォワード制御項の補正と同時に積分項を補正することにより、モータ駆動方法切り換え時のモータ電流の偏差を抑えることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明のモータ電流制御装置を電動パワーステアリングに適用したときの制御装置のブロック図である。
【図２】この発明のモータ電流制御装置におけるモータ電流目標値に対するフィードフォワード制御項の関係を示す特性図である。
【図３】フィードフォワード補償をした場合の、フィードバック制御演算手段から出力されるＰＷＭ指令値とモータ電流の関係を示す特性図である。
【図４】この発明のモータ電流制御装置におけるモータ電流目標値に対するフィードフォワード制御項の関係を示す特性図である。
【図５】他励直流電動機の電機子のモデルを示す図である。
【図６】この発明のモータ電流制御装置における断続モードのモータ電流及びモータ電圧のモードを概略的に示す特性図である。
【図７】この発明のモータ電流制御装置における連続モードのモータ電流及びモータ電圧のモードを概略的に示す特性図である。
【図８】モータ逆起電力ｖｅと電源電圧ＶＢの変化による、モータ電流に対するフィードフォワード制御項の変曲点（Ｉ０、α０）の関係を示す特性図である。
【図９】この発明のモータ電流制御装置の構成を概略的に示すブロック図である。
【図１０】モータの駆動方法を切り換えることができるモータ駆動手段の一例を示す回路図である。
【図１１】この発明のモータ電流制御装置おける片側ＰＷＭ駆動時のＰＷＭ指令値とモータ電流の関係を概略的に示す図である。
【図１２】この発明のモータ電流制御装置におけるモータ電流制御装置の動作を説明するフローチャートである。
【図１３】モータの駆動方式を切り換えた場合におけるＰＷＭ指令値とモータ電流との関係を示す特性図である。
【図１４】従来のモータ電流制御装置の概略構成を示すブロック図である。
【図１５】従来のモータ電流制御装置の構成を概略的に示す回路図である。
【図１６】従来のモータ電流制御装置におけるＰＷＭ指令値とモータ電流の関係を示す特性図である。
【図１７】従来のモータ電流制御装置におけるＰＷＭ指令値とその補正値との関係を示す特性図である。
【図１８】従来のモータ電流制御装置における補正後のＰＷＭ指令値とモータ電流の関係を示す特性図である。
【符号の説明】
３ モータ電流目標値演算手段、４ フィードバック制御演算手段、５ フィードフォワード制御演算手段、６ モータ駆動手段、７ モータ電流検出手段、８ モータ、９ ワンチップマイコン、１４ 電源電圧検出手段、１５ モータ端子間電圧検出手段、１６ モータ逆起電力演算手段、１７ 駆動特性補正部、１９ａ、１９ｂ、１９ｃ、１９ｂ モータ駆動方法切り換え手段。
【発明の属する技術分野】
この発明は、モータの応答性と安定性を兼ね備えたモータ電流制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図１５は、従来のモータ電流制御装置の構成を概略的に示す図である。また、図１６は従来のモータ電流制御装置におけるＰＷＭ指令値とモータ電流関係を示す特性図である。
図１５において、１２ａから１２ｄはスイッチング素子であり、１３ａから１３ｄは環流ダイオードである。
図１５に示すようなブリッジ回路によりモータを駆動するモータ電流制御装置において、所望の通流方向に対し１対のスイッチング素子（例えば１２ａおよび１２ｄ）をＰＷＭ（パルス幅変調）信号により駆動し、他の１対のスイッチング素子（例えば１２ｂおよび１２ｃ）をオフしておく駆動方法が知られている。
この駆動方法によるＰＷＭ指令値とモータ電流の関係は、図１６に示すように、ＰＷＭ指令値としてのデューティ比約５０％を境にして、ＰＷＭ指令値に対するモータ電流の関係が非線形的に大きく変化する。このように、デューティ比とモータ電流の関係が非線形であるために、従来のフィードバック制御では十分な制御成績が得られなかった。
【０００３】
このような問題点に対して、モータ電流目標値とモータ電流検出値から電流フィードバック制御を行い、操作量であるＰＷＭ指令値を補正する解決方法が知られている。
図１４は、その解決方法の一例である特開平５−３３８５４４号公報に示されるモータ電流制御装置である。図１４において、８はモータ、７はモータ８に通流する電流を検出するモータ電流検出手段である。また、４はフィードバック制御演算手段であり、モータ電流検出手段７の出力である電流検出値と、モータ電流目標値とが入力される。１７は駆動特性補正部であり、フィードバック制御演算手段４の出力であるＰＷＭ指令値が入力される。１８はＰＷＭ発生部であり、駆動特性補正部１７の出力が入力される。６はモータ駆動手段であり、ＰＷＭ発生部１８の出力が入力されると共に、モータ８に出力信号としてのモータ駆動信号を供給する。
