JP2013219918A - モータ - Google Patents

Abstract

【課題】単相交流モータの断続トルクの問題を解消する。
【解決手段】ロータのＮ極磁極と、ロータのＳ極磁極と、Ａ相ステータ磁極と、Ａ相巻線と、Ｂ相ステータ磁極と、Ｂ相巻線、および、Ｃ相ステータ磁極で非対称な２相モータを構成する。Ａ相トルクとＢ相トルクのロータ回転角位相が異なる構成とし、各相のトルク断続領域を補い合うことにより、円周方向の全周においてトルクの発生を可能とする。特に、Ａ相トルクとＢ相トルクとがロータの回転に伴って急変する領域においては、巻線を持たないＣ相ステータ磁極へ起磁力が印加するような通電方法により安定したＣ相トルクの発生を実現する。単相モータに近い簡素な構成で、断続トルクの問題を解消し、トルクリップルの問題を低減し、低コストと高効率と小型を実現する。
【選択図】 図１

Description

本発明は、自動車やトラック等に搭載されるモータに関する。また、産業用機器、家庭電化製品などへの適用も可能である。

３相交流モータは、従来より各種用途へ広く使用されている。しかし、更なる簡素化、低コスト化、高効率化が求められている。
低コストなモータシステムとして、単相交流モータがファンなどの用途に多く使用されている。単相全波の電圧、電流で制御するか、あるいは、いわゆる２相半波といわれる制御が行われている。ファンなどの用途では、アウターロータタイプのモータで、小型のモータであることが多い。
単相交流モータの断面図の例を図１８に示す。モータの電磁気的な作用の理解が容易なように、２極のインナーロータタイプのモータモデルを図示している。製品としては、４極、６極、８極などに多極化した構成で使用することが多い。

Ｄ１はＡ相ステータ磁極で、Ｄ２とＤ３はＡ相ステータ磁極Ｄ１へ巻回したＡ相巻線である。Ｄ４はＡ／相ステータ磁極で、Ｄ５とＤ６はＡ／相ステータ磁極Ｄ４へ巻回したＡ／相巻線である。Ａ相とＡ／相とは図１８の紙面で上下に対称に配置していて、単相交流のモータである。前記Ａ相巻線とＡ／相巻線とは並列あるいは直列に接続して通電、駆動することができる。Ｄ９はステータのバックヨークである。図１８のロータは、Ｄ７がＮ極磁石、Ｄ８がＳ極磁石で、１Ｂはロータ軸である。
単相交流のモータは、簡素な構成で低コスト化が図れる特徴がある。しかし欠点として、トルクリップルが大きい問題がある。また、トルクの断続点があるため、モータが停止しているときの起動では、ロータ回転位置によっては起動できない場所も発生する。起動を可能とする種々の方法が提案されている。

図１８のモータでは、起動を可能とするため、ロータが回転停止するときに磁石の吸引力により特定回転位置に停止するような構成としている。具体的には、ステータ磁極Ｄ１とロータとの間のエアギャップ長が不均一な構成としていて、エアギャップ長の小さな回転位置へロータ磁極が吸引されるような構成としている（特許文献１参照）。
トルクの発生が可能な回転位置にロータが停止していれば、単相交流モータであっても起動することが可能である。起動することができれば、ロータの慣性力を使いながら、連続回転を行うことができる。

図１８に示すような単相交流モータは、モータおよびその駆動回路が簡素であり、低コスト化が可能であるという大きな特徴がある。また、単相交流モータは、電磁気的には全磁束が単一の巻線に鎖交する構成であり、（磁束×電流）の平均値は大きく平均電力的には優れた構成である。
また、簡素な構成のモータの例として、例えば、特許文献２に記載された２相交流モータがある。

特開２００６−２０４５９号公報（図３） 特開平９−１６３７１０号公報

しかし、上記の単相交流モータは、発生トルクが断続的であり、振動、騒音の問題がある。また、停止時の起動についても、負荷の大きさ、負荷側からのトルクによっては起動できない場合も有り、不安が残る。また、起動トルクを発生させるための工夫により、モータのトルク出力平均値が低下するという設計上の問題もある。
また、２相交流モータは、駆動回路の電力素子の数が３相交流モータの電力素子の数よりむしろ多くなり、低コスト化の点では好ましくないという問題がある。
本発明は、上記事情に基づいて成されたものであり、その目的は、単相モータの特徴を持ち、且つ、単相モータの欠点である断続トルクの問題を解消して連続的なトルク出力が可能なモータを提供することにある。

請求項１に記載のモータは、永久磁石を使用するブラシレスモータであって、ステータに配置するＡ相ステータ磁極と、前記Ａ相ステータ磁極に巻回するＡ相巻線Ｗａと、前記Ａ相ステータ磁極と同一の円周上に配置するＢ相ステータ磁極と、前記Ｂ相ステータ磁極に巻回するＢ相巻線Ｗｂと、前記Ａ相ステータ磁極と同一の円周上に配置していて前記ステータとロータとの間に磁束を通過させるＣ相ステータ磁極と、前記ロータのＮ極磁極と、前記ロータのＳ極磁極とを備えることを特徴とするモータである。
この構成によれば、簡素な構成のモータでありながら、単相モータのようなトルクの断続点が無いのでトルクリップルが小さく、確実に起動することが可能なモータとすることができる。また、平均トルク出力を大きくすることができ、高効率化、小型化、低コスト化が可能である。

請求項２に記載のモータは、請求項１において、前記Ｃ相ステータ磁極のロータに面している形状の円周方向幅θｃが電気角で９０°以下であることを特徴とするモータである。この構成によれば、簡素な構成のモータでありながら、単相モータのようなトルクの断続点が無いのでトルクリップルが小さく、確実に起動することが可能なモータとすることができる。また、平均トルク出力を大きくすることができ、高効率化、小型化、低コスト化が可能である。
なお、ステータ磁極の円周方向にはスロットの開口部の円周方向幅があること、ステータ磁極の円周方向両端形状が製作性や低騒音化などのために単純形状でないことなどにより、ステータ磁極の円周方向幅の定義が難しいことがある。相対的には、Ａ相ステータ磁極とＢ相ステータ磁極の円周方向幅に対し、Ｃ相ステータ磁極の円周方向幅がおおよそ１／２以下の形状とする。Ｃ相ステータ磁極の円周方向幅が小さい方がモータのトルク出力平均値を向上でき、モータ効率を向上できる。逆に、Ｃ相ステータ磁極の円周方向幅が小さすぎるとトルク低下部のトルク値が低下する。

