JP2001128480A - 永久磁石２相ｄｃブラシレスモータ - Google Patents
永久磁石２相ｄｃブラシレスモータInfo
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
- H02P6/08—Arrangements for controlling the speed or torque of a single motor
- H02P6/085—Arrangements for controlling the speed or torque of a single motor in a bridge configuration
Abstract
(57)【要約】
【課題】 用いる主スイッチング素子の数を減らし、電
機子巻線電流が通る主スイッチング素子数を１個として
主スイッチング素子の電圧降下によるモータ性能の低下
を防ぎ、主スイッチング素子の定格を下げ、効率を上げ
て発熱量を減らし、インバータの小型化を図る。 【解決手段】 ステータコイルを２相４巻線構成とし、
各相分の２巻線をそれぞれ１個の主スイッチング素子を
介して直流電源に接続し、各相分の２巻線の電流値を各
相に対して１個のＣＴで検出した。主スイッチング素子
はＰＷＭ制御するのが望ましい。電流指令値として１８
０°形の正弦波を用いることができるが、１８０°形の
矩形波（方形波）などの交番波形としてもよい。ＣＴで
検出した巻線電流値（ｉf）と電流指令値（ｉ*）との差
（ｉ*−ｉf）をヒステリシス回路を介して主スイッチン
グ素子に導くことによりＰＷＭ方式で電流制御を行うこ
とができる。
機子巻線電流が通る主スイッチング素子数を１個として
主スイッチング素子の電圧降下によるモータ性能の低下
を防ぎ、主スイッチング素子の定格を下げ、効率を上げ
て発熱量を減らし、インバータの小型化を図る。 【解決手段】 ステータコイルを２相４巻線構成とし、
各相分の２巻線をそれぞれ１個の主スイッチング素子を
介して直流電源に接続し、各相分の２巻線の電流値を各
相に対して１個のＣＴで検出した。主スイッチング素子
はＰＷＭ制御するのが望ましい。電流指令値として１８
０°形の正弦波を用いることができるが、１８０°形の
矩形波（方形波）などの交番波形としてもよい。ＣＴで
検出した巻線電流値（ｉf）と電流指令値（ｉ*）との差
（ｉ*−ｉf）をヒステリシス回路を介して主スイッチン
グ素子に導くことによりＰＷＭ方式で電流制御を行うこ
とができる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、ステータコイル
を２相４巻線構成とした永久磁石２相ブラシレスモータ
に関するものである。
を２相４巻線構成とした永久磁石２相ブラシレスモータ
に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来より車両の制御用動力源としてＤＣ
モータが使用されている。例えば、電動モータにより油
圧ポンプを駆動し、このポンプが発生する油圧によって
操舵力を補助する電動油圧パワーステアリング装置にお
いて、ＤＣモータが使用されている。
モータが使用されている。例えば、電動モータにより油
圧ポンプを駆動し、このポンプが発生する油圧によって
操舵力を補助する電動油圧パワーステアリング装置にお
いて、ＤＣモータが使用されている。
【０００３】従来はブラシ付きのＤＣモータが広く用い
られているが、これはブラシや整流子を有するために騒
音が発生し、ブラシなどの摩耗があり、ブラシの摺動面
に火花が発生してノイズの原因となるという問題があ
る。またブラシの摩耗やノイズ発生は高速運転時に増大
するから、運転速度の限界が生じ、ブラシなどを一定期
間ごとに保守点検することが必要になる、などの問題も
ある。
られているが、これはブラシや整流子を有するために騒
音が発生し、ブラシなどの摩耗があり、ブラシの摺動面
に火花が発生してノイズの原因となるという問題があ
る。またブラシの摩耗やノイズ発生は高速運転時に増大
するから、運転速度の限界が生じ、ブラシなどを一定期
間ごとに保守点検することが必要になる、などの問題も
ある。
【０００４】そこで近年ＤＣモータのブラシレス化が考
えられた。これは永久磁石界磁を回転子（ローター）と
し、電機子を固定子（ステータ）とし、整流子とブラシ
に代えて回転子（ローター）の回転角をホール素子やエ
ンコーダなどで検出し、半導体素子（インバータ）によ
って各電機子コイルへの電流の切換えを行うようにした
ものである。電機子のコイルの電流を切換えるインバー
タは、電機子巻線数（相数）に応じて２相、３相インバ
ータが用いられる。これらのインバータでは、各半導体
素子（以下主スイッチング素子ともいう）は正弦波（１
８０°通電）や矩形波（１２０°通電）によるＰＷＭ
（Pulse Width Modulation）制御が行われる。
えられた。これは永久磁石界磁を回転子（ローター）と
し、電機子を固定子（ステータ）とし、整流子とブラシ
