CN104079213A - 电机控制装置以及动力转向装置 - Google Patents

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Abstract

本发明的动力转向装置，进行脉冲移位控制，使得在相间的PWM占空信号的开关定时之差小于第一规定值时，PWM占空信号的开关定时之差成为第二规定值以上，并且确定基于所述脉冲移位控制的所述相位的校正量，使得所述脉冲移位相切换控制中进行脉冲移位控制的相的切换后的校正量，小于切换前的校正量。

Description

电机控制装置以及动力转向装置
技术领域
本发明涉及电机控制装置以及动力转向（power steering）装置。
背景技术
作为这种技术，公开了下述的特开2001－327173号公报（以下称为专利文献1）记载的技术。在该公报中公开了通过检测直流总线的电流来检测各相的电流值的技术。此时，在最大相指令电压值和中间相指令电压值（第二相指令电压值）之差小于规定值时，将最大相指令电压值中的、PWM周期前半部分的指令电压值上升根据最大相指令电压值和中间相指令电压值之差设定的校正量，将PWM周期后半部分的指令电压值下降先前上升的校正量。另外，在中间相指令电压值和最小相指令电压值之差小于规定值时，将最小相指令电压值中的、PWM周期前半部分的指令电压值下降根据中间相指令电压值和最小相指令电压值之差设定的校正量，将PWM周期后半部分的指令电压值上升先前下降的校正量。再有，以下将上述那样的校正称为脉冲移位（pulse shift）。
在上述专利文献1记载的技术中，进行了脉冲移位的相的电压，在对指令电压值进行了下降校正时电压瞬时地下降，在进行了上升校正时电压瞬时地上升，因此产生电流脉动（ripple）。此时，电流脉动会以与各相的指令电压值之和不同的电压值为中心产生，因此存在电流检测的精度降低的顾虑。
发明内容
本发明着眼于上述问题而完成，其目的在于，提供在脉冲移位造成的电流脉动发生时也能够提高电流检测精度的电机控制装置以及动力转向装置。
在本发明的一方案的电机控制装置以及动力转向装置中，进行脉冲移位控制，使得在相间的PWM占空信号的开关定时（switching timing）之差小于第一规定值时，PWM占空信号的开关定时之差成为第二规定值以上，并使不是直流总线电流检测定时的一侧的PWM占空信号的开关定时的相位的校正量（ΔVu2*、ΔVv2、ΔVw2*）小于PWM占空信号的相位的校正量（ΔVu1*、ΔVv1*、ΔVw1*）。
本发明的一方案的电机控制装置，是驱动控制对车辆装载设备的驱动轴进行旋转驱动的三相无刷电机的电机控制装置，具有：
指令电流运算单元，基于车辆的运转状态，运算对所述三相无刷电机的指令电流值；
PWM控制单元，根据所述指令电流值，输出对所述三相无刷电机的各相的PWM占空信号；
桥式电路，由通过所述PWM占空信号进行驱动控制的开关电路构成，驱动控制所述三相无刷电机；
电流传感器，设置在连接到所述桥式电路的直流总线上，检测在所述直流总线中流过的直流总线电流；
相电流运算单元，基于在对所述三相无刷电机的各相的PWM占空信号中、通电时间最长的最大相的PWM占空信号导通且通电时间最短的最小相以及中间相PWM占空信号截止时的所述直流总线电流、以及所述最大相的PWM占空信号导通且所述中间相的PWM占空信号导通的时的所述直流总线电流，估计所述各相的电流值；
电流反馈电路，基于由所述相电流运算单元估计出的所述各相的电流值，对所述指令电流值进行反馈校正；
脉冲移位控制电路，进行如下的脉冲移位控制：校正所述最大相或中间相的PWM占空信号的导通定时的相位，使得在所述最大相的PWM占空信号的导通定时和所述中间相的PWM占空信号的导通定时之差小于第1规定值时，所述最大相和中间相的PWM占空信号的导通定时之差成为大于所述第1规定值的第2规定值以上，并且校正所述中间相或最小相的PWM占空信号的相位，使得在所述中间相的PWM占空信号的导通定时和所述最小相的PWM占空信号的导通定时之差小于所述第1规定值时，所述中间相和最小相的PWM占空信号的导通定时之差成为所述第2规定值以上；
脉冲移位相切换控制单元，设置在所述脉冲移位控制电路中，在伴随所述指令电流值的变化，所述中间相或最小相变为最大相时、或所述最大相或中间相变为最小相时，进行切换进行所述脉冲移位控制的相即控制对象相的脉冲移位相切换控制；以及
相切换后校正量运算单元，设置在所述脉冲移位控制电路中，进行相切换后校正量调整控制，使得基于所述脉冲移位控制的所述相位的校正量被设定为，所述脉冲移位相切换控制中进行脉冲移位控制的相的切换后的校正量小于切换前的校正量。
本发明的一方案的动力转向装置，具有：
转向机构，根据方向盘的转向操作，使转向轮转向；
三相无刷电机，对所述转向机构赋予转向力；
控制装置，驱动控制所述三相无刷电机；
指令电流运算单元，设置在所述控制装置中，基于车辆的运转状态，运算对所述三相无刷电机的指令电流值；
PWM控制单元，设置在所述控制装置中，根据所述指令电流值，输出对所述三相无刷电机的各相的PWM占空信号；
桥式电路，设置在所述控制装置中，由通过所述PWM占空信号进行驱动控制的开关电路构成，驱动控制所述三相无刷电机；
电流传感器，设置在连接到所述桥式电路的直流总线上，检测在所述直流总线中流过的直流总线电流；
相电流运算单元，设置在所述控制装置中，基于在对所述三相无刷电机的各相的PWM占空信号中、通电时间最长的最大相的PWM占空信号导通且通电时间最短的最小相以及中间相PWM占空信号截止时的所述直流总线电流以及所述最大相的PWM占空信号导通且所述中间相的PWM占空信号导通时的所述直流总线电流，估计所述各相的电流值；
电流反馈电路，设置在所述控制装置中，基于由所述相电流运算单元估计出的所述各相的电流值，对所述指令电流值进行反馈校正；
脉冲移位控制电路，设置在所述控制装置中，进行如下的脉冲移位控制：校正所述最大相或中间相的PWM占空信号的导通定时的相位，使得在所述最大相的PWM占空信号的导通定时和所述中间相的PWM占空信号的导通定时之差小于第1规定值时，所述最大相和中间相的PWM占空信号的导通定时之差成为大于所述第1规定值的第2规定值以上，并且校正所述中间相或最小相的PWM占空信号的相位，使得在所述中间相的PWM占空信号的导通定时和所述最小相的PWM占空信号的导通定时之差小于所述第1规定值时，所述中间相和最小相的PWM占空信号的导通定时之差成为所述第2规定值以上；
脉冲移位相切换控制单元，设置在所述脉冲移位控制电路中，在伴随所述指令电流值的变化，所述中间相或最小相变为最大相时、或所述最大相或中间相变为最小相时，进行切换进行所述脉冲移位控制的相即控制对象相的脉冲移位相切换控制；以及
相切换后校正量运算单元，设置在所述脉冲移位控制电路中，进行相切换后校正量调整控制，确定基于所述脉冲移位控制的所述相位的校正量，使得所述脉冲移位相切换控制中进行脉冲移位控制的相的切换后的校正量小于切换前的校正量。
附图说明
图1是实施例1的电动动力转向装置的整体结构图。
图2是实施例1的电动电机的驱动电路图以及电机控制组件（unit）的控制方框图。
图3是实施例1的指令电压值校正单元的控制方框图。
图4是说明实施例1的电流控制周期和PWM脉冲相位操作定时的图。
图5是表示实施例1的各相的电流概略波形的图。
图6是表示实施例1的各相的电流概略波形的图。
图7是表示实施例1的各相的电流概略波形的图。
图8是表示实施例1的各相的电流概略波形的图。
图9是说明关联技术的电流检测方法的波形图。
具体实施方式
〔实施例1〕
［动力转向装置的整体结构］
图1是电动动力转向装置30的整体结构图。
