JP2013219954A - モータ - Google Patents
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Abstract
【課題】制御回路を含むモータ全体の低コスト化と高品質化。
【解決手段】ステータにＡ相ステータ磁極１３、Ａ相巻線１Ａと１Ｂ、Ｂ相ステータ磁極１４、Ｂ相巻線１Ｃと１Ｄ、ステータとロータとの間に磁束を通過させるＣ１相ステータ磁極１５とＣ２相ステータ磁極１６とを配置し、ロータにＮ極磁極１９とＳ極磁極１７と前記両極の中間の磁気的特性を示す第３のロータ磁極であるＸ極磁極１８とを備え、Ａ相巻線１Ａ、１ＢとＢ相巻線１Ｃ、１Ｄへ２個の片方向電流を交互に通電し、トルクリップルの小さな連続トルクを生成し、静粛な回転駆動を低コストに実現するモータ。
【選択図】 図１
【解決手段】ステータにＡ相ステータ磁極１３、Ａ相巻線１Ａと１Ｂ、Ｂ相ステータ磁極１４、Ｂ相巻線１Ｃと１Ｄ、ステータとロータとの間に磁束を通過させるＣ１相ステータ磁極１５とＣ２相ステータ磁極１６とを配置し、ロータにＮ極磁極１９とＳ極磁極１７と前記両極の中間の磁気的特性を示す第３のロータ磁極であるＸ極磁極１８とを備え、Ａ相巻線１Ａ、１ＢとＢ相巻線１Ｃ、１Ｄへ２個の片方向電流を交互に通電し、トルクリップルの小さな連続トルクを生成し、静粛な回転駆動を低コストに実現するモータ。
【選択図】 図１
Description
本発明は、自動車やトラック等に搭載されるモータとその独特な制御回路に関する。また、産業用機器、家庭電化製品などへの適用も可能である。
簡素で低コストな小型モータとして、ファンなどの用途に単相交流モータが使用されている。図２３に２極の単相交流モータの断面図の例を示す。ファンの用途ではアウターロータモータの構成とすることが多いが、図２３はインナーロータ構成のモータで説明している（特許文献１参照）。Ｄ１はＡ相ステータ磁極、Ｄ２とＤ３はＡ相巻線である。Ｄ４はＡ／相ステータ磁極、Ｄ５とＤ６はＡ／相巻線である。ここで、巻線Ｄ２とＤ３は巻線Ｄ５とＤ６と同一空間に巻回しており、電磁気的には同一の励磁作用となる。Ｄ９はステータのバックヨークである。
Ｄ７はロータのＮ極で、Ｄ８はＳ極であり、永久磁石で界磁磁束を作っている。１Ｂはロータ軸である。図２３は電磁気的な作用、動作の理解がし易い２極のモータモデルを示しているが、実際のモータは、４極、６極、８極などへ多極化して設計し、使用することが多い。
Ｄ７はロータのＮ極で、Ｄ８はＳ極であり、永久磁石で界磁磁束を作っている。１Ｂはロータ軸である。図２３は電磁気的な作用、動作の理解がし易い２極のモータモデルを示しているが、実際のモータは、４極、６極、８極などへ多極化して設計し、使用することが多い。
図２３に示すような単相交流モータは簡素であるだけでなく、モータの全ての界磁磁束が単相巻線に正方向あるいは逆方向に交互に鎖交して回転するので、効果的にトルクを発生することができ、原理的に効率が良いモータでもある。
しかし、単相交流モータは連続トルクを発生することができないので、間歇的な回転トルクとなり、トルクリップルが大きく、振動、騒音の問題がある。大型モータではこの問題が顕在化するので、比較的小型の単相交流モータが使用されている。
また、単相交流モータのトルクが不連続であることから、停止時のロータ回転位置によっては起動ができないという問題もある。
しかし、単相交流モータは連続トルクを発生することができないので、間歇的な回転トルクとなり、トルクリップルが大きく、振動、騒音の問題がある。大型モータではこの問題が顕在化するので、比較的小型の単相交流モータが使用されている。
また、単相交流モータのトルクが不連続であることから、停止時のロータ回転位置によっては起動ができないという問題もある。
上記の起動問題を解決する一つの方法は、図２３に示すようにステータとロータとの間のエアギャップの大きさを円周方向に不均一として、ロータの停止時に永久磁石の吸引力により特定回転位置に停止するようにしている（特許文献２参照）。この特定回転位置はトルク発生が可能な位置であって、次に電源を投入するときに起動が可能な回転位置である。ある程度の回転速度で起動することができれば、その後はロータの慣性を利用しながら、連続的にモータを回転駆動することができる。ただし、エアギャップの大きな部分はトルク発生効率がやや低下していること、トルクリップルもやや増加する問題がある。
図２４は単相交流モータの駆動回路の例である。２Ｅは直流電圧源で、ＥＢは前記Ａ相巻線Ｄ２とＤ３で、ＥＣは前記Ａ／相巻線Ｄ５とＤ６である。Ｅ１、Ｅ２、Ｅ３、Ｅ４は駆動用トランジスタで、各トランジスタには逆並列にダイオードＥ７、Ｅ８、Ｅ９、ＥＡを接続している。このような駆動回路で、前記巻線ＥＢ、ＥＣへ交流電圧を印加し、交流電流を通電することができる。
図２４の駆動回路は、４個のトランジスタで回転駆動することができるので、３相交流モータの駆動回路に比較して簡素であるが、さらなる簡素化も求められている。いわゆる２相半波モータは、図２３と同じモータ構成で、２個の巻線にそれぞれ片方向電流を交互に通電するモータである。２個のトランジスタで回転駆動できることから、単相交流モータよりさらなる低コスト化が可能である。小型のファンなどに使用されている（特許文献３参照）。
図２４の駆動回路は、４個のトランジスタで回転駆動することができるので、３相交流モータの駆動回路に比較して簡素であるが、さらなる簡素化も求められている。いわゆる２相半波モータは、図２３と同じモータ構成で、２個の巻線にそれぞれ片方向電流を交互に通電するモータである。２個のトランジスタで回転駆動できることから、単相交流モータよりさらなる低コスト化が可能である。小型のファンなどに使用されている（特許文献３参照）。
ただし、各巻線へは片方向電流しか通電しないので、波形率が低下しモータ効率は単相交流モータよりやや低下する。また、トルクリップルによる振動、騒音の問題があり、起動の問題についても単相交流モータと同様の問題がある。
また、３相交流モータは、従来より各種用途へ広く使用されている。モータの大きさについても小型モータから大型モータまで広範囲に使用されている。正統な３相交流理論に基づいた各種機器が使用されている。しかし、３相交流機器は常に２／３は活動しているが、１／３は交互に休止していると見ることもでき、磁束および巻線の利用率の観点で改善の余地がある。台形波、矩形波などの非正弦波の制御が容易な現代においては、電圧と電流についても非正弦波による改善の余地がある。これらの点について、本発明を後に説明する。
また、３相交流モータは、従来より各種用途へ広く使用されている。モータの大きさについても小型モータから大型モータまで広範囲に使用されている。正統な３相交流理論に基づいた各種機器が使用されている。しかし、３相交流機器は常に２／３は活動しているが、１／３は交互に休止していると見ることもでき、磁束および巻線の利用率の観点で改善の余地がある。台形波、矩形波などの非正弦波の制御が容易な現代においては、電圧と電流についても非正弦波による改善の余地がある。これらの点について、本発明を後に説明する。
請求項１に記載のモータは、永久磁石を使用するブラシレスモータであって、ステータに配置するＡ相ステータ磁極ＳＰａと、前記Ａ相ステータ磁極を励磁するＡ相巻線Ｗａと、前記Ａ相ステータ磁極と同一の円周上に配置するＢ相ステータ磁極ＳＰｂと、前記Ｂ相ステータ磁極を励磁するＢ相巻線Ｗｂと、前記Ａ相ステータ磁極と同一の円周上に隣接して配置していてステータとロータとの間に磁束を通過させるＣ１相ステータ磁極ＳＰｃ１と、前記Ａ相ステータ磁極と同一の円周上に隣接して配置していてステータと前記ロータとの間に磁束を通過させるＣ２相ステータ磁極ＳＰｃ２と、前記ロータのＮ極磁極と、前記ロータのＳ極磁極と、磁気的に前記ロータのＮ極磁極とＳ極磁極との間の磁気的特性を示す第３のロータ磁極であるＸ極磁極とを備え、少なくとも前記ステータ磁極ＳＰａとＳＰｂの内の片方のステータ磁極の円周方向磁極幅が電気角で１８０°以下であることを特徴とするモータである。
この構成によれば、単相交流モータあるいは２相半波モータに近い簡素なモータ構成でありながら、ロータの全周において回転トルクを発生することができ、起動トルクが得られない問題を解消し、トルクリップルおよび振動、騒音の問題を軽減することが可能である。
この構成によれば、単相交流モータあるいは２相半波モータに近い簡素なモータ構成でありながら、ロータの全周において回転トルクを発生することができ、起動トルクが得られない問題を解消し、トルクリップルおよび振動、騒音の問題を軽減することが可能である。
請求項２に記載のモータは、請求項１において、前記Ｘ極磁極の円周方向幅をθｘとし、前記Ａ相ステータ磁極の円周方向幅をθａとし、前記Ｂ相ステータ磁極の円周方向幅をθｂとして、前記θｘが前記θａと前記θｂとの少なくともどちらかの値と等しい値であることを特徴とするモータである。
この構成によれば、ロータのＸ極磁極があるステータに対向する位置に差し掛かってから、Ｘ極磁極とその後にさしかかるロータ磁極が前記ステータに対向する区間において、トルクリップルの少ないトルク発生が可能である。
この構成によれば、ロータのＸ極磁極があるステータに対向する位置に差し掛かってから、Ｘ極磁極とその後にさしかかるロータ磁極が前記ステータに対向する区間において、トルクリップルの少ないトルク発生が可能である。
請求項３に記載のモータは、請求項１において、前記ロータの回転位置に応じて、前記Ａ相巻線Ｗａへ片方向電流であるＡ相電流Ｉａを通電し、前記ロータの回転位置に応じて、前記Ｂ相巻線Ｗｂへ片方向電流であるＢ相電流Ｉｂを通電し、前記両電流ＩａとＩｂを通電して回転駆動することを特徴とするモータである。
この構成によれば、Ａ相電流ＩａとＢ相電流Ｉｂとを、例えば、台形波状に互いに補うように通電することにより、トルクリップルの小さなトルク発生が可能である。
この構成によれば、Ａ相電流ＩａとＢ相電流Ｉｂとを、例えば、台形波状に互いに補うように通電することにより、トルクリップルの小さなトルク発生が可能である。
請求項４に記載のモータは、請求項１において、第１のトランジスタＴＲ１により前記Ａ相巻線Ｗａへ片方向電流であるＡ相電流Ｉａを通電し、第２のトランジスタＴＲ２により前記Ｂ相巻線Ｗｂへ片方向電流であるＢ相電流Ｉｂを通電し、前記２個のトランジスタＴＲ１、ＴＲ２により回転駆動することを特徴とするモータである。
この構成によれば、２個のトランジスタで本発明モータを回転駆動できるので、低コストなモータ構成を実現することができる。
この構成によれば、２個のトランジスタで本発明モータを回転駆動できるので、低コストなモータ構成を実現することができる。
請求項５に記載のモータは、請求項４において、前記トランジスタＴＲ１のコレクタへカソードを接続し、トランジスタＴＲ１のエミッタへアノードを接続するダイオードＤＤ１と、前記トランジスタＴＲ２のコレクタへカソードを接続し、トランジスタＴＲ２のエミッタへアノードを接続するダイオードＤＤ２とを備えることを特徴とするモータである。
この構成によれば、片側の巻線の通電電流により励磁され生成した磁束の磁気エネルギーの一部を他方の巻線とダイオードにより直流電源へ回生することが可能となる。そして、各トランジスタの前記アバランシェ特性とあいまって、前記磁気エネルギーを吸収することができる。
この構成によれば、片側の巻線の通電電流により励磁され生成した磁束の磁気エネルギーの一部を他方の巻線とダイオードにより直流電源へ回生することが可能となる。そして、各トランジスタの前記アバランシェ特性とあいまって、前記磁気エネルギーを吸収することができる。
請求項６に記載のモータは、請求項４において、前記トランジスタＴＲ１とＴＲ２のアバランシェ特性を活用して前記電流ＩａとＩｂを可変制御して回転駆動することを特徴とするモータである。
この構成によれば、通電電流により励磁され生成した磁束の磁気エネルギーの一部を前記トランジスタＴＲ１とＴＲ２のアバランシェ特性で吸収させるので、その周辺回路を簡素化することができ、低コストなモータとすることができる。
この構成によれば、通電電流により励磁され生成した磁束の磁気エネルギーの一部を前記トランジスタＴＲ１とＴＲ２のアバランシェ特性で吸収させるので、その周辺回路を簡素化することができ、低コストなモータとすることができる。
請求項７に記載のモータは、請求項１において、前記ロータの前記Ｘ極磁極の円周方向幅θｘが電気角で９０°以下の値で、前記Ａ相ステータ磁極の円周方向幅をθａとし、前記Ｂ相ステータ磁極の円周方向幅をθｂとして、（θｘ＋θａ）と（θｘ＋θｂ）との少なくともどちらかの値が１８０°以上であることを特徴とするモータである。
この構成によれば、片方向電流のＡ相電流Ｉａと片方向電流であるＢ相電流Ｉｂにより、ロータが全周において回転トルクを発生することができる。請求項７がその必要条件である。
この構成によれば、片方向電流のＡ相電流Ｉａと片方向電流であるＢ相電流Ｉｂにより、ロータが全周において回転トルクを発生することができる。請求項７がその必要条件である。
請求項８に記載のモータは、請求項１において、前記ロータの回転位置に応じて、前記Ａ相巻線Ｗａの正負の誘起電圧に応じて正負の両方向電流であるＡ相電流Ｉａを通電し、前記ロータの回転位置に応じて、前記Ｂ相巻線Ｗｂの正負の誘起電圧に応じて正負の両方向電流であるＢ相電流Ｉｂを通電し、前記両電流ＩａとＩｂを通電して回転駆動することを特徴とするモータである。
この構成によれば、正負の両方向電流を各巻線へ通電してトルクを発生するので、波形率を改善することができ、モータ効率を向上することができる。ただし、駆動回路は増加し、そのコストは増加する。
この構成によれば、正負の両方向電流を各巻線へ通電してトルクを発生するので、波形率を改善することができ、モータ効率を向上することができる。ただし、駆動回路は増加し、そのコストは増加する。