に代えて回転子（ローター）の回転角をホール素子やエ
ンコーダなどで検出し、半導体素子（インバータ）によ
って各電機子コイルへの電流の切換えを行うようにした
ものである。電機子のコイルの電流を切換えるインバー
タは、電機子巻線数（相数）に応じて２相、３相インバ
ータが用いられる。これらのインバータでは、各半導体
素子（以下主スイッチング素子ともいう）は正弦波（１
８０°通電）や矩形波（１２０°通電）によるＰＷＭ
（Pulse Width Modulation）制御が行われる。
【０００５】従来の３相ＤＣブラシレスモータにおいて
は、３相インバータは１つの相電流は２個づつの半導体
スイッチング素子を通って流れる。図３は３相インバー
タの概念図であり、符号１０は直流電源、１２はインバ
ータ、１４は３相ブラシレスＤＣモータである。インバ
ータ１２は６つのバイポーラトランジスタなどの主スイ
ッチング素子Ｓ1〜Ｓ6からなるブリッジ回路を持つ。そ
してゲート回路（図示せず）はロータの回転角に基づい
て主スイッチング素子Ｓ1〜Ｓ6を選択的にオン・オフ
し、３相の巻線のいずれかに巻線電流を供給するもので
ある。
は、３相インバータは１つの相電流は２個づつの半導体
スイッチング素子を通って流れる。図３は３相インバー
タの概念図であり、符号１０は直流電源、１２はインバ
ータ、１４は３相ブラシレスＤＣモータである。インバ
ータ１２は６つのバイポーラトランジスタなどの主スイ
ッチング素子Ｓ1〜Ｓ6からなるブリッジ回路を持つ。そ
してゲート回路（図示せず）はロータの回転角に基づい
て主スイッチング素子Ｓ1〜Ｓ6を選択的にオン・オフ
し、３相の巻線のいずれかに巻線電流を供給するもので
ある。
【０００６】図４は２相インバータの概念図、図５はそ
の１相分の制御回路構成図である。ここにインバータ１
２Ａは、主スイッチング素子Ｓ1〜Ｓ4およびＳ5〜Ｓ8に
よりそれぞれ異なる２つの巻線１６（１６ａ，１６ｂ）
に正逆方向の電流を供給する。巻線１６ａの電流は、ホ
ール素子を用いたＣＴ（Current Transformer、変流
器、以下ＨＣＴともいう）１６（１６ａ，１６ｂ）によ
って検出される。このＨＣＴ１６の出力ｉfは巻線電流
の流れ方向が逆になると出力電圧極性が反転する。この
ＨＣＴ１６の出力ｉfはコンパレータ２２の反転入力端
に入力される。このコンパレータ２０の否反転入力端に
は電流指令値ｉ*が入力される。
の１相分の制御回路構成図である。ここにインバータ１
２Ａは、主スイッチング素子Ｓ1〜Ｓ4およびＳ5〜Ｓ8に
よりそれぞれ異なる２つの巻線１６（１６ａ，１６ｂ）
に正逆方向の電流を供給する。巻線１６ａの電流は、ホ
ール素子を用いたＣＴ（Current Transformer、変流
器、以下ＨＣＴともいう）１６（１６ａ，１６ｂ）によ
って検出される。このＨＣＴ１６の出力ｉfは巻線電流
の流れ方向が逆になると出力電圧極性が反転する。この
ＨＣＴ１６の出力ｉfはコンパレータ２２の反転入力端
に入力される。このコンパレータ２０の否反転入力端に
は電流指令値ｉ*が入力される。
【０００７】コンパレータ２２の出力である（ｉ*−
ｉf）はコンパレータ２４の否反転入力端に入力され
る。このコンパレータ２４の否反転入力端には三角波が
入力される。このためコンパレータ２４の出力端Ａの電
圧は（ｉ*−ｉf）の大小に対応してデューティが変化す
るＰＷＭ（Pulse Width Modulation）波形となる。この
ＰＷＭ出力は、バッファ・ゲート２６を介して主スイッ
チング素子Ｓ1，Ｓ4のゲートに導かれ、またインバータ
２８を介して主スイッチング素子Ｓ2，Ｓ3のゲートに導
かれる。
ｉf）はコンパレータ２４の否反転入力端に入力され
る。このコンパレータ２４の否反転入力端には三角波が
入力される。このためコンパレータ２４の出力端Ａの電
圧は（ｉ*−ｉf）の大小に対応してデューティが変化す
るＰＷＭ（Pulse Width Modulation）波形となる。この
ＰＷＭ出力は、バッファ・ゲート２６を介して主スイッ
チング素子Ｓ1，Ｓ4のゲートに導かれ、またインバータ
２８を介して主スイッチング素子Ｓ2，Ｓ3のゲートに導
かれる。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】このように従来のイン
バータ１２，１２Ａは少くとも６個の主スイッチング素
子を用いるから使用する主スイッチング素子数が多くな
るという問題があった。
バータ１２，１２Ａは少くとも６個の主スイッチング素
子を用いるから使用する主スイッチング素子数が多くな
るという問題があった。
【０００９】また１つの巻線に供給される電流は２つの
主スイッチング素子を通るが、主スイッチング素子では
電圧降下が避けられない。従って巻線電流を通す主スイ
ッチング素子の数が増えればそれだけ巻線に加わる電圧
は低くなる。特に電源として電池などの比較的低い電圧
の電源（低電圧電源）を用いる自動車などでは、主スイ
ッチング素子による電圧降下が電源電圧に対して相対的
に大きくなる。このためモータの性能が低下するという