【０００４】
次に、図１４を用いて従来のモータ電流制御装置の動作について説明する。
モータ電流目標値が与えられると、フィードバック制御演算手段４は、モータ電流検出手段７が検出したモータ電流検出値とモータ電流目標値が一致するように演算を行い、駆動特性補正部１７にＰＷＭ指令値を供給する。駆動特性補正部１７は、フィードバック制御演算手段４から出力されたＰＷＭ指令値を後述する所定の方法で補正し、補正後のＰＷＭ指令値をＰＷＭ発生部１８に供給する。ＰＷＭ発生部１８は、ＰＷＭ駆動部６にＰＷＭパルスを供給して電力増幅し、モータ８をＰＷＭ駆動する。
【０００５】
ここでモータ駆動手段６および駆動特性補正部１７について詳しく説明する。図１５に示すように、モータ駆動手段６をブリッジ回路で構成し、ＰＷＭのオン期間に通流方向の一対のスイッチング素子（スイッチング素子１２ａおよび１２ｄあるいは１２および１２ｃのいずれか一対）をオンし、ＰＷＭのオフ期間にすべてのスイッチング素子１２ａ〜１２ｄをオフする場合、ＰＷＭ指令値とモータ電流の関係は、図１６に示すように非線形となる。
ＰＷＭ指令値の変化量に対するモータ電流の変化量は、デューティ比が所定値α０を越えるまでは非常に小さく、α０を越えると急激に大きくなる。従って、デューティ比がα０以下に合わせてフィードバック制御演算手段４のゲインを決めると、デューティ比がα０を越えたときにゲインが過大となり、電流の供給過多や雑音発生という問題が生じていた。一方、デューティ比α０以上に合わせてフィードバック制御演算手段４のゲインを決めると、デューティ比がα０以下ではゲインが過小となり、電流の応答性が悪くなるという問題が生じていた。
【０００６】
図１７は、従来のモータ電流制御装置におけるＰＷＭ指令値とその補正値との関係を示す特性図である。また、図１８は、従来のモータ電流制御装置における補正後のＰＷＭ指令値とモータ電流の関係を示す特性図である。
これらの問題を解決するために、駆動特性補正部１７によって、フィードバック制御演算手段４からのＰＷＭ指令値を例えば図１７に示すような特性に補正し、ＰＷＭ発生部１８に供給する。このような補正を行うと、ＰＷＭ指令値とモータ電流の関係は、図１８に示すように略線形となり、モータ電流の制御成績を向上させることができたが、依然として後述するような課題があった。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
上述のようにフィードバック制御の操作量を補正するという方法においては、電流フィードバック制御が行われるまで駆動特性補正部によるＰＷＭ指令値の補正が行われないため、モータ電流の応答性が悪いという課題があった。また、応答性を上げるために、電流フィードバック制御のゲインを上げると、定常安定性が損なわれてしまうといった課題があった。
【０００８】
また、駆動特性補正部１７の特性において、モータの逆起電圧等の外乱が考慮されていないため、外乱が加わるとモータ電流の制御成績が劣化するという課題があった。
【０００９】
この発明は、上述のような課題を解決するためになされたものであり、モータの応答性と安定性を兼ね備えたモータ電流制御装置を提供することを目的とするものである。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
この発明のモータ電流制御装置は、少なくともモータ電流目標値とモータ電流検出値とから演算されるフィードバック制御項と、モータ電流目標値が所定値以下の場合にはモータ電流目標値に略比例した値となるが、モータ電流目標値が所定値以上の場合にはモータ電流目標値に拘わらず略一定の値となるフィードフォワード制御項とからモータの駆動制御を行うためのモータ印加電圧指令値を演算し、モータ印加電圧指令値に基づいてモータを駆動制御する。
【００１１】
また、上記フィードフォワード制御項を、複数の１次関数で近似したことを特徴とする。
【００１２】
また、モータ駆動手段の電源電圧の変化による、モータ印加電圧に対するモータ電流の特性の変化に応じて、上記フィードフォワード制御項を補正することを特徴とする。
【００１３】
また、モータ巻き線抵抗の変化による、モータ印加電圧に対するモータ電流の特性の変化に応じて、上記フィードフォワード制御項を補正することを特徴とする。
【００１４】
また、温度変化による、モータ印加電圧に対するモータ電流の特性の変化に応じて、上記フィードフォワード制御項を補正することを特徴とする。
【００１５】
また、モータ巻き線抵抗の変化または温度変化を、少なくとも上記モータ電流によって推定することを特徴とする。