請求項３に記載のモータは、請求項１において、ロータ表面の前記Ｎ極磁極と前記Ｓ極磁極との境界部Ｆｎｓが前記Ａ相ステータ磁極と前記Ｂ相ステータ磁極との境界部Ｆａｂに差し掛かる範囲において、前記Ａ相巻線Ｗａと前記Ｂ相巻線Ｗｂとの両方へ同一方向の電流を通電することを特徴とするモータである。
この構成によれば、Ａ相のトルクとＢ相のトルクが増減して移り変わる領域において、安定したトルクが得られるような電流の通電行うモータとすることができる。

請求項４に記載のモータは、請求項１において、ロータ表面の前記Ｎ極磁極と前記Ｓ極磁極との境界部Ｆｎｓが前記Ｃ相ステータ磁極へ対向する範囲において、モータへ通電する電流の値を大きくして制御するであることを特徴とするモータである。
この構成によれば、トルクが低下するロータの位置において、電流の振幅を大きくするので、トルクリップルを低減することができる。

請求項５に記載のモータは、請求項１において、前記Ａ相ステータ磁極から円周方向に見て、ステータとロータとのエアギャップの近傍において、前記Ａ相ステータ磁極の円周方向中心角度位置θａｘ、前記Ｂ相ステータ磁極の円周方向中心角度位置θｂｘ、前記Ｃ相ステータ磁極の円周方向中心角度位置θｃｘとし、前記Ａ相ステータ磁極のバックヨークから歯の先端にかける磁路Ｐａの円周方向中心角度位置θａｐ、前記Ｂ相ステータ磁極のバックヨークから歯の先端にかける磁路Ｐｂの円周方向中心角度位置θｂｐ、前記Ｃ相ステータ磁極のバックヨークから歯の先端にかける磁路Ｐｂの円周方向中心角度位置θｃｐとするとき、（θｂｘ−θａｘ）の大きさより（θｂｐ−θａｐ）の大きさの方が大きくなる構成とすることを特徴とするモータである。
この構成によれば、ステータの各スロットの面積を均等に配分することができ、前記Ａ相巻線Ｗａと前記Ｂ相巻線Ｗｂと効率よく巻回することができ、占積率を向上することができるのでジュール損を低減でき、モータの効率を向上することができる。

請求項６に記載のモータは、請求項１において、前記Ａ相巻線Ｗａの両端の端子がＴａ１とＴａ２であり、前記Ｂ相巻線Ｗｂの両端の端子がＴｂ１とＴｂ２であり、両巻線ＷａとＷｂの誘起電圧の位相が近い方の端子がＴａ１とＴｂ１であるとき、これらの両端子を接続し、直流電源ＰＳの正側にトランジスタＴＲ２１を配置し、負側にトランジスタＴＲ２２を配置し、これら両トランジスタの接続点に前記の両端子Ｔａ１とＴｂ１を接続して、前記Ａ相巻線Ｗａの電流Ｉａと前記Ｂ相巻線Ｗｂの電流Ｉａとの和である（Ｉａ+ Ｉｂ）の電流を通電し、直流電源ＰＳの正側にトランジスタＴＲ２３を配置し、負側にトランジスタＴＲ２４を配置し、これら両トランジスタの接続点に前記の端子Ｔａ２を接続して、前記Ａ相巻線Ｗａの負の電流（−Ｉａ）を通電し、直流電源ＰＳの正側にトランジスタＴＲ２５を配置し、負側にトランジスタＴＲ２６を配置し、これら両トランジスタの接続点に前記の端子Ｔｂ２を接続して、前記Ｂ相巻線Ｗｂの負の電流（−Ｉｂ）を通電して駆動することを特徴とするモータである。
この構成によれば、本発明モータの電圧特性、電流特性を配慮した巻線の結線方法とすることができ、従って、駆動回路のトランジスタで効率良く電圧を印加することができ、効率よく電流を通電することができる。その結果、一部トランジスタをＡ相、Ｂ相の両相に共用することにより電力素子の素子数を減少させ、各トランジスタの利用率を高くすることによりインバータ全体の電流容量を低減することができる。そして、モータシステムとしての小型化と低コスト化を実現することができる。

請求項７に記載のモータは、請求項１において、前記Ａ相巻線Ｗａは電気的に独立し、並列に巻回した２個の巻線Ｗａ１とＷａ２であり、前記Ｂ相巻線Ｗｂは電気的に独立し、並列に巻回した２個の巻線Ｗｂ１とＷｂ２であることを特徴とするモータである。
この構成によれば、両相の巻線が２個の並列巻線とすることにより電圧の印加、通電と磁気エネルギーの回生とを分離することによりトランジスタの数を半分にすることができる。そして、駆動回路の小型化、コスト低減が可能である。

本発明モータの構成を示す２極モデルの断面図である。 図１のモータを８極にしたモータの断面図である。 正弦波波形の電圧と電流およびパワーあるいはトルクを示す図である。 矩形波波形の電圧と電流およびパワーあるいはトルクを示す図である。 図１に示すロータの回転位置が反時計回転方向ＣＣＷへ９０°回転したモータ断面図である。 図１に示すロータの回転位置が反時計回転方向ＣＣＷへ約１８０°回転したモータ断面図である。 図６に示すロータの回転位置がＣＣＷへスロットの開口部の角度だけＣＣＷへ回転したモータ断面図である。 図７に示すロータの回転位置がさらにＣＣＷへ回転したモータ断面図である。 図１のモータ構成で、モータの電圧Ｖａ、Ｖｂ、Ｖｃと電流Ｉａ、ＩｂとトルクＴｍおよび電流のトルク補償値の例を示す図である。 トルク補償を行ったモータの電圧Ｖａ、Ｖｂと電流Ｉａ、Ｉｂの例を示す図である。 図２のモータ構成の拡大図で、Ａ相、Ｂ相、Ｃ相のステータ磁極とＡ相巻線、Ｂ相巻線の角度と位置の関係を示す図である。 図１１のモータ構成で、各巻線の断面積を拡大し、かつ、均一になるように形状を修正したモータの断面図である。 図２のモータ構成の一部のステータ磁極を分割コアの構成としたモータの断面図である。 図１３のモータ構成で、分割コアとするステータ磁極を取り除いたステータの形状図である。 ８個のトランジスタでＡ相とＢ相の２相電流を通電する駆動回路の例である。 ６個のトランジスタでＡ相とＢ相の２相電流を通電する駆動回路の例である。 ４個のトランジスタでＡ相とＢ相の２相電流を通電する駆動回路の例である。 従来技術に係る単相交流モータの断面図である。