請求項９に記載のモータは、請求項１において、前記Ａ相巻線Ｗａの両端の端子がＴａ１とＴａ２であり、前記Ｂ相巻線Ｗｂの両端の端子がＴｂ１とＴｂ２であり、両巻線ＷａとＷｂの誘起電圧の位相が近い方の端子がＴａ１とＴｂ１であるとき、これらの両端子を接続し、直流電源ＰＳの正側にトランジスタＴＲ２１を配置し、負側にトランジスタＴＲ２２を配置し、これら両トランジスタの接続点に前記の両端子Ｔａ１とＴｂ１を接続して、前記Ａ相巻線Ｗａの電流Ｉａと前記Ｂ相巻線Ｗｂの電流Ｉａとの和である（Ｉａ−Ｉｂ）の電流を通電し、直流電源ＰＳの正側にトランジスタＴＲ２３を配置し、負側にトランジスタＴＲ２４を配置し、これら両トランジスタの接続点に前記の端子Ｔａ２を接続して、前記Ａ相巻線Ｗａの負の電流（−Ｉａ）を通電し、直流電源ＰＳの正側にトランジスタＴＲ２５を配置し、負側にトランジスタＴＲ２６を配置し、これら両トランジスタの接続点に前記の端子Ｔｂ２を接続して、前記Ｂ相巻線Ｗｂの負の電流（Ｉｂ）を通電して駆動することを特徴とするモータである。
この構成によれば、ほぼ同相の２個の交流電圧と交流電流を６個のトランジスタで印加することができる。そして、従来の３相交流モータの駆動回路に比較し、２／３の電流容量に低減することができ、低コスト化、小型化を実現することができる。
この構成によれば、ほぼ同相の２個の交流電圧と交流電流を６個のトランジスタで印加することができる。そして、従来の３相交流モータの駆動回路に比較し、２／３の電流容量に低減することができ、低コスト化、小型化を実現することができる。
請求項１０に記載のモータは、請求項１において、前記Ａ相巻線Ｗａは電気的に独立し、並列に巻回した２個の巻線Ｗａ１とＷａ２であり、前記Ｂ相巻線Ｗｂは電気的に独立し、並列に巻回した２個の巻線Ｗｂ１とＷｂ２であることを特徴とするモータである。
この構成によれば、駆動電流により励磁した磁束を並列に巻回する巻線で直流電源へ回生することができるため、駆動回路のトランジスタの数を低減することができ、駆動回路を低コスト化することができる。ただし、巻線抵抗は増加するのでモータ効率はやや低下する。
この構成によれば、駆動電流により励磁した磁束を並列に巻回する巻線で直流電源へ回生することができるため、駆動回路のトランジスタの数を低減することができ、駆動回路を低コスト化することができる。ただし、巻線抵抗は増加するのでモータ効率はやや低下する。
請求項１１に記載のモータは、請求項１において、モータのトルク脈動特性に応じて、モータトルクが低下するロータ回転位置θｒではモータ電流を増加し、モータトルクが増大するロータ回転位置θｒではモータ電流を減少して、モータのトルク脈動を低減して制御することを特徴とするモータである。
この構成によれば、ロータ回転位置によって変動するモータトルクを補償するように電流を通電するので、トルクリップルを低減することができ、振動、騒音を低減することができる。
この構成によれば、ロータ回転位置によって変動するモータトルクを補償するように電流を通電するので、トルクリップルを低減することができ、振動、騒音を低減することができる。
請求項１２に記載のモータは、請求項１において、前記ロータの前記Ｘ極磁極は空間あるいは樹脂などの非磁性体で構成することを特徴とするモータである。
この構成によれば、ロータの前記Ｘ極磁極を安価に製作することが可能である。
この構成によれば、ロータの前記Ｘ極磁極を安価に製作することが可能である。
請求項１３に記載のモータは、請求項１において、前記ロータの前記Ｘ極磁極は永久磁石のＮ極と永久磁石のＳ極とを使用して構成し、Ｘ極磁極の平均特性をＮ極とＳ極との間の磁気特性とすることを特徴とするモータである。
この構成によれば、ロータの前記Ｘ極磁極を永久磁石のＮ極と永久磁石のＳ極で複合的に構成するので、ステータとロータの間の吸引力がロータの全周に渡ってより均一にすることができ、ステータとロータ間の吸引力の変動によって発生する振動成分、騒音成分を低減することが可能である。
この構成によれば、ロータの前記Ｘ極磁極を永久磁石のＮ極と永久磁石のＳ極で複合的に構成するので、ステータとロータの間の吸引力がロータの全周に渡ってより均一にすることができ、ステータとロータ間の吸引力の変動によって発生する振動成分、騒音成分を低減することが可能である。
請求項１４に記載のモータは、請求項１において、前記ロータが２極対以上のモータであって、前記ロータの前記Ｎ極磁極とＳ極磁極との境界部を円周方向に反時計回転方向に移動した境界部ＲＣＣＷと、前記ロータの前記Ｎ極磁極とＳ極磁極との境界部を円周方向に時計回転方向に移動した境界部ＲＣＷとを備え、前記ロータの円周方向の複数のロータ磁極の形状を電気角の０°〜３６０°に割り当てて見るとき、前記の境界部ＲＣＣＷと前記境界部ＲＣＷとの円周方向の間に位置する２つ以上のロータ磁極の磁気的特性を合成して前記第３のロータ磁極であるＸ極磁極を構成することを特徴とするモータである。
この構成によれば、Ｎ極磁石とＳ極磁石の形状が比較的単純な形状とすることができ、ロータの製作コストを低減することができる。また、ステータとロータの間の吸引力がロータの全周に渡ってより均一にすることもできる。
この構成によれば、Ｎ極磁石とＳ極磁石の形状が比較的単純な形状とすることができ、ロータの製作コストを低減することができる。また、ステータとロータの間の吸引力がロータの全周に渡ってより均一にすることもできる。
本発明では、低コストと高品質を両立するモータシステムを提案する。少し具体的には、非対称な２相モータの構成で、２個の片方向電流で回転駆動することができ、２個のＭＯＳＦＥＴなどの電力素子で制御することが可能である。従って、ＭＯＳＦＥＴだけでなくそのドライバを含めて部品点数を低減できるため、低コストである。モータの電圧および電流は特有の特性となり、独特の電圧制御と電流制御で実現することになる。そして、トルクリップルの小さく、高品質な回転駆動を実現することができる。このように、低コストと高品質を両立することができる。この用途例として、生活の場に近いところで使用される各種のファンなどがあり、特にそのような用途では静かさは重要である。従来の単相交流ブラシレスモータによるファン駆動は、比較的安価であるがトルクリップルが大きい。
また、２個の片方向電流で回転駆動する前記モータの効率を改善するため、ステータ磁極幅を大きくするなど形状を変形することもできる。その場合、駆動回路の利点もあり、高効率化と小型化および低コスト化を実現できる。しかし、トルクリップルは増加する傾向にある。なお、トルクリップルの補償方法についても提案する。
また、本発明モータの効率をさらに改善するため、両方向電流を通電することも可能であり、その技術についても提案する。この場合には、駆動回路の素子数が増加するが、３相交流モータの駆動回路に比較すると小型である。そして当然、モータ効率は片方向電流駆動に比較して向上する。しかし、トルクリップルは増加する傾向にある。なお、トルクリップルの補償方法についても提案する。
また、本発明モータの効率をさらに改善するため、両方向電流を通電することも可能であり、その技術についても提案する。この場合には、駆動回路の素子数が増加するが、３相交流モータの駆動回路に比較すると小型である。そして当然、モータ効率は片方向電流駆動に比較して向上する。しかし、トルクリップルは増加する傾向にある。なお、トルクリップルの補償方法についても提案する。
（実施例１）
次に、具体的な本発明モータの断面図の例を図１に示す。
１Ｅはロータ軸、１７はロータ表面に配置した永久磁石を含むＳ極磁極、１９はロータ表面に配置した永久磁石を含むＮ極磁極、１８は前記Ｓ極磁極１７とＮ極磁極１９の間の磁気特性を示すＸ極磁極である。この第３の磁極であるＸ極磁極１８は、詳しくは図２０、図２１、図２２などで詳細な例を示すが、例えば空気、あるいは、樹脂などの非磁性体でも良い。
図１に示す形状は、本発明モータの横断面図であって、ロータ軸方向の縦断面図などの形状は図示していないが、通常の３相交流モータなどと同様に、ロータ軸方向に円筒形状のステータコアと巻線および円筒形状のロータなどの構成となっている。
次に、具体的な本発明モータの断面図の例を図１に示す。
１Ｅはロータ軸、１７はロータ表面に配置した永久磁石を含むＳ極磁極、１９はロータ表面に配置した永久磁石を含むＮ極磁極、１８は前記Ｓ極磁極１７とＮ極磁極１９の間の磁気特性を示すＸ極磁極である。この第３の磁極であるＸ極磁極１８は、詳しくは図２０、図２１、図２２などで詳細な例を示すが、例えば空気、あるいは、樹脂などの非磁性体でも良い。
図１に示す形状は、本発明モータの横断面図であって、ロータ軸方向の縦断面図などの形状は図示していないが、通常の３相交流モータなどと同様に、ロータ軸方向に円筒形状のステータコアと巻線および円筒形状のロータなどの構成となっている。
ステータのロータ軸方向両端には、各巻線を折り返すいわゆるコイルエンド部がある。ステータコアは、通常、電磁鋼板をロータ軸方向へ積層して構成することが多い。フェライトコア、圧粉磁心などを使用することができる。
１３はＡ相のステータ磁極、１４はＢ相のステータ磁極、１５はＣ１相のステータ磁極、１６はＣ２相のステータ磁極である。１Ｆはステータのバックヨーク部である。１Ａと１ＢはＡ相のステータ磁極１３へ巻回した集中巻のＡ相巻線である。１Ｃと１ＤはＢ相のステータ磁極１４へ巻回した集中巻のＢ相巻線である。Ｃ１相のステータ磁極１５とＣ２相のステータ磁極１６へは巻線を巻回していない。ただし、何らかの他の理由で、Ｃ１相のステータ磁極１５およびＣ２相のステータ磁極１６へ巻線を付加することは可能である。また、集中巻きの例を示したが、波状巻線、鼓状巻線、環状巻線などへの変形も可能である。
１３はＡ相のステータ磁極、１４はＢ相のステータ磁極、１５はＣ１相のステータ磁極、１６はＣ２相のステータ磁極である。１Ｆはステータのバックヨーク部である。１Ａと１ＢはＡ相のステータ磁極１３へ巻回した集中巻のＡ相巻線である。１Ｃと１ＤはＢ相のステータ磁極１４へ巻回した集中巻のＢ相巻線である。Ｃ１相のステータ磁極１５とＣ２相のステータ磁極１６へは巻線を巻回していない。ただし、何らかの他の理由で、Ｃ１相のステータ磁極１５およびＣ２相のステータ磁極１６へ巻線を付加することは可能である。また、集中巻きの例を示したが、波状巻線、鼓状巻線、環状巻線などへの変形も可能である。
Ａ相のステータ磁極１３の円周方向角度幅をθａ、Ｂ相のステータ磁極１４の円周方向角度幅をθｂ、Ｃ１相のステータ磁極１５の円周方向角度幅をθｃ１、Ｃ２相のステータ磁極１６の円周方向角度幅をθｃ２と呼称する。図１は、θａ＝１２０°、θｂ＝１２０°、θｃ１＝６０°、θｃ２＝６０°の例である。また、ロータのＳ極磁極１７の円周方向角度幅をθｓ、Ｎ極磁極１９の円周方向角度幅をθｎ、Ｘ極磁極１８の円周方向角度幅をθｘと呼称する。図１は、θｓ＝θｎ＝θｘ＝１２０°の例である。なお、図１のモータの軸受け、モータのケース、ケースとステータとを固定する部材等は省略し、図示していない。
図２は、図１のステータとロータの間のエアギャップ面の円周方向形状を、図２の水平軸方向に直線状に展開した図である。各ステータ磁極と各ロータ磁極はエアギャップを介して対向しており、図２の上部にステータ磁極の形状を、図２の下部にロータ磁極形状を示している。各部の符号は図１と同じである。
図１では電磁気的な作用が視覚的に理解し易いように１極対のモータ形状を示した。実用的なモータは、ステータバックヨークの薄型化、製作性などから２極対以上に多極化して製作し、使用することが多い。
図１では電磁気的な作用が視覚的に理解し易いように１極対のモータ形状を示した。実用的なモータは、ステータバックヨークの薄型化、製作性などから２極対以上に多極化して製作し、使用することが多い。
図３は図１に示したモータを４極対に多極化したモータの例である。ロータのＳ極磁極２７とＸ極磁極２８とＮ極磁極２９が、ロータ全周にそれぞれ４個ずつ配置している。ロータ全周は電気角で３６０°×４＝１４４０°であり、もちろん機械角で３６０°である。Ｐ３１はＡ相のステータ磁極で電気角で１２０°であり機械角で３０°である。Ｐ３２はＢ相のステータ磁極で電気角で１２０°であり機械角で３０°である。Ｐ３３はＣ１相のステータ磁極で電気角で６０°であり機械角で１５°である。Ｐ３４はＣ２相のステータ磁極で電気角で６０°であり機械角で１５°である。各ステータ磁極を円周方向に４個配置している。Ｐ３５とＰ３６はＡ相巻線を巻回するスロットであり、Ｐ３７とＰ３８はＢ相巻線を巻回するスロットである。
図４は、図３のステータとロータの間のエアギャップ面の円周方向形状を、図４の水平軸方向に直線状に展開した図である。
各ステータ磁極と各ロータ磁極はエアギャップを介して対向しており、図４の上部にステータ磁極の形状を、図４の下部にロータ磁極形状を示している。各部の符号は図３と同じである。なお、水平軸はロータ回転位置θｒを電気角で示している。θｒの７２０°以上は同じ形状の繰り返しであり、図を省略している。
各ステータ磁極と各ロータ磁極はエアギャップを介して対向しており、図４の上部にステータ磁極の形状を、図４の下部にロータ磁極形状を示している。各部の符号は図３と同じである。なお、水平軸はロータ回転位置θｒを電気角で示している。θｒの７２０°以上は同じ形状の繰り返しであり、図を省略している。
次に、図５に本発明モータの動作例を示し、説明する。
図５のモータは、図３、図４のロータが一定回転速度で順次回転するときの、相対的な位置関係を示し、各相巻線の電圧を示す図である。図５の横軸はロータの回転位置θｒを電気角で、−１８０°から７２０°まで示している。図５の（ａ）から（ｈ）までの縦軸はロータ軸方向形状を示している。
図５の（ａ）は、図４に示したステータ磁極の形状であり、図５の（ｂ）は、図４に示したロータ磁極の形状であり、Ｓ極磁極２７、Ｘ極磁極２８、Ｎ極磁極２９である。これらのロータ磁極２７、２８、２９の円周方向幅は電気角で１２０°の例である。