电动动力转向装置30具有：被输入驾驶员进行的转向操作的方向盘31；连接到方向盘31的转向轴33；与转向轴33一体旋转的小齿轮（pinion）38；与小齿轮38啮合并将小齿轮38的旋转运动变换为直线运动的齿条（rack）39；将齿条39的运动传递给转向轮42的转向横拉杆（tie rod）41。这些部件构成将方向盘31的转向操作传递给转向轮42的转向机构32。另外，转向轴33中设置：检测对方向盘31输入的转向扭矩（torque）的扭矩传感器34；以及与转向轴33一体旋转的蜗轮（worm wheel）35。蜗轮35上啮合了蜗杆轴（worm shaft）37。蜗杆轴37连接到对转向力赋予辅助（assist）力的电动机6的驱动轴36。电动机6是三相无刷电机，由电机控制组件8控制，电机控制组件8根据扭矩传感器34检测出的转向扭矩或车速等车辆的运转状态，控制电动机6赋予的转向力。
［电机控制组件的结构］
图2是电动机6的驱动电路图以及电机控制组件8的控制方框图。
作为电动机6的驱动电路，具有：直流电源1、与直流电源1并联连接的平滑电容器2、由6个开关元件3构成的三相桥式电路4。通过从三相桥式电路4供给的u、v、w相的电流驱动电动机6。电动机6上设置检测转子的旋转角度θ的转子角度传感器7。在连接直流电源1和三相桥式电路4的直流总线13上设置分流（shunt）电阻（电流传感器）5。
电机控制组件8具有：运算指令电流值Id*、Iq*的指令电流值运算单元15；运算第一指令电压值Vu1*、Vv1*、Vw1*的电流控制单元10；运算第二指令电压值Vu2*、Vv2*、Vw2*的指令电压值校正单元11；生成开关信号（PWM脉冲、PWM占空信号）的PWM控制单元12；检测分流电阻5中流过的电流的电流检测单元9；运算各相的电流值的相电流运算单元16。电流控制单元10具有基于由相电流运算单元16估计出的u、v、w各相的电流值，对指令电流值进行反馈校正的电流反馈电路14的功能。
指令电流值运算单元15根据检测出的转向扭矩来运算指令电流值Id*、Iq*。电流控制单元10从电流指令值Id*、Iq*、转子角度θ以及各相的电流值运算第一指令电压值Vu1*、Vv1*、Vw1*。指令电压值校正单元11运算对第一指令电压值Vu1*、Vv1*、Vw1*校正后的第二指令电压值Vu2*、Vv2*、Vw2*。PWM控制单元12通过比较第二指令电压值Vu2*、Vv2*、Vw2*和三角波载波信号，生成开关信号。电流检测单元9检测分流电阻5中流过的直流总线电流IDC的值。
相电流运算单元16从第二指令电压值Vu2*、Vv2*、Vw2*和直流总线电流IDC运算各相的电流值。分流电阻5中流过的直流总线电流IDC通过三相桥式电路4的开关动作而从直流电压生成交流电压，对电动机6流过三相的电流iu、iv、iw。因三相桥式电路4的开关定时之差产生的瞬时电压，在分流电阻5中作为瞬时电流流过直流总线电流IDC，直流总线电流IDC基于第二指令电压值Vu2*、Vv2*、Vw2*的信号，求由未图示的AD变换电路规定的AD定时和直流总线电流IDC是三相中哪一相的电流。例如，如在专利文献1的图4、[0026]－[0028]中例示的那样，根据从第二指令电压值Vu2*、Vv2*、Vw2*得到的PWM占空信号和直流总线电流IDC，求相电流iu、iv、iw。再有，为了便于理解说明，将专利文献1的图4包含在本申请中作为本申请的图9。在该例中，在u相、v相、w相分别为最大相、中间相、最小相的情况下，从u相（最大相）的PWM占空信号导通且w相（最小相）以及v相（中间相）的PWM占空信号截止时的直流总线电流，求u相（最大相）的相电流iu（参照专利文献1的图4（d））。另外，从u相（最大相）的PWM占空信号导通且v相（中间相）的PWM占空信号导通、w相（最小相）的PWM占空信号截止时的直流总线电流，求w相（最小相）的相电流iw。然后，从iu和iw之差求v相的相电流iv。再有，在该例中，v相以及ｗ相的第一电压指令值vv1*、vw1*彼此接近，因此在PWM周期前半部分，将v相的第一电压指令值vv1*直接作为第二电压指令值vv2f*，将从w相的第一电压指令值vw1*减去vcmp23所得的值作为第二电压指令值vw2f*，将第二电压指令值vv2f*和vw2f*之间分开Dmini，PWM占空信号的开关定时间隔确保ΔTmin这样，执行脉冲移位。
［指令电压值校正单元的结构］
图3是指令电压值校正单元11的控制方框图。
电压大中小判断单元11a将第一指令电压值Vu1*、Vv1*、Vw1*中、指令电压值最高的作为最大相输出，将指令电压值第二高的作为中间相输出，将指令电压值最低的作为最小相输出。
第一PWM脉冲相位操作量计算单元11b将最大相、中间相、最小相的信息、和第一指令电压值Vu1*、Vv1*、Vw1*作为输入。根据最大相的电压和中间相之间的相间电压差，以中间相的电压为基准，运算最大相的PWM脉冲相位操作量ΔVmaxc。根据中间相的电压和最小相之间的相间电压差，以中间相的电压为基准，运算最小相的PWM脉冲相位操作量ΔVminc。最大相的PWM脉冲相位操作量ΔVmaxc和最小相的PWM脉冲相位操作量ΔVminc被设定成能够确保第二规定值，该第二规定值是大于由电流检测单元9检测直流总线中流过的瞬时电流的最低限度必要的时间（第一规定值）的值。最大相的PWM脉冲相位操作量ΔVmaxc和最小相的PWM脉冲相位操作量ΔVminc，与第一指令电压值Vu1*、Vv1*、Vw1*中的最大相、中间相、最小相对应地，分为第一PWM脉冲相位操作量ΔVu1*（z）、ΔVv1*（z）、ΔVw1*（z）。再有，由转子角度传感器7判断为电动机6的负荷或旋转速度增大时，减小第一PWM脉冲相位操作量ΔVu1*（z）、ΔVv1*（z）、ΔVw1*（z）的大小。
第二PWM脉冲相位操作量运算单元11c，根据本次的控制周期的第一PWM脉冲相位操作量ΔVu1*（z）、ΔVv1*（z）、ΔVw1*（z）、和前次的控制周期的第一PWM脉冲相位操作量ΔVu1*（z－1）、ΔVv1*（z－1）、ΔVw1*（z－1），运算第二PWM脉冲相位操作量ΔVu2*（z）、ΔVv2*（z）、ΔVw2*（z）。第二PWM脉冲相位操作量ΔVu2*（z）、ΔVv2*（z）、ΔVw2*（z）根据下式（1）运算。
ΔVu2*（z）=（ΔVu1*（z）+ΔVu1*（z－1））/2
ΔVv2*（z）=（ΔVv1*（z）+ΔVv1*（z－1））/2…（1）
ΔVw2*（z）=（ΔVw1*（z）+ΔVw1*（z－1））/2
PWM脉冲相位操作量加减计算单元11d将第一指令电压值Vu1*、Vv1*、Vw1*、第一PWM脉冲相位操作量ΔVu1*（z）、ΔVv1*（z）、ΔVw1*（z）、第二PWM脉冲相位操作量ΔVu2*（z）、ΔVv2*（z）、ΔVw2*（z）作为输入，运算第二指令电压值Vu2*、Vv2*、Vw2*。第二指令电压值Vu2*、Vv2*、Vw2*，根据为了通过电流检测单元9检测直流总线中流过的瞬时电流而扩大各相的电压差的PWM半周期、用于抵消（cancel）扩大的电位差的PWM半周期、和抑制电流变动的PWM半周期而设定。
图4是用于说明电流控制周期和PWM脉冲相位操作定时的图。
将电流控制周期设为PWM周期的3周期量。将抑制电流变动的PWM半周期规定为，与电流控制输出的第一指令电压值被更新的定时相同的PWM半周期。另外，将下一个PWM半周期规定为用于抵消扩大的电位差的PWM半周期。进而，将下一个PWM半周期规定为扩大电位差的PWM半周期。之后，交替地规定用于抵消扩大的电位差的PWM半周期、扩大电位差的PWM半周期。电流检测期间设定在最初的扩大电压差的PWM半周期。
各相的第二指令电压值Vu2*、Vv2*、Vw2*根据下式（2）～（5）设定。
（抑制电流变动的PWM半周期）
Vu2*=Vu1*+ΔVu2*（z）
Vv2*=Vv1*+ΔVv2*（z）…（2）
Vw2*=Vw1*+ΔVw2*（z）
（扩大电压差的PWM半周期）
Vu2*=Vu1*+ΔVu1*（z）
Vv2*=Vv1*+ΔVv1*（z）…（3）
Vw2*=Vw1*+ΔVw1*（z）
（抵消扩大的电压差的PWM半周期）
Vu2*=Vu1*－ΔVu1*（z）