本発明のモータは、非対称な形状の２相の交流モータである。図１８に示した単相交流モータに近いモータ構成であるが、単相交流モータの弱点である断続トルクの問題を解決する。従って、停止状態からの起動、加速が不安定であるというような問題が無く、トルクリップルの問題と振動、騒音の問題も改善する。
また、本発明のモータは、３相交流モータと比較すると、モータ構成が簡素なので製作が容易であること、巻線と磁気回路の利用率が高いので高効率、小型であることなどにより、低コスト、高効率、小型のモータとすることができる。この点は、単相交流モータと同様である。
モータの駆動回路についても、トランジスタなどの電力素子の利用率を高くすることが可能であり、低コスト、小型とすることができる。具体的には後に示すように、３相交流モータの駆動回路に比較してトランジスタの電流容量を低減することができる。

（実施例１）
具体的な本発明のモータ構成を図１の断面図に示す。
１２はモータ１１のＡ相ステータ磁極であり、１３と１４で示すＡ相の集中巻き巻線を巻回している。１５はＢ相ステータ磁極であり、１６と１７で示すＢ相の集中巻き巻線を巻回している。１８はＣ相ステータ磁極で巻線を巻回していない。なお、目的に応じてＣ相ステータ磁極へ巻線を付加することは可能である。各相のステータ磁極の円周方向角度幅θａ、θｂ、θｃは、図１の場合、１６０°、１６０°、４０°である。
１９はロータのＮ極磁極で、永久磁石により構成している。１ＡはロータのＳ極磁極で、永久磁石により構成している。１Ｂはロータ軸である。特に本発明モータでは、ロータ磁極の円周方向の磁束分布が正弦波状の磁束分布ではなく、台形波状の磁束分布あるいは矩形波状の磁束分布としている。後に示すように、台形波状の磁束分布とすることにより、断続トルクの問題の解消、モータのトルク平均値の向上を実現する。

図２は図１の２極のモータ１１を８極に多極化した構成である。
図１のモータ構成は、電磁気的な作用が理解し易いように２極の構成を示したが、実際には、ステータバックヨークの厚み低減のため、磁石厚みの低減、コイルエンド長さの縮小、モータの製作性などの観点で４極、６極、８極などに多極化して設計し、使用することが多い。
図２の２１はＡ相ステータ磁極であり、２２と２３で示すＡ相の集中巻き巻線を巻回している。２４はＢ相ステータ磁極であり、２５と２６で示すＢ相の集中巻き巻線を巻回している。２７はＣ相ステータ磁極で巻線を巻回していない。他のステータ磁極と巻線は同様である。２８はロータのＮ極磁極で、２９はロータのＳ極磁極で、永久磁石により構成している。

次に、正弦波の電圧Ｖと正弦波の電流Ｉおよび電力Ｐｉｎ、トルクＴについて図３に示し、説明する。
単相交流モータを想定していて、水平軸はロータ回転角θｒの電気角の角度値である。図３の（１）に示すＥ１は振幅が１の正弦波形状の波形であり、電圧Ｖおよび電流Ｉを想定している。図３の（２）のＥ２に、前記電圧Ｖと電流Ｉの積である電力Ｐｉｎをしめしている。Ｅ２は（１）式に示すように、正の値であって平均値が０．５で、振幅が０．５で、２倍の周波数となる。モータが一定回転で回転している場合、トルクＴもＥ２に比例する。
ｓｉｎ（θｒ）×ｓｉｎ（θｒ）＝０．５−０．５×ｃｏｓ（２θｒ） （１）
図３のＥ２は平均値が０．５なので、１．０の直流電圧と１．０の直流電流との積である直流電力１．０に比較すると１／２である。従って、この観点では、正弦波の有効利用率は５０％であると見ることができる。

また、単相モータの場合、図３の（２）で、回転位置θｒが０°近傍、１８０°近傍、３６０°近傍において発生トルクが０になり、断続トルクとなることを示している。
本発明モータでは、この断続トルクの問題を解消し、かつ、前記の有効利用率５０％を１００％に近づけようとするものである。この有効利用率５０％の数字は、モータの高効率化、小型化、低コスト化の余地を示していて、改善の可能性を示している。
なお、３相正弦波の３相交流モータの電力は、図３の（２）に示すＥ２、Ｅ３、Ｅ４の和として考えることができ、その和は直流の値で１．５であり、単純理論的にはトルクの脈動が無く、断続トルクの問題は無い。しかし、前記の有効利用率は５０％である。また、３相交流モータの構成は、単相交流モータに比較してやや複雑である。

次に、正弦波形状を台形波形状化し改善する方法を図４に示し、説明する。
図４の（１）の正弦波形状Ｆ２に対して台形波形状のＦ１は矩形波に近く、Ｆ１が電圧と電流であると仮定した場合の電力は図４の（２）のＦ３となる。モータの場合、そのトルクはＦ３に比例した値となる。Ｆ７の回転位置領域ではトルクが低下するが、大半の回転位置領域であるＦ８では前記の有効利用率は１００％であり、全回転位置領域で見ても、正弦波の二乗であるＦ４に比較してＦ３は大幅に改善している。Ｆ６の破線で示す領域では、電力およびトルクが低下するので、後に示す改善策が必要である。