図５の（ｃ）から（ｈ）は、図５の（ｂ）の状態から紙面で右方向に電気角で６０°ずつ移動した状態、すなわち、ロータの回転位置θｒが移動する状態を示している。ロータの回転位置θｒの値である０°から３６０°の値を付記している。なお、図５でロータ回転位置が紙面で左から右に移動する動きは、図３の断面図ではロータが反時計回転方向ＣＣＷへ回転する状態を示している。
図５のモータは、図３、図４のロータが一定回転速度で順次回転するときの、相対的な位置関係を示し、各相巻線の電圧を示す図である。図５の横軸はロータの回転位置θｒを電気角で、−１８０°から７２０°まで示している。図５の（ａ）から（ｈ）までの縦軸はロータ軸方向形状を示している。
図５の（ａ）は、図４に示したステータ磁極の形状であり、図５の（ｂ）は、図４に示したロータ磁極の形状であり、Ｓ極磁極２７、Ｘ極磁極２８、Ｎ極磁極２９である。これらのロータ磁極２７、２８、２９の円周方向幅は電気角で１２０°の例である。
図５の（ｃ）から（ｈ）は、図５の（ｂ）の状態から紙面で右方向に電気角で６０°ずつ移動した状態、すなわち、ロータの回転位置θｒが移動する状態を示している。ロータの回転位置θｒの値である０°から３６０°の値を付記している。なお、図５でロータ回転位置が紙面で左から右に移動する動きは、図３の断面図ではロータが反時計回転方向ＣＣＷへ回転する状態を示している。
Ａ相のステータ磁極８３は、電気角で０°から１２０°に配置し、対向する部分のロータの各永久磁石の磁束を通過させ、その通過磁束はＡ相磁束φａである。Ｂ相のステータ磁極８４は、電気角で１８０°から３００°に配置し、対向する部分のロータの各永久磁石の磁束を通過させ、その通過磁束はＢ相磁束φｂである。Ｃ相のステータ磁極は８５と８６に分かれていて、電気角で１２０°から１８０°の部分と３００°から３６０°の部分である。Ｃ１相ステータ磁極８５とＣ２相ステータ磁極８６は、対向する部分のロータの各永久磁石の磁束を通過させ、その通過磁束はそれぞれφｃ１、φｃ２である。これらの合計磁束をＣ相磁束φｃ＝φｃ１＋φｃ２とする。
また、Ａ相とＢ相の関係は位相が１８０°円周方向にシフトされた相似の関係となっている。このような状態では、ロータからステータ側へ出入りする磁束の総和は零なので、次式が成立する。
φａ＋φｂ＋φｃ＝０ （１）
また、Ａ相とＢ相の関係は位相が１８０°円周方向にシフトされた相似の関係となっている。このような状態では、ロータからステータ側へ出入りする磁束の総和は零なので、次式が成立する。
φａ＋φｂ＋φｃ＝０ （１）
図５の（ｂ）に示すロータ回転位置はθｒ＝０°の回転位置である。これは、図３の回転位置θｒ＝０°の状態を示している。図５の（ｃ）はロータ回転位置はθｒ＝６０°、図５の（ｄ）はロータ回転位置はθｒ＝１２０°、図５の（ｅ）はロータ回転位置はθｒ＝１８０°、図５の（ｆ）はロータ回転位置はθｒ＝２４０°、図５の（ｇ）はロータ回転位置はθｒ＝３００°である。図５の（ｈ）はロータ回転位置はθｒ＝３６０°であり、図５の（ｂ）のθｒ＝０°と電磁気的作用は同じである。ロータ回転位置θｒの変化に伴い、各ステータ磁極に対向するロータ磁極の位置が変化するので、各ステータ磁極を通過する磁束φａ、φｂ、φｃの大きさがロータの回転に伴って変化する。
ロータの回転方向は、図２では第１象限から第２象限側へ回転する方向であり、反時計回転方向ＣＣＷの回転方向をロータ回転位置θｒの値が増加する正回転とする。このロータの正回転方向は、展開図である図５のロータが紙面で左側から右側へ移動する動きに対応させて説明する。
図５の（ｉ）は、ロータが一定回転速度で回転する状態において、Ａ相巻線１Ａ、１Ｂに発生する誘起電圧（以下、Ａ相電圧Ｖａと言う）を示す。Ａ相電圧ＶａはＡ相巻線の鎖交磁束であるＡ相磁束φａの時間変化率に比例し、Ａ相巻線とＢ相巻線の巻き回数をＮｗとすると、Ａ相電圧Ｖａは次式となる。
Ｖａ＝Ｎｗ×ｄ（φａ）／ｄｔ （２）
図５の（ｉ）は、ロータが一定回転速度で回転する状態において、Ａ相巻線１Ａ、１Ｂに発生する誘起電圧（以下、Ａ相電圧Ｖａと言う）を示す。Ａ相電圧ＶａはＡ相巻線の鎖交磁束であるＡ相磁束φａの時間変化率に比例し、Ａ相巻線とＢ相巻線の巻き回数をＮｗとすると、Ａ相電圧Ｖａは次式となる。
Ｖａ＝Ｎｗ×ｄ（φａ）／ｄｔ （２）
このＡ相磁束φａは、Ａ相ステータ磁極８３が対向するロータのＳ極磁極２７、Ｘ極磁極２８、Ｎ極磁極２９より供給される。従って、前記Ａ相磁束φａは、ロータ回転位置θｒの回転移動に伴い、変化する。
図５の（ｉ）のＡ相電圧Ｖａについて、ロータ回転位置θｒの順に説明する。
θｒ＝０°のロータ回転位置では、図５の（ａ）と（ｂ）を対比して分かるように、Ａ相ステータ磁極８３はロータのＳ極磁極２７にほぼ全面が対向している。従って、Ａ相磁束φａは負の最大値−φｍａｘである。この状態でロータが正回転すると、すなわち、図５の（ｂ）では、ロータが紙面で右側へ移動すると、ロータのＸ極磁極２８が対向するようになり、Ａ相磁束φａは負の最大値−φｍａｘから零に近づくことになり増加する。
図５の（ｉ）のＡ相電圧Ｖａについて、ロータ回転位置θｒの順に説明する。
θｒ＝０°のロータ回転位置では、図５の（ａ）と（ｂ）を対比して分かるように、Ａ相ステータ磁極８３はロータのＳ極磁極２７にほぼ全面が対向している。従って、Ａ相磁束φａは負の最大値−φｍａｘである。この状態でロータが正回転すると、すなわち、図５の（ｂ）では、ロータが紙面で右側へ移動すると、ロータのＸ極磁極２８が対向するようになり、Ａ相磁束φａは負の最大値−φｍａｘから零に近づくことになり増加する。
そして、Ａ相電圧Ｖａは（２）式より、Ｓ極磁極２７、Ｎ極磁極２９の磁束密度Ｂｍに比例した値となり、Ａ相磁束の回転変化率Δφａ／Δθｒに比例した正の値となる。
Ｖａ＝Ｎｗ×ｄ（φａ）／ｄθｒ×ｄθｒ／ｄｔ （３）
ここで、θｒ＝０°から１２０°の時、Ｘ極磁極２８の磁束密度が零であると仮定すると、次式となる。
ｄ（φａ）／ｄθｒ≒Ｐｎ×Ｂｍ×Ｈｒ×Ｒ×Δθｒ／Δθｒ （４）
＝Ｐｎ×Ｂｍ×Ｈｒ×Ｒ （５）
Ｐｎはモータの極対数、Ｈｒはロータ磁極である永久磁石のロータ軸方向長さ、Ｒはロータ半径である。また、ｄθｒ／ｄｔはロータの回転速度である。
Ｖａ＝Ｎｗ×ｄ（φａ）／ｄθｒ×ｄθｒ／ｄｔ （３）
ここで、θｒ＝０°から１２０°の時、Ｘ極磁極２８の磁束密度が零であると仮定すると、次式となる。
ｄ（φａ）／ｄθｒ≒Ｐｎ×Ｂｍ×Ｈｒ×Ｒ×Δθｒ／Δθｒ （４）
＝Ｐｎ×Ｂｍ×Ｈｒ×Ｒ （５）
Ｐｎはモータの極対数、Ｈｒはロータ磁極である永久磁石のロータ軸方向長さ、Ｒはロータ半径である。また、ｄθｒ／ｄｔはロータの回転速度である。
図５の（ｃ）ではθｒ＝６０°であり、前記（３）、（４）、（５）式のＡ相電圧Ｖａとなる。図５の（ｄ）のθｒ＝１２０°のロータ回転位置では、図５の（ａ）と（ｄ）を対比して分かるように、Ａ相ステータ磁極８３はロータのＸ極磁極２８にほぼ全面が対向している。従って、Ａ相磁束φａはほぼ零の値となっている。この状態でロータが正回転すると、すなわち、図５の（ｄ）では、ロータが紙面で右側へ移動すると、ロータのＮ極磁極２１が対向するようになり、Ａ相磁束φａは零から正の最大値φｍａｘに近づくことになり増加する。θｒ＝１２０°から２４０°の時、次式となる。
ｄ（φａ）／ｄθｒ≒Ｐｎ×Ｂｍ×Ｈｒ×Ｒ×Δθｒ／Δθｒ （６）
＝Ｐｎ×Ｂｍ×Ｈｒ×Ｒ （７）
ｄ（φａ）／ｄθｒ≒Ｐｎ×Ｂｍ×Ｈｒ×Ｒ×Δθｒ／Δθｒ （６）
＝Ｐｎ×Ｂｍ×Ｈｒ×Ｒ （７）
Ｘ極磁極２８の平均磁束密度が零であり、Ｎ極磁極２９とＳ極磁極２７の磁束密度が同じ大きさの場合には、（５）式と（７）式は同じ値となる。そして、Ａ相電圧Ｖａは前記（７）式より、正の値となる。図５の（ｅ）ではθｒ＝１８０°であり、前記（６）、（７）式のＡ相電圧Ｖａとなる。（５）式は、ロータ回転位置θｒが０°から１２０°の間で成り立ち、（７）式は１２０°から２４０°の間で成り立つ。（５）式と（７）式は同じ値なので、結局、０°から２４０°の間で同一電圧の特性が得られたことになる。
１８０°以上の区間で力を発生させることができれば、もう一組の電磁気的な機構と交互に駆動することにより、２組の電磁気的な機構で連続駆動が可能となる。なお、従来の電磁気的な駆動機構では、電気角で１８０°以下の間を駆動できるものは多いが、１８０°以上の区間で同一の力を発生させるためには何らかの特殊な方法が必要となる。
１８０°以上の区間で力を発生させることができれば、もう一組の電磁気的な機構と交互に駆動することにより、２組の電磁気的な機構で連続駆動が可能となる。なお、従来の電磁気的な駆動機構では、電気角で１８０°以下の間を駆動できるものは多いが、１８０°以上の区間で同一の力を発生させるためには何らかの特殊な方法が必要となる。
図５の（ｆ）のθｒ＝２４０°のロータ回転位置では、図５の（ａ）と（ｆ）を対比して分かるように、Ａ相ステータ磁極８３はロータのＮ極磁極２９にほぼ全面が対向している。従って、Ａ相磁束φａはほぼ正の最大値φｍａｘとなっている。この状態でロータが正回転すると、すなわち、図５の（ｄ）では、ロータが紙面で右側へ移動すると、ロータのＳ極磁極２７が対向するようになり、Ａ相磁束φａは正の最大値φｍａｘから負の最大値−φｍａｘに近づくことになり減少する。θｒ＝２４０°から３６０°の時、次式となる。
ｄ（φａ）／ｄθｒ≒−Ｐｎ×２×Ｂｍ×Ｈｒ×Ｒ×Δθｒ／Δθｒ （８）
＝−２×Ｐｎ×Ｂｍ×Ｈｒ×Ｒ （９）
このように、Ａ相電圧Ｖａは、θｒ＝２４０°から３６０°の区間では、前記（５）、（７）式の２倍の負の値となる。なお、θｒ＝０°から３６０°の全区間の平均値は零となる。
ｄ（φａ）／ｄθｒ≒−Ｐｎ×２×Ｂｍ×Ｈｒ×Ｒ×Δθｒ／Δθｒ （８）
＝−２×Ｐｎ×Ｂｍ×Ｈｒ×Ｒ （９）
このように、Ａ相電圧Ｖａは、θｒ＝２４０°から３６０°の区間では、前記（５）、（７）式の２倍の負の値となる。なお、θｒ＝０°から３６０°の全区間の平均値は零となる。
次に、図５の（ｊ）は、ロータが一定回転速度で回転する状態において、Ｂ相巻線１Ｃ、１Ｄに発生する誘起電圧（以下、Ｂ相電圧Ｖｂと言う）を示す。Ａ相巻線１Ａ、１Ｂに発生するＡ相電圧Ｖａとは対称的な特性となる。Ｂ相電圧ＶｂはＢ相巻線の鎖交磁束であるＢ相磁束φｂの時間変化率に比例し、Ｂ相電圧Ｖｂは次式となる。
Ｖｂ＝Ｎｗ×ｄ（φｂ）／ｄｔ （１０）
このＢ相磁束φｂは、Ｂ相ステータ磁極８４が対向するロータのＳ極磁極２７、Ｘ極磁極２８、Ｎ極磁極２９より供給される。従って、前記Ｂ相磁束φｂは、ロータ回転位置θｒの回転移動に伴い変化する。
Ｖｂ＝Ｎｗ×ｄ（φｂ）／ｄｔ （１０）
このＢ相磁束φｂは、Ｂ相ステータ磁極８４が対向するロータのＳ極磁極２７、Ｘ極磁極２８、Ｎ極磁極２９より供給される。従って、前記Ｂ相磁束φｂは、ロータ回転位置θｒの回転移動に伴い変化する。
図５の（ｊ）のＢ相電圧Ｖｂについて、ロータ回転位置θｒの順に説明する。
θｒ＝０°のロータ回転位置では、図５の（ａ）と（ｂ）を対比して分かるように、Ｂ相ステータ磁極８４はロータのＸ極磁極２８とＮ極磁極２９とがほぼ半分ずつ対向している。従って、Ｂ相磁束φｂは正の最大値φｍａｘの約１／２である。この状態でロータが正回転すると、すなわち、図５の（ｂ）では、ロータが紙面で右側へ移動すると、ロータのＮ極磁極２９が対向部分が増加するので、Ｂ相磁束φｂはφｍａｘ／２から最大値φｍａｘに近づくことになり増加する。そして、Ｂ相電圧Ｖｂは（１０）式より、Ｎ極磁極２９の磁束密度Ｂｍに比例した値となり、Ｂ相磁束の回転変化率Δφｂ／Δθｒに比例した正の値となる。
θｒ＝０°のロータ回転位置では、図５の（ａ）と（ｂ）を対比して分かるように、Ｂ相ステータ磁極８４はロータのＸ極磁極２８とＮ極磁極２９とがほぼ半分ずつ対向している。従って、Ｂ相磁束φｂは正の最大値φｍａｘの約１／２である。この状態でロータが正回転すると、すなわち、図５の（ｂ）では、ロータが紙面で右側へ移動すると、ロータのＮ極磁極２９が対向部分が増加するので、Ｂ相磁束φｂはφｍａｘ／２から最大値φｍａｘに近づくことになり増加する。そして、Ｂ相電圧Ｖｂは（１０）式より、Ｎ極磁極２９の磁束密度Ｂｍに比例した値となり、Ｂ相磁束の回転変化率Δφｂ／Δθｒに比例した正の値となる。
Ｖｂ＝Ｎｗ×ｄ（φｂ）／ｄθｒ×ｄθｒ／ｄｔ （１１）
ここで、θｒ＝０°から６０°の時、次式となる。
ｄ（φｂ）／ｄθｒ≒Ｐｎ×Ｂｍ×Ｈｒ×Ｒ×Δθｒ／Δθｒ （１２）
＝Ｐｎ×Ｂｍ×Ｈｒ×Ｒ （１３）
図５の（ｃ）のθｒ＝６０°のロータ回転位置では、図５の（ａ）と（ｃ）とを対比して分かるように、Ｂ相ステータ磁極８４は、ロータのＮ極磁極２９にほぼ全面が対向している。従って、Ａ相磁束φａはほぼ正の最大値φｍａｘとなっている。この状態でロータが正回転すると、すなわち、図５の（ｃ）では、ロータが紙面で右側へ移動すると、ロータのＳ極磁極２７が対向するようになり、Ｂ相磁束φｂは正の最大値φｍａｘから負の最大値−φｍａｘに近づくことになり減少する。θｒ＝６０°から１８０°の時、次式となる。
ｄ（φｂ）／ｄθｒ≒−Ｐｎ×２×Ｂｍ×Ｈｒ×Ｒ×Δθｒ／Δθｒ （１４）
＝−２×Ｐｎ×Ｂｍ×Ｈｒ×Ｒ （１５）
ここで、θｒ＝０°から６０°の時、次式となる。
ｄ（φｂ）／ｄθｒ≒Ｐｎ×Ｂｍ×Ｈｒ×Ｒ×Δθｒ／Δθｒ （１２）
＝Ｐｎ×Ｂｍ×Ｈｒ×Ｒ （１３）
図５の（ｃ）のθｒ＝６０°のロータ回転位置では、図５の（ａ）と（ｃ）とを対比して分かるように、Ｂ相ステータ磁極８４は、ロータのＮ極磁極２９にほぼ全面が対向している。従って、Ａ相磁束φａはほぼ正の最大値φｍａｘとなっている。この状態でロータが正回転すると、すなわち、図５の（ｃ）では、ロータが紙面で右側へ移動すると、ロータのＳ極磁極２７が対向するようになり、Ｂ相磁束φｂは正の最大値φｍａｘから負の最大値−φｍａｘに近づくことになり減少する。θｒ＝６０°から１８０°の時、次式となる。
ｄ（φｂ）／ｄθｒ≒−Ｐｎ×２×Ｂｍ×Ｈｒ×Ｒ×Δθｒ／Δθｒ （１４）
＝−２×Ｐｎ×Ｂｍ×Ｈｒ×Ｒ （１５）