【００１６】
また、モータ逆起電力によるモータ印加電圧に対するモータ電流の特性の変化に応じて、上記フィードフォワード制御項を補正することを特徴とする。
【００１７】
また、モータの駆動方法の切り換えによるモータ印加電圧に対するモータ電流の特性の変化に応じて、上記フィードフォワード制御項を補正することを特徴とする。
【００１８】
さらに、フィードバック制御が少なくとも積分制御を行い、上記モータの駆動方法の切り換え時には、フィードフォワード制御項と積分項を補正することを特徴とする。
【００１９】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
図１はこの発明を電動パワーステアリングに適用したときの制御装置のブロック図である。
図１において、１は図示しないステアリングホイールに入力される操舵トルクを検出するトルクセンサ、２は車速を検出する車速センサ、３はモータ電流目標値を演算するモータ電流目標値演算手段、４はフィードバック制御演算手段、５はフィードフォワード制御演算手段、６は後述するモータ８を駆動するモータ駆動手段、７はモータ電流を検出するモータ電流検出手段、８は図示しないステアリングホイールの操舵力の補助を行うための駆動力を発生するモータである。
なお、図１に示すモータ電流目標値演算手段３、フィードバック制御演算手段４およびフィードフォワード制御演算手段５は、ワンチップマイコン９が内蔵されたプログラムを実行することによって得られる制御機能をブロック化して表したものである。
また、電動パワーステアリング装置１０は、モータ駆動手段６、モータ電流検出手段７およびワンチップマイコン９から構成される。モータ駆動手段６は、従来装置と同様に、図１５に示すようなブリッジ回路で構成されるものである。
【００２０】
図１の制御ブロック図を用いてこの発明のモータ電流制御装置の動作説明を行う。なお、以下に記す動作はワンチップマイコン９に内蔵されたプログラムを実行することによって実現されるものであり、周期的に実行されるものとする。
まず、トルクセンサ１で図示しないステアリングホイールに入力される操舵トルクを検出する。次に、車速センサ２で車速を検出する。
ワンチップマイコン９には、トルクセンサ１で検出されるトルクに応じたトルクセンサ信号と、車速センサ２で検出される車速に応じた車速信号とが入力される。モータ電流目標値演算手段３は、これらの信号に基づいて車速が低いほど電動パワーステアリング装置のアシスト量が大きくなるようにモータ電流目標値を演算する。
次に、フィードバック制御演算手段４は、モータ電流目標値演算手段３によって演算されたモータ電流目標値と、モータ電流検出手段７で検出されたモータ電流検出値とに基づいて、例えばＰＩ（比例積分）制御を行い、モータを駆動制御するためのモータ印加電圧指令値であるＰＷＭ指令値を演算する。
【００２１】
ここで、モータ駆動手段６においては、従来と同様にＰＷＭ指令値とモータ電流の関係が非線形となる（図１６参照）。
このような非線形要素は、一般に制御成績を悪化させるものであり、電流の応答性の悪化を招くものである。
【００２２】
そこで、この発明の実施の形態１では、フィードフォワード制御演算手段５において、例えばテーブル（後述する図８のような特性）参照によって図２に示すようにモータ電流目標値からフィードフォワード制御項α０を求め、このフィードフォワード項をフィードバック制御演算手段４で演算されるＰＷＭ指令値に加算することにより、ＰＷＭ指令値の補正を行う。
図２における変曲点（Ｉ０、α０）は、図１６に示すようにＰＷＭ指令値の変化量に対するモータ電流の変化量が大きく変化する点である。このように、モータ電流目標値がＩ０である点を境として、モータ電流目標値がＩ０以下のときにはモータ電流目標値に略比例するフィードフォワード制御項を用い、また、モータ電流目標値がＩ０以上のときには略一定値となるフィードフォワード制御項を用い、これにより、フィードバック制御演算手段４から出力されるＰＷＭ指令値とモータ電流との関係を図３に示すように概ね線形とすることにより、従来のようにＰＷＭ指令値とモータ電流の関係における非線形性を克服するができ、モータ電流の制御成績を向上させることができる。
【００２３】
このように演算されたＰＷＭ指令値はモータ駆動手段６に供給される。モータ駆動手段６は、モータ駆動手段６から入力されたＰＷＭ指令値と通電極性に応じて、スイッチング素子１２ａないし１２ｄを適宜駆動し、モータ８に電流を供給する。
【００２４】
このように、モータ電流目標値が所定値Ｉ０以下ではモータ電流目標値に略比例し、一方、モータ電流目標値が所定値Ｉ０以上の場合にはα０近傍の一定値に漸近するフィードフォワード制御項を用いてフィードバック制御項を補正することにより、フィードバック制御項とモータ電流の関係を概ね線形とすることができ、モータ電流の制御成績を改善することができる。