問題があった。
主スイッチング素子を通るが、主スイッチング素子では
電圧降下が避けられない。従って巻線電流を通す主スイ
ッチング素子の数が増えればそれだけ巻線に加わる電圧
は低くなる。特に電源として電池などの比較的低い電圧
の電源（低電圧電源）を用いる自動車などでは、主スイ
ッチング素子による電圧降下が電源電圧に対して相対的
に大きくなる。このためモータの性能が低下するという
問題があった。
【００１０】またインバータの主スイッチング素子を１
８０°通電の正弦波で駆動する場合は、主スイッチング
素子に流れる電流の最大値は実効値の１．４（＝
２1/2）倍になるから、主スイッチング素子の定格を上
げなければならず、高コスト化を招く。インバータを１
２０°通電の矩形波で駆動するものもあるが、この場合
には波形率が悪く、トルク脈動が大きいため、振動や騒
音が大きくなる。またインバータやモータの駆動効率が
低下するため、それに伴って発熱量が増えることにな
り、インバータの小型化が困難でもあった。
８０°通電の正弦波で駆動する場合は、主スイッチング
素子に流れる電流の最大値は実効値の１．４（＝
２1/2）倍になるから、主スイッチング素子の定格を上
げなければならず、高コスト化を招く。インバータを１
２０°通電の矩形波で駆動するものもあるが、この場合
には波形率が悪く、トルク脈動が大きいため、振動や騒
音が大きくなる。またインバータやモータの駆動効率が
低下するため、それに伴って発熱量が増えることにな
り、インバータの小型化が困難でもあった。
【００１１】この発明はこのような事情に鑑みなされた
ものであり、用いる主スイッチング素子の数を減らし、
電機子巻線電流が通る主スイッチング素子数を１個とし
て主スイッチング素子の電圧降下によるモータ性能の低
下を防ぎ、主スイッチング素子の定格を下げ、効率を上
げて発熱量を減らし、インバータの小型化を図ることが
可能になる永久磁石２相ＤＣブラシレスモータを提供す
ることを目的とする。
ものであり、用いる主スイッチング素子の数を減らし、
電機子巻線電流が通る主スイッチング素子数を１個とし
て主スイッチング素子の電圧降下によるモータ性能の低
下を防ぎ、主スイッチング素子の定格を下げ、効率を上
げて発熱量を減らし、インバータの小型化を図ることが
可能になる永久磁石２相ＤＣブラシレスモータを提供す
ることを目的とする。
【００１２】
【発明の構成】この発明によればこの目的は、ステータ
コイルを２相４巻線構成とし、各相分の２巻線をそれぞ
れ１個の主スイッチング素子を介して直流電源に接続
し、各相分の２巻線の電流値を各相に対して１個のＣＴ
で検出したことを特徴とする永久磁石２相ＤＣブラシレ
スモータ、により達成される。
コイルを２相４巻線構成とし、各相分の２巻線をそれぞ
れ１個の主スイッチング素子を介して直流電源に接続
し、各相分の２巻線の電流値を各相に対して１個のＣＴ
で検出したことを特徴とする永久磁石２相ＤＣブラシレ
スモータ、により達成される。
【００１３】主スイッチング素子はＰＷＭ制御するのが
望ましい。この場合電流指令値として１８０°形の正弦
波を用いることができるが、１８０°形の矩形波（方形
波）などの交番波形としてもよい。ＣＴで検出した巻線
電流値（ｉf）と電流指令値（ｉ*）との差（ｉ*−ｉf）
をヒステリシス回路を介して主スイッチング素子に導く
ことによりＰＷＭ方式で電流制御を行うことができる。
望ましい。この場合電流指令値として１８０°形の正弦
波を用いることができるが、１８０°形の矩形波（方形
波）などの交番波形としてもよい。ＣＴで検出した巻線
電流値（ｉf）と電流指令値（ｉ*）との差（ｉ*−ｉf）
をヒステリシス回路を介して主スイッチング素子に導く
ことによりＰＷＭ方式で電流制御を行うことができる。
【００１４】
【実施態様】図１は本発明の一実施態様の回路図であ
る。この図で５０は電池からなる直流電源、５２は平滑
コンデンサ、５４はインバータである。Ａ，Ａおよび
Ｂ，Ｂにはれぞれバイファイラ巻きされた電機子巻線
（ステータコイル）であり、ＡとＡおよびＢとＢは互い
に反対方向に電流が流れるように電池５０およびインバ
ータ５４に接続される。
る。この図で５０は電池からなる直流電源、５２は平滑
コンデンサ、５４はインバータである。Ａ，Ａおよび
Ｂ，Ｂにはれぞれバイファイラ巻きされた電機子巻線
（ステータコイル）であり、ＡとＡおよびＢとＢは互い
に反対方向に電流が流れるように電池５０およびインバ
ータ５４に接続される。
【００１５】インバータ５４は、巻線Ａ，Ａ，Ｂ，Ｂに
直列接続された４個の主スイッチング素子Ｓ1〜Ｓ4を持
ち、各巻線Ａ，Ａ，Ｂ，Ｂと主スイッチング素子Ｓ1〜
Ｓ4との４つの直列回路は、電源５０に並列接続されて
いる。主スイッチング素子Ｓ1〜Ｓ4はバイポーラトラン
ジスタやＭＯＳ−ＦＥＴなどの半導体素子であり、逆並
列接続されたダイオード（寄生ダイオード）を有する。
同一相の主スイッチング素子Ｓ1とＳ4は入力端側（巻線
Ａ，Ａ側）がサージ対策用のコンデンサＣ1を介して接