図５の（ｄ）ではθｒ＝１２０°であり、前記（１４）、（１５）式のＢ相電圧Ｖｂとなる。図５の（ｅ）のθｒ＝１８０°のロータ回転位置では、図５の（ａ）と（ｅ）を対比して分かるように、Ｂ相ステータ磁極８４は、ロータのＳ極磁極２７にほぼ全面が対向している。従って、Ｂ相磁束φｂはほぼ負の最大値−φｍａｘとなっている。この状態でロータが正回転すると、すなわち、図５の（ｅ）では、ロータが紙面で右側へ移動すると、ロータのＸ極磁極２８が対向するようになり、Ｂ相磁束φｂは負の最大値−φｍａｘから零に近づくことになり増加する。θｒ＝１８０°から３００°の時、次式となる。
ｄ（φｂ）／ｄθｒ≒Ｐｎ×Ｂｍ×Ｈｒ×Ｒ×Δθｒ／Δθｒ （１６）
＝Ｐｎ×Ｂｍ×Ｈｒ×Ｒ （１７）
ｄ（φｂ）／ｄθｒ≒Ｐｎ×Ｂｍ×Ｈｒ×Ｒ×Δθｒ／Δθｒ （１６）
＝Ｐｎ×Ｂｍ×Ｈｒ×Ｒ （１７）
図５の（ｆ）ではθｒ＝２４０°であり、前記（１６）、（１７）式のＢ相電圧Ｖｂとなる。図５の（ｇ）のθｒ＝３００°のロータ回転位置では、図５の（ａ）と（ｇ）を対比して分かるように、Ｂ相ステータ磁極８４はロータのＸ極磁極２８にほぼ全面が対向している。従って、Ｂ相磁束φｂはほぼ零となっている。この状態でロータが正回転すると、すなわち、図５の（ｇ）では、ロータが紙面で右側へ移動すると、ロータのＮ極磁極２９が対向するようになり、Ｂ相磁束φｂは零から正の最大値φｍａｘに近づくことになり増加する。θｒ＝３００°から４２０°の時、次式となる。
ｄ（φｂ）／ｄθｒ≒Ｐｎ×Ｂｍ×Ｈｒ×Ｒ×Δθｒ／Δθｒ （１８）
＝Ｐｎ×Ｂｍ×Ｈｒ×Ｒ （１９）
ｄ（φｂ）／ｄθｒ≒Ｐｎ×Ｂｍ×Ｈｒ×Ｒ×Δθｒ／Δθｒ （１８）
＝Ｐｎ×Ｂｍ×Ｈｒ×Ｒ （１９）
次に、図５の（ｋ）は、ロータが一定回転速度で回転する状態において、Ｃ相ステータ磁極を通過するＣ相磁束φｃに鎖交する巻線の誘起電圧に相当する。このモータではＣ相巻線は存在しないが、Ａ相巻線１Ａ、１ＢとＢ相巻線１Ｃ、１Ｄとを直列に接続した状態がＣ相巻線に相当する。ただし、極性は逆方向となる。
仮想のＣ相電圧Ｖｃは次式となる。
Ｖｃ＝−Ｎｗ×ｄ（φａ＋φｂ）／ｄｔ＝−Ｖａ−Ｖｂ （２０）
従って、各相電圧の和は零であり、次式も成立する。
Ｖａ＋Ｖｂ＋Ｖｃ＝０ （２１）
ただし、前記の各式では、巻線抵抗を零であるとして無視し、各相の漏れ磁束を零であるとして、モータを理想化している。
仮想のＣ相電圧Ｖｃは次式となる。
Ｖｃ＝−Ｎｗ×ｄ（φａ＋φｂ）／ｄｔ＝−Ｖａ−Ｖｂ （２０）
従って、各相電圧の和は零であり、次式も成立する。
Ｖａ＋Ｖｂ＋Ｖｃ＝０ （２１）
ただし、前記の各式では、巻線抵抗を零であるとして無視し、各相の漏れ磁束を零であるとして、モータを理想化している。
次に、図６においてロータを正回転方向、すなわち、反時計回転方向ＣＣＷへ一定回転速度で回転する場合に、一定の回転トルクを発生させる電流の通電方法の具体的な例を示し、説明する。
モータの特性は図１、図５に示した特性を使用する。基本的な構成は、Ａ相磁極８３を通るＡ相磁束φａはＡ相巻線１Ａ、１Ｂに鎖交し、Ｂ相磁極８４を通るＢ相磁束φｂはＢ相巻線１Ｃ、１Ｄに鎖交する。
モータの電気入力として、Ａ相電流ＩａとＡ相電圧Ｖａの積ＰａとＢ相電流ＩｂとＢ相電圧Ｖｂの積Ｐｂとの和Ｐ１が一定値とすることができれば、機械的出力Ｐｍも一定値となると考えることができ、次式となる。
モータの特性は図１、図５に示した特性を使用する。基本的な構成は、Ａ相磁極８３を通るＡ相磁束φａはＡ相巻線１Ａ、１Ｂに鎖交し、Ｂ相磁極８４を通るＢ相磁束φｂはＢ相巻線１Ｃ、１Ｄに鎖交する。
モータの電気入力として、Ａ相電流ＩａとＡ相電圧Ｖａの積ＰａとＢ相電流ＩｂとＢ相電圧Ｖｂの積Ｐｂとの和Ｐ１が一定値とすることができれば、機械的出力Ｐｍも一定値となると考えることができ、次式となる。
Ｐ１＝Ｐａ＋Ｐｂ
＝Ｉａ×Ｖａ＋Ｉｂ×Ｖｂ （２２）
＝Ｔｍ×ω＝Ｐｍ （２３）
ここで、Ｔｍはモータトルク、ω＝ｄθｒ／ｄｔはモータ回転速度であり、モータ内部の損失は零とし、モータ内部の保存エネルギーも一定と理想化している。例えば、Ａ相電圧Ｖａが正の値の時に、Ａ相巻線へ正のＡ相電流Ｉａを通電すれば、比例したトルクが発生する。Ｂ相についても同様である。
前記（２２）式は電気的な側面であるが電磁気的に説明すると、前記（２）式でＡ相電圧Ｖａが正の値の時、すなわち、Ａ相磁束φａが増加しているときに、さらにＡ相磁束φａが増加するようにＡ相巻線へ正のＡ相電流Ｉａを通電して、Ａ相ステータ磁極とロータとの間に吸引力を発生させ、トルクを生成することを意味している。Ｂ相についても同様である。
＝Ｉａ×Ｖａ＋Ｉｂ×Ｖｂ （２２）
＝Ｔｍ×ω＝Ｐｍ （２３）
ここで、Ｔｍはモータトルク、ω＝ｄθｒ／ｄｔはモータ回転速度であり、モータ内部の損失は零とし、モータ内部の保存エネルギーも一定と理想化している。例えば、Ａ相電圧Ｖａが正の値の時に、Ａ相巻線へ正のＡ相電流Ｉａを通電すれば、比例したトルクが発生する。Ｂ相についても同様である。
前記（２２）式は電気的な側面であるが電磁気的に説明すると、前記（２）式でＡ相電圧Ｖａが正の値の時、すなわち、Ａ相磁束φａが増加しているときに、さらにＡ相磁束φａが増加するようにＡ相巻線へ正のＡ相電流Ｉａを通電して、Ａ相ステータ磁極とロータとの間に吸引力を発生させ、トルクを生成することを意味している。Ｂ相についても同様である。
図６の（ａ）は図５の（ｉ）に示したＡ相電圧Ｖａと同じである。Ａ相電圧Ｖａが電気角で２４０°に渡ってほぼ均一な正の電圧となっているので、この間に、Ａ相巻線へ直流電流を与えることにより、電気角で２４０°の間ほぼ均一な正のトルクを得ることができる。同様に、図６の（ｂ）は、図５の（ｊ）に示したＢ相電圧Ｖｂと同じものである。Ｂ相電圧Ｖｂも電気角で２４０°に渡ってほぼ均一な電圧を効果的に得ている。これらのことから、Ａ相巻線とＢ相巻線へ交互に直流電流を通電することにより、連続的な回転トルクが得られることになる。図６の（ｃ）は、電気角でおおよそ１８０°の幅の台形状の電流波形をしたＡ相電流Ｉａの例である。図６の（ｄ）は、電気角でおおよそ１８０°の幅の台形状の電流波形をしたＢ相電流Ｉｂの例である。図６の（ｅ）はモータの発生トルクＴｍであり、Ａ相電流ＩａとＢ相電流Ｉｂとで丁度発生トルクが補間し、連続するように通電することにより均一なトルクＴｍを生成している。
以上の説明により、図１、図３で示すモータは、Ａ相電流ＩａとＢ相電流Ｉｂの２個の片方向電流の通電により、連続トルクの発生が可能であり、連続回転が可能であることが解った。トルクの特性についても、原理的に均一なトルクの生成が比較的容易であり、振動、騒音などの少ない高品質な回転が期待できる。ただし、図５、図６で示した方法は片方向のトルク発生と回転駆動の方法である。
図１、図３、図６では、Ａ相ステータ磁極とＢ相ステータ磁極、および、ロータのＳ極磁極、Ｘ極磁極、Ｎ極磁極の幅が電気角で１２０°の場合について説明した。ここで改めて、同一の制御状態で、電気角で１８０°以上の角度幅を均一トルクで駆動できる条件について考えてみる。本発明では、ステータ磁極が同一の電流制御状態でトルク発生が２個のロータ磁極にわたってトルク発生を行っている。この条件から考えて、ロータのＸ極磁極の円周方向幅θｘと少なくとも片方のステータ磁極の円周方向幅とが等しければ良い。例えば、Ａ相磁極幅とＸ極時極幅とが１１０°幅でも良い。
図１、図３、図６では、Ａ相ステータ磁極とＢ相ステータ磁極、および、ロータのＳ極磁極、Ｘ極磁極、Ｎ極磁極の幅が電気角で１２０°の場合について説明した。ここで改めて、同一の制御状態で、電気角で１８０°以上の角度幅を均一トルクで駆動できる条件について考えてみる。本発明では、ステータ磁極が同一の電流制御状態でトルク発生が２個のロータ磁極にわたってトルク発生を行っている。この条件から考えて、ロータのＸ極磁極の円周方向幅θｘと少なくとも片方のステータ磁極の円周方向幅とが等しければ良い。例えば、Ａ相磁極幅とＸ極時極幅とが１１０°幅でも良い。
次に、本発明のモータの独特な電流通電方法について説明する。
図６の（ｃ）と（ｄ）に、片方向電流であるＡ相電流ＩａとＢ相電流Ｉｂをほぼ電気角１８０°ずつ、交互に通電して一定のトルクを発生させる方法を示した。このＡ相電流ＩａとＢ相電流Ｉｂを通電する具体的な駆動回路の例を図９から図１３に示しており、後に説明する。２個の片方向電流なので、ＭＯＳＦＥＴあるいはＩＧＢＴなどの電力制御素子を２個で制御し、モータを回転駆動することも可能である。電力制御素子の数が少ないと、電力制御素子のドライブ制御回路も少なくてすみ、制御の演算なども簡単になることから、コストの低減が容易となる。また、電力制御部の小型化、高効率化なども容易となることが多い。なお、以降では各種の電力制御素子を総称してトランジスタと称する。
図６の（ｃ）と（ｄ）に、片方向電流であるＡ相電流ＩａとＢ相電流Ｉｂをほぼ電気角１８０°ずつ、交互に通電して一定のトルクを発生させる方法を示した。このＡ相電流ＩａとＢ相電流Ｉｂを通電する具体的な駆動回路の例を図９から図１３に示しており、後に説明する。２個の片方向電流なので、ＭＯＳＦＥＴあるいはＩＧＢＴなどの電力制御素子を２個で制御し、モータを回転駆動することも可能である。電力制御素子の数が少ないと、電力制御素子のドライブ制御回路も少なくてすみ、制御の演算なども簡単になることから、コストの低減が容易となる。また、電力制御部の小型化、高効率化なども容易となることが多い。なお、以降では各種の電力制御素子を総称してトランジスタと称する。
なお、図６の（ｃ）と（ｄ）に示す片方向電流であるＡ相電流ＩａとＢ相電流Ｉｂを通電して全回転域について均一なトルクを発生できるのは片方向回転に限定される。図６の（ａ）、（ｂ）に示すような電圧特性であり、片方向回転に都合の良いモータ特性としている。片方向回転モータの用途は、ファン、コンプレッサ、家電など多くの用途がある。 また、図６の（ｃ）と（ｄ）に示す片方向電流の位相を変え、図６の（ａ）、（ｂ）の電圧が負となっている領域で電流を通電することにより負のトルクを発生し、回転を制動することもできる。あるいは、負のトルクにより逆回転方向へ回転させることもできる。ただし、その場合は、負のトルクが不連続となり、トルクリップルは増加する。
次に、トルクリップルが多少増大しても大きな平均トルク出力が必要な場合は、各相電流の通電幅を広げることにより発生トルクを増大することもできる。例えば、図６の（ａ）、（ｂ）の電圧波形と同じく、電流の通電幅を電気角で２４０°まで広げることができる。図６の（ｆ）は通電幅を２４０°に広げたＡ相電流Ｉａの波形であり、図６の（ｇ）は通電幅を２４０°に広げたＢ相電流Ｉｂの波形である。図６の（ｈ）はこの時のトルクである。両電流の電流振幅は変えずに、平均トルクが４／３倍に増加している。
なお、勿論、電流値を大きくすることによりトルクを増大することもできる。ただし、その場合には駆動用トランジスタの電流容量を大きくするなどの対応策が必要となる。
なお、勿論、電流値を大きくすることによりトルクを増大することもできる。ただし、その場合には駆動用トランジスタの電流容量を大きくするなどの対応策が必要となる。
図６の（ｈ）に示したトルク特性は、トルクリップルが大きくなっており、モータ出力として品質が問題となることもある。このトルクリップルを低減する方法として、図６の（ｉ）に示すようなトルク補償を行うことにより、モータのトルクリップルを低減することができる。具体的には、Ａ相電流Ｉａは、図６の（ｆ）の電流波形に図６の（ｉ）を乗算した電流波形とし、Ｂ相電流Ｉｂは、図６の（ｇ）の電流波形に図６の（ｉ）を乗算した電流波形とし、通電する方法である。理論的にはトルクリップルが零となる。現実には、トルクリップルが零とならなくとも、少しでも低減できればトルクリップルの問題を低減することができる。
なお、ここでは、２個の片方向電流の場合のトルクリップル補償制御について説明したが、後に示すような電流が正負両方向の電流である場合についても、トルク補償の考え方は同じである。
なお、ここでは、２個の片方向電流の場合のトルクリップル補償制御について説明したが、後に示すような電流が正負両方向の電流である場合についても、トルク補償の考え方は同じである。
図９に具体的な駆動回路の例を示す。
１０５はＡ相巻線Ｗａ、１０６はＢ相巻線Ｗｂであり、その誘起電圧特性は、例えば、図５の（ｉ）、（ｊ）である。２Ｅは直流電圧源である。１０１はＡ相巻線１０５に電流を通電するトランジスタで、１０７はトランジスタ１０１がオフとなる時にＡ相電流Ｉａを通電して磁気エネルギーを回生するダイオードである。１０２はＢ相巻線１０６に電流を通電するトランジスタで、１０８はトランジスタ１０２がオフとなる時にＢ相電流Ｉｂを通電して磁気エネルギーを回生するダイオードである。
１０５はＡ相巻線Ｗａ、１０６はＢ相巻線Ｗｂであり、その誘起電圧特性は、例えば、図５の（ｉ）、（ｊ）である。２Ｅは直流電圧源である。１０１はＡ相巻線１０５に電流を通電するトランジスタで、１０７はトランジスタ１０１がオフとなる時にＡ相電流Ｉａを通電して磁気エネルギーを回生するダイオードである。１０２はＢ相巻線１０６に電流を通電するトランジスタで、１０８はトランジスタ１０２がオフとなる時にＢ相電流Ｉｂを通電して磁気エネルギーを回生するダイオードである。
破線で示す１０Ｅは、回生されたモータの磁気エネルギーを前記直流電圧源２Ｅへ充電する機能を成す、いわゆる、ＤＣ−ＤＣコンバータである。１０Ｃは磁気エネルギーを充電するコンデンサで、１０Ａは放電用トランジスタ、ＬＤｃｃはチョークコイル、１０Ｂはダイオードである。トランジスタ１０Ａをオン、オフして電流を通電することにより、コンデンサ１０Ｃに充電された電荷を直流電圧源２Ｅへ移動させることができる。トランジスタ１０Ａをオンすることによりコンデンサ１０Ｃから電流が放電され、トランジスタ１０ＡのオフすることによりチョークコイルＬＤｃｃに溜まった磁気エネルギーをダイオード１０Ｂを介して直流電圧源２Ｅへ移動する。