Vv2*=Vv1*－ΔVv1*（z）…（4）
Vw2*=Vw1*－ΔVw1*（z）
式（2）使用前述的式（1），也能如下式（5）这样表示。
Vu2*=Vu1*+（ΔVu1*（z）+ΔVu1*（z－1））/2
Vv2*=Vv1*+（ΔVv1*（z）+ΔVv1*（z－1））/2…（5）
Vw2*=Vw1*+（ΔVw1*（z）+ΔVw1*（z－1））/2
再有，通过第二PWM脉冲相位操作量ΔVu2*（z）、ΔVv2*（z）、ΔVw2*（z）进行的校正，在车辆的行驶速度为规定值以下时、或转向扭矩为规定值以下时进行。在车辆的行驶速度低时，由于行驶噪声比较小，因此，电机控制系统的噪声的影响变大，通过由第二PWM脉冲相位操作量ΔVu2*（z）、ΔVv2*（z）、ΔVw2*（z）进行的校正（相切换后校正量调整控制），能够降低行驶噪声小的状况下的电机控制系统的噪声。另外，在转向扭矩比较小的状态、换而言之在电动机6停止或以极低速下旋转那样的、接近转向保持状态的状态下，脉冲移位相切换控制被频繁地进行。因此，在这样的状况下，通过实施相切换后校正量调整控制，能够进一步降低对电流反馈控制的影响。
［作用］
将基于第一PWM脉冲相位操作量ΔVu1*（z）、ΔVv1*（z）、ΔVw1*（z）进行校正时的作用、和基于第一PWM脉冲相位操作量ΔVu1*（z）、ΔVv1*（z）、ΔVw1*（z）以及第二PWM脉冲相位操作量ΔVu2*（z）、ΔVv2*（z）、ΔVw2*（z）进行校正时的作用进行比较说明。
图5是表示通过仅基于第一PWM脉冲相位操作量ΔVu1*（z）、ΔVv1*（z）、ΔVw1*（z）进行校正后的第二指令电压值Vu2*、Vv2*、Vw2*来控制时的各相的电流概略波形的图。图6是表示通过基于第一PWM脉冲相位操作量ΔVu1*（z）、ΔVv1*（z）、ΔVw1*（z）以及第二PWM脉冲相位操作量ΔVu2*（z）、ΔVv2*（z）、ΔVw2*（z）进行校正后的第二指令电压值Vu2*、Vv2*、Vw2*来控制时的各相的电流概略波形的图。
在图5以及图6中，前次（z－1）以及本次（z）的电流控制周期中的最大相为U相、中间相为V相、最小相为W相。其中，相对于前次（z－1）的电流控制周期中，在本次（z）的电流控制中，各相的电压如下这样变化。
Vu1*（z－1）>Vu1*（z）
Vv1*（z－1）=Vv1*（z）
Vw1*（z－1）<Vw1*（z）
即，在前次（z－1）以及本次（z）的电流控制中，最大相为U相、中间相为V相、最小相为W相没有变化，但是由于各相的电压发生变化，因此PWM脉冲相位操作量发生变动。
在基于第一PWM脉冲相位操作量ΔVu1*（z）、ΔVv1*（z）、ΔVw1*（z）进行校正时，如图5所示，平均电流因电动脉动而成为与期望的电流值不同的值（电流变动），电流控制性有可能会恶化。
另一方面，在基于第一PWM脉冲相位操作量ΔVu1*（z）、ΔVv1*（z）、ΔVw1*（z）以及第二PWM脉冲相位操作量ΔVu2*（z）、ΔVv2*（z）、ΔVw2*（z）进行校正时，如图6所述，由电动脉动造成的平均电流成为期望的电流值，电流控制性提高。
这是因为，在第二指令电压值Vu2*、Vv2*、Vw2*中，使抑制电流变动的PWM半周期的PWM脉冲相位操作量设为第二PWM脉冲相位操作量ΔVu2*（z）、ΔVv2*（z）、ΔVw2*（z）。第二PWM脉冲相位操作量ΔVu2*（z）、ΔVv2*（z）、ΔVw2*（z），如由式（1）示出那样，为本次的控制周期的第一PWM脉冲相位操作量ΔVu1*（z）、ΔVv1*（z）、ΔVw1*（z）、和前次的控制周期的第一PWM脉冲相位操作量ΔVu1*（z－1）、ΔVv1*（z－1）、ΔVw1*（z－1）的平均值。因此，抑制电流变动的PWM半周期的PWM相位操作量小于用于抵消扩大的电压差的PWM半周期的PWM相位操作量，减小平均电流的变化。
用其他例子说明作用。图7是表示通过仅基于第一PWM脉冲相位操作量ΔVu1*（z）、ΔVv1*（z）、ΔVw1*（z）进行校正后的第二指令电压值Vu2*、Vv2*、Vw2*来控制时的各相的电流概略波形的图。图8是表示通过基于第一PWM脉冲相位操作量ΔVu1*（z）、ΔVv1*（z）、ΔVw1*（z）以及第二PWM脉冲相位操作量ΔVu2*（z）、ΔVv2*（z）、ΔVw2*（z）进行校正后的第二指令电压值Vu2*、Vv2*、Vw2*来控制时的各相的电流概略波形的图。
在图7以及图8中，前次（z－1）的电流控制中的最大相为U相、中间相为V相、最小相为W相，而在本次（z）的电流控制中，最大相变为V相、中间相变为U相、最小相变为W相。另外，相对于前次（z－1）的电流控制中，在本次（z）的电流控制中，各相的电压如下这样变化。
Vu1*（z－1）>Vu1*（z）
Vv1*（z－1）<Vv1*（z）
Vw1*（z－1）=Vw1*（z）
即，在前次（z－1）和本次（z）中，PWM脉冲相位操作的相判断被切换。在前次（z－1）的电流控制中，最大相是U相、中间相是V相，而在本次（z）的电流控制中，最大相变为V相、中间相变为U相，指令电压值的交叉点（cross point）处，PWM相位操作的判断被切换，PWM脉冲相位操作量骤变。在基于第一PWM脉冲相位操作量ΔVu1*（z）、ΔVv1*（z）、ΔVw1*（z）进行校正时，如图7所示，平均电流因电动脉动而成为与期望的电流值不同的值（电流变动），电流控制性有可能会恶化。
另一方面，在基于第一PWM脉冲相位操作量ΔVu1*（z）、ΔVv1*（z）、ΔVw1*（z）以及第二PWM脉冲相位操作量ΔVu2*（z）、ΔVv2*（z）、ΔVw2*（z）进行校正时，如图8所示，电动脉动下的平均电流成为期望的电流值，电流控制性提高。
再有，在图8中，第一PWM脉冲相位操作量ΔVu1*（z）、ΔVv1*（z）、ΔVw1*（z），在PWM脉冲相位操作的相判断被切换的前后为固定，但也可以可变。
［由1分流电阻产生的电流检测的问题点］
取代对各相设置分流电阻而在各个相检测电流的方法，使用在直流总线设置1个分流电阻，根据该分流电阻中检测出的直流总线电流来检测各相的电流值的方法（1分流电流控制）。
1分流电流控制是，通过在PWM周期的半周期中（PWM三角波载波信号的上升或下降）各相间的电压差（PWM脉冲上升或下降的时间差），检测在直流总线中流过的瞬时电流，从而再现各相的电流。但是，在电流控制下输出的指令电压值在各相接近的情况下，没有用于检测的足够的各相间的电压差（PWM脉冲上升或下降的时间差），无法高精度地检测电流。
在上述说明的专利文献1（特开2001－327173）中，相对于基于在电流控制下输出的指令电压值所生成的PWM脉冲，监视各相间的电压差，为了能够最低限度确保检测所需要的时间，校正指令电压值以在PWM（三角）载波周期的半周期中扩大电压差。由此，即使在电流控制下输出的指令电压值在各相接近的情况下也能够可靠地检测。
另外，在下一半周期中，在抵消扩大的量的方向上校正指令电压值。由此，使在PWM半周期内的电压在校正前后变为相同。
即，在从中间相的PWM开关定时最低限度确保检测时间的方向上进行错开最大相和最小相的PWM脉冲的相位的操作（PWM脉冲相位操作或脉冲移位）。由此，能够通过电流检测时扩大后的电压差，可靠地检测直流总线电流。
在专利文献1的方法中，以PWM载波1周期，作为电压校正1周期。因此，在所述电压校正1周期中，电流瞬时地增加与扩大的电压差对应的量并且电流瞬时地减少与抵消扩大的电压差对应的量。因此，在利用在电流控制下输出的电压指令得到的电流中产生电流脉动。
在前半周期设置了电流检测期间的情况下，前半周期成为扩大电压差的电压校正期间，并且后半周期成为抵消扩大的电压差的电压校正期间。电流波形为，最大相的电流在前半周期从期望的电流值起电流上升，在后半周期，电流下降，回到期望的电流值。最小相的电流，在前半周期电流从期望的电流值起下降，在后半周期电流上升，回到期望的电流。