続されている。同様にスイッチング素子Ｓ3とＳ4は入力
端側（巻線Ｂ，Ｂ側）がサージ対策用のコンデンサＣ2
を介して接続されている。
直列接続された４個の主スイッチング素子Ｓ1〜Ｓ4を持
ち、各巻線Ａ，Ａ，Ｂ，Ｂと主スイッチング素子Ｓ1〜
Ｓ4との４つの直列回路は、電源５０に並列接続されて
いる。主スイッチング素子Ｓ1〜Ｓ4はバイポーラトラン
ジスタやＭＯＳ−ＦＥＴなどの半導体素子であり、逆並
列接続されたダイオード（寄生ダイオード）を有する。
同一相の主スイッチング素子Ｓ1とＳ4は入力端側（巻線
Ａ，Ａ側）がサージ対策用のコンデンサＣ1を介して接
続されている。同様にスイッチング素子Ｓ3とＳ4は入力
端側（巻線Ｂ，Ｂ側）がサージ対策用のコンデンサＣ2
を介して接続されている。
【００１６】巻線Ａ，ＡとコンデンサＣ1との間および
巻線Ｂ，ＢとコンデンサＣ2との間には、それぞれホー
ルＣＴ（ＨＣＴ1，ＨＣＴ2）が介在する。ここに巻線
Ａ，ＢはＨＣＴ1，ＨＣＴ2内でＡ，Ｂと逆方向に電流が
流れるように反転されている。５６はマイクロコンピュ
ータで形成された電流指令値発生回路であり、ロータの
回転角θに基づいて電流指令値ｉ*（ｉ1 *，ｉ2 *）を計
算し出力する。ここにロータの回転角θは図示しないロ
ータリーエンコーダやホール素子などにより検出され
る。電流指令値ｉ1 *とｉ2 *としては、例えば互いに位相
が９０°ずれた正弦波を用いることができる。
巻線Ｂ，ＢとコンデンサＣ2との間には、それぞれホー
ルＣＴ（ＨＣＴ1，ＨＣＴ2）が介在する。ここに巻線
Ａ，ＢはＨＣＴ1，ＨＣＴ2内でＡ，Ｂと逆方向に電流が
流れるように反転されている。５６はマイクロコンピュ
ータで形成された電流指令値発生回路であり、ロータの
回転角θに基づいて電流指令値ｉ*（ｉ1 *，ｉ2 *）を計
算し出力する。ここにロータの回転角θは図示しないロ
ータリーエンコーダやホール素子などにより検出され
る。電流指令値ｉ1 *とｉ2 *としては、例えば互いに位相
が９０°ずれた正弦波を用いることができる。
【００１７】電流指令値ｉ1 *とｉ2 *はそれぞれヒステリ
シスコンパレータ５８（５８ａ，５８ｂ）の否反転入力
端に入力される。またこのヒステリシスコンパレータ５
８の反転入力端には前記ＨＣＴ1，ＨＣＴ2の出力電圧が
入力される。ヒステリシスコンパレータ５８の出力は、
バッファ・ゲート６０（６０ａ，６０ｂ）を介して主ス
イッチング素子Ｓ1，Ｓ3の制御端（ゲート）に入力され
ると共に、インバータ６２（６２ａ，６２ｂ）を介して
主スイッチング素子Ｓ2，Ｓ4の制御端（ゲート）に入力
される。
シスコンパレータ５８（５８ａ，５８ｂ）の否反転入力
端に入力される。またこのヒステリシスコンパレータ５
８の反転入力端には前記ＨＣＴ1，ＨＣＴ2の出力電圧が
入力される。ヒステリシスコンパレータ５８の出力は、
バッファ・ゲート６０（６０ａ，６０ｂ）を介して主ス
イッチング素子Ｓ1，Ｓ3の制御端（ゲート）に入力され
ると共に、インバータ６２（６２ａ，６２ｂ）を介して
主スイッチング素子Ｓ2，Ｓ4の制御端（ゲート）に入力
される。
【００１８】次にこの実施態様の動作を説明する。ロー
タの回転角θに基づいて電流指令値発生回路５６は、目
標とするトルク（負荷等に基づき必要なトルクを計算で
求める）を発生するために必要な電機子電流の大きさと
位相を計算し、電流指令値ｉ *（ｉ1 *，ｉ2 *）を出力す
る（ベクトル制御）。
タの回転角θに基づいて電流指令値発生回路５６は、目
標とするトルク（負荷等に基づき必要なトルクを計算で
求める）を発生するために必要な電機子電流の大きさと
位相を計算し、電流指令値ｉ *（ｉ1 *，ｉ2 *）を出力す
る（ベクトル制御）。
【００１９】電流指令値ｉ*とＨＣＴ1，ＨＣＴ2の出力
ｉf1，ｉf2との差がヒステリシス回路となるヒステリシ
スコンパレータ５８で求められ、この差がヒステリシス
回路の上限および下限に一致する時にコンパレータ５８
の出力端電圧がオン・オフ変化する。このオン・オフ変
化の時間比すなわちディーティは差（ｉ*−ｉf）に対応
している。すなわちこのコンパレータ５８の出力がＰＷ
Ｍ電流制御信号となる。このＰＷＭ制御信号のオン・オ
フ変化に基づいて、主スイッチング素子Ｓ1，Ｓ3と
Ｓ2，Ｓ4は交互にオン・オフする。このため巻線ＡとＡ
およびＢ，Ｂには交互に巻線電流が流れることになる。
巻線ＡとＡおよびＢ，Ｂはそれぞれ逆向きに巻かれてい
るから、同一の磁極を交互に逆極性に磁化する。
ｉf1，ｉf2との差がヒステリシス回路となるヒステリシ
スコンパレータ５８で求められ、この差がヒステリシス
回路の上限および下限に一致する時にコンパレータ５８
の出力端電圧がオン・オフ変化する。このオン・オフ変
化の時間比すなわちディーティは差（ｉ*−ｉf）に対応
している。すなわちこのコンパレータ５８の出力がＰＷ
Ｍ電流制御信号となる。このＰＷＭ制御信号のオン・オ
フ変化に基づいて、主スイッチング素子Ｓ1，Ｓ3と
Ｓ2，Ｓ4は交互にオン・オフする。このため巻線ＡとＡ