Ａ相巻線１０５へＡ相電流Ｉａを通電する方法は、例えば、パルス幅変調ＰＷＭにより、トランジスタ１０１をオンしてＡ相電流Ｉａを増加させ、オフすることによりＡ相電流Ｉａがダイオード１０７を介してコンデンサ１０Ｃへ充電するように作用させて減少させ、適切な電流値となるようにトランジスタ１０１のオン幅とオフ幅とを制御する。
Ｂ相巻線１０６へＢ相電流Ｉｂを通電する方法もＡ相電流Ｉａの制御と同様に、トランジスタ１０２のオン幅とオフ幅とを制御する。
図９に示す駆動回路は多数の小型モータを駆動する場合に、破線で示す前記ＤＣ−ＤＣコンバータ１０Ｅを共通回路として使用することができるので、総合的には低コストなモータ駆動回路となる。特に、多数の小型モータが同時に回転することが無い用途では、記ＤＣ−ＤＣコンバータ１０Ｅは小容量なものとすることもできる。
Ｂ相巻線１０６へＢ相電流Ｉｂを通電する方法もＡ相電流Ｉａの制御と同様に、トランジスタ１０２のオン幅とオフ幅とを制御する。
図９に示す駆動回路は多数の小型モータを駆動する場合に、破線で示す前記ＤＣ−ＤＣコンバータ１０Ｅを共通回路として使用することができるので、総合的には低コストなモータ駆動回路となる。特に、多数の小型モータが同時に回転することが無い用途では、記ＤＣ−ＤＣコンバータ１０Ｅは小容量なものとすることもできる。
また、ダイオード１０Ｆと１０Ｇの付加により、前記説明とは異なった作用を付加することもできる。図１のモータ構造から視覚的にも分かるように、Ａ相巻線１Ａ、１Ｂを通過する磁束の一部はＢ相巻線１Ｃ、１Ｄも通過する。すなわち、両巻線に共通の鎖交磁束があり、相互インダクタンスがあるとも言える。特に、Ｃ１相ステータ磁極１５の円周方向幅θｃ１とＣ２相ステータ磁極１６の円周方向幅θｃ２とが小さくて、Ａ相ステータ磁極１３の円周方向幅θａとＢ相ステータ磁極１４の円周方向幅θｂが大きい場合は、両巻線を通過する共通の鎖交磁束の割合が高くなる。ただし、図１から分かるように、それぞれの巻線の電流が発生する起磁力方向が逆向きなので、両巻線へ通過する前記共通磁束の方向は相互に逆向きとなる。
このような磁気的関係となっているので、図９の駆動回路でダイオード１０Ｆと１０Ｇの付加している場合の動作は、次のようになる。トランジスタ１０１がオンしてＡ相巻線１０５へＡ相電流Ｉａが流れている状態でトランジスタ１０１がオフすると、Ａ相巻線１０５とＢ相巻線１０６との共通の鎖交磁束成分については、Ｂ相巻線１０６へダイオード１０Ｇを介して逆向きの電流成分Ｉａ２が流れ始める。そして、その磁気エネルギー成分は徐々に直流電圧源２Ｅへ回生する。一方、Ａ相電流Ｉａと鎖交するがＢ相巻線１０６とは鎖交しない磁束成分については、通電中のＡ相電流Ｉａの一部の電流Ｉａ１がダイオード１０７を介しコンデンサ１０Ｃへ流れ、その磁気エネルギー成分が回生することになる。２つの回路系統で磁気エネルギーが回生されることになる。
トランジスタ１０２がオン、オフしてＢ相巻線へＢ相電流Ｉｂを制御する場合においても、前記Ａ相電流Ｉａの制御の場合と同様である。また、このように相互に他方の巻線を使用して磁気エネルギーを回生する作用は、両巻線に共通に通過する磁束の比率が高い特性のモータの場合には特に効果的である。なお、ＭＯＳＦＥＴの場合は逆並列に寄生ダイオードが存在することが多いので、トランジスタ１０１、１０２に逆並列に配置したダイオード１０Ｆ、１０Ｇを付加する必要が無い場合が多い。
（実施例２）
次に、４個のトランジスタで２個の直流電流を制御する回路の例について図１０に示し説明する。
２個のトランジスタ１１１と１１２をオンすることによりＡ相巻線１０５へＡ相電流Ｉａを増加し、２個のトランジスタ１１１と１１２をオフすることによりＡ相電流Ｉａがダイオード１１５と１１６を介して直流電圧源２Ｅへ流れ、回生しながら減少する。そして、２個のトランジスタ１１３と１１４をオンすることによりＢ相巻線１０６へＢ相電流Ｉｂを増加し、２個のトランジスタ１１３と１１４をオフすることによりＢ相電流Ｉｂがダイオード１１７と１１８を介して直流電圧源２Ｅへ流れ、回生しながら減少する。
また、図１０の回路においても、Ａ相巻線１０５とＢ相巻線１０６の磁気的相互作用すなわち相互インダクタンスを利用して磁気エネルギを回生することができる。図１０の駆動回路の場合は、ダイオード１１Ａ、１１Ｂ、１１Ｃ、１１Ｄを付加することにより、図９の駆動回路の場合と同様な動作を実現することができる。
次に、４個のトランジスタで２個の直流電流を制御する回路の例について図１０に示し説明する。
２個のトランジスタ１１１と１１２をオンすることによりＡ相巻線１０５へＡ相電流Ｉａを増加し、２個のトランジスタ１１１と１１２をオフすることによりＡ相電流Ｉａがダイオード１１５と１１６を介して直流電圧源２Ｅへ流れ、回生しながら減少する。そして、２個のトランジスタ１１３と１１４をオンすることによりＢ相巻線１０６へＢ相電流Ｉｂを増加し、２個のトランジスタ１１３と１１４をオフすることによりＢ相電流Ｉｂがダイオード１１７と１１８を介して直流電圧源２Ｅへ流れ、回生しながら減少する。
また、図１０の回路においても、Ａ相巻線１０５とＢ相巻線１０６の磁気的相互作用すなわち相互インダクタンスを利用して磁気エネルギを回生することができる。図１０の駆動回路の場合は、ダイオード１１Ａ、１１Ｂ、１１Ｃ、１１Ｄを付加することにより、図９の駆動回路の場合と同様な動作を実現することができる。
（実施例３）
次に、２個の直流電圧源２Ｅと２３１がある場合の例を図１１に示し説明する。
トランジスタ２２１をオンすることによりＡ相巻線１０５へＡ相電流Ｉａを増加し、トランジスタ２２１をオフすることによりＡ相電流Ｉａがダイオード２２４を介して直流電圧源２３１へ流れ、回生しながら減少する。そして、トランジスタ２２２をオンすることによりＢ相巻線１０６へＢ相電流Ｉｂを増加し、トランジスタ２２２をオフすることによりＢ相電流Ｉｂがダイオード２２３を介して直流電圧源２Ｅへ流れ、回生しながら減少する。また、Ａ相巻線１０５とＢ相巻線１０６の磁気的相互作用すなわち相互インダクタンスを利用して磁気エネルギを回生することもできる。
図１１の駆動回路の場合は、ダイオード２２５、２２６を付加することにより、図９の駆動回路の場合と同様な動作を実現することができる。
また、コンデンサ２２７と２２８を利用して、図１１に示した２個の電源がある場合と等価な制御を行う例を図１２に示す。図１２の回路動作は図１１の場合と同じであり、直流電圧源が１個でありながら回路の簡素化が可能である。
次に、２個の直流電圧源２Ｅと２３１がある場合の例を図１１に示し説明する。
トランジスタ２２１をオンすることによりＡ相巻線１０５へＡ相電流Ｉａを増加し、トランジスタ２２１をオフすることによりＡ相電流Ｉａがダイオード２２４を介して直流電圧源２３１へ流れ、回生しながら減少する。そして、トランジスタ２２２をオンすることによりＢ相巻線１０６へＢ相電流Ｉｂを増加し、トランジスタ２２２をオフすることによりＢ相電流Ｉｂがダイオード２２３を介して直流電圧源２Ｅへ流れ、回生しながら減少する。また、Ａ相巻線１０５とＢ相巻線１０６の磁気的相互作用すなわち相互インダクタンスを利用して磁気エネルギを回生することもできる。
図１１の駆動回路の場合は、ダイオード２２５、２２６を付加することにより、図９の駆動回路の場合と同様な動作を実現することができる。
また、コンデンサ２２７と２２８を利用して、図１１に示した２個の電源がある場合と等価な制御を行う例を図１２に示す。図１２の回路動作は図１１の場合と同じであり、直流電圧源が１個でありながら回路の簡素化が可能である。
（実施例４）
次に、回路が簡素である例を図１３に示し説明する。
２個のトランジスタ２１１、２１２で２個の直流電流Ｉａ、Ｉｂを作り出す。このトランジスタはいわゆるアバランシェ特性を強化したトランジスタで、トランジスタのベース電流がオフの状態でも、大きな電圧がコレクタとエミッタ間に印加されるとツェナーダイオードのように電圧が降伏して電流が流れる特性のトランジスタを使用する。
図１３で、トランジスタ２１１をオンすることによりＡ相巻線１０５へＡ相電流Ｉａを増加する。トランジスタ２１１がオフするとコレクタとエミッタ間の電圧がアバランシェ特性の電圧となり、Ａ相電流Ｉａは減少する。ＰＷＭ制御などで前記動作を繰り返してＡ相電流Ｉａを通電し、制御する。Ｂ相巻線１０６のＢ相電流Ｉｂについても同様に制御する。このように２個のトランジスタで２個の直流電流を制御することが可能である。駆動回路の部品の数が少なく、低コスト化することができる。
次に、回路が簡素である例を図１３に示し説明する。
２個のトランジスタ２１１、２１２で２個の直流電流Ｉａ、Ｉｂを作り出す。このトランジスタはいわゆるアバランシェ特性を強化したトランジスタで、トランジスタのベース電流がオフの状態でも、大きな電圧がコレクタとエミッタ間に印加されるとツェナーダイオードのように電圧が降伏して電流が流れる特性のトランジスタを使用する。
図１３で、トランジスタ２１１をオンすることによりＡ相巻線１０５へＡ相電流Ｉａを増加する。トランジスタ２１１がオフするとコレクタとエミッタ間の電圧がアバランシェ特性の電圧となり、Ａ相電流Ｉａは減少する。ＰＷＭ制御などで前記動作を繰り返してＡ相電流Ｉａを通電し、制御する。Ｂ相巻線１０６のＢ相電流Ｉｂについても同様に制御する。このように２個のトランジスタで２個の直流電流を制御することが可能である。駆動回路の部品の数が少なく、低コスト化することができる。
しかし、過大な電流を減少させる時に、モータの磁気エネルギーの一部をトランジスタで熱として消費するため、全体の効率の問題、発熱の問題、トランジスタの発熱等による破損の可能性について考慮する必要がある。
図１３の駆動回路においても、Ａ相巻線１０５とＢ相巻線１０６に共通に鎖交する磁束の磁気エネルギーを他方の巻線を活用して回生する手法が使える。すなわち相互インダクタンスを利用して磁気エネルギを回生することができる。図１３の駆動回路の場合は、ダイオード２１３と２１４を付加することにより、図９の駆動回路の場合と同様な動作を実現することができる。ＭＯＳＦＥＴの場合は逆並列に寄生ダイオードが存在することが多く、実際にはダイオードを付加する必要がないことが多い。
図１３の駆動回路においても、Ａ相巻線１０５とＢ相巻線１０６に共通に鎖交する磁束の磁気エネルギーを他方の巻線を活用して回生する手法が使える。すなわち相互インダクタンスを利用して磁気エネルギを回生することができる。図１３の駆動回路の場合は、ダイオード２１３と２１４を付加することにより、図９の駆動回路の場合と同様な動作を実現することができる。ＭＯＳＦＥＴの場合は逆並列に寄生ダイオードが存在することが多く、実際にはダイオードを付加する必要がないことが多い。
具体的な動作としては、まず、トランジスタ２１１をオンすることによりＡ相巻線１０５へＡ相電流Ｉａを増加する。トランジスタ２１１がオフするとＡ相巻線１０５とＢ相巻線１０６との共通の鎖交磁束成分については、Ｂ相巻線１０６へダイオード２１４を介して逆向きの電流成分Ｉａ２が流れ始める。そして、その磁気エネルギー成分は徐々に直流電圧源２Ｅへ回生する。
一方、Ａ相電流Ｉａと鎖交するがＢ相巻線１０６とは鎖交しない磁束成分については、通電中のＡ相電流Ｉａの一部の電流Ｉａ１がコレクタとエミッタ間のアバランシェ特性の電圧に流れ、Ａ相電流Ｉａは減少する。このようにしてＡ相電流Ｉａの増減をＰＷＭなどにより制御することができる。このような動作では、Ａ相電流Ｉａにかかわる磁気エネルギーの一部はＢ相巻線を利用して直流電圧源２Ｅへ回生され、一部はアバランシェ特性トランジスタの内部で吸収、発熱することになる。
Ｂ相の動作についてもＡ相と同様である。数Ｗ程度の小さなモータの場合、発熱量は小さく、部品点数が少ないことによるコスト低減が優先できる用途もある。
一方、Ａ相電流Ｉａと鎖交するがＢ相巻線１０６とは鎖交しない磁束成分については、通電中のＡ相電流Ｉａの一部の電流Ｉａ１がコレクタとエミッタ間のアバランシェ特性の電圧に流れ、Ａ相電流Ｉａは減少する。このようにしてＡ相電流Ｉａの増減をＰＷＭなどにより制御することができる。このような動作では、Ａ相電流Ｉａにかかわる磁気エネルギーの一部はＢ相巻線を利用して直流電圧源２Ｅへ回生され、一部はアバランシェ特性トランジスタの内部で吸収、発熱することになる。
Ｂ相の動作についてもＡ相と同様である。数Ｗ程度の小さなモータの場合、発熱量は小さく、部品点数が少ないことによるコスト低減が優先できる用途もある。
（実施例５）
次に、図１から図６に示したモータの効率を改善する方法を図７に示し説明する。
具体的には、Ｃ１相ステータ磁極１４３の円周方向幅θｃ１とＣ２相ステータ磁極１４４の円周方向幅θｃ２およびロータのＸ極磁極１４６の円周方向幅θｘを小さくする方法である。図７の（ａ）に示す１４１はＡ相ステータ磁極、１４２はＢ相ステータ磁極である。図７の（ｂ）に示す１４５はＳ極磁極、１４７はＮ極磁極である。
この方法は、同時に、図１３の駆動回路などにおいてアバランシェ特性を使用する時のトランジスタ内部のエネルギー消費を低減する方法でもある。
次に、図１から図６に示したモータの効率を改善する方法を図７に示し説明する。
具体的には、Ｃ１相ステータ磁極１４３の円周方向幅θｃ１とＣ２相ステータ磁極１４４の円周方向幅θｃ２およびロータのＸ極磁極１４６の円周方向幅θｘを小さくする方法である。図７の（ａ）に示す１４１はＡ相ステータ磁極、１４２はＢ相ステータ磁極である。図７の（ｂ）に示す１４５はＳ極磁極、１４７はＮ極磁極である。
この方法は、同時に、図１３の駆動回路などにおいてアバランシェ特性を使用する時のトランジスタ内部のエネルギー消費を低減する方法でもある。
図７は、図５に比較し、Ｃ１相ステータ磁極１４３の円周方向幅θｃ１とＣ２相ステータ磁極１４４の円周方向幅θｃ２およびロータのＸ極磁極１４６の円周方向幅θｘをそれぞれ１／２としたモータモデルである。それぞれ電気角で、θａ＝θｂ＝１５０°、θｃ１＝θｃ２＝３０°、θｘ＝６０°、θｎ＝θｓ＝１５０°である。Ａ相巻線ＷａとＢ相巻線Ｗｂの誘起電圧が大きくなるように形状を変更している。