在后半周期设置了电流检测期间的情况下，前半周期成为抵消扩大的电压差的电压校正期间，后半周期成为扩大电压差的电压校正期间。关于电流波形，最大相的电流，在前半周期，电流从期望的电流值下降，在后半周期，电流上升，回到期望的电流值。最小相的电流，在前半周期，电流从期望的电流值上升，在后半周期电流下降，回到期望的电流。
该电流脉动的大小，由校正电压量、直流电压量和电机的电特性确定。即，相对于由电机的电特性确定的电流响应速度（时间常数=L/R），PWM相位操作量（=时间tps）足够小时，由校正电压产生的瞬时电流的上升量或下降量可由下式（6）近似地表示。
ΔI=1/L×Vdc×tps+I0…（6）
其中，
ΔI：由电压校正产生的瞬时电流变动
L：电机电感
Vdc：直流电压
tps：PWM相位操作量
I0：校正之前的电流量初始电流值
即，电流脉动的平均值会作为变动量（电流变动）加入到期望的电流值中（加法运算）。在电流控制输出的指令电压值和校正电压值在足够的时间为固定的情况下，电流变动根据电机电特性，收敛于以指令电压值得到的期望的电流值（其中，并不是电流脉动自身消失，而是以期望的电流为中心，持续发生电流脉动）。但是，在指令电压值被更新的周期、即电流控制周期，远远短于基于电机电特性的电流响应速度的电流收敛时间，因此在通常的电流控制中，受到电流变动的影响，得不到相对于指令电压值的期望的电流地实施电流控制，因此控制性会恶化。
［解决对策］
本技术是通过在PWM半周期中调整所述校正电压量，不等待收敛的时间而积极地抑制所述电流变动。为了实现该技术，采用以下的结构。
在桥式电路的直流总线的上游或下游设置电流检测电路。所述电流检测电路在PWM载波半周期中检测因三相间电压差产生的在直流总线中流过的电流。所述电流的检测期间设置在PWM载波周期的前半周期或后半周期。另外，电流控制周期设为PWM半周期的整数倍（k>2）。进而，具有第一电压指令校正单元，该第一电压指令校正单元在将为了检测流过在电压直流总线中设置的电流检测电路的瞬时电流的最低限度必要的时间设为规定时间，将确保所述规定时间的相间电压差设为规定电压时，在所述电流检测期间中，对于从电流控制单元输出的三相电压指令值，在扩大相间电压差的方向上施加规定电压。另外，所述第一电压指令校正单元具有在所述电流检测以外的PWM半周期中、在抵消施加了所述规定电压的电压指令校正量的方向上进行电压指令的校正的功能。
另外，所述第一电压指令校正单元具有在所述电流控制周期中在电流检测期间之前抑制所述电流变动的第二电压指令校正单元，该第二电压指令校正单元至少一次将PWM半周期作为1单位。所述第二电压指令校正单元为了主动地使所述电流变动为零，调整电压指令校正量，使得电流检测期间之前的所述初始电流值I0，与从所述第一电压指令校正量仍为零的状态起，在电流检测期间之前的PWM半周期一度注入了所述第一电压指令校正的一半量时的电流下降后的电流值相等，并对所述电流控制输出的电压指令值进行加减计算。这里，将基于电压指令校正的电流变动量用式（6）表示那样，电流变动量还受到紧接电压校正之前的电流状态影响。
即，本次的基于电压校正的电流变动还受到前次的电压校正的状态的影响。由此，在所述电流控制1周期中、且在所述电流检测期间之前应该提供的电流变动抑制用的电压指令校正量的总量，对各相的每一相，用在本次的电流控制中所运算的第一电压指令校正单元的电压校正量和在前次的电流控制中所运算的第一电压指令校正单元的电压校正量之差的一半来运算。
Vucmptotal=－（Vucmp1（z）－Vucmp1（z－1））/2…（7）
Vucmptotal：U相的电流变动抑制用电压指令校正总量
Vucmp1（z）：U相的本次电流控制中的第一电压校正量
Vucmp1（z－1）：U相的前次电流控制中的第一电压校正量
（V、W相都以同样的式子记述）
另外，电流变动抑制用的电压指令校正量的方向与所述第一电压校正的方向相同。（在所述第一电压校正方向为扩大所述电压差的方向时为＋Vucmp1（z），此时，所述电流变动抑制用的电压指令校正的方向为＋Vucmptotal。其中，根据式（7），Vucmptotal≤0。）
另外，如前述那样，Vucmptotal是电流变动抑制用的电压指令校正量的总量，因此，在所述电流控制周期中、且在电流检测期间之前，也可以分割Vucmptotal来进行校正。另外，Vucmptotal考虑为校正最佳值，实际上提供的校正量的总量在0≥Vucmptotal的范围内即可。
因此，在电流检测前，能够抑制基于PWM相位操作的电流变动，并能够得到相对于电流控制输出的电压指令的期望的电流，电流控制性提高。进而，特别地，在电压校正量骤变的、三相电压指令的最大相、中间相和最小相切换的电压指令交叉点处，通过提高电流控制性，能够抑制所述三相电压指令的最大相、中间相和最小相的频繁的切换。
因此，在方向盘放手以外的EPS转向状态下，能够降低在所述电压交叉点处，所述电压指令的大中小判断切换时产生的噪音（电磁音）（acoustic noise（electromagnetic acoustic noise））。
在所述第一电压指令校正单元中将电压校正量设为规定电压的情况下，对每一相，电压校正量发生变化是仅在所述电流控制输出的电压指令的大中小判别切换的定时。实施第二电压校正的定时，设为所述大中小判别的结果切换（所述电压指令交叉点）后的电流控制1周期中、且为本次电流控制周期中的最初的电压指令校正的PWM半周期以不受所述电机电特性的影响。因此，每个相的第二电压校正量，能够在所述定时将第一电压校正量和所述电流变动抑制用的电压校正总量（Vucmptotal）相加而用式（8）表示。
Vucmp2=Vucmp1x1+Vucmptotal
=Vucmp1x1－（Vucmp1x1－Vucmp1x0）/2
=（Vucmp1x1+Vucmp1x0）/2…（8）
Vucmp2：U相的第二电压校正量
Vucmp1x1：U相的电压指令交叉点后的第一电压校正量
Vucmp1x0：U相的电压指令交叉点前的第一电压校正量
（V、W相都以每相同样的式子记述）
另外，所述第二电压校正Vucmp2的方向与所述第一电压校正的方向相同。
因此，虽然需要是否切换所述大中小判别的判断单元，但是不需要时常运算式（7）。
因此，能够降低运算负荷。
另外，在所述第一电压指令校正单元中将电压校正量从规定电压设为校正后的电压差成为规定电压这样的可变量的情况下，对各相的每一相，电压校正量发生变化的定时，成为所述电流控制输出发生变化的每个电流控制周期。另外，实施第二电压校正的定时，设为本次电流控制周期中的最初的电压指令校正的PWM半周期，以不受所述电机电特性的影响。由此，各相的每一相的第二电压校正量，能够在所述定时将第一电压校正量和所述电流变动抑制用的电压校正总量（Vucmptotal）相加而用式（9）来表示。
Vucmp2=Vucmp1（z）+Vucmptotal
=Vucmp1（z）－（Vucmp1（z）－Vucmp1（z－1））/2
=（Vucmp1（z）+Vucmp1（z－1））/2…（9）
Vucmp2：U相的第二电压校正量
Vucmp1（z）：U相的本次电流控制中的第一电压校正量
Vucmp1（z－1）：U相的前次电流控制中的第一电压校正量
（V、W相都以每相的同样的式子来记述）
另外，所述第二电压校正的方向与所述第一电压校正的方向相同。
因此，能够使PWM相位操作量为最小限度，并能够在受限的PWM输出范围中扩大PWM相位操作的可能范围。
因此，能够高精度地检测直流总线电流的区域被扩大。
将实施所述第二电压校正的定时，设为与电流控制输出被更新的定时相同的PWM半周期，将电流检测设为之后的PWM半周期。也就是说，相电流运算单元16，使用在PWM控制单元12进行PWM控制的PWM半周期中的各PWM半周期中、进行了脉冲移位相切换控制的PWM半周期的下一PWM半周期中检测出的直流总线电流，估计各相的电流值。