およびＢ，Ｂには交互に巻線電流が流れることになる。
巻線ＡとＡおよびＢ，Ｂはそれぞれ逆向きに巻かれてい
るから、同一の磁極を交互に逆極性に磁化する。
【００２０】この実施態様ではＨＣＴ1，ＨＣＴ2に巻線
Ａ，Ａ，Ｂ，Ｂが互いに逆向きに流れるようにしたか
ら、検出した出力ｉfの極性もこの巻線電流の向きによ
って反転する。ここではコンパレータ５８に入力される
電流指令値ｉ*も反転するので、ＨＣＴ1，ＨＣＴ2の出
力は極性反転させる必要が無い。すなわち極性反転回路
が不用になり、回路構成が簡単になる。
Ａ，Ａ，Ｂ，Ｂが互いに逆向きに流れるようにしたか
ら、検出した出力ｉfの極性もこの巻線電流の向きによ
って反転する。ここではコンパレータ５８に入力される
電流指令値ｉ*も反転するので、ＨＣＴ1，ＨＣＴ2の出
力は極性反転させる必要が無い。すなわち極性反転回路
が不用になり、回路構成が簡単になる。
【００２１】この実施態様では、電流指令値発生回路５
６が９０°位相がずれた１８０°形の正弦波を出力する
ようにしたものである。この場合には高調波成分が少な
くなり円滑な運転のためには望ましい。しかし主スイッ
チング素子Ｓ1〜Ｓ4を流れる巻線電流のピーク値が実効
値の１．４（＝２1/2）倍であるために主スイッチング
素子Ｓ1〜Ｓ4の定格を大きくする必要が生じる。
６が９０°位相がずれた１８０°形の正弦波を出力する
ようにしたものである。この場合には高調波成分が少な
くなり円滑な運転のためには望ましい。しかし主スイッ
チング素子Ｓ1〜Ｓ4を流れる巻線電流のピーク値が実効
値の１．４（＝２1/2）倍であるために主スイッチング
素子Ｓ1〜Ｓ4の定格を大きくする必要が生じる。
【００２２】このような不都合を解決するためには正弦
波に代えて１８０°形の矩形波（方形波）を用いるのが
よい。この場合完全な方形波は実効値と平均値の比（波
形率）が１になり主スイッチング素子Ｓ1〜Ｓ4の定格を
下げることができ、インバータ５４の小型化と低コスト
化が図れることになる。また２相として各巻線電流は１
個の主スイッチング素子Ｓ1〜Ｓ4で制御されるため、各
主スイッチング素子Ｓ 1〜Ｓ4の駆動信号の間に、短絡を
防ぐためのデッドタイムを確保する必要がなくなる。こ
のため電流の使用率が上がる。
波に代えて１８０°形の矩形波（方形波）を用いるのが
よい。この場合完全な方形波は実効値と平均値の比（波
形率）が１になり主スイッチング素子Ｓ1〜Ｓ4の定格を
下げることができ、インバータ５４の小型化と低コスト
化が図れることになる。また２相として各巻線電流は１
個の主スイッチング素子Ｓ1〜Ｓ4で制御されるため、各
主スイッチング素子Ｓ 1〜Ｓ4の駆動信号の間に、短絡を
防ぐためのデッドタイムを確保する必要がなくなる。こ
のため電流の使用率が上がる。
【００２３】図２は他の実施態様の一相分の回路構成を
一部省いて示す図である。この実施態様は、巻線Ａ，Ａ
の電流をＨＣＴ1に対して同じ方向に流したものであ
る。この場合にはＨＣＴの出力幅を前記図１の場合に比
べて２倍に広げることができる。すなわち図１の場合は
巻線Ａ，Ａの電流が互いに逆方向に流れるから、ＨＣＴ
1の出力は基準電圧を中心にして正負両方向に変化する
ことになり、一方の巻線ＡまたはＡに対する出力範囲は
ＨＴＣ1の出力範囲（レンジ、幅）の１／２に制限され
る。これに対して図２のものによればＨＴＣ1の出力全
範囲を使って巻線Ａ，Ａの電流を検出することが可能に
なり、電流検出精度が向上する。
一部省いて示す図である。この実施態様は、巻線Ａ，Ａ
の電流をＨＣＴ1に対して同じ方向に流したものであ
る。この場合にはＨＣＴの出力幅を前記図１の場合に比
べて２倍に広げることができる。すなわち図１の場合は
巻線Ａ，Ａの電流が互いに逆方向に流れるから、ＨＣＴ
1の出力は基準電圧を中心にして正負両方向に変化する
ことになり、一方の巻線ＡまたはＡに対する出力範囲は
ＨＴＣ1の出力範囲（レンジ、幅）の１／２に制限され
る。これに対して図２のものによればＨＴＣ1の出力全
範囲を使って巻線Ａ，Ａの電流を検出することが可能に
なり、電流検出精度が向上する。
【００２４】なおこの場合には巻線Ａに対する電流値ｉ
fは、極性反転回路６４で反転してコンパレータ６６に
入力する必要が生じる。コンパレータ６６において、電
流指令値ｉ*とこの回路６４の出力ｉfとの差（ｉ*−
ｉf）が求められる。この差（ｉ *−ｉf）はコンパレー
タ６８で三角波と比較され、この差（ｉ*−ｉf）の大き
さに対応してデューティが変化するＰＷＭ制御信号がバ
ッファ・ゲート６０ａおよびインバータ６２ａに送られ
る。この結果主スイッチング素子Ｓ1，Ｓ2がオン・オフ
制御される。
fは、極性反転回路６４で反転してコンパレータ６６に
入力する必要が生じる。コンパレータ６６において、電
流指令値ｉ*とこの回路６４の出力ｉfとの差（ｉ*−
ｉf）が求められる。この差（ｉ *−ｉf）はコンパレー
タ６８で三角波と比較され、この差（ｉ*−ｉf）の大き
さに対応してデューティが変化するＰＷＭ制御信号がバ