図７の（ａ）から（ｈ）までの相対的な位置関係は、図５の（ａ）から（ｈ）と同じである。図７の（ｉ）は、ロータが一定回転速度で回転する状態におけるＡ相巻線Ｗａの誘起電圧（Ａ相電圧Ｖａ）であり、（２）式の関係より求めている。
図７の（ａ）から（ｈ）までの相対的な位置関係は、図５の（ａ）から（ｈ）と同じである。図７の（ｉ）は、ロータが一定回転速度で回転する状態におけるＡ相巻線Ｗａの誘起電圧（Ａ相電圧Ｖａ）であり、（２）式の関係より求めている。
図７の（ｊ）はＢ相巻線Ｗｂの誘起電圧（Ｂ相電圧Ｖｂ）であり、（１０）式の関係より求めている。図７の（ｋ）は、Ｃ１相ステータ磁極１４３を通過する磁束φｃ１とＣ２相ステータ磁極１４４を通過する磁束φｃ２の和の時間変化率であって、仮想のＣ相巻線の誘起電圧に相当する。（２０）式あるいは（２１）式から求めることができる。
図８は図７に関連する電圧、電流、トルクの例である。図８の（ａ）は図７の（ｉ）と同じでＡ相電圧Ｖａであり、（ｃ）はＡ相電流Ｉａの例である。図８の（ｂ）は図７の（ｊ）と同じでＢ相電圧Ｖｂであり、（ｄ）はＢ相電流Ｉｂの例である。図８の（ｅ）はこの時のトルクＴである。
図８は図７に関連する電圧、電流、トルクの例である。図８の（ａ）は図７の（ｉ）と同じでＡ相電圧Ｖａであり、（ｃ）はＡ相電流Ｉａの例である。図８の（ｂ）は図７の（ｊ）と同じでＢ相電圧Ｖｂであり、（ｄ）はＢ相電流Ｉｂの例である。図８の（ｅ）はこの時のトルクＴである。
次に、図７、図８の例では、図５、図６に比較して、トルクを増大できることを説明する。図７の（ｉ）のＡ相電圧Ｖａは、図５の（ｉ）に比較して、正の部分の値の幅は２４０°から２１０°へ狭くなっているが、正の幅２１０°の中の中央部分の９０°幅は電圧が２倍になっている。従って、正の幅２１０°の中の中央部分の１８０°幅は電圧平均値が１．５倍に増加している。この結果、この間に均一なＡ相電流Ｉａを通電すれば、トルクが１．５倍に増加することが見込める。図７の（ｊ）のＢ相電圧Ｖｂは、図５の（ｉ）に比較して、同様に１．５倍であり、トルクが１．５倍に増加する。従って、モータ効率の向上が見込める。
さらにトルクを増加するためには、図８の（ｃ）のＡ相電流Ｉａ、および、図８の（ｄ）のＢ相電流Ｉｂに示すように、それぞれの巻線電圧が正である区間の全てで電流を通電することができる。図８の（ｅ）がその時のトルク出力である。この方法が、片方向電流の通電でトルク平均値を最大にできる方法である。ただし、図８の（ｅ）に示すように、電圧の凹凸が大きく、トルクリップルは小さくない。
このように、トルクを向上しモータ効率を向上するために、図１に示したモータ構造を変形することができる。そして、モータ全周に渡って連続的にトルクが得られるためには、Ａ相ステータ磁極１４１が発生するトルクの正の部分と、Ｂ相ステータ磁極１４２が発生するトルクの正の部分との和が電気角で３６０°以上である必要がある。その必要条件は次式と言える。
θａ+ θｘ＞１８０° あるいは θｂ+ θｘ＞１８０° （２４）
このように、トルクを向上しモータ効率を向上するために、図１に示したモータ構造を変形することができる。そして、モータ全周に渡って連続的にトルクが得られるためには、Ａ相ステータ磁極１４１が発生するトルクの正の部分と、Ｂ相ステータ磁極１４２が発生するトルクの正の部分との和が電気角で３６０°以上である必要がある。その必要条件は次式と言える。
θａ+ θｘ＞１８０° あるいは θｂ+ θｘ＞１８０° （２４）
例えば、θａ+ θｘ＝１８５°であれば、（θｂ+ θｘ）は１７５°以上であれば良い。この時、Ａ相電流ＩａとＢ相電流Ｉｂが片方向電流であっても、モータ全周にわたって正のトルクを生成することが可能である。
ステータとロータ間の漏れ磁束などを無視して、単純に考えると、図７のＣ１相ステータ磁極１４３の円周方向幅θｃ１とＣ２相ステータ磁極１４４の円周方向幅θｃ２およびロータのＸ極磁極１４６の円周方向幅θｘをそれぞれ小さくすることにより平均トルクを向上することが可能となる。図１で考えて、前記θｃ１とθｃ２とθｘを小さくすると、Ａ相巻線１Ａ、１Ｂを通過する磁束がＢ相巻線１Ｃ、１Ｄも通過する比率が大きくなる。極端には、前記θｃ１とθｃ２とθｘが零に近づくと、Ａ相巻線１Ａ、１Ｂを通過する磁束のほとんどがＢ相巻線１Ｃ、１Ｄを通過することになる。
ステータとロータ間の漏れ磁束などを無視して、単純に考えると、図７のＣ１相ステータ磁極１４３の円周方向幅θｃ１とＣ２相ステータ磁極１４４の円周方向幅θｃ２およびロータのＸ極磁極１４６の円周方向幅θｘをそれぞれ小さくすることにより平均トルクを向上することが可能となる。図１で考えて、前記θｃ１とθｃ２とθｘを小さくすると、Ａ相巻線１Ａ、１Ｂを通過する磁束がＢ相巻線１Ｃ、１Ｄも通過する比率が大きくなる。極端には、前記θｃ１とθｃ２とθｘが零に近づくと、Ａ相巻線１Ａ、１Ｂを通過する磁束のほとんどがＢ相巻線１Ｃ、１Ｄを通過することになる。
このようにトルク向上を図ったモータの電流駆動を図１３で行う場合について考える。トランジスタ２１１をオンすることによりＡ相巻線１０５へＡ相電流Ｉａを増加する。トランジスタ２１１がオフすると、Ａ相電流Ｉａにより励起された磁束成分で、かつ、Ｂ相巻線に鎖交している磁束成分はＢ相巻線Ｗｂに逆方向電圧を誘起し、ダイオード２１４を介して電流成分Ｉａ２が流れ始め、その両巻線に鎖交する磁気エネルギー成分は直流電圧源２Ｅへ回生しながら電流Ｉａ２が減少していく。残りの磁気エネルギー成分は、トランジスタ２１１のアバランシェ特性で決まるアバランシェ電圧にＡ相電流成分Ｉａ１が流れてトランジスタ内で消費され熱となり、Ａ相電流成分Ｉａ１が減少して行く。
次にトランジスタ２１１をオンすると、その時点のＡ相電流Ｉａの値が増加し始める。このようにＰＷＭ的にＡ相電流Ｉａの増減を繰り返してＡ相電流Ｉａの制御を行うことができる。なお、ここで対象としている磁束および磁気エネルギーとは、永久磁石が供給している磁束成分および磁気エネルギー成分ではなく、Ａ相とＢ相の電流が生成する磁束成分および磁気エネルギー成分である。
前記説明ではＡ相について説明したが、実際には、上記動作にＢ相電流の制御が重なり、複雑な電圧、電流の制御となる。本発明モータの特性を図１３に都合のよい特性にすれば、エネルギーの供給と回生を効率よく実現することができ、回生が困難な残りの磁気エネルギー成分をトランジスタのアバランシェ特性で吸収することができる。例えば、図１０の駆動回路に比較すると、回路素子数が少なく、トランジスタのオン損失も少なくできる。
前記説明ではＡ相について説明したが、実際には、上記動作にＢ相電流の制御が重なり、複雑な電圧、電流の制御となる。本発明モータの特性を図１３に都合のよい特性にすれば、エネルギーの供給と回生を効率よく実現することができ、回生が困難な残りの磁気エネルギー成分をトランジスタのアバランシェ特性で吸収することができる。例えば、図１０の駆動回路に比較すると、回路素子数が少なく、トランジスタのオン損失も少なくできる。
（実施例６）
ここまでは、本発明モータの巻線へ片方向電流を通電する方法について説明した。
次に、モータトルクをさらに向上するために電流を両方向電流とする例について図１４に示し説明する。
図１４の（ａ）と（ｂ）はＡ相電圧ＶａとＢ相電圧Ｖｂであり、図８の（ａ）と（ｂ）と同じ値である。図１４の（ｃ）はＡ相電流Ｉａであり、Ａ相電圧Ｖａが正の値の時には正の電流を通電し、Ａ相電圧Ｖａが負の値の時には負の電流を通電している。
ここまでは、本発明モータの巻線へ片方向電流を通電する方法について説明した。
次に、モータトルクをさらに向上するために電流を両方向電流とする例について図１４に示し説明する。
図１４の（ａ）と（ｂ）はＡ相電圧ＶａとＢ相電圧Ｖｂであり、図８の（ａ）と（ｂ）と同じ値である。図１４の（ｃ）はＡ相電流Ｉａであり、Ａ相電圧Ｖａが正の値の時には正の電流を通電し、Ａ相電圧Ｖａが負の値の時には負の電流を通電している。
図１４の（ｄ）はＢ相電流Ｉｂであり、Ｂ相電圧Ｖｂが正の値の時には正の電流を通電し、Ｂ相電圧Ｖｂが負の値の時には負の電流を通電している。図１４の（ｅ）はこの時のトルク出力Ｔである。なお、モータトルクは、モータの内部損失を無視すると、（２２）式、（２３）式で表されるので、電圧の凹凸がトルクリップル成分として現われる。
図１４のような通電方法が、図１と図７で示したモータに両方向電流を通電して平均トルクを最大とする方法である。ただし、図１４の（ｅ）のトルク出力Ｔに示すように、トルクリップルは小さくない。
図１４のような通電方法が、図１と図７で示したモータに両方向電流を通電して平均トルクを最大とする方法である。ただし、図１４の（ｅ）のトルク出力Ｔに示すように、トルクリップルは小さくない。
（実施例７）
次に、図１４の（ａ）から（ｄ）に示す電圧、電流を供給する駆動回路の例を図１５に示す。ＷａはＡ相巻線で、ＴＲ１、ＴＲ２、ＴＲ３、ＴＲ４はトランジスタであり、よく知られたいわゆるＨブリッジを構成していて、交流電流を供給する。同様に、ＷｂはＢ相巻線で、ＴＲ５、ＴＲ６、ＴＲ７、ＴＲ８はトランジスタであり、よく知られたいわゆるＨブリッジを構成していて、交流電流を供給する。前記の２組のＨブリッジは電気作用的に独立しているので、両巻線へ独立に任意の電流を通電することができる。従って、図１４に示したような電圧、電流を問題なく出力することができる。また、正負の両方向電流を通電できるので、モータ回転方向についても両方向に回転制御することができる。しかし、トランジスタの数が８個と多くなる点に課題が残る。
次に、図１４の（ａ）から（ｄ）に示す電圧、電流を供給する駆動回路の例を図１５に示す。ＷａはＡ相巻線で、ＴＲ１、ＴＲ２、ＴＲ３、ＴＲ４はトランジスタであり、よく知られたいわゆるＨブリッジを構成していて、交流電流を供給する。同様に、ＷｂはＢ相巻線で、ＴＲ５、ＴＲ６、ＴＲ７、ＴＲ８はトランジスタであり、よく知られたいわゆるＨブリッジを構成していて、交流電流を供給する。前記の２組のＨブリッジは電気作用的に独立しているので、両巻線へ独立に任意の電流を通電することができる。従って、図１４に示したような電圧、電流を問題なく出力することができる。また、正負の両方向電流を通電できるので、モータ回転方向についても両方向に回転制御することができる。しかし、トランジスタの数が８個と多くなる点に課題が残る。
図１６にトランジスタの数を６個に低減する駆動回路の例を示す。
トランジスタＴＲ２１、ＴＲ２２はＡ相巻線ＷａとＢ相巻線Ｗｂに共通の駆動回路であり、電流（Ｉａ−Ｉｂ）を出力する。トランジスタＴＲ２３、ＴＲ２４はＡ相巻線Ｗａの負側の電流（−Ｉａ）を出力する。トランジスタＴＲ２５、ＴＲ２６はＢ相巻線Ｗｂの正側の電流（Ｉｂ）を出力する。
Ａ相電圧ＶａはＢ２の電位に対するＢ１の電位であり、Ｂ相電圧ＶｂはＢ１の電位に対するＢ３の電位である。
トランジスタＴＲ２１、ＴＲ２２はＡ相巻線ＷａとＢ相巻線Ｗｂに共通の駆動回路であり、電流（Ｉａ−Ｉｂ）を出力する。トランジスタＴＲ２３、ＴＲ２４はＡ相巻線Ｗａの負側の電流（−Ｉａ）を出力する。トランジスタＴＲ２５、ＴＲ２６はＢ相巻線Ｗｂの正側の電流（Ｉｂ）を出力する。
Ａ相電圧ＶａはＢ２の電位に対するＢ１の電位であり、Ｂ相電圧ＶｂはＢ１の電位に対するＢ３の電位である。
巻線の電流と磁束との関係については、図１に示すＡ相巻線Ｗａの１Ａ、１ＢとＢ相巻線Ｗｂの１Ｃ、１Ｄの巻回方向を考慮して電流方向を決めている。例えば両巻線を通過する磁束φｃｏｍが図１のＢ相磁極１４からＡ相磁極１３の方向へ通過すると成分について考えると、前記磁束φｃｏｍに対して同一方向の起磁力を生成するためには、Ａ相電流Ｉａを正の値に、Ｂ相電流Ｉｂを負の値にする。共通磁束φｃｏｍに対しては、両電流は逆方向に通電する必要がある。これらの逆方向の両電流は図１４の（ｃ）と（ｄ）の大半の部分に相当する。０°から３０°にかける電流値など、一部の両電流は同一方向の電流である。そして、電圧も同一方向である。この区間では、Ａ相電圧ＶａとＢ相電圧Ｖｂが共に最大電圧の１／２であり、電流がＢ３の点からＢ１の点を経由してＢ２の点に両巻線を直列に流れる。
図１と図７と図１４に示した本発明モータの巻線の電圧と電流の特性は、単相モータの電圧と電流の特性に近いので、トランジスタＴＲ２１とＴＲ２２を両巻線駆動に共用することが可能となり、図１６の６個のトランジスタによる２相の電流の駆動が可能となっている。また、正負の両方向電流を通電できるので、モータ回転方向についても両方向に回転制御することができる。
図１６の駆動回路で図１４のように通電とすることにより、電圧および電流に関して無駄の少ない駆動を実現することができる。３相交流モータをＹ結線で駆動する場合には、その電流経路の制約から、おおよそ２／３の部分は電力変換に役立っているが、残りの１／３は休止している。これに比較し、図１４、図１６に示した方法では、トランジスタの数は同じ６個であるが、ＴＲ２３、ＴＲ２４、ＴＲ２５、ＴＲ２６の電流容量を１／２に近い小さな値にすることができる。６個のトランジスタ合計の電流容量では、３相交流モータに比較し、２／３に近い小さな値にすることができる。従って、低コスト化、小型化を実現することができる。
図１に示すような本発明モータに、図１４に示すような２相の両方向電流を通電すると、ほとんどの区間で両巻線がトルクを発生することになり、モータ各部がトルク発生に寄与する利用率が１００％に近くなる。従って、３相交流モータの各部がトルク発生に寄与する利用率が２／３で６６．７％であることに比較して、本発明モータの方が効率が高いと定性的に言える。具体的には、３相交流モータの３相巻線の銅線配置容積の中に本発明モータの２相巻線を配置することになり、巻線抵抗を概略２／３に低減できることになる。従って、銅損を低減でき、小型化、低コスト化が可能となる。
（実施例８）