因此，除了所述作用之外，可实施电流控制输出被更新后的最短的第二校正电压，可设定最短的电流检测期间。
因此，可按PWM周期的1.5周期以上来设定电流控制周期，并能够实现最小的电流控制周期，因此可细微地实施电流控制。（第0.5周期为第二电压校正期间，第1.0周期为电流检测期间，第1.5周期为电流检测后的电流控制输出运算期间。这里，不在电流检测期间设置电流控制输出运算期间是因为直流总线电流检测方法中的制约。）
［效果］
对实施例1的效果进行说明。
（1）电机控制组件8（电机控制装置），驱动控制对车辆装载设备的蜗杆轴37（驱动轴）进行旋转驱动的电动机6（三相无刷电机），具有：
指令电流值运算单元15，基于车辆的运转状态，运算对电动机6的指令电流值Id*、Iq*；
PWM控制单元12，根据指令电流值Id*、Iq*，输出对电动机6的ｕ、v、w各相的PWM占空信号；
三相桥式电路4，由通过PWM占空信号进行驱动控制的开关元件3构成，驱动控制电动机6；
电流检测单元9（电流传感器），设置在连接到三相桥式电路4的直流总线13上，检测在直流总线13中流过的直流总线电流；
相电流运算单元16（相电流运算单元），基于对电动机6的u、v、w各相的PWM占空信号中、通电时间最长的最大相的PWM占空信号导通且通电时间最短的最小相以及中间相的PWM占空信号截止时的直流总线电流、以及最大相的PWM占空信号导通且中间相的PWM占空信号导通时的直流总线电流，估计u、v、w各相的电流值；
电流反馈电路14（电流控制单元10），基于由相电流运算单元16估计出的u、v、w各相的电流值，对指令电流值进行反馈校正；
指令电压值校正单元11（脉冲移位控制电路），进行如下的脉冲移位控制：校正最大相或中间相的PWM占空信号的相位，使得在由相电流运算单元16进行的直流总线电流检测定时中的最大相的PWM占空信号的开关定时和中间相的PWM占空信号的开关定时之差小于第一规定值时，最大相和中间相的PWM占空信号的开关定时之差成为大于第一规定值的第二规定值以上，并且校正中间相或最小相的PWM占空信号的相位，使得在由相电流运算单元进行的直流总线电流检测定时中的中间相的PWM占空信号的开关定时和最小相的PWM占空信号的开关定时之差小于第一规定值时，中间相和最小相的PWM占空信号的开关定时之差成为第二规定值以上；以及
第二PWM脉冲相位操作量计算单元11c，设置在指令电压值校正单元11中，在PWM占空信号的相位的校正量发生了变化时，使不是由相电流运算单元进行的直流总线电流检测定时的一侧的PWM占空信号的开关定时的相位的校正量ΔVu2*（z）、ΔVv2*（z）、ΔVw2*（z）小于PWM占空信号的相位的校正量ΔVu1*（z）、ΔVv1*（z）、ΔVw1*（z）。
在PWM占空信号的相位的校正量发生了变化以后，通电量通过相位校正而增大，对电流反馈控制造成影响。在PWM占空信号的相位的校正量发生了变化时，通过使不是由相电流运算单元进行的直流总线电流检测定时的一侧的PWM占空信号的开关定时的相位的校正量小于PWM占空信号的相位的校正量，能够减小该影响。
（2）动力转向装置30具有：
转向机构32，根据方向盘31的转向操作，使转向轮42转向；
电动机6，对转向机构32赋予转向力；
电机控制组件8（控制装置），驱动控制电动机6；
指令电流运算单元15，设置在电机控制组件8中，基于车辆的运转状态，运算对电动机6的指令电流值Id*、Iq*；
PWM控制单元12，设置在电机控制组件8中，根据指令电流值Id*、Iq*，输出对电动机6的u、v、w各相的PWM占空信号；
三相桥式电路4，设置在电机控制组件8中，由通过PWM占空信号进行驱动控制的开关元件3构成，驱动控制电动机6；
电流检测单元9，设置在连接到三相桥式电路4的直流总线13上，检测在直流总线13中流过的直流总线电流；
相电流运算单元16，设置在电机控制组件8中，基于在对电动机6的u、v、w各相的PWM占空信号中、通电时间最长的最大相的PWM占空信号导通且通电时间最短的最小相以及中间相PWM占空信号截止时的直流总线电流、以及最大相的PWM占空信号导通且中间相的PWM占空信号导通时的直流总线电流，估计u、v、w各相的电流值；
电流反馈电路14（电流控制单元10），设置在电机控制组件8中，基于由相电流运算单元16估计出的u、v、w各相的电流值，对指令电流值Id*、Iq*进行反馈校正；
指令电压值校正单元11，设置在电机控制组件8中，进行如下的脉冲移位控制：校正最大相或中间相的PWM占空信号的相位，使得在由相电流运算单元16进行的直流总线电流检测定时中的最大相的PWM占空信号的开关定时和中间相的PWM占空信号的开关定时之差小于第一规定值时，最大相和中间相的PWM占空信号的开关定时之差成为大于第一规定值的第二规定值以上，并且校正中间相或最小相的PWM占空信号的相位，使得在由相电流运算单元16进行的直流总线电流检测定时中的所述中间相的PWM占空信号的开关定时和最小相的PWM占空信号的开关定时之差小于第一规定值时，中间相和最小相的PWM占空信号的开关定时之差成为第二规定值以上；以及
第二PWM脉冲相位操作量计算单元11c，设置在指令电压值校正单元11中，在PWM占空信号的相位的校正量发生了变化时，使不是由相电流运算单元16进行的直流总线电流检测定时的一侧的PWM占空信号的开关定时的相位的校正量，小于PWM占空信号的相位的校正量。
在PWM占空信号的相位的校正量发生变化以后，通电量因相位校正而增大，对电流反馈控制带来影响。在PWM占空信号的相位的校正量发生了变化时，通过使不是由相电流运算单元进行的直流总线电流检测定时的一侧的PWM占空信号的开关定时的相位的校正量，小于PWM占空信号的相位的校正量，能够减小该影响。
（3）电机控制组件8（电机控制装置），驱动控制对车辆装载设备的蜗杆轴37（驱动轴）进行旋转驱动的电动机6（三相无刷电机），具有：
指令电流值运算单元15，基于车辆的运转状态，运算对电动机6的指令电流值Id*、Iq*；
PWM控制单元12，根据指令电流值Id*、Iq*，输出对电动机6的ｕ、v、w各相的PWM占空信号；
三相桥式电路4，由被PWM占空信号驱动控制的开关元件3构成，驱动控制电动机6；
电流检测单元9（电流传感器），设置在连接到三相桥式电路4的直流总线13上，检测在直流总线13中流过的直流总线电流；
相电流运算单元16（相电流运算单元），基于在对电动机6的u、v、w各相的PWM占空信号中、通电时间最长的最大相的PWM占空信号导通且通电时间最短的最小相以及中间相的PWM占空信号截止时的直流总线电流、以及最大相的PWM占空信号导通且中间相的PWM占空信号导通时的直流总线电流，估计u、v、w各相的电流值；
电流反馈电路14（电流控制单元10），基于由相电流运算单元16估计出的u、v、w各相的电流值，对指令电流值进行反馈校正；
指令电压值校正单元11（脉冲移位控制电路），进行如下的脉冲移位控制，校正最大相或中间相的PWM占空信号的相位，使得在由相电流运算单元16进行的直流总线电流检测定时中的最大相的PWM占空信号的开关定时和中间相的PWM占空信号的开关定时之差小于第一规定值时，最大相和中间相的PWM占空信号的开关定时之差成为大于第一规定值的第二规定值以上，并且校正中间相或最小相的PWM占空信号的相位，使得在由相电流运算单元进行的直流总线电流检测定时中的中间相的PWM占空信号的开关定时和最小相的PWM占空信号的开关定时之差小于第一规定值时，中间相和最小相的PWM占空信号的开关定时之差成为第二规定值以上；
电压大中小判断单元11a（脉冲移位相切换控制单元），设置在指令电压值校正单元11中，在伴随指令电流值的变化而中间相或最小相变化为最大相时、或最大相或中间相变化为最小相时，进行切换进行脉冲移位控制的相即控制对象相的脉冲移位相切换控制；以及
第二PWM脉冲相位操作量计算单元11c（相切换后校正量运算单元），设置在指令电压值校正单元11中，在进行脉冲移位相切换控制中的脉冲移位控制的相的切换时，使不是由电流检测单元9进行的直流总线电流检测定时的一侧的PWM占空信号的开关定时的相位的校正量小于PWM占空信号的相位的校正量。