次に、前記のＦ８の領域における、モータの電磁気的な関係、トルクとの関係について説明する。
今、図４のＦ８に示すように電力Ｐｉｎが一定で、電圧Ｖと電流Ｉが一定である状態を想定する。また、機械的出力ＰａはトルクＴとロータの回転角速度ωｒの積である。モータの内部損失は零であると仮定する。
Ｐｉｎ＝Ｖ×Ｉ （２）
Ｐａ＝Ｔ×ωｒ （３）
巻線の巻き回数をＮｗとし、巻線に鎖交する磁束をφとする。
Ｖ＝Ｎｗ×ｄ（φ）／ｄｔ （４）
ロータの回転位置θｒと回転角速度ωｒとは次式の関係である。
ｄ（θｒ）／ｄｔ＝ωｒ （５）

また、磁束の時間変化率であるｄ（φ）／ｄｔは次式のように変形することができる。 ｄ（φ）／ｄｔ＝ｄ（φ）／ｄθｒ×ｄθｒ／ｄｔ
＝ｄ（φ）／ｄθｒ×ωｒ （６）
今、モータの入力電力Ｐｉｎとモータの機械出力Ｐａとが等しいとすると、（２）〜（６）式より次の関係となる。そして、トルクＴの式（９）が得られる。
Ｖ×Ｉ＝Ｎｗ×ｄ（φ）／ｄｔ×Ｉ （７）
＝Ｎｗ×ｄ（φ）／ｄθｒ×ωｒ×Ｉ （８）
＝Ｔ×ωｒ
Ｔ＝Ｎｗ×ｄ（φ）／ｄθｒ×Ｉ （９）

（９）式より、各ステータ磁極が発生するトルクは、それぞれのステータ磁極について、その巻線の巻き回数Ｎｗとそのステータ磁極を通過する磁束φの回転変化率ｄ（φ）／ｄθｒとその巻線に通電する電流Ｉとの積であると言える。また、（９）式は回転角速度ωｒには依存せず、停止時、低速回転時、高速回転時にも成立する式である。
なお、（Ｎｗ×φ）は、該当する巻線の磁束鎖交数Ψでもあり、（９）式のトルクＴは次のようにも書ける。
Ｔ＝Ｎｗ×ｄ（φ）／ｄθｒ×Ｉ＝ｄ（Ψ）／ｄθｒ×Ｉ （１０）
また、（３）式のモータ出力Ｐａは次のようにも書ける。
Ｐａ＝Ｔ×ωｒ＝ ｄ（Ψ）／ｄｔ×Ｉ （１１）
（１０）、（１１）式は磁束鎖交数Ψと電流Ｉで示されていて、モータが磁束と電流との相互作用で動作することを示す物理式である。

次に、（９）式で求めたトルク式の考え方をＡ相ステータ磁極が発生するトルクＴａとＢ相ステータ磁極が発生するトルクＴｂに適用する。
Ｔａ＝Ｎｗ×ｄ（φａ）／ｄθｒ×Ｉａ （１２）
Ｔｂ＝Ｎｗ×ｄ（φｂ）／ｄθｒ×Ｉｂ （１３）
φａはＡ相ステータ磁極を通過し、Ａ相巻線Ｗａに鎖交する磁束であり、ＩａはＡ相巻線Ｗａの電流である。φｂはＢ相ステータ磁極を通過し、Ｂ相巻線Ｗｂに鎖交する磁束であり、ＩｂはＢ相巻線Ｗｂの電流である。

次に、図１に示す本発明モータの作用、特性について説明する。
図５に示すロータ回転位置θｒで反時計回転方向ＣＣＷの方向のトルクを発生させる場合、（１２）式と（１３）式の関係からＡ相鎖交磁束φａとＢ相鎖交磁束φｂについて考える。Ｎ極ロータ磁極１９とＳ極ロータ磁極１Ａの表面の磁束密度は、ロータ磁極の境界部である４１の近傍と４２の近傍を除いてほぼ均一な磁束密度Ｂｏの大きさであると仮定する。Ａ相ステータ磁極を通過する磁束は、対向するロータ表面部分の磁束が通過すると考える。
今、ロータの半径がＲで、モータのロータ軸方向厚みがＬで、Ａ相ステータ磁極の円周方向角度幅がθａで、ロータの磁極境界部の回転角位置がＡ相ステータ磁極の時計回転方向端からθａｘであるとする。そして、図５に示すように、ロータ磁極の境界部４１と４２がそれぞれステータ磁極の円周方向中央部近傍にあると仮定する。
φａ＝Ｂｏ×Ｒ×θａｘ×Ｌ−Ｂｏ×Ｒ×（θａ−θａｘ）×Ｈ
＝２×Ｂｏ×Ｒ×Ｌ×（θａｘ−θａ／２） （１４）

同様に、Ｂ相ステータ磁極の円周方向角度幅がθｂで、ロータの磁極境界部の回転角位置がＢ相ステータ磁極の時計回転方向端からθｂｘであるとする。
φｂ＝２×Ｂｏ×Ｒ×Ｌ×（θｂｘ−θｂ／２） （１５）
なお、従来の３相交流モータではロータ磁極の円周方向磁束密度の分布が正弦波状であると仮定する場合があるが、本発明モータで高効率を追求する場合は、そのロータ磁極磁束分布は正弦波状の磁束分布ではなく、台形状で矩形波に近い形状の磁束分布である。また、ロータ表面の磁束密度は、永久磁石が十分に強力で、巻線電流により変化しないものと仮定する。勿論、本発明モータは、そのロータ磁極磁束分布を正弦波状の磁束分布として使用することもできる。正弦波状と台形状の中間くらいの磁束分布として使用することもできる。

次に、本発明の動作例について、図５から図８のロータ回転位置θｒの動作を図９のトルク特性と合わせて説明する。
ロータ回転位置θｒは、図１の状態をθｒ＝０°とし、ＣＣＷ方向の回転に伴って増加する。図５の状態はθｒ＝９０°で、この時Ａ相ステータ磁極のトルクＴａとＢ相ステータ磁極のトルクＴｂおよびモータトルクＴｍは、（９）式と（１４）、（１５）式より次式となる。
Ｔａ＝２×Ｂｏ×Ｒ×Ｌ×Ｎｗ×Ｉａ （１６）
Ｔｂ＝２×Ｂｏ×Ｒ×Ｌ×Ｎｗ×Ｉｂ （１７）
Ｔｍ＝Ｔａ＋Ｔｂ＝２×Ｂｏ×Ｒ×Ｌ×Ｎｗ×（Ｉａ＋Ｉｂ） （１８）