【００２５】
以上、実施の形態１においては、図２のような曲線のデータテーブルを参照することでフィードフォワード項を演算したが、図４のように、折れ線近似を行ってもよい。この場合には、図２の特性の、変曲点Ｉ０と傾きα０／Ｉ０だけをワンチップマイコン９に保持しておけばよく、メモリ容量を節約できるとともに、演算量を減らすことができる。
【００２６】
実施の形態２．
実施の形態１では、ＰＷＭ指令値とモータ電流の関係は一定であるものと仮定したが、実際には外乱要因により変化するものである。そこで、フィードフォワード制御項を外乱に応じて補正し、制御成績をさらに向上させる例について説明する。
【００２７】
図６及び図７は、この発明のモータ電流制御装置における断続モードおよび連続モードのモータ電流及びモータ電圧のモードをそれぞれ概略的に示す特性図である。
モータをパルス駆動する場合、図６に示すように、モータ電流ＩＭが断続的に流れる場合（電流断続モード）と、図７に示すように、モータ電流ＩＭが連続的に流れる場合（電流連続モード）がある。変曲点Ｉ０は電流断続モードから電流連続モードに切り換わるときのモータ平均電流であり、α０はそのときのＰＷＭ指令値である。
図５は他励直流電動機の電機子のモデルを示す図である。図５において、Ｒａは電機子抵抗、Ｌａは電機子インダクタンス、ｖｅは逆起電力である。
図５のモータを図１５の回路で駆動する場合、ＰＷＭ指令値とモータ電流の関係は、電源電圧ＶＢと、モータ印加電圧である逆起電力ｖｅとにより変化し、変曲点（Ｉ０、α０）が移動すると考えられる。例えば、図６は、電源電圧ＶＢが変化したときのＶＭとＩＭの波形を示しており、電源電圧ＶＢが高いとＩ０は大きくなると考えられる。
【００２８】
ここで、変曲点（Ｉ０、α０）のα０とＩ０は、下式で近似することができる。
α０＝（ＶＢ−２ＶＦ＋ｖｅ）／（２ＶＢ−２ＶＦ） （１）
Ｉ０＝（ＶＢ−ｖｅ）（１−ｅｘｐ（−Ｔ０α０／τ））／２／Ｒａ （２）
ただし、
ＶＦ： 環流ダイオード順方向電圧
Ｔ０： ＰＷＭ搬送波周期
τ： モータ電気的時定数（Ｌａ／Ｒａ）
（１）（２）式において、温度が一定ならば、逆起電力ｖｅと電源電圧ＶＢ以外は定数と見なすことができる。
図８は、モータとコントローラの諸元を（１）、（２）式に代入し、逆起電力ｖｅと電源電圧ＶＢの変化とモータ電流に対するフィードフォワード制御項の変曲点（Ｉ０、α０）のＩ０、α０の関係を示す特性図である。図８から、実施の形態１のフィードフォワード制御におけるＩ０とα０を、逆起電力ｖｅと電源電圧ＶＢに応じて補正すれば、即ち、逆起電力ｖｅと電源電圧ＶＢとの変化による、モータ印加電圧に対するモータ電流の特性の変化に応じて、フィードフォワード制御項を補正すれば、さらに制御成績を向上できる。
【００２９】
図９はこの発明の実施の形態２に係るモータ電流制御装置を示す図である。
図９において、１４はモータ駆動手段６の電源電圧ＶＢを検出する電源電圧検出手段、１５はモータ８の端子電圧を検出するモータ端子電圧検出手段、１６はモータの逆起電力ｖｅを演算するモータ逆起電力演算手段である。実施の形態１または従来例に相当する部分に関しては同一の符号を付しており、その説明を省略する。
【００３０】
次に動作について説明する。なお、以下に記す動作はワンチップマイコン９に内蔵されたプログラムを実行することによって実現されるものであり、周期的に実行されるものとする。
モータ逆起電力演算手段１６は、モータ端子間電圧検出手段１５で検出されたモータ端子間電圧ＶＭと、モータ電流検出手段７で検出されたモータ電流ＩＭをＡ／Ｄ変換して読み込み、例えば図５のモータのモデルの過渡項を無視して、下式の通り逆起電力ｖｅを演算する。
ｖｅ＝ＶＭ−ＩＭ・Ｒａ （３）
フィードフォワード制御演算手段５は、電源電圧検出手段１４によって検出されたモータ駆動手段の電源電圧ＶＢをＡ／Ｄ変換して読み込むとともに、モータ逆起電力演算手段で求められた逆起電力ｖｅを読み込み、（１）、（２）式に基づいてα０とＩ０を求める。以下、図４に示すように、モータ電流目標値演算手段３から与えられるモータ電流目標値がＩ０以下の場合は、傾きがα０／Ｉ０の直線となり、モータ電流目標値がＩ０を越えるとフィードフォワード制御項がα０で一定となるようにフィードフォワード制御項を演算する。その他は実施の形態１と全く同様の動作をするものである。
なお、この実施の形態２においては、変曲点（α０、Ｉ０）を境として２つの直線で折れ線近似する場合について説明したが、３つ以上の直線（例えば、実施の形態２で示した２つの直線の傾きの中間の値の傾きを有する直線を変曲点（α０、Ｉ０）近傍にさらに付加する）を用いて近似を行っても同様の効果を得ることができる。