ッファ・ゲート６０ａおよびインバータ６２ａに送られ
る。この結果主スイッチング素子Ｓ1，Ｓ2がオン・オフ
制御される。
【００２５】
【発明の効果】請求項１の発明は以上のように、ステー
タコイルを２相４巻線とし、１相分の２巻線をそれぞれ
１個の主スイッチング素子を介して直流電源に接続し、
１相分の２巻線の電流値を１個のＣＴで検出するように
したものであるから、主スイッチング素子の数を減らす
ことができる。このため主スイッチング素子による電圧
降下を少なく（約１／２に）してステータ巻線の印加電
圧を高くすることができ、モータ性能の向上に適する。
このため直流電源電圧が低い自動車や電動車両に搭載す
るモータとして好適なものとなる。また使用する主スイ
ッチング素子数が減るのでインバータの小型化にも適す
る。
タコイルを２相４巻線とし、１相分の２巻線をそれぞれ
１個の主スイッチング素子を介して直流電源に接続し、
１相分の２巻線の電流値を１個のＣＴで検出するように
したものであるから、主スイッチング素子の数を減らす
ことができる。このため主スイッチング素子による電圧
降下を少なく（約１／２に）してステータ巻線の印加電
圧を高くすることができ、モータ性能の向上に適する。
このため直流電源電圧が低い自動車や電動車両に搭載す
るモータとして好適なものとなる。また使用する主スイ
ッチング素子数が減るのでインバータの小型化にも適す
る。
【００２６】ステータコイルの各相の２巻線はバイファ
イラ巻きとすれば、巻線を巻く作業が簡単で作り易くな
る（請求項２）。主スイッチング素子はＰＷＭ制御する
のがよい（請求項３）。電流指令値（ｉ*）としては１
８０°形（１８０°ごとに正負が変化する）の交番波形
を用いることができる（請求項４）が、１８０°形の正
弦波を用いれば円滑な運転に適する。電流指令値
（ｉ*）は正弦波に代えて１８０°形の矩形波（方形
波）とすれば、波形率が向上し使用する主スイッチング
素子の定格を下げることができる。このためインバータ
の小型化と低コスト化が可能になる。この場合２相とし
たため主スイッチング素子の駆動信号間にデッドタイム
を確保する必要が無くなり、電流の使用率が向上し、シ
ステムの効率向上に適する。
イラ巻きとすれば、巻線を巻く作業が簡単で作り易くな
る（請求項２）。主スイッチング素子はＰＷＭ制御する
のがよい（請求項３）。電流指令値（ｉ*）としては１
８０°形（１８０°ごとに正負が変化する）の交番波形
を用いることができる（請求項４）が、１８０°形の正
弦波を用いれば円滑な運転に適する。電流指令値
（ｉ*）は正弦波に代えて１８０°形の矩形波（方形
波）とすれば、波形率が向上し使用する主スイッチング
素子の定格を下げることができる。このためインバータ
の小型化と低コスト化が可能になる。この場合２相とし
たため主スイッチング素子の駆動信号間にデッドタイム
を確保する必要が無くなり、電流の使用率が向上し、シ
ステムの効率向上に適する。
【００２７】ＣＴで検出した巻線電流値（ｉf）と電流
指令値（ｉ*）との差（ｉ*−ｉf）をヒステリシス回路
を介して主スイッチング素子に導くことにより、主スイ
ッチング素子をＰＷＭ方式で駆動し、電流制御すること
ができる（請求項５）。この場合にはヒステリシス回路
をヒステリシスコンパレータで形成することによりＣＴ
の出力極性を反転させる極性反転回路が不用になり、回
路構成が簡単になる。
指令値（ｉ*）との差（ｉ*−ｉf）をヒステリシス回路
を介して主スイッチング素子に導くことにより、主スイ
ッチング素子をＰＷＭ方式で駆動し、電流制御すること
ができる（請求項５）。この場合にはヒステリシス回路
をヒステリシスコンパレータで形成することによりＣＴ
の出力極性を反転させる極性反転回路が不用になり、回
路構成が簡単になる。
【図１】本発明の一実施態様を示す回路図
【図２】他の実施態様の一相分を示す図回路
【図３】従来装置（３相インバータ）の概念図
【図４】従来装置（２相インバータ）の概念図
【図５】２相インバータの駆動回路を示す図
１０、５０ 直流電源（電池） １２、１２Ａ、５４ インバータ １６、Ａ、Ａ、Ｂ、Ｂ ステータコイル（巻線） １８、ＨＣＴ1、ＨＣＴ2 ホール素子ＣＴ ５６ 電流指令値発生回路 ５８ ヒステリシスコンパレータ（ヒステリシス回路） ６４ 極性反転回路 Ｓ1〜Ｓ4、Ｓ1〜Ｓ8 主スイッチング素子 Ｃ1、Ｃ2 コンデンサ（ダンパーコンデンサ） ｉ* 電流指令値 ｉf 検出電流値
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 林 淳悦 静岡県周智郡森町森1450番地の６ 森山工 業株式会社内 Ｆターム(参考） 5H019 BB05 BB09 DD01 5H560 AA10 BB03 BB12 DA02 DA07 DA18 DC12 EB01 EC10 SS02 TT07 TT10 UA02 UA05 XA12
Claims (5)
- 【請求項１】 ステータコイルを２相４巻線構成とし、
各相分の２巻線をそれぞれ１個の主スイッチング素子を