図５の状態でＡ相巻線１３と１４へシンボルで図示する方向のＡ相電流Ｉａを通電すれば、矢印３８の方向へ起磁力が印加され、Ｎ極磁石１９は吸引され、Ｓ極磁石１Ａへは反発力が発生し、ロータの矢印で示すようにＣＣＷのＡ相トルクＴａが発生する。定量的には、（１６）式の各値をＭＫＳ単位系で代入すれば、Ａ相トルクＴａの単位はＮｍである。また、図５に示す磁束φａ、φｂの向きを正と定義し、図５に示す電流Ｉａ、Ｉｂの向きを正と定義する。同様に、図５の状態でＢ相巻線１６と１７へシンボルで図示する方向のＢ相電流Ｉｂを通電すれば、矢印３９の方向へ起磁力が印加され、Ｓ極磁石１Ａは吸引され、Ｎ極磁石１９へは反発力が発生し、ロータの矢印で示すようにＣＣＷのＢ相トルクＴｂが発生する。定量的には、（１７）式の各値をＭＫＳ単位系で代入すれば、Ｂ相トルクＴｂの単位はＮｍである。

このような関係なので、図５のロータ回転位置θｒ＝９０°の前後の領域では、Ａ相電流ＩａとＢ相電流Ｉｂの値を制御することにより、任意のトルク制御が可能である。
図９は横軸をロータ回転角θｒとし、図９の（３）はロータがＣＣＷの方向へ一定回転数で回転している状態でのＡ相巻線の電圧Ｖａで、実線の特性で示している。Ｂ相巻線の電圧Ｖｂは破線の特性で示している。図９の（２）はロータ回転角θｒ＝１８０°の前後のＡ相巻線の電圧ＶａとＢ相巻線の電圧Ｖｂを、横軸であるロータ回転角θｒの方向へ、４倍程度に拡大した図である。破線の補助線により（３）と（２）との相互の拡大関係を図示している。

Ａ相巻線の電圧ＶａとＢ相巻線の電圧Ｖｂの一般式は、（４）式と（５）式から次式のように書ける。
Ｖａ＝Ｎｗ×ｄ（φａ）／ｄｔ＝Ｎｗ×ｄ（φａ）／ｄθｒ×ωｒ （１９）
Ｖｂ＝Ｎｗ×ｄ（φｂ）／ｄｔ＝Ｎｗ×ｄ（φｂ）／ｄθｒ×ωｒ （２０）
図５のロータ回転位置θｒ＝９０°では、（１４）、（１５）式を代入でき、次式となる。
Ｖａ＝２×Ｎｗ×Ｂｏ×Ｒ×Ｌ×ωｒ （２１）
Ｖｂ＝２×Ｎｗ×Ｂｏ×Ｒ×Ｌ×ωｒ （２２）
図９の（３）のθｒ＝９０°の前後では、電圧Ｖａと電圧Ｖｂは一定値となっている。

次に、図６のロータ回転位置から図７のロータ回転位置までの間の、ロータ磁極の境界部４１がＡ相ステータ磁極１２あるいはＢ相ステータ磁極１５に対向せず、スロット開口部近傍に対向するロータ回転位置での発生トルクＴｍについて説明する。
ロータ磁極の境界部４１がスロット開口部近傍に対抗して存在する時は、磁束がスロット開口部近傍の空間とステータ磁極とロータ磁極の間のいわゆるエアギャップの空間を通ってロータ側からステータ側へ通過する。磁束が回転位置に応じて急激に変化する領域であり、（９）式の磁束がロータ回転に伴い急激に変化するので、（１６）式、（１７）式の様に単純に表現できない。

ここで、Ａ相電流ＩａとＢ相電流Ｉｂを図６に示す方向に通電する。すなわち、Ｂ相電流Ｉｂは負の値とする。そして、電流の振幅は同じとする。この時、次式の関係とする。 Ｉａ＝−Ｉｂ （２３）
図６のＡ相巻線１３に流れる電流とＢ相巻線１６に流れる電流の和は零となり、同一空間の電流和が零なのでキャンセルされ、これらの巻線電流がモータに与える電磁気的な影響は無いことになる。
そして、反対側のＡ相巻線１４の電流ＩａとＢ相巻線の電流Ｉｂとは図示する電流シンボルの方向であり、その方向は同じである。これらの両電流はＣ相ステータ磁極１８の円周方向前後に位置し、結果としてＣ相ステータ磁極の巻線であるかの様な作用をなし、矢印４３で示す方向の起磁力を生成する。この時、Ｃ相トルクＴｃは（２３）式の条件で次式となる。
Ｔｃ＝２×Ｂｏ×Ｒ×Ｌ×Ｎｗ×Ｉａ （２４）

この（２４）式は、ロータ磁極の境界部４２がＣ相ステータ磁極に対向している間は成立するので、ロータ磁極の境界部４１がスロット開口部近傍に対向している範囲では成立することになる。すなわち、Ａ相トルクＴａとＢ相トルクＴｂが不安定な領域では、（２４）式で示されるＣ相トルクが安定して得られることになる。ただし、（２４）式のＣ相トルクＴｃは、図５の状態で（１８）式により得られるトルクの１／２となる。
このように、巻線を巻回していないＣ相ステータ磁極を電流の通電方法により、仮想的にＣ相電流を作り出してＣ相トルクＴｃを生成することになる。この結果、モータの発生トルクが全周で得られることになり、単相モータの断続的なトルクを連続トルクとすることができる。また、（２４）式のＣ相トルクＴｃは、Ｃ相ステータ磁極の円周方向幅の範囲で得られるので、ある程度の高速回転においても時間的な余裕を持って、Ａ相電流ＩａとＢ相電流Ｉｂとを可変して制御することが可能である。