【００３１】
以上のように、逆起電力と電源電圧でフィードフォワード制御項を補正することにより、外乱の影響を受けにくいモータ電流制御装置を得ることができる。
【００３２】
なお、実施の形態２においては、逆起電力の推定値を用いてフィードフォワード制御項を演算したが、他励直流電動機の場合はモータ角速度と逆起電力が比例するので、モータ角速度を検出できるエンコーダ等を備える場合には、モータ角速度からフィードフォワード制御項を演算しても同様の効果を得ることができる。
【００３３】
また、Ｉ０、α０を（１）、（２）式に基づいて演算したが、図８をデータテーブルとして保持しておけば、演算時間を短縮することができる。
【００３４】
ここでは、図４の折れ線近似した例のみを示したが、図２のようにフィードフォワード項を求めれば、さらに良好な制御成績を得ることができる。
【００３５】
実施の形態３．
実施の形態２では、温度を一定と仮定して説明を行ったが、実際にはモータ８の雰囲気温度は変化し、その結果主に電機子抵抗Ｒａが変化する。そこで、実施の形態３においては、モータ巻き線抵抗としての電機子抵抗Ｒａの変化による、モータ印加電圧ＶＢに対するモータ電流の特性の変化に応じてフィードフォワード制御項の補正を行ってもよい。また、この場合、電機子抵抗Ｒａを変化させる主たる要因は温度であるので、例えばモータ８の温度変化から電機子抵抗Ｒａの変化を推定してもよい。
このように電機子抵抗Ｒａの変化により、あるいは、温度変化から推定する電機子抵抗の変化により、（１）、（２）式に基づいて、モータ巻き線抵抗の変化に拘わらず、実施の形態２と同様に電流フィードバック制御で演算された操作量に対するモータ電流が線形となるようフィードフォワード制御項を補正することができる。
【００３６】
さらに言えば、モータ駆動手段６の温度も変化し、その結果スイッチング素子１２のオン抵抗や、環流ダイオード１３の順方向電圧ＶＦが変化する。そこで、モータ駆動手段６の温度変化に基づいて、フィードフォワード制御項を補正してもよい。
スイッチング素子１２のオン抵抗は、（１）（２）式では無視しているが、回路上、電機子抵抗Ｒａに直列接続されるので、上述の電機子抵抗Ｒａの補正と同様に実現することができる。また、環流ダイオードの順方向電圧ＶＦの変化の補正は、（１）、（２）式に基づいて容易に実現することができる。
【００３７】
モータ８とモータ駆動手段６の温度変化の主たる要因は、モータ電流が通流することによる発熱である。そこで、モータ電流の積算値に基づいてフィードフォワード制御項の補正を行ってもよい。このようにモータ電流によって温度変化、さらには温度変化によって生じる巻線抵抗の変化を推定する場合には、温度センサを新たに付加することなく実現できる。
【００３８】
以上、この発明の実施の形態３によれば、モータの雰囲気温度は変化による電機子抵抗の変化に拘わらず、モータ電流の制御成績をさらに向上させることが可能である。
【００３９】
実施の形態４．
実施の形態１ないし３では、モータ駆動手段の駆動方法は固定されていたが、状況に応じてモータの駆動方法を切り換えることがある。その場合には、モータの駆動方法に応じて適切なフィードフォワード制御項が得られるように、モータの駆動方法の切り換えと同時にフィードフォワード制御項の演算方法も切り換えなければならない。
そこで、この発明の実施の形態４では、モータの駆動方法を切り換える場合におけるモータ電流の制御について説明を行う。
【００４０】
図１０はモータの駆動方法を切り換えることができるモータ駆動手段の一例を示す回路図である。
図１０において、１１ａ〜１１ｄはスイッチング素子駆動回路、１２ａ〜１２ｄはモータ８を可逆運転すべくＨ型ブリッジ回路を構成するスイッチング素子であり、１３ａ〜１３ｄは環流ダイオードである。１９ａ〜１９ｂはワンチップマイコン９の指示に従い、モータ８の駆動方法を切り換えるモータ駆動方法切り換え手段としての論理和回路である。
【００４１】
次に動作について説明する。
図１０において、ワンチップマイコン９は、例えば右方向にモータ８を駆動する場合には、フィードバック制御演算手段４とフィードフォワード制御演算手段５の演算結果に基づいて右ＰＷＭ指令値を出力し、左ＰＷＭ指令値を０とするとともに、駆動方法切り換え信号を論理和回路１９に与える。
駆動方法切り換え信号がＬレベルのときには、実施の形態１ないし３と同様に、ＰＷＭのオン期間に通流方向の一対のスイッチング素子がオンし、ＰＷＭのオフ期間にすべてのスイッチング素子がオフする。以下、この駆動方法を両側ＰＷＭ駆動と称する。