在校正PWM占空信号的相位的相切换了以后，新进行校正的相的通电量增大，对电流反馈控制带来影响。在PWM占空信号的相位的校正量发生了变化时，通过使不是由相电流运算单元进行的直流总线电流检测定时的一侧的PWM占空信号的开关定时的相位的校正量小于PWM占空信号的相位的校正量，能够减小该影响。
另外，第二PWM脉冲相位操作量计算单元11c（相切换后校正量运算单元）设置在指令电压值校正单元11（脉冲移位控制电路）中，基于所述脉冲移位控制的所述相位的校正量被确定为，所述脉冲移位相切换控制中进行脉冲移位控制的相的切换后的校正量，小于切换前的校正量。
脉冲移位相切换后，进行脉冲移位控制的相的通电量因脉冲移位控制而增大，对电流反馈控制带来影响，但是通过将基于脉冲移位控制的相位的校正量设定为脉冲移位相切换后的校正量小于脉冲移位相切换前的校正量，能够减小该影响。
（4）第二PWM脉冲相位操作量计算单元11c，使不是由相电流运算单元16进行的直流总线电流检测定时的一侧的PWM占空信号的开关定时的相位的校正量，成为直流总线电流检测定时中的PWM占空信号的开关定时的相位的校正量的百分之50。
由此，在电流检测定时中，基于脉冲移位控制的通电量的变化成为最小，因此能够将对电流反馈控制的影响抑制为最小限度。
（5）电流检测单元9能够在PWM控制单元12进行PWM控制的PWM半周期中的各PWM半周期中、进行了脉冲移位相切换控制的PWM半周期的下一PWM半周期中，检测直流总线电流。
由此，电流检测定时最短，能够相应提高电流检测频度，并且控制性提高。
（6）指令电压值校正单元11通过脉冲移位相切换控制校正作为控制对象相的相以及切换前作为控制对象相的相的两方的相位，并且确定相位的校正量，使得脉冲移位相切换控制后的所述两者（两方的相）的相位的校正量的合计与脉冲移位相切换控制前的所述两者（两方的相）的相位的校正量的合计大致相等。
基于脉冲移位控制的相位的校正量的合计在切换控制前后大致相等，因此控制变得简便。
（7）指令电压值校正单元11通过脉冲移位相切换控制，校正作为控制对象相的相以及切换前作为控制对象相的相的两方的所述相位，并且确定相位的校正量，使得脉冲移位相切换控制后的所述两者（两方的相）的相位的校正量的合计与所述脉冲移位相切换控制前的所述两者（两方的相）的相位的校正量不同。
通过根据车辆的运转状态的变化等，可变地调整相位的校正量，能够进行更适当的脉冲移位控制。
（8）指令电压值校正单元11确定相位的校正量，使得在电动机6的负荷或旋转速度增大时，脉冲移位相切换控制后的所述两者（两方的相）的相位的校正量的合计，小于脉冲移位相切换控制前的所述两者（两方的相）的相位的校正量的合计。
在电动机6的负荷或旋转速度增大时，电动机6的噪声混杂在其他的噪声中，带给驾驶员的不协调感小。另一方面，在电动机6的负荷或旋转速度小时，相对其他的噪声，电动机6的噪声相对大，带给驾驶员的不协调感大。如上述那样，通过控制，能够抑制驾驶员感觉到的电动机6的噪声。
（9）旋转速度，基于检测电动机6的转子的旋转位置的转子角度传感器7（旋转位置传感器）的信息来运算。
由此，不需要另行设置旋转传感器。
（10）动力转向装置30具有：
转向机构32，根据方向盘31的转向操作，使转向轮42转向；
电动机6，对转向机构32赋予转向力；
电机控制组件8（控制装置），驱动控制电动机6；
指令电流运算单元15，设置在电机控制组件8中，基于车辆的运转状态，运算对电动机6的指令电流值Id*、Iq*；
PWM控制单元12，设置在电机控制组件8中，根据指令电流值Id*、Iq*，输出对电动机6的u、v、w各相的PWM占空信号；
三相桥式电路4，设置在电机控制组件8中，由通过PWM占空信号驱动控制的开关元件3构成，驱动控制电动机6；
电流检测单元9，设置在连接到三相桥式电路4的直流总线13上，检测在直流总线13中流过的直流总线电流；
相电流运算单元16，设置在电机控制组件8中，基于在对电动机6的u、v、w各相的PWM占空信号中、通电时间最长的最大相的PWM占空信号导通且通电时间最短的最小相以及中间相PWM占空信号截止时的直流总线电流、以及最大相的PWM占空信号导通且中间相的PWM占空信号导通时的直流总线电流，估计u、v、w各相的电流值；
电流反馈电路14（电流控制单元10），设置在电机控制组件8中，基于由相电流运算单元16估计出的u、v、w各相的电流值，对指令电流值Id*、Iq*进行反馈校正；
指令电压值校正单元11，设置在电机控制组件8中，进行如下的脉冲移位控制：校正最大相或中间相的PWM占空信号的相位，使得在由相电流运算单元16进行的直流总线电流检测定时中的最大相的PWM占空信号的开关定时和中间相的PWM占空信号的开关定时之差小于第一规定值时，最大相和中间相的PWM占空信号的开关定时之差成为大于第一规定值的第二规定值以上，并且校正中间相或最小相的PWM占空信号的相位，使得在由相电流运算单元16进行的直流总线电流检测定时中的所述中间相的PWM占空信号的开关定时和最小相的PWM占空信号的开关定时之差小于第一规定值时，中间相和最小相的PWM占空信号的开关定时之差成为第二规定值以上；
电压大中小判断单元11a，设置在指令电压值校正单元11中，在伴随指令电流值的变化，中间相或最小相变为最大相时、或最大相或中间相变为最小相时，进行切换进行脉冲移位控制的相即控制对象相的脉冲移位相切换控制；以及
第二PWM脉冲相位操作量计算单元11c，设置在指令电压值校正单元11中，在切换进行脉冲移位相切换控制中的脉冲移位控制的相时，使不是由电流检测单元9进行的直流总线电流检测定时的一侧的PWM占空信号的开关定时的相位的校正量，小于PWM占空信号的相位的校正量。
在切换了校正PWM占空信号的相位的相以后，新进行校正的相的通电量增大，对电流反馈控制带来影响。在PWM占空信号的相位的校正量发生了变化时，通过使不是由相电流运算单元进行的直流总线电流检测定时的一侧的PWM占空信号的开关定时的相位的校正量，小于PWM占空信号的相位的校正量，能够减小该影响。
（11）第二PWM脉冲相位操作量计算单元11c在车辆的行驶速度为规定值以下时，实施相切换后校正量调整控制。
在车辆的行驶速度较低时，由于行驶噪声比较小，因此电机控制系统的噪声的影响变大，但是通过相切换后校正量调整控制，能够降低行驶噪声小的状况中的电机控制系统的噪声。
（12）还具有检测转向扭矩的扭矩传感器34，第二PWM脉冲相位操作量计算单元11c，在转向扭矩为规定值以下时，实施相切换后校正量调整控制。
在转向扭矩比较小的状态、换而言之电动机6停止或以极低速旋转那样的、接近转向保持状态的状态下，脉冲移位相切换控制被频繁地进行。因此，通过在这样的状况下实施相切换后校正量调整控制，能够更降低对电流反馈控制的影响。
（13）第二PWM脉冲相位操作量计算单元11c在车辆行驶中或暂时停止中停止引擎的怠速停止（idling stop）中时，实施相切换后校正量调整控制。
怠速停止中，在车速低（或停止）的状态下，转向扭矩也小的情况居多。在转向扭矩比较小的状态、换而言之在电动机6停止或以极低速旋转那样的、接近转向保持状态的状态下，脉冲移位相切换控制被频繁地进行。因此，通过在这样的状况下实施相切换后校正量调整控制，能够更降低对电流反馈控制的影响。
〔其他实施例〕
以上，基于实施例1说明了本发明，但是各发明的具体的结构不限于各实施例，即使有不脱离发明的要旨的范围的设计变更等，也包含在本发明中。
根据上述的实施方式，能够提高电流检测精度。
（对应于日本申请的权利要求1）
一实施方式的电机控制装置，
为驱动控制对车辆装载设备的驱动轴进行旋转驱动的三相无刷电机的电机控制装置，具有：
指令电流运算单元，基于车辆的运转状态，运算对所述三相无刷电机的指令电流值；