次に、図６のロータ回転位置から図７の回転位置まで回転し、さらにＣＣＷへ回転する回転位置について説明する。
図７よりＣＣＷへ少し回転するとＢ相トルクＴｂが得られることになり、（１３）式あるいは（１７）式のトルクを得ることができる。この時、Ａ相ステータ磁極の鎖交磁束φａの回転変化率ｄ（φａ）／ｄθｒは零なのでＡ相トルクＴａは得られない。
さらにＣＣＷへ回転し、図８で示す回転位置まで回転すると、Ａ相トルクＴａは零で、Ｃ相トルクＴｃも得られず、Ｂ相トルクＴｂだけがＣＣＷ方向のトルクを生成可能な領域となる。

さらにＣＣＷへ回転し、ロータ磁極の境界部４２がＡ相ステータ磁極に差し掛かれば、（１６）、（１７）、（１８）式で示すトルクの生成が可能となり、図５の回転子の状態から１８０°回転した回転位置までＣＣＷのトルクを生成することができる。図５の回転子の状態を始点として１８０°から３６０°間での間のトルク生成は、ロータの磁束方向が逆方向となる関係なので、Ａ相電流ＩａとＢ相電流Ｉｂの正負を逆にすることにより、０°から１８０までと同じ動作を実現できる。
また、ＣＷ方向のトルク発生は、Ａ相電流ＩａとＢ相電流Ｉｂの正負を前記説明の逆にすることにより、図５の回転角位置からＣＷ方向へ−１８０°へ、そして−３６０°までと、逆の動作を実現できる。

以上のロータ回転角θｒ＝１８０°の前後の動作は図９の電圧Ｖａ、Ｖｂと電流Ｉａ、ＩｂとトルクＴｍで説明することもできる。図５から図８の説明では、磁束φと電流Ｉで説明したが、（２）式から（９）式に示したように、電圧Ｖと電流Ｉで説明することができる。すなわち、磁束φと電圧Ｖの関係は（４）式であり、同じ物理現象を異なる方法で表現しているといえる。
図９の（２）はロータ回転角θｒ＝１８０°の前後のＡ相巻線の電圧ＶａとＢ相巻線の電圧Ｖｂをロータ回転角θｒの方向へ拡大している。５１の点はθｒ＝１８０°−（θｃ＋２θｓ）／２であり、５２の点はθｒ＝１８０°−θｃ／２であり、５３の点はθｒ＝１８０°−θｓ／２であり、５４の点はθｒ＝１８０°＋θｓ／２であり、５５の点はθｒ＝１８０°＋θｃ／２であり、５６の点はθｒ＝１８０°＋（θｃ＋２θｓ）／２である。なお、上記のθｓは、ステータ磁極の円周方向にあるスロット開口部の円周方向幅である。

図９の（２）において、Ａ相巻線の電圧Ｖａはロータ回転位置θｒが５３の点までは（２１）式の電圧であるが、５３の点以降はロータ磁極の境界部４１がスロットの開口部へ差し掛かるので急激に磁束の増加率が零となり、ロータがＣＣＷの方向へ一定回転数で回転していても（１９）式からＶａは零となる。
ロータがさらにＣＣＷへ回転し、５５の点に差し掛かると、すなわち、ロータ磁極の境界部４２がＣ相ステータ磁極とＡ相ステータ磁極の間のスロット開口部へ差し掛かると、Ａ相ステータ磁極へＳ極磁極１Ａの磁束が増加し始め、（１９）式からＶａは負の電圧となる。

図９の（２）において、Ｂ相巻線の電圧Ｖｂはロータ回転位置θｒが５１の点までは（２２）式の電圧であるが、５１の点以降はロータ磁極の境界部４２がＢ相ステータ磁極とＣ相ステータ磁極との間のスロット開口部へ差し掛かるので、Ｓ極磁極の磁束の増加がなくなり、ロータがＣＣＷの方向へ一定回転数で回転していても（２０）式からＶｂは零となる。
ロータがさらにＣＣＷへ回転し、５３の点に差し掛かると、すなわち、ロータ磁極の境界部４１がＡ相ステータ磁極とＢ相ステータ磁極の間のスロット開口部へ差し掛かると、Ｂ相ステータ磁極へＮ極磁極１９の磁束が増加し始め、（２０）式からＶｂは負の電圧となる。

ここで、Ｃ相ステータ磁極には巻線が巻回されていないが、Ｃ相巻線が巻回されていると仮定して仮想のＣ相電圧Ｖｃを求める。Ｃ相ステータ磁極を通過する磁束φｃを使用して、また、（１９）式、（２０）式と同様に、Ｃ相電圧Ｖｃは次式となる。
Ｖｃ＝Ｎｗ×ｄ（φｃ）／ｄｔ＝Ｎｗ×ｄ（φｃ）／ｄθｒ×ωｒ （２５）
Ｖｃ＝−Ｖａ+ Ｖｂ （２６）
このＣ相の仮想電圧Ｖｃは 図９の（４）にとなる。図１における磁束の方向の定義をステータ側からロータ側の方向としたため、Ｂ相電圧Ｖｂが負の値となっている。なお、Ａ相ステータ磁極とＢ相ステータ磁極とＣ相ステータ磁極とをロータ側からステータ側へ通過する磁束の総和は零である。

次に、図９の（１）に示す実線のＡ相電流Ｉａと破線のＢ相電流Ｉｂについて説明する。図９の（２）の電圧特性から、５３の点から５４の点まではＡ相電圧ＶａとＢ相電圧Ｖｂが急激に変化し、不安定であるが、Ｃ相電圧Ｖｃは安定している。また、５２の点から５５の点まではＡ相電圧ＶａとＢ相電圧Ｖｂとの両方を電力的に活用することができない。また、Ａ相電流ＩａはＡ相電圧Ｖａが零の区間で正負の値を切り替えることにより効果的にトルクを得ることができる。これらの条件から、図９の（１）に示す実線のＡ相電流Ｉａと破線のＢ相電流Ｉｂを導くことができる。