一方、駆動方法切り換え信号がＨレベルのときには、通流方向の一対のスイッチング素子のうち、図中上側のスイッチング素子がＰＷＭ指令値どおりにオンオフし、図中下側のスイッチング素子がＰＷＭ指令値に関係なくオンし、他のスイッチング素子はオフする。図１０に、当該駆動方法で右方向に駆動した場合のモータ電流ＩＭの経路を示している。ＰＷＭオフ期間には、環流ダイオード１３ｃがオンし、破線の経路でモータ電流ＩＭが流れる。以下、この駆動方法を片側ＰＷＭ駆動と称する。
また、左方向にモータ８を駆動する場合には、フィードバック制御演算手段４とフィードフォワード制御演算手段５の演算結果に基づいて左ＰＷＭ指令値を出力し、左ＰＷＭ指令値を０とするとともに、駆動方法切り換え信号を論理和回路１９に与える。モータ８に通電しない場合には、右ＰＷＭ指令値、左ＰＷＭ指令値をともに０とするとともに、駆動方向切り換え信号をＨとし、すべてのスイッチング素子１２ａ〜ｄをオフする。
片側ＰＷＭ駆動では、スイッチングする素子が１つだけなので、両側ＰＷＭ駆動に比べてスイッチング損失を低減することができる。しかし、回生電流の時定数がモータの電気的時定数となるので、両側ＰＷＭ駆動のように電源に回生する場合と比べて長くなり、モータ電流の制御成績が劣化する。そこで、例えば特開平８−３３６２９３号公報に示されるように、スイッチング損失が特に問題となる大電流時のみ片側ＰＷＭ駆動とし、それ以外は両側ＰＷＭ駆動とする方式が知られている。
【００４２】
図１１は、この発明のモータ電流制御装置おける片側ＰＷＭ駆動時のＰＷＭ指令値とモータ電流の関係を概略的に示す図である。
図１１に示すように、片側ＰＷＭ駆動では、ＰＷＭ指令値とモータ電流の関係が概ね線形となるので、実施の形態１ないし３のようなフィードフォワード制御で線形化する必要がない。そこで、両側ＰＷＭ駆動の場合のみフィードフォワード制御項をフィードバック制御項に加算するように、プログラムを構成すればよい。
図１２は、この発明の実施の形態４に係るモータ電流制御装置におけるモータ電流制御装置の動作を説明するフローチャートである。
図１２において、モータ駆動手段６以外のハードウエア構成は、実施の形態１ないし３と同様である。本プログラムはワンチップマイコン９に内蔵されたプログラムを実行することによって実現されるものであり、周期的に実行されるものとする。
以下、順に説明する。まず、ステップＳ１で、所定の方法で求められたモータ電流目標値と、モータ電流検出手段７によって検出されたモータ電流検出値から、フィードバック制御項（ＦＢ）を演算する。これはフィードバック制御演算手段４に相当する。次に、ステップＳ２で、上記他の実施の形態と同様にフィードフォワード制御項（ＦＦ）を演算する。これは、フィードフォワード制御演算手段４に相当する。続いて、ステップＳ３で、例えば上述の特開平８−３３５２９３号公報に記載された発明のように、モータ８の駆動方法を選択する。その結果、片側ＰＷＭ駆動が選択された場合には、ステップＳ４〜Ｓ５で、フィードフォワード制御項＝０とし、フィードフォワード制御を無効にする。
【００４３】
ステップＳ１〜Ｓ５のようにフィードフォワード制御項とフィードバック制御項を演算した場合の、フィードバック制御演算手段４から出力されるＰＷＭ指令値とモータ電流ＩＭの関係を図１３に示す。両側ＰＷＭ駆動の場合は、フィードフォワード制御項の最大値がα０なので、（フィードバック制御項）＝１−α０でデューティ比１００％が出力され、モータ電流がＩＭ＝ＶＢ／Ｒａとなる。一方、片側ＰＷＭ駆動では、ステップＳ５でフィードフォワード制御項を無効にしているので、（フィードバック制御項）＝１のときにＩＭ＝ＶＢ／Ｒａとなる。図１３は、モータの駆動方式を切り換えた場合におけるＰＷＭ指令値とモータ電流との関係を示す特性図である。
図１３から明かなように、駆動方法を切り換えるときに、フィードバック制御項がそのままでは、モータ電流に偏差を生じる。モータ電流目標値とモータ電流検出値とが一致していると見なせる定常状態においては、フィードバック制御項のうち、積分項が支配的であるので、これを防ぐには、駆動方法を切り換えると同時に、積分項を初期化すればよい。
【００４４】
そこで、ステップＳ６〜Ｓ９において、フィードバック制御の積分項を初期化する。Ｓ６において、駆動方法が両側ＰＷＭから片側ＰＷＭに切り換えられたと判断された場合には、ステップＳ７において今回の積分項Ｉ（ｎ）を、前回の積分項Ｉ（ｎ−１）から以下のように初期化する。
Ｉ（ｎ）＝Ｉ（ｎ−１）／（１−α０） （４）
また、ステップＳ８において、駆動方法が片側ＰＷＭから両側ＰＷＭに切り換わったと判断された場合には、ステップＳ８において今回の積分項Ｉ（ｎ）を、前回の積分項Ｉ（ｎ−１）から以下のように初期化する。