PWM控制单元，根据所述指令电流值，输出对所述三相无刷电机的ｕ、v、w各相的PWM占空信号；
桥式电路，由通过所述PWM占空信号进行驱动控制的开关电路构成，驱动控制所述三相无刷电机；
电流传感器，设置在连接到所述桥式电路的直流总线上，检测在所述直流总线中流过的直流总线电流；
相电流运算单元，基于在对所述三相无刷电机的u、v、w各相的PWM占空信号中、通电时间最长的最大相的PWM占空信号导通且通电时间最短的最小相以及中间相的PWM占空信号截止时的所述直流总线电流、以及所述最大相的PWM占空信号导通且所述中间相的PWM占空信号导通的时的所述直流总线电流，估计所述u、v、w各相的电流值；
电流反馈电路，基于由所述相电流运算单元估计出的所述u、v、w各相的电流值，对所述指令电流值进行反馈校正；
脉冲移位控制电路，进行如下的脉冲移位控制：校正所述最大相或所述中间相的PWM占空信号的相位，使得在由所述相电流运算单元进行的所述直流总线电流检测定时中的所述最大相的PWM占空信号的开关定时和所述中间相的PWM占空信号的开关定时之差小于第一规定值时，所述最大相和所述中间相的PWM占空信号的开关定时之差成为大于所述第一规定值的第二规定值以上，并且校正所述中间相或所述最小相的PWM占空信号的相位，使得在由所述相电流运算单元进行的所述直流总线电流检测定时中的所述中间相的PWM占空信号的开关定时和所述中间相的PWM占空信号的开关定时之差小于所述第一规定值时，所述中间相和所述最小相的PWM占空信号的开关定时之差成为所述第二规定值以上；
脉冲移位相切换控制单元，设置在所述脉冲移位控制电路中，在伴随所述指令电流值的变化，所述中间相或所述最小相变为所述最大相时、或所述最大相或所述中间相变为所述最小相时，进行切换进行所述脉冲移位控制的相即控制对象相的脉冲移位相切换控制；以及
相切换后校正量运算单元，设置在所述脉冲移位控制电路中，在所述脉冲移位相切换控制中切换了进行所述脉冲移位控制的相时，使不是由所述相电流运算单元进行的所述直流总线电流检测定时的一侧的PWM占空信号的开关定时的相位的校正量，小于所述PWM占空信号的相位的校正量。
（A）在上述电机控制装置中，
所述脉冲移位控制电路，能够通过所述脉冲移位相切换控制校正作为所述控制对象相的相以及切换前作为所述控制对象相的相的两方的所述相位，并且能够确定所述相位的校正量，使得脉冲移位相切换控制后的所述两者（两方的相）的相位的校正量的合计与所述脉冲移位相切换控制前的所述两者（两方的相）的所述相位的校正量的合计大致相等。
基于脉冲移位控制的相位的校正量的合计在切换控制前后大致相等，因此控制变得简便。
（B）在上述电机控制装置中，
所述脉冲移位控制电路，能够通过所述脉冲移位相切换控制校正作为所述控制对象相的相以及切换前作为所述控制对象相的相的两方的所述相位，并且能够确定所述相位的校正量，使得脉冲移位相切换控制后的所述两者（两方的相）的相位的校正量的合计与所述脉冲移位相切换控制前的所述两者（两方的相）的所述相位的校正量的合计不同。
通过根据车辆的运转状态的变化等可变地调整相位的校正量，能够进行更适当的脉冲移位控制。
（C）在上述（B）记载的电机控制装置中，
所述脉冲移位控制电路，能够确定所述相位的校正量，使得在所述三相无刷电机的负荷或旋转速度增大时，所述脉冲移位相切换控制后的所述两者（两方的相）的所述相位的校正量的合计，小于所述脉冲移位相切换控制前的所述两者（两方的相）的相位的校正量的合计。
在电机的负荷或旋转速度增大时，电机的噪声混杂在其他的噪声中，带给驾驶员的不协调感小。另一方面，在电机的负荷或旋转速度较小时，相对于其他噪声，电机的噪声相对较大，带给驾驶员的不协调感较大。
如上述那样，通过控制，能够抑制驾驶员感觉到的电机的噪声。
（D）在上述（C）记载的电机控制装置中，
所述旋转速度，能够基于检测所述三相无刷电机的转子的旋转位置的旋转位置传感器的信息来运算。
由此，不需要另行设置旋转传感器。
一实施方式的动力转向装置，具有：
转向机构，根据方向盘的转向操作，使转向轮转向；
三相无刷电机，对所述转向机构赋予转向力；
控制装置，驱动控制所述三相无刷电机；
指令电流运算单元，设置在所述控制装置中，基于车辆的运转状态，运算对所述三相无刷电机的指令电流值；
PWM控制单元，设置在所述控制装置中，根据所述指令电流值，输出对所述三相无刷电机的u、v、w各相的PWM占空信号；
桥式电路，设置在所述控制装置中，由通过所述PWM占空信号驱动控制的开关电路构成，驱动控制所述三相无刷电机；
电流传感器，设置在连接到所述桥式电路的直流总线上，检测在所述直流总线中流过的直流总线电流；
相电流运算单元，设置在所述控制装置中，基于在对所述三相无刷电机的u、v、w各相的PWM占空信号中、通电时间最长的最大相的PWM占空信号导通且通电时间最短的最小相以及中间相PWM占空信号截止时的所述直流总线电流、以及所述最大相的PWM占空信号导通且所述中间相的PWM占空信号导通时的所述直流总线电流，估计所述u、v、w各相的电流值；
电流反馈电路，设置在所述控制装置中，基于由所述相电流运算单元估计出的所述u、v、w各相的电流值，对所述指令电流值进行反馈校正；
脉冲移位控制电路，设置在所述控制装置中，进行如下的脉冲移位控制：校正所述最大相或所述中间相的PWM占空信号的相位，使得在由所述相电流运算单元进行的所述直流总线电流检测定时中的所述最大相的PWM占空信号的开关定时和所述中间相的PWM占空信号的开关定时之差小于第一规定值时，所述最大相和所述中间相的PWM占空信号的开关定时之差成为大于所述第一规定值的第二规定值以上，并且校正所述中间相或所述最小相的PWM占空信号的相位，使得在由所述相电流运算单元进行的所述直流总线电流检测定时中的所述中间相的PWM占空信号的开关定时和所述中间相的PWM占空信号的开关定时之差小于所述第一规定值时，所述中间相和所述最小相的PWM占空信号的开关定时之差成为所述第二规定值以上；
脉冲移位相切换控制单元，设置在所述脉冲移位控制电路中，在伴随所述指令电流值的变化，所述中间相或最小相变为最大相时、或所述最大相或中间相变为最小相时，进行切换进行所述脉冲移位控制的相即控制对象相的脉冲移位相切换控制；以及
相切换后校正量运算单元，设置在所述脉冲移位控制电路中，在所述脉冲移位相切换控制中切换进行所述脉冲移位控制的相时，使不是由所述相电流运算单元进行的所述直流总线电流检测定时的一侧的PWM占空信号的开关定时的相位的校正量，小于所述PWM占空信号的相位的校正量。
（E）在上述动力转向装置中，
所述相切换后校正量运算单元能够在车辆的行驶速度为规定值以下时，实施所述相切换后校正量调整控制。
在车辆的行驶速度低时，由于行驶噪声比较小，因此电机控制系统的噪声的影响变大，但是，通过相切换后校正量调整控制，能够降低行驶噪声小的状况中的电机控制系统的噪声。
（F）上述（E）记载的动力转向装置，
还具有检测转向扭矩的扭矩传感器，
所述相切换后校正量运算单元，能够在所述转向扭矩为规定值以下时，实施所述相切换后校正量调整控制。
在转向扭矩比较小的状态、换而言之电机停止或以极低速旋转那样的、接近转向保持状态的状态下，脉冲移位相切换控制被频繁地进行。因此，通过在这样的状况下实施相切换后校正量调整控制，能够进一步降低对电流反馈控制的影响。
（G）在上述动力转向装置中，
所述相切换后校正量运算单元，能够在车辆行驶中或暂时停止中停止引擎的怠速停止中时，实施所述相切换后校正量调整控制。
怠速停止中在车速较低（或停止）的状态下，转向扭矩也小的情况居多。在转向扭矩比较小的状态、换而言之电动机6停止或以极低速旋转那样的、接近转向保持状态的状态下，脉冲移位相切换控制被频繁地进行。因此，通过在这样的状况下实施相切换后校正量调整控制，能够更降低对电流反馈控制的影响。
（H）在上述动力转向装置中，
所述相切换后校正量运算单元，能够将不是由所述相电流运算单元进行的所述直流总线电流检测定时的一侧的PWM占空信号的开关定时的相位的校正量，设为所述直流总线电流检测定时中的PWM占空信号的开关定时的相位的校正量的百分之50。