そして、モータの発生トルクＴｍは、（３）式より図９の（６）に示す特性となる。ロータ磁極の境界部の４１と４２のどちらかがＣ相ステータ磁極に対向する間はモータトルクＴｍが１／２となる。しかし、ロータの全周においてトルク発生が可能であり、連続トルクを生成することができる。従って、単相モータに近いモータ構成でありながら、どのような回転位置で停止していても起動トルクを生成することができる。
また、図９の（６）に示す程度の凹凸のトルク特性であっても問題なく使用でき、むしろモータ高率、あるいは、駆動回路を含めたモータシステムのコスト低減の方が重要な用途は少なくない。

前記の凹凸のトルク特性を補償してより均一なトルク特性とすることも可能である。図９の（７）は図９の（６）の凹凸のトルク特性をより均一なトルク特性とする補償特性である。図５、図６、図９に示したように、ロータ表面の前記Ｎ極磁極と前記Ｓ極磁極との境界部４１、４２が前記Ｃ相ステータ磁極へ対向する範囲において、モータへ通電する電流の値を大きくして制御するものである。
具体的には、図９の（７）の倍率を図９の（５）に示す電流Ｉａ、Ｉｂへ乗じた値の電流として通電することにより、図９の（６）の凹凸のトルク特性をより均一なトルク特性とすることができる。特にモータの低速回転でトルク脈動が目立って図９の（６）の凹凸のトルク特性が有害となることがあるが、モータの低速回転では補償制御の時間的な余裕があり、より正確なトルク補償制御ができるので、効果的な方法である。

図１０の（２）に電流振幅を補償制御したＡ相電流ＩａとＢ相電流Ｉｂの例を、ロータ回転角θｒが１８０°前後について拡大して示す。図１０の（１）は図９の（１）同じ特性であり、補償する前の電流である。図１０の（４）は図９の（７）に示す補償特性と同じである。また、図１０の（３）は図９の（２）に示す電圧特性であり、図１０の（２）と（３）のＡ相とＢ相の電流と電圧の積和が一定値となっている。
現実的なトルク脈動の補償は、図１０の（２）に示す形状の電流特性とは限らず、図１０の（３）の上部に示すθｃの領域で電流振幅を増加させれば、モータのトルク脈動を減少させることが可能である。

ここで、あらためて本発明モータの構成、形状などについて説明する。
例えば、ステータ磁極の円周方向にはスロットの開口部の円周方向幅θｓがあること、ステータ磁極の円周方向両端形状が製作性や低騒音化などのために単純形状でないことなどにより、ステータ磁極の円周方向幅の定義が難しいことがある。このステータ磁極の円周方向両端形状は、低騒音化要求が厳しい場合は両端形状の切り上げ、円弧形状化、スキュー、段スキューなどの形状に製作することがある。なお、ロータ磁極の境界部である４１の近傍と４２の近傍の形状についても、製作性の都合、低騒音化のために、スキュー、凹み形状など図１とは異なる形状とすることも多い。永久磁石の固定、ロータの強度確保、リラクタンス力の活用などの目的のため、鉄心に埋め込んだ形状とすることもある。モータ形状の種々変形が可能である。

本発明モータの基本的な形状は図１、図２に示すような形状であり、Ｃ相ステータ磁極幅θｃは電気角で９０°以下の値である。θｃ＝９０°の時、θａ＝１３５°、θｂ＝１３５°である。また、図１に示すように、θｃ＝４０°の時は、θａ＝１６０°、θｂ＝１６０°である。
Ｃ相ステータ磁極の円周方向幅θｃが小さい方がモータのトルク出力平均値を向上でき、モータ効率を向上できる。例えば、図１に示す２極のモータモデル形状の場合、θｃ＝４０°で、スロット開口部の円周方向幅θｓは５°で作図している。θｓが５°であれば、θｃは２０°程度までは縮小することが十分に可能である。θｃ＝２０°の時、Ａ相ステータ磁極幅θａとＢ相ステータ磁極幅θｂは１７０°となり、さらにモータ効率を向上することが可能である。

逆に、Ｃ相ステータ磁極の円周方向幅θｃが小さすぎると、漏れ磁束の影響などにより、トルク低下部のトルク値が低下する。従って、モータの要求特性、製作性の都合、ロータ極数などにより適正なＣ相ステータ磁極の円周方向幅θｃをきめることになる。
前記のように、スロットの開口部の円周方向幅θｓが小さい値であれば、θｓは無視できるが、θｓが大きな値であれば異なる表現も必要である。具体的には、ステータ磁極の形状が突極状の形状となる場合である。

ここで、スロット開口部の円周方向幅θｓを一定値として、各相ステータ磁極のより正確な円周方向幅を、Ａ相ステータ磁極実幅θａｒ、Ｂ相ステータ磁極実幅θｂｒ、Ｃ相ステータ磁極実幅θｃｒとする。これらの値は、図１に示す各相ステータ磁極の円周方向幅θａ、θｂ、θｃよりそれぞれθｓだけ小さい値となる。
θａｒ＝θａ−θｓ （２７）
θｂｒ＝θｂ−θｓ （２８）
θｃｒ＝θｃ−θｓ （２９）
θａｒ＋θｂｒ＋θｃｒ＋３×θｓ＝３６０° （３０）
上式より、Ａ相ステータ磁極実幅θａｒ、Ｂ相ステータ磁極実幅θｂｒ、Ｃ相ステータ磁極実幅θｃｒの値は、スロットの開口部の円周方向幅θｓにも依存することになる。

そこで、現実的な表現として相対的に表現すると、Ａ相ステータ磁極実幅θａｒとＢ相ステータ磁極実幅θｂｒに対し、Ｃ相ステータ磁極実幅θｃｒは、おおよそ１／２以下とも言える。例えば、θｃｒ＝θａｒ／２＝θｂｒ／２であって、Ｃ相ステータ磁極幅θｃ＝９０°であると仮定すると、（２７）、（２８）、（２９）、（３０）式より、θａｒ＝９０°、θｂｒ＝９０°、θｃｒ＝４５°、θｓ＝４５°と計算される。
また、各ステータ磁極の位置関係は、Ａ相ステータ磁極、Ｂ相ステータ磁極の間のスロット開口部の円周方向回転角位置に対して、Ｃ相ステータ磁極は電気角で１８０度異なる位置に配置する。そして、Ａ相ステータ磁極とＢ相ステータ磁極は、ロータ中心に対して点対称ではなく、Ａ相ステータ磁極とＢ相ステータ磁極との間の境界線である図１の１Ｃに対して線対称の形状であるとも言える。