介して直流電源に接続し、各相分の２巻線の電流値を各
相に対して１個のＣＴで検出したことを特徴とする永久
磁石２相ＤＣブラシレスモータ。 - 【請求項２】 各相の２巻線はバイファイラ巻きされて
いる請求項１の永久磁石２相ＤＣブラシレスモータ。 - 【請求項３】 主スイッチング素子はＰＷＭ制御される
請求項１または２の永久磁石２相ＤＣブラシレスモー
タ。 - 【請求項４】 ２つの相の主スイッチング素子は互いに
位相が９０°異なる１８０°形の交番波形によりＰＷＭ
制御される請求項３の永久磁石２相ＤＣブラシレスモー
タ。 - 【請求項５】 ＣＴで検出した巻線電流値と電流指令値
との差をヒステリシス回路を介して主スイッチング素子
に導くことによりＰＷＭ方式で電流制御する請求項１〜
４のいずれかの永久磁石２相ＤＣブラシレスモータ。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP30406199A JP2001128480A (ja) | 1999-10-26 | 1999-10-26 | 永久磁石２相ｄｃブラシレスモータ |
| US09/693,155 US6465973B1 (en) | 1999-10-26 | 2000-10-20 | Permanent magnet 2-phase DC brushless motor |
| EP00123125A EP1096658A3 (en) | 1999-10-26 | 2000-10-25 | Permanent magnet 2-phase DC-brushless motor |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP30406199A JP2001128480A (ja) | 1999-10-26 | 1999-10-26 | 永久磁石２相ｄｃブラシレスモータ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001128480A true JP2001128480A (ja) | 2001-05-11 |
Family
ID=17928574
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP30406199A Withdrawn JP2001128480A (ja) | 1999-10-26 | 1999-10-26 | 永久磁石２相ｄｃブラシレスモータ |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6465973B1 (ja) |
| JP (1) | JP2001128480A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100455306B1 (ko) * | 2002-03-21 | 2004-11-06 | 주식회사 대우일렉트로닉스 | 이중 권선형 2상 브러시리스 직류 모터 |
Families Citing this family (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE19941698A1 (de) * | 1999-09-02 | 2001-03-15 | Bosch Gmbh Robert | Anordnung zum Schutz einer einen induktiven Verbraucher schaltenden Leistungshalbleiter-Endstufe |
| US7116075B2 (en) | 2003-10-31 | 2006-10-03 | Valeo Electrical Systems, Inc. | Electric power steering system for a vehicle |
| US7276873B2 (en) * | 2003-10-31 | 2007-10-02 | Valeo Electrical Systems, Inc. | Fault-handling system for electric power steering system |
| US20050263330A1 (en) * | 2004-05-28 | 2005-12-01 | Valeo Electrical Systems, Inc. | Field-oriented control for brushless DC motor |
| ATE430397T1 (de) * | 2005-02-11 | 2009-05-15 | Grundfos Management As | Zweiphasenpermanentmagnetmotor |
| KR100653434B1 (ko) * | 2005-04-29 | 2006-12-01 | 영 춘 정 | 2상 무정류자 모터 |
| DE112006001327B8 (de) * | 2005-05-24 | 2016-09-01 | Denso Corporation | Mehrphasiger Elektromotor |