次に、図１のモータの巻線をそれぞれ並列する２個の巻線に置き換える方法について、図１７に示し説明する。
巻線Ｎ６１とＮ６２は、図１のＡ相巻線１Ａ、１Ｂを２個の並列する巻線に置き換えたもので、Ｎ６１とＮ６２の巻き始め、巻き終わりは逆方向となっている。その磁気的極性を図１７では巻線シンボル近傍に点で示している。同様に、巻線Ｎ６３とＮ６４は、図１のＢ相巻線１Ｃ、１Ｄを２個の並列する巻線に置き換えたもので、Ｎ６３とＮ６４の巻き始め、巻き終わりは逆方向となっている。その磁気的極性を図１７では巻線シンボル近傍に点で示している。それぞれの並列巻線の鎖交磁束は共通していて、相互インダクタンスで磁気的に結合されている。並列巻線はいわゆるバイファイラ巻きとすることもできる。
次に、図１のモータの巻線をそれぞれ並列する２個の巻線に置き換える方法について、図１７に示し説明する。
巻線Ｎ６１とＮ６２は、図１のＡ相巻線１Ａ、１Ｂを２個の並列する巻線に置き換えたもので、Ｎ６１とＮ６２の巻き始め、巻き終わりは逆方向となっている。その磁気的極性を図１７では巻線シンボル近傍に点で示している。同様に、巻線Ｎ６３とＮ６４は、図１のＢ相巻線１Ｃ、１Ｄを２個の並列する巻線に置き換えたもので、Ｎ６３とＮ６４の巻き始め、巻き終わりは逆方向となっている。その磁気的極性を図１７では巻線シンボル近傍に点で示している。それぞれの並列巻線の鎖交磁束は共通していて、相互インダクタンスで磁気的に結合されている。並列巻線はいわゆるバイファイラ巻きとすることもできる。
図１７においてＰＷＭ制御で電流制御を行う場合、Ａ相電流Ｉａを通電するためにトランジスタＮ７１をオンしてＡ相電流Ｉａ１を増加する。
次に、トランジスタＮ７１をオフするとＡ相電流Ｉａ１は遮断され零となり、同時に、ダイオードＮ７３を介して巻線Ｎ６２へＡ相電流Ｉａ２が流れ始め、直流電圧源２Ｅへ巻線の磁気エネルギーが回生され、Ａ相電流Ｉａ２は徐々に減少する。トランジスタＮ７１をオフする前後のＡ相電流Ｉａ１とＩａ２の大きさは等しい。両巻線は磁気的に結合しているので、電流の流れる場所を切り替えることができる。
次に、トランジスタＮ７１をオンするとＡ相電流Ｉａ１はＩａ２の値まで急激増加し、同時にＩａ２は零になる。その後、Ａ相電流Ｉａ１は時間と共に増加する。以降、同様の動作を繰り返しながら、Ａ相電流Ｉａ１とＩａ２の電流を制御することができる。
次に、トランジスタＮ７１をオフするとＡ相電流Ｉａ１は遮断され零となり、同時に、ダイオードＮ７３を介して巻線Ｎ６２へＡ相電流Ｉａ２が流れ始め、直流電圧源２Ｅへ巻線の磁気エネルギーが回生され、Ａ相電流Ｉａ２は徐々に減少する。トランジスタＮ７１をオフする前後のＡ相電流Ｉａ１とＩａ２の大きさは等しい。両巻線は磁気的に結合しているので、電流の流れる場所を切り替えることができる。
次に、トランジスタＮ７１をオンするとＡ相電流Ｉａ１はＩａ２の値まで急激増加し、同時にＩａ２は零になる。その後、Ａ相電流Ｉａ１は時間と共に増加する。以降、同様の動作を繰り返しながら、Ａ相電流Ｉａ１とＩａ２の電流を制御することができる。
Ｂ相の電流Ｉｂ１とＩｂ２についてもＡ相電流と同様に制御することができる。実際には、Ａ相電流とＢ相電流とが同時に制御されることになり、Ａ相巻線Ｎ６１、Ｎ６２に鎖交する磁束の一部はＢ相巻線Ｎ６３、Ｎ６４へも鎖交するので少し複雑な現象となる。Ａ相電流とＢ相電流のＰＷＭ制御の同期化を行うなどの工夫が、全体の電磁気的作用を単純化するために効果的である。
図１７に示した方法は、２個のトランジスタで駆動できるので、駆動回路を簡素化することができる。巻線の磁気エネルギーを効率良く直流電圧源に回生することもできる。アバランシェ特性に優れたＭＯＳＦＥＴを使用する場合にも、ＭＯＳＦＥＴの内部での熱損失を低減することができる。ただし、モータはやや複雑になり、巻線抵抗が増加する。
図１７に示した方法は、２個のトランジスタで駆動できるので、駆動回路を簡素化することができる。巻線の磁気エネルギーを効率良く直流電圧源に回生することもできる。アバランシェ特性に優れたＭＯＳＦＥＴを使用する場合にも、ＭＯＳＦＥＴの内部での熱損失を低減することができる。ただし、モータはやや複雑になり、巻線抵抗が増加する。
（実施例９）
次に、図１８に、図１７で示したモータ構成と同一で両方向電流を通電する方法を示す。Ａ相巻線側は、負の電流を駆動するトランジスタＭ４１とダイオードＭ４２を追加している。Ｂ相巻線側は、負の電流を駆動するトランジスタＭ４３とダイオードＭ４４を追加している。正側と負側を電気的、磁気的に対称に構成していて、電流を正の値と負の値に制御することができる。即ち、図１７で示し説明した正の電流制御と同様に負の電流制御を行うことができる。
次に、図１８に、図１７で示したモータ構成と同一で両方向電流を通電する方法を示す。Ａ相巻線側は、負の電流を駆動するトランジスタＭ４１とダイオードＭ４２を追加している。Ｂ相巻線側は、負の電流を駆動するトランジスタＭ４３とダイオードＭ４４を追加している。正側と負側を電気的、磁気的に対称に構成していて、電流を正の値と負の値に制御することができる。即ち、図１７で示し説明した正の電流制御と同様に負の電流制御を行うことができる。
図１８のＡ相電流Ｉａ１、Ｉａ２を負の値に制御する場合は、トランジスタＭ４１を前記の説明と同様にオン、オフして制御する。Ｂ相電流Ｉｂ１、Ｉｂ２を負の値に制御する場合は、トランジスタＭ４３を前記の説明と同様にオン、オフして制御する。
図１８の構成とすることにより、Ａ相巻線およびＢ相巻線へ両方向電流を通電することが可能となり、図１５あるいは図１６の駆動回路構成と同じ機能を実現することができる。また、図１７の構成に比較してモータ効率を向上することができる。さらに、正負の両方向電流を通電できるので、モータ回転方向についても両方向に回転制御することができる。
図１８の構成とすることにより、Ａ相巻線およびＢ相巻線へ両方向電流を通電することが可能となり、図１５あるいは図１６の駆動回路構成と同じ機能を実現することができる。また、図１７の構成に比較してモータ効率を向上することができる。さらに、正負の両方向電流を通電できるので、モータ回転方向についても両方向に回転制御することができる。
（実施例１０）
図１９に本発明モータのシステム全体の構成例を示す。また、トルクリップルを低減する補償器の構成例ＮＦ１を示す。
ＮＣ９は本発明モータ、１０５はＡ相巻線、１０６はＢ相巻線である。ＮＢ１はＡ相電流を検出するシャント抵抗、ＮＢ２はＢ相電流を検出するシャント抵抗である。ＮＣＢは両巻線の電圧とシャント抵抗の電圧降下信号からモータ電流値を検出し、モータ回転位置を検出する手段である。通常、小型モータの場合、低コスト化のため、センサレス位置検出が行われることが多い。θｒはロータ回転位置、ＮＣＥはＡ相電流検出値、ＮＣＦはＢ相電流検出値である。
図１９に本発明モータのシステム全体の構成例を示す。また、トルクリップルを低減する補償器の構成例ＮＦ１を示す。
ＮＣ９は本発明モータ、１０５はＡ相巻線、１０６はＢ相巻線である。ＮＢ１はＡ相電流を検出するシャント抵抗、ＮＢ２はＢ相電流を検出するシャント抵抗である。ＮＣＢは両巻線の電圧とシャント抵抗の電圧降下信号からモータ電流値を検出し、モータ回転位置を検出する手段である。通常、小型モータの場合、低コスト化のため、センサレス位置検出が行われることが多い。θｒはロータ回転位置、ＮＣＥはＡ相電流検出値、ＮＣＦはＢ相電流検出値である。
ωｒｃはロータ回転数指令値、ＮＣＤはロータ回転位置θｒからロータ回転速度ωｒを検出する速度演算器である。ＮＣ１は速度誤差検出器であり、速度誤差信号ＮＣ２を出力する。ＮＣ３は速度誤差補償器で、ＮＣ４はトルク指令値である。
ＮＦ１はトルクリップルを低減する補償器である。回転位置θｒに固有のトルクリップルが図６の（ｈ）のように発生することが分かっているので、図６の（ｉ）に示すような回転位置θｒに応じた補償係数を入力ＮＣ４に乗ずることにより、トルクリップルを低減することが可能な電流振幅指令であるＮＦ２を出力する。
ＮＣ５は回転位置θｒに応じた図６の（ｆ）および（ｇ）に示すようなＡ相とＢ相の電流パターンの値に電流振幅指令ＮＦ２を乗じて、Ａ相電流指令値ＮＣ６とＢ相電流指令値ＮＣ７を出力する。
ＮＦ１はトルクリップルを低減する補償器である。回転位置θｒに固有のトルクリップルが図６の（ｈ）のように発生することが分かっているので、図６の（ｉ）に示すような回転位置θｒに応じた補償係数を入力ＮＣ４に乗ずることにより、トルクリップルを低減することが可能な電流振幅指令であるＮＦ２を出力する。
ＮＣ５は回転位置θｒに応じた図６の（ｆ）および（ｇ）に示すようなＡ相とＢ相の電流パターンの値に電流振幅指令ＮＦ２を乗じて、Ａ相電流指令値ＮＣ６とＢ相電流指令値ＮＣ７を出力する。
ＮＣ８は電流制御部で、Ａ相電流指令値ＮＣ６からＡ相電流検出値ＮＣＥを差し引いてフイードバックし、その差分からＡ相電圧指令を作り、電力制御部で増幅してＡ相巻線１０５へ電圧を印加する。そして、Ｂ相電流指令値ＮＣ７からＢ相電流検出値ＮＣＦを差し引いてフイードバックし、その差分からＢ相電圧指令を作り、電力制御部で増幅してＢ相巻線１０６へ電圧を印加する。
図１９に示したように、モータの平均トルクを向上するために、トルクリップルが発生するような通電モードで制御する場合においても、そのトルクリップルを逆補正するように補償制御することにより、トルクリップルを低減して制御することができる。
図１９に示したように、モータの平均トルクを向上するために、トルクリップルが発生するような通電モードで制御する場合においても、そのトルクリップルを逆補正するように補償制御することにより、トルクリップルを低減して制御することができる。
（実施例１１）
次に、図５、図７などに示すロータのＸ極磁極を構成する方法を図２０の（ａ）から（ｄ）に示し説明する。
ここで、紙面で水平方向はロータ円周方向で、垂直方向はロータ軸方向である。前にも述べたように、ロータのＸ極磁極の磁気的な特性は、Ｓ極とＮ極の間の磁気特性である。従って、空気や樹脂であっても良い。この場合、ロータを簡素化することができる。
しかし、モータの振動、騒音は、ステータとロータ間の吸引力の変動に起因して発生することが多い。吸引力の変動がステータの歯に発生し、ステータコアを振動させる減少となる。例えば、Ｘ極磁極が樹脂の場合、歯と樹脂の間の吸引力は零となるので、回転時に各ステータの歯にかかるラジアル方向吸引力の変動の原因となり、モータの振動および騒音の原因となる可能性がある。
次に、図５、図７などに示すロータのＸ極磁極を構成する方法を図２０の（ａ）から（ｄ）に示し説明する。
ここで、紙面で水平方向はロータ円周方向で、垂直方向はロータ軸方向である。前にも述べたように、ロータのＸ極磁極の磁気的な特性は、Ｓ極とＮ極の間の磁気特性である。従って、空気や樹脂であっても良い。この場合、ロータを簡素化することができる。
しかし、モータの振動、騒音は、ステータとロータ間の吸引力の変動に起因して発生することが多い。吸引力の変動がステータの歯に発生し、ステータコアを振動させる減少となる。例えば、Ｘ極磁極が樹脂の場合、歯と樹脂の間の吸引力は零となるので、回転時に各ステータの歯にかかるラジアル方向吸引力の変動の原因となり、モータの振動および騒音の原因となる可能性がある。
図２０に示すＸ極磁極の各構成は、ステータとロータ間の吸引力をＳ極やＮ極と同等とし、かつ、磁気的にはＳ極とＮ極の間の特性とする構成例である。
図２０の（ａ）に示すＸ極磁極は、Ｓ極磁石１２２とＮ極磁石１２１をロータ軸方向へ並列に配置した例である。このＸ極磁極全体としては磁気特性は平均値なので中間の磁気特性となる。そして、ステータとこのＸ極磁極の各部との間では磁束密度は高く、相互の吸引力はＳ極やＮ極と同様に発生する。従って、ロータが回転する時、各ステータの歯にかかるラジアル方向吸引力の変動を小さくすることができる。
図２０の（ｂ）に示すＸ極磁極は、多くのＳ極磁石１２４とＮ極磁石１２３とをほぼ均等に分散して配置した例である。
図２０の（ａ）に示すＸ極磁極は、Ｓ極磁石１２２とＮ極磁石１２１をロータ軸方向へ並列に配置した例である。このＸ極磁極全体としては磁気特性は平均値なので中間の磁気特性となる。そして、ステータとこのＸ極磁極の各部との間では磁束密度は高く、相互の吸引力はＳ極やＮ極と同様に発生する。従って、ロータが回転する時、各ステータの歯にかかるラジアル方向吸引力の変動を小さくすることができる。
図２０の（ｂ）に示すＸ極磁極は、多くのＳ極磁石１２４とＮ極磁石１２３とをほぼ均等に分散して配置した例である。
図２０の（ｃ）に示すＸ極磁極は３角形状のＳ極磁石１２６、１２８とＮ極磁石１２５、１２７とを組み合わせた例である。図２０の（ｄ）に示すＸ極磁極は、台形状のＳ極磁石１２ＡとＮ極磁石１２９とを組み合わせた例である。なお、樹脂などの非磁性体を永久磁石の代わりに混在することもできる。
図２１の（ｂ）は、図５に示したＳ極磁極、Ｎ極磁極と図２０に示したＸ極磁極とを組み合わせた構成である。さらに図２１の（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）のように変形することもできる。１６５、１６７、１６９、１６ＢはＮ極磁極の例であり、１６６、１６８、１６Ａ、１６ＣはＳ極磁極の例である。なお、Ｓ極磁極とＮ極磁極とは個別の磁石の組合わせではなく、同一磁石素材へ着磁によってその磁極形状を作り出すこともできる。
図２０、図２１のようにＸ極磁極を複数の永久磁石を組み合わせて構成することにより、ロータが回転する時、各ステータの歯にかかるラジアル方向吸引力の変動を小さくすることができ、モータの振動および騒音を低減することができる。
図２１の（ｂ）は、図５に示したＳ極磁極、Ｎ極磁極と図２０に示したＸ極磁極とを組み合わせた構成である。さらに図２１の（ｃ）、（ｄ）、（ｅ）のように変形することもできる。１６５、１６７、１６９、１６ＢはＮ極磁極の例であり、１６６、１６８、１６Ａ、１６ＣはＳ極磁極の例である。なお、Ｓ極磁極とＮ極磁極とは個別の磁石の組合わせではなく、同一磁石素材へ着磁によってその磁極形状を作り出すこともできる。