Ｉ（ｎ）＝Ｉ（ｎ−１）＊（１−α０） （５）
以上の動作により、モータの駆動方法に拘わらず、電流フィードバック制御で演算された操作量に対するモータ電流が線形となるように、フィードフォワード制御項が作用するとともに、フィードバック制御の積分項の初期化が駆動方法切り換え時の電流偏差を低減する。
【００４５】
最後に、ステップＳ１０において、以上のように求められたフィードフォワード制御項とフィードバック制御項を加算してＰＷＭ指令値を演算し、ステップＳ１１においてＰＷＭ指令値と駆動方法切り換え信号をモータ駆動手段６に出力してモータ８を駆動する。
【００４６】
このように、この発明の実施の形態４に係るモータ電流制御装置によれば、モータの駆動方法の切り換えによるモータ印加電圧に対する電流特性の変化に応じて、フィードバック制御によりフィードフォワード制御項の積分項を補正することができるので、モータの駆動方法を切り換える場合においても、フィードフォワード制御項が有効に作用し、モータ電流の制御成績を向上させることができる。
【００４７】
【発明の効果】
この発明のモータ電流制御装置は、少なくともモータ電流目標値とモータ電流検出値とから演算されるフィードバック制御項と、モータ電流目標値が所定値以下の場合にはモータ電流目標値に略比例した値となるが、モータ電流目標値が所定値以上の場合にはモータ電流目標値に拘わらず略一定の値となるフィードフォワード制御項とからモータの駆動制御を行うためのモータ印加電圧指令値を演算し、モータ印加電圧指令値に基づいてモータを駆動制御するので、モータ電流目標値からフィードフォワード制御項を演算することにより、モータ電流制御装置の制御成績を向上させることができる。
【００４８】
また、上記フィードフォワード制御項を、複数の１次関数で近似したことを特徴とするので、フィードフォワード制御項の演算を簡単にすることができる。
【００４９】
また、モータ駆動手段の電源電圧の変化による、モータ印加電圧に対するモータ電流の特性の変化に応じて、上記フィードフォワード制御項を補正することを特徴とするので、モータ駆動手段の電源電圧の変化によるモータ印加電圧に対するモータ電流の特性の変化に応じて、フィードフォワード制御項を補正することにより、モータ電流制御装置の制御成績をさらに向上させることができる。
【００５０】
また、モータ巻き線抵抗の変化による、モータ印加電圧に対するモータ電流の特性の変化に応じて、上記フィードフォワード制御項を補正することを特徴とするので、モータ巻き線抵抗の変化によるモータ印加電圧に対するモータ電流の特性の変化に応じて、フィードフォワード制御項を補正することにより、モータ電流制御装置の制御成績をさらに向上させることができる。
【００５１】
また、温度変化による、モータ印加電圧に対するモータ電流の特性の変化に応じて、上記フィードフォワード制御項を補正することを特徴とするので、温度変化によるモータ印加電圧に対するモータ電流の特性の変化に応じて、フィードフォワード制御項を補正することにより、モータ電流制御装置の制御成績をさらに向上させることができる。
【００５２】
また、モータ巻き線抵抗の変化または温度変化を、少なくとも上記モータ電流によって推定することを特徴とするので、新たにセンサを設けることなくフィードフォワード制御項を補正することができる。
【００５３】
また、モータ逆起電力によるモータ印加電圧に対するモータ電流の特性の変化に応じて、上記フィードフォワード制御項を補正することを特徴とするので、モータ逆起電力によるモータ印加電圧に対するモータ電流の特性の変化に応じて、フィードフォワード制御項を補正することにより、モータ電流制御装置の制御成績をさらに向上させることができる。
【００５４】
また、モータの駆動方法の切り換えによるモータ印加電圧に対するモータ電流の特性の変化に応じて、上記フィードフォワード制御項を補正することを特徴とするので、モータの駆動方法の切り換えによるモータ印加電圧に対するモータ電流の特性の変化に応じて、フィードフォワード制御項を補正することにより、モータの駆動方法に拘わらずモータ電流制御装置の制御成績をさらに向上させることができる。
【００５５】
さらに、フィードバック制御が少なくとも積分制御を行い、上記モータの駆動方法の切り換え時には、フィードフォワード制御項と積分項を補正することを特徴とするので、駆動方法の切り換え時には、フィードフォワード制御項の補正と同時に積分項を補正することにより、モータ駆動方法切り換え時のモータ電流の偏差を抑えることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明のモータ電流制御装置を電動パワーステアリングに適用したときの制御装置のブロック図である。