| US7786690B2 (en) * | 2007-08-17 | 2010-08-31 | Oriental Motor Co., Ltd. | Motor control apparatus |
| US8269434B2 (en) * | 2008-09-23 | 2012-09-18 | GM Global Technology Operations LLC | Electrical system using phase-shifted carrier signals and related operating methods |
| US8115433B2 (en) * | 2008-09-23 | 2012-02-14 | GM Global Technology Operations LLC | Electrical system for pulse-width modulated control of a power inverter using phase-shifted carrier signals and related operating methods |
| WO2012063287A1 (ja) * | 2010-11-10 | 2012-05-18 | 国産電機株式会社 | 回転電機の制御装置 |
| JP5908424B2 (ja) * | 2013-03-25 | 2016-04-26 | 日立オートモティブシステムズステアリング株式会社 | モータ制御装置およびパワーステアリング装置 |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4520300A (en) * | 1982-12-06 | 1985-05-28 | Fradella Richard B | Brushless ultra-efficient regenerative servomechanism |
| US4952853A (en) * | 1988-08-24 | 1990-08-28 | General Electric Company | Method and apparatus for sensing direct current of one polarity in a conductor and electronically commutated motor control responsive to sensed motor current |
| JPH03183392A (ja) * | 1989-12-08 | 1991-08-09 | Canon Inc | ブラシレスモータの駆動装置 |
| US5134349A (en) * | 1991-05-28 | 1992-07-28 | Kruse David L | Two-phase brushless dc motor controller |
| US5668450A (en) * | 1995-04-17 | 1997-09-16 | Martin Marietta Corp. | Half-wave, brushless, four-phase DC motor with bifilar windings |
| US5694015A (en) * | 1995-11-02 | 1997-12-02 | The Charles Stark Draper Laboratory, Inc. | Hunting suppressor for polyphase electric motors |
-
1999
- 1999-10-26 JP JP30406199A patent/JP2001128480A/ja not_active Withdrawn
-
2000
- 2000-10-20 US US09/693,155 patent/US6465973B1/en not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100455306B1 (ko) * | 2002-03-21 | 2004-11-06 | 주식회사 대우일렉트로닉스 | 이중 권선형 2상 브러시리스 직류 모터 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US6465973B1 (en) | 2002-10-15 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20060803 |
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| A761 | Written withdrawal of application |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A761 Effective date: 20090326 |