（実施例２）
次に、Ａ相巻線ＷａとＢ相巻線Ｗｂをより効率よく巻回するためのスロット形状の変形方法について図１１と図１２に示し、説明する。
図１１は図２に示した８極の本発明モータの右上側の約１／４を拡大した図である。
６１はＡ相ステータ磁極で、６２と６３は集中巻きで巻回したＡ相巻線である。６４はＢ相ステータ磁極で、６５と６６は集中巻きで巻回したＢ相巻線である。６７と６８はＣ相ステータ磁極で、巻線は巻回していない。なお、図１１において、一点鎖線は、各ステータ磁極の中心、および、各ステータ磁極の境界を示しており、各一点鎖線の角度位置を付記している。
Ａ相ステータ磁極６１は２６．２５°の角度を中心として３７．５°の円周方向幅であり、電気角では１５０°の円周方向幅である。Ｂ相ステータ磁極６４は６３．７５°の角度を中心として３７．５°の円周方向幅であり、電気角では１５０°の円周方向幅である。Ｃ相ステータ磁極は９０°の角度を中心として１５°の円周方向幅であり、電気角では６０°の円周方向幅である。

図１１を見ると、もしＣ相ステータ磁極の巻線が存在すれば巻回されるべきスペース６９、６Ａの部分が空きスペースとなっている。この空きスペース６９、６Ａを活用してＡ相巻線６２、６３とＢ相巻線６５、６６を巻回すれば巻線の抵抗値を小さくすることができることになる。ただし、電磁気的な特性を維持するためには、ロータと対向する各ステータ磁極の内周側形状は変えない。６Ｂ、６Ｃはロータの永久磁石である。
図１２は、前記条件で図１１の形状を変形、修正した例である。７９は、前記Ａ相ステータ磁極のバックヨークから歯の先端にかける磁路Ｐａの円周方向中心角度位置を時計回転方向ＣＷへ移動した形状である。破線で示す７１、７３が移動前の磁路Ｐａの形状で、実線で示す７２、７４が移動後の磁路Ｐａの形状である。この時、ロータと対向するＡ相ステータ磁極の内周側形状は変えていない。一点鎖線で示す７５と７７が移動前のＡ相巻線で、実線で示す７６と７８が移動後のＡ相巻線である。前記の空きスペース６９を活用しているので、Ａ相巻線の断面積が広くなっている。

Ｂ相の磁路と巻線については、一点鎖線で示す４５°の中心線に対して、Ａ相の磁路と巻線と完全に対称形状としている。７Ｊは、前記Ｂ相ステータ磁極のバックヨークから歯の先端にかける磁路Ｐｂの円周方向中心角度位置をＣＣＷへ移動した形状である。破線で示す７Ａ、７Ｃが移動前の磁路Ｐｂの形状で、実線で示す７Ｂ、７Ｄが移動後の磁路Ｐｂの形状である。この時、ロータと対向するＢ相ステータ磁極の内周側形状は変えていない。一点鎖線で示す７Ｅと７Ｇが移動前のＡ相巻線で、実線で示す７Ｆと７Ｈが移動後のＡ相巻線である。前記の空きスペース６Ａを活用しているので、Ｂ相巻線の断面積が広くなっている。

図１１の形状から図１２への形状変更は次のようにも言える。すなわち、前記Ａ相ステータ磁極から円周方向に見て、ステータとロータとのエアギャップの近傍において、前記Ａ相ステータ磁極の円周方向中心角度位置θａｘ、前記Ｂ相ステータ磁極の円周方向中心角度位置θｂｘ、前記Ｃ相ステータ磁極の円周方向中心角度位置θｃｘとし、前記Ａ相ステータ磁極のバックヨークから歯の先端にかける磁路Ｐａの円周方向中心角度位置θａｐ、前記Ｂ相ステータ磁極のバックヨークから歯の先端にかける磁路Ｐｂの円周方向中心角度位置θｂｐ、前記Ｃ相ステータ磁極のバックヨークから歯の先端にかける磁路Ｐｂの円周方向中心角度位置θｃｐとするとき、（θｂｘ−θａｘ）の大きさより（θｂｐ−θａｐ）の大きさの方が大きくなる構成とするものである。

なお、前記の変形の主旨、目的は、Ｃ相の空きスペースをＡ相巻線とＢ相巻線のスペースとして有効に活用することであり、その主旨で異なる形状へ変形することも可能である。また、図１２に示す本発明モータの構成では、巻線の断面積を３相交流モータに比較して拡大することができる。ロータの磁束が本発明モータと３相モータでは同一であり、ロータからステータバックヨークまでの歯の磁路幅の合計が同一であると仮定すると、残った空きスペースがスロットとして巻線巻回に利用されることになるので、スロットの合計断面積は両モータで等しいことになる。本発明モータがＡ相とＢ相の２相であって、３相交流モータがＵ相とＶ相とＷ相の３相なので、本発明モータの巻線抵抗は相対的に２／３に低減することができる。そして、巻線抵抗のジュール損は２／３に低減できることになる。従ってこの点で、高効率化、小型化、低コスト化が可能である。

（実施例３）
次に、ステータの電磁鋼板を分割し、分割したステータコアを組み合わせてステータコアを構成する例を、図１３、図１４に示し説明する。
図２に示す８極の本発明モータのステータコアを分割する例である。図１３の８１、８７は分割したＡ相ステータ磁極である。８４、８Ａは分割していないＡ相ステータ磁極である。８５、８Ｂは分割したＢ相ステータ磁極である。８２、８８は分割していないＢ相ステータ磁極である。８３、８９は分割したＣ相ステータ磁極である。８Ｃ、８６は分割していないＣ相ステータ磁極である。８Ｅ、８Ｄのように２重線で示す部分が完全に分割、あるいは、部分的に分割する部位である。

このように、ステータをいくつかに分割して構成することができる。ステータコアを分