【図２】この発明のモータ電流制御装置におけるモータ電流目標値に対するフィードフォワード制御項の関係を示す特性図である。
【図３】フィードフォワード補償をした場合の、フィードバック制御演算手段から出力されるＰＷＭ指令値とモータ電流の関係を示す特性図である。
【図４】この発明のモータ電流制御装置におけるモータ電流目標値に対するフィードフォワード制御項の関係を示す特性図である。
【図５】他励直流電動機の電機子のモデルを示す図である。
【図６】この発明のモータ電流制御装置における断続モードのモータ電流及びモータ電圧のモードを概略的に示す特性図である。
【図７】この発明のモータ電流制御装置における連続モードのモータ電流及びモータ電圧のモードを概略的に示す特性図である。
【図８】モータ逆起電力ｖｅと電源電圧ＶＢの変化による、モータ電流に対するフィードフォワード制御項の変曲点（Ｉ０、α０）の関係を示す特性図である。
【図９】この発明のモータ電流制御装置の構成を概略的に示すブロック図である。
【図１０】モータの駆動方法を切り換えることができるモータ駆動手段の一例を示す回路図である。
【図１１】この発明のモータ電流制御装置おける片側ＰＷＭ駆動時のＰＷＭ指令値とモータ電流の関係を概略的に示す図である。
【図１２】この発明のモータ電流制御装置におけるモータ電流制御装置の動作を説明するフローチャートである。
【図１３】モータの駆動方式を切り換えた場合におけるＰＷＭ指令値とモータ電流との関係を示す特性図である。
【図１４】従来のモータ電流制御装置の概略構成を示すブロック図である。
【図１５】従来のモータ電流制御装置の構成を概略的に示す回路図である。
【図１６】従来のモータ電流制御装置におけるＰＷＭ指令値とモータ電流の関係を示す特性図である。
【図１７】従来のモータ電流制御装置におけるＰＷＭ指令値とその補正値との関係を示す特性図である。
【図１８】従来のモータ電流制御装置における補正後のＰＷＭ指令値とモータ電流の関係を示す特性図である。
【符号の説明】
３ モータ電流目標値演算手段、４ フィードバック制御演算手段、５ フィードフォワード制御演算手段、６ モータ駆動手段、７ モータ電流検出手段、８ モータ、９ ワンチップマイコン、１４ 電源電圧検出手段、１５ モータ端子間電圧検出手段、１６ モータ逆起電力演算手段、１７ 駆動特性補正部、１９ａ、１９ｂ、１９ｃ、１９ｂ モータ駆動方法切り換え手段。
Claims (9)
- 少なくともモータ電流目標値とモータ電流検出値とから演算されるフィードバック制御項と、モータ電流目標値が所定値以下の場合にはモータ電流目標値に略比例した値となるが、モータ電流目標値が所定値以上の場合にはモータ電流目標値に拘わらず略一定の値となるフィードフォワード制御項とから上記モータの駆動制御を行うためのモータ印加電圧指令値を演算し、当該モータ印加電圧指令値に基づいて上記モータを駆動制御するモータ電流制御装置。
- 上記フィードフォワード制御項を、複数の１次関数で近似したことを特徴とする請求項１に記載のモータ電流制御装置。
- モータ駆動手段の電源電圧の変化による、モータ印加電圧に対するモータ電流の特性の変化に応じて、上記フィードフォワード制御項を補正することを特徴とする請求項１または請求項２に記載のモータ電流制御装置。
- モータ巻き線抵抗の変化による、モータ印加電圧に対するモータ電流の特性の変化に応じて、上記フィードフォワード制御項を補正することを特徴とする請求項１または請求項２に記載のモータ電流制御装置。
- 温度変化による、モータ印加電圧に対するモータ電流の特性の変化に応じて、上記フィードフォワード制御項を補正することを特徴とする請求項１または請求項２に記載のモータ電流制御装置。
- モータ巻き線抵抗の変化または温度変化を、少なくともモータ電流によって推定することを特徴とする請求項４または請求項５に記載のモータ電流制御装置。
- モータ逆起電力によるモータ印加電圧に対するモータ電流の特性の変化に応じて、上記フィードフォワード制御項を補正することを特徴とする請求項１または請求項２に記載のモータ電流制御装置。
- モータの駆動方法の切り換えによるモータ印加電圧に対するモータ電流の特性の変化に応じて、上記フィードフォワード制御項を補正することを特徴とする請求項１または請求項２に記載のモータ電流制御装置。
- 上記フィードバック制御が少なくとも積分制御を行い、上記モータの駆動方法の切り換え時には、上記フィードフォワード制御項と積分項を補正することを特徴とする請求項８に記載のモータ電流制御装置。
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