図２０、図２１のようにＸ極磁極を複数の永久磁石を組み合わせて構成することにより、ロータが回転する時、各ステータの歯にかかるラジアル方向吸引力の変動を小さくすることができ、モータの振動および騒音を低減することができる。
（実施例１２）
次に、本発明モータを４極以上の多極のモータとして構成することを前提に、円周上の複数のＸ極磁極の平均値で所望のＸ極磁気特性を得る方法を図２２に示し説明する。
図２２の（ｂ）の０°から７２０°にかける磁気特性の平均値は、図５の（ｂ）と等価な磁気特性となっている。Ｓ２Ｂ、Ｓ２ＣはＳ極磁極であり、Ｓ２９、Ｓ２ＡはＮ極磁極である。図２２の（ｃ）は、図２２の（ｂ）を電気角で３６０°円周方向にシフトした特性である。Ｓ２ＨはＳ極磁極であり、Ｓ２ＪはＮ極磁極である。この状態で、図２２の（ｂ）と（ｃ）を足し合わせた形状は、図２２の（ｄ）となる。Ｓ２Ｎ、Ｓ２Ｑ、Ｓ２ＳはＳ極磁極であり、Ｓ２Ｐ、Ｓ２ＲはＮ極磁極である。
次に、本発明モータを４極以上の多極のモータとして構成することを前提に、円周上の複数のＸ極磁極の平均値で所望のＸ極磁気特性を得る方法を図２２に示し説明する。
図２２の（ｂ）の０°から７２０°にかける磁気特性の平均値は、図５の（ｂ）と等価な磁気特性となっている。Ｓ２Ｂ、Ｓ２ＣはＳ極磁極であり、Ｓ２９、Ｓ２ＡはＮ極磁極である。図２２の（ｃ）は、図２２の（ｂ）を電気角で３６０°円周方向にシフトした特性である。Ｓ２ＨはＳ極磁極であり、Ｓ２ＪはＮ極磁極である。この状態で、図２２の（ｂ）と（ｃ）を足し合わせた形状は、図２２の（ｄ）となる。Ｓ２Ｎ、Ｓ２Ｑ、Ｓ２ＳはＳ極磁極であり、Ｓ２Ｐ、Ｓ２ＲはＮ極磁極である。
そして、図２２の（ｄ）は、図２１の（ｂ）と同じ形状である。
この結果から分かるように、図５の（ｂ）の０°から７２０°の間の２箇所のＸ極磁極の位置へ、Ｓ極とＮ極を配置することにより、その合計平均値はＳ極とＮ極の中間となり、時期的に中性の磁極となる。すなわち、図２２の（ｂ）の形状により、Ｘ極磁極をＳ極とＮ極とで構成できたことになる。図２２の（ｂ）は単純な形状であり、製作が容易である。また、Ｓ極とＮ極とで作ることができるので、着磁パターンを変えるだけで構成することもできる。
この結果から分かるように、図５の（ｂ）の０°から７２０°の間の２箇所のＸ極磁極の位置へ、Ｓ極とＮ極を配置することにより、その合計平均値はＳ極とＮ極の中間となり、時期的に中性の磁極となる。すなわち、図２２の（ｂ）の形状により、Ｘ極磁極をＳ極とＮ極とで構成できたことになる。図２２の（ｂ）は単純な形状であり、製作が容易である。また、Ｓ極とＮ極とで作ることができるので、着磁パターンを変えるだけで構成することもできる。
（変形例）
以上、本発明の実施例について説明した。なお、本発明のモータは説明した構成に限らず、発展あるいは変形を行うことも可能であり、本発明に含むものである。例えば、ステータの各部形状の変形、ロータ各部形状の変形、各部コアの分割および組み合わせなどが可能である。巻線についても、丸線、角線などの巻線形状の種類、切断あるいは溶接などの巻線製作方法の選択が可能である。
アウターロータモータ、２個のモータを内径側と外形側に組み合わせた複合型のモータ、アキシャルギャップ型のモータ、環状巻線と３次元形状磁路で構成するモータ、リニアモータなどへ変形することができる。
以上、本発明の実施例について説明した。なお、本発明のモータは説明した構成に限らず、発展あるいは変形を行うことも可能であり、本発明に含むものである。例えば、ステータの各部形状の変形、ロータ各部形状の変形、各部コアの分割および組み合わせなどが可能である。巻線についても、丸線、角線などの巻線形状の種類、切断あるいは溶接などの巻線製作方法の選択が可能である。
アウターロータモータ、２個のモータを内径側と外形側に組み合わせた複合型のモータ、アキシャルギャップ型のモータ、環状巻線と３次元形状磁路で構成するモータ、リニアモータなどへ変形することができる。
ロータについても、表面磁石型のロータを説明したが、磁石内蔵型のロータ、巻線界磁型のロータ、クローポール型のロータなどが可能である。永久磁石の種類についても種々特性の永久磁石使用することができ、いわゆるボンド磁石、他種の永久磁石を組み合わせなども使用することもできる。
駆動回路についても種々変形が可能である。例えば、電圧、電流の制御法についても、いわゆるＰＷＭ制御であるパルス幅変調制御を前提に説明したが、種々の電流制御法を適用できる。
駆動回路についても種々変形が可能である。例えば、電圧、電流の制御法についても、いわゆるＰＷＭ制御であるパルス幅変調制御を前提に説明したが、種々の電流制御法を適用できる。
高速回転制御の場合などには、巻線を分割するなどの方法によりいわゆる巻線切り替え方式も適用できる。また、界磁磁束の大きさを変更する機械的な磁束量制御の構成とすることも可能である。磁石の強さを可変する、いわゆる磁石可変制御も適用することができる。
ロータの位置検出、速度検出の目的で、エンコーダを使用しない、いわゆるセンサレス制御を適用することができる。モータ電流値を検出するいわゆるセンサレス電流検出も適用することができる。
ロータの位置検出、速度検出の目的で、エンコーダを使用しない、いわゆるセンサレス制御を適用することができる。モータ電流値を検出するいわゆるセンサレス電流検出も適用することができる。
本発明のモータは、モータ巻線が集中巻きの２個の巻線で簡素な構成としており、モータの製作が容易で巻線占積率も高くできる。その特有な駆動回路は、直流電流で駆動可能であることから制御回路を簡素化することができる。そして、簡素なモータ構成でありながら、トルクリップルが原理的に小さくできる特性なので、低騒音、低振動の実現が容易である。駆動回路を簡素化できるモータ構成、特性である。これらのことから、広範囲な用途に活用することができる。分野的には、自動車用、家電用、ＯＡ用、産業用などの各種機器の駆動用モータとして利用することができる。
また、両方向電流で制御する場合には、電流の波形率を改善できることから、トルクを増大することができる。そして、モータの効率を向上することができる。また、大半の時間領域で、Ａ相磁束、Ａ相巻線、Ｂ相磁束、Ｂ相巻線をトルク発生に活用できるので、概略１／３の部分がトルク発生に使用できない３相交流モータのＹ結線構成より優れている面がある。すなわち、本発明モータのトルクリップルの問題点はあるものの、平均トルク、平均パワーの点で比較すると、高効率化、小型化、低コスト化が可能である。そして、単相モータに近い電磁気特性なので、駆動回路のトランジスタ電流容量を低減することができ、インバータの小型化、低コスト化が可能である。これらのことから、電気自動車の主機モータ、ハイブリッド自動車の駆動用モータ、コンプレッサ用の駆動モータなどの動力用モータとして利用することができる。
１３ Ａ相のステータ磁極
１４ Ｂ相のステータ磁極
１５ Ｃ１相のステータ磁極
１６ Ｃ２相のステータ磁極
１Ａ Ａ相ステータ磁極を励磁するＡ相巻線
１Ｂ Ａ相ステータ磁極を励磁するＡ相巻線
１Ｃ Ｂ相ステータ磁極を励磁するＢ相巻線
１Ｄ Ｂ相ステータ磁極を励磁するＢ相巻線
１Ｅ ロータ軸
１Ｆ ステータのバックヨーク
θａ Ａ相のステータ磁極の円周方向幅
θｂ Ｂ相のステータ磁極の円周方向幅
θｃ１ Ｃ１相のステータ磁極の円周方向幅
θｃ２ Ｃ２相のステータ磁極の円周方向幅
１４ Ｂ相のステータ磁極
１５ Ｃ１相のステータ磁極
１６ Ｃ２相のステータ磁極
１Ａ Ａ相ステータ磁極を励磁するＡ相巻線
１Ｂ Ａ相ステータ磁極を励磁するＡ相巻線
１Ｃ Ｂ相ステータ磁極を励磁するＢ相巻線
１Ｄ Ｂ相ステータ磁極を励磁するＢ相巻線
１Ｅ ロータ軸
１Ｆ ステータのバックヨーク
θａ Ａ相のステータ磁極の円周方向幅
θｂ Ｂ相のステータ磁極の円周方向幅
θｃ１ Ｃ１相のステータ磁極の円周方向幅
θｃ２ Ｃ２相のステータ磁極の円周方向幅
Claims (14)
- 永久磁石を使用するブラシレスモータであって、
ステータに配置するＡ相ステータ磁極ＳＰａと、
前記Ａ相ステータ磁極を励磁するＡ相巻線Ｗａと、
前記Ａ相ステータ磁極と同一の円周上に配置するＢ相ステータ磁極ＳＰｂと、
前記Ｂ相ステータ磁極を励磁するＢ相巻線Ｗｂと、
前記Ａ相ステータ磁極と同一の円周上に隣接して配置していてステータとロータとの間に磁束を通過させるＣ１相ステータ磁極ＳＰｃ１と、
前記Ａ相ステータ磁極と同一の円周上に隣接して配置していてステータと前記ロータとの間に磁束を通過させるＣ２相ステータ磁極ＳＰｃ２と、
前記ロータのＮ極磁極と、
前記ロータのＳ極磁極と、
磁気的に前記ロータのＮ極磁極とＳ極磁極との間の磁気的特性を示す第３のロータ磁極であるＸ極磁極とを備え、
少なくとも前記ステータ磁極ＳＰａとＳＰｂの内の片方のステータ磁極の円周方向磁極幅が電気角で１８０°以下であることを特徴とするモータ。 - 請求項１に記載したモータにおいて、
前記Ｘ極磁極の円周方向幅をθｘとし、前記Ａ相ステータ磁極の円周方向幅をθａとし、前記Ｂ相ステータ磁極の円周方向幅をθｂとして、前記θｘが前記θａと前記θｂとの少なくともどちらかの値と等しい値であることを特徴とするモータ。 - 請求項１に記載したモータにおいて、
前記ロータの回転位置に応じて、前記Ａ相巻線Ｗａへ片方向電流であるＡ相電流Ｉａを通電し、
前記ロータの回転位置に応じて、前記Ｂ相巻線Ｗｂへ片方向電流であるＢ相電流Ｉｂを通電し、
前記両電流ＩａとＩｂを通電して回転駆動することを特徴とするモータ。 - 請求項１に記載したモータにおいて、
第１のトランジスタＴＲ１により前記Ａ相巻線Ｗａへ片方向電流であるＡ相電流Ｉａを通電し、
第２のトランジスタＴＲ２により前記Ｂ相巻線Ｗｂへ片方向電流であるＢ相電流Ｉｂを通電し、
前記２個のトランジスタＴＲ１、ＴＲ２により回転駆動することを特徴とするモータ。 - 請求項４に記載したモータにおいて、
前記トランジスタＴＲ１のコレクタへカソードを接続し、トランジスタＴＲ１のエミッタへアノードを接続するダイオードＤＤ１と、
前記トランジスタＴＲ２のコレクタへカソードを接続し、トランジスタＴＲ２のエミッタへアノードを接続するダイオードＤＤ２とを備えることを特徴とするモータ。 - 請求項４に記載したモータにおいて、
前記トランジスタＴＲ１とＴＲ２のアバランシェ特性を活用して前記電流ＩａとＩｂを可変制御して回転駆動することを特徴とするモータ。 - 請求項１に記載したモータにおいて、
前記ロータの前記Ｘ極磁極の円周方向幅θｘが電気角で９０°以下の値で、
前記Ａ相ステータ磁極の円周方向幅をθａとし、前記Ｂ相ステータ磁極の円周方向幅をθｂとして、（θｘ＋θａ）と（θｘ＋θｂ）との少なくともどちらかの値が１８０°以上であることを特徴とするモータ。 - 請求項１に記載したモータにおいて、
前記ロータの回転位置に応じて、前記Ａ相巻線Ｗａの正負の誘起電圧に応じて正負の両方向電流であるＡ相電流Ｉａを通電し、
前記ロータの回転位置に応じて、前記Ｂ相巻線Ｗｂの正負の誘起電圧に応じて正負の両方向電流であるＢ相電流Ｉｂを通電し、
前記両電流ＩａとＩｂを通電して回転駆動することを特徴とするモータ。 - 請求項１に記載したモータにおいて、
前記Ａ相巻線Ｗａの両端の端子がＴａ１とＴａ２であり、
前記Ｂ相巻線Ｗｂの両端の端子がＴｂ１とＴｂ２であり、
両巻線ＷａとＷｂの誘起電圧の位相が近い方の端子がＴａ１とＴｂ１であるとき、これらの両端子を接続し、
直流電源ＰＳの正側にトランジスタＴＲ２１を配置し、負側にトランジスタＴＲ２２を配置し、これら両トランジスタの接続点に前記の両端子Ｔａ１とＴｂ１を接続して、前記Ａ相巻線Ｗａの電流Ｉａと前記Ｂ相巻線Ｗｂの電流Ｉａとの和である（Ｉａ−Ｉｂ）の電流を通電し、
直流電源ＰＳの正側にトランジスタＴＲ２３を配置し、負側にトランジスタＴＲ２４を配置し、これら両トランジスタの接続点に前記の端子Ｔａ２を接続して、前記Ａ相巻線Ｗａの負の電流（−Ｉａ）を通電し、
直流電源ＰＳの正側にトランジスタＴＲ２５を配置し、負側にトランジスタＴＲ２６を配置し、これら両トランジスタの接続点に前記の端子Ｔｂ２を接続して、前記Ｂ相巻線Ｗｂの負の電流（Ｉｂ）を通電して駆動することを特徴とするモータ。 - 請求項１に記載したモータにおいて、
前記Ａ相巻線Ｗａは電気的に独立し、並列に巻回した２個の巻線Ｗａ１とＷａ２であり、
前記Ｂ相巻線Ｗｂは電気的に独立し、並列に巻回した２個の巻線Ｗｂ１とＷｂ２であることを特徴とするモータ。 - 請求項１に記載したモータにおいて、
モータのトルク脈動特性に応じて、モータトルクが低下するロータ回転位置θｒではモータ電流を増加し、モータトルクが増大するロータ回転位置θｒではモータ電流を減少して、モータのトルク脈動を低減して制御することを特徴とするモータ。 - 請求項１に記載したモータにおいて、
前記ロータの前記Ｘ極磁極は空間あるいは樹脂などの非磁性体で構成することを特徴とするモータ。 - 請求項１に記載したモータにおいて、
前記ロータの前記Ｘ極磁極は永久磁石のＮ極と永久磁石のＳ極とを使用して構成し、Ｘ極磁極の平均特性をＮ極とＳ極との間の磁気特性とすることを特徴とするモータ。 - 請求項１に記載したモータにおいて、
前記ロータが２極対以上のモータであって、
前記ロータの前記Ｎ極磁極とＳ極磁極との境界部を円周方向に反時計回転方向に移動した境界部ＲＣＣＷと、
前記ロータの前記Ｎ極磁極とＳ極磁極との境界部を円周方向に時計回転方向に移動した境界部ＲＣＷとを備え、
前記ロータの円周方向の複数のロータ磁極の形状を電気角の０°〜３６０°に割り当てて見るとき、前記の境界部ＲＣＣＷと前記境界部ＲＣＷとの円周方向の間に位置する２つ以上のロータ磁極の磁気的特性を合成して前記第３のロータ磁極であるＸ極磁極を構成することを特徴とするモータ。
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