由此，在电流检测定时中基于脉冲移位控制的通电量的变化最小，因此能够将对电流反馈控制的影响抑制为最小限度。
（I）在上述动力转向装置中，
所述相电流运算单元，能够使用在所述PWM控制单元进行PWM控制的PWM半周期中的各PWM半周期中、进行了所述脉冲移位相切换控制的PWM半周期的下一PWM半周期中检测出的所述直流总线电流，估计各相的电流。
由此，电流检测定时最短，能够相应提高电流检测频度，控制性提高。
（J）在上述动力转向装置中，
所述脉冲移位控制电路，能够通过所述脉冲移位相切换控制校正作为所述控制对象相的相以及切换前作为所述控制对象相的相的两方的所述相位，并且确定所述相位的校正量，使得脉冲移位相切换控制后的所述两者（两方的相）的相位的校正量的合计与所述脉冲移位相切换控制前的所述两者（两方的相）的所述相位的校正量的合计大致相等。
由脉冲移位控制进行的相位的校正量的合计在切换控制前后大致相等，因此控制变简便。
（K）在上述动力转向装置中，
所述脉冲移位控制电路，能够通过所述脉冲移位相切换控制校正作为所述控制对象相的相以及切换前作为所述控制对象相的相的两方的所述相位，并且确定所述相位的校正量，使得脉冲移位相切换控制后的所述两者（两方的相）的相位的校正量的合计与所述脉冲移位相切换控制前的所述两者（两方的相）的所述相位的校正量的合计不同。
通过根据车辆的运转状态的变化等，可变地调整相位的校正量，能够进行更适当的脉冲移位控制。
（L）在上述动力转向装置中，
所述脉冲移位控制电路，能够确定所述相位的校正量，使得在所述三相无刷电机的负荷或旋转速度增大时，所述脉冲移位相切换控制后的所述两者（两方的相）的所述相位的校正量的合计，小于所述脉冲移位相切换控制前的所述两者（两方的相）的相位的校正量的合计。
在电机的负荷或旋转速度增大时，电机的噪声混杂在其他的噪声中，带给驾驶员的不协调感小。另一方面，在电机的负荷或旋转速度小时，相对于其他的噪声，电机的噪声相对大，带给驾驶员的不协调感大。
如上述那样，通过控制，能够抑制驾驶员感觉到的电机的噪声。
（N）在上述（L）记载的动力转向装置中，特征在于，
所述旋转速度，基于检测所述三相无刷电机的转子的旋转位置的旋转位置传感器的信息来运算。由此，不需要另行设置旋转传感器。
虽然已在上面详述了只是本发明的一些示例性实施例，但本领域的技术人员将会容易理解在示例性实施例中的许多改进是可能的，而不脱离本发明的新颖性内容和本发明的优点。因此，所有这些修改旨在被包括在本发明的范围之内。
本申请要求与在2013年3月25日提交的日本专利申请JP2013－062334的优先权。提交于2013年3月25日的、包括说明书、权利要求书、附图和摘要的日本专利申请号2013－062334的整个公开内容引入本文中以供参考。
包括说明书、权利要求书、附图和摘要的日本专利申请号2001－327173的整个公开内容引入本文中以供参考。

Claims (10)

1.一种动力转向装置，具有：
转向机构（32），根据方向盘的转向操作，使转向轮转向；
三相无刷电机（6），对所述转向机构赋予转向力；
控制装置（8），驱动控制所述三相无刷电机；
指令电流运算单元（15），设置在所述控制装置中，基于车辆的运转状态，运算对所述三相无刷电机的指令电流值；
PWM控制单元（12），设置在所述控制装置中，根据所述指令电流值，输出对所述三相无刷电机的各相的PWM占空信号；
桥式电路（4），设置在所述控制装置中，由通过所述PWM占空信号进行驱动控制的开关电路构成，驱动控制所述三相无刷电机；
电流传感器（5），设置在连接到所述桥式电路的直流总线（13）上，检测在所述直流总线中流过的直流总线电流；
相电流运算单元（16），设置在所述控制装置中，基于在对所述三相无刷电机的各相的PWM占空信号中、通电时间最长的最大相的PWM占空信号导通且通电时间最短的最小相以及中间相PWM占空信号截止时的所述直流总线电流、以及所述最大相的PWM占空信号导通且所述中间相的PWM占空信号导通时的所述直流总线电流，估计所述各相的电流值；
电流反馈电路（14），设置在所述控制装置中，基于由所述相电流运算单元估计出的所述各相的电流值，对所述指令电流值进行反馈校正；
脉冲移位控制电路（11），设置在所述控制装置中，进行如下的脉冲移位控制：校正所述最大相或中间相的PWM占空信号的导通定时的相位，使得在所述最大相的PWM占空信号的导通定时和所述中间相的PWM占空信号的导通定时之差小于第1规定值时，所述最大相和中间相的PWM占空信号的导通定时之差成为大于所述第1规定值的第2规定值以上，并且校正所述中间相或最小相的PWM占空信号的相位，使得在所述中间相的PWM占空信号的导通定时和所述最小相的PWM占空信号的导通定时之差小于所述第1规定值时，所述中间相和最小相的PWM占空信号的导通定时之差成为所述第2规定值以上；
脉冲移位相切换控制单元（11a），设置在所述脉冲移位控制电路中，在伴随所述指令电流值的变化，所述中间相或最小相变为最大相时、或所述最大相或中间相变为最小相时，进行切换进行所述脉冲移位控制的相即控制对象相的脉冲移位相切换控制；以及
相切换后校正量运算单元（11c），设置在所述脉冲移位控制电路中，进行相切换后校正量调整控制，使得所述脉冲移位控制的所述相位的校正量被确定为，所述脉冲移位相切换控制中进行脉冲移位控制的相的切换后的校正量小于切换前的校正量。
2.如权利要求1所述的动力转向装置，
所述相切换后校正量运算单元（11c），在车辆的行驶速度为规定值以下时，实施所述相切换后校正量调整控制。
3.如权利要求2所述的动力转向装置，
还具有检测转向扭矩的扭矩传感器（34），
所述相切换后校正量运算单元（11c），在所述转向扭矩为规定值以下时，实施所述相切换后校正量调整控制。
4.如权利要求1所述的动力转向装置，
所述相切换后校正量运算单元（11c），在车辆行驶中或暂时停止中停止引擎的怠速停止中时，实施所述相切换后校正量调整控制。
5.如权利要求1所述的动力转向装置，
所述相切换后校正量运算单元（11c），确定所述相位的校正量，使得所述切换后的校正量为所述切换前的校正量的百分之50。
6.如权利要求1所述的动力转向装置，
所述相电流运算单元（16），使用在所述PWM控制单元进行PWM控制的PWM半周期中的各PWM半周期中、进行了所述脉冲移位相切换控制的PWM半周期的下一PWM半周期中检测出的所述直流总线电流，估计所述各相的电流值。
7.如权利要求1所述的动力转向装置，
所述脉冲移位控制电路（11），通过所述脉冲移位相切换控制校正作为所述控制对象相的相以及切换前作为所述控制对象相的相的两方的所述相位，并且确定所述相位的校正量，使得脉冲移位相切换控制后的所述两者即两方的相的相位的校正量的合计，与所述脉冲移位相切换控制前的所述两者即两方的相的所述相位的校正量的合计大致相等。
8.如权利要求1所述的动力转向装置，
所述脉冲移位控制电路（11），通过所述脉冲移位相切换控制校正作为所述控制对象相的相以及切换前作为所述控制对象相的相的两方的所述相位，并且确定所述相位的校正量，使得脉冲移位相切换控制后的所述两者即两方的相的相位的校正量的合计，与所述脉冲移位相切换控制前的所述两者即两方的相的所述相位的校正量的合计不同。
9.如权利要求8所述的动力转向装置，
所述脉冲移位控制电路（11），确定所述相位的校正量，使得在所述三相无刷电机的负荷或旋转速度增大时，所述脉冲移位相切换控制后的所述两者即两方的相的所述相位的校正量的合计，小于所述脉冲移位相切换控制前的所述两者即两方的相的相位的校正量的合计。
10.如权利要求9所述的动力转向装置，
基于检测所述三相无刷电机（6）的转子的旋转位置的旋转位置传感器（7）的信息，运算所述旋转速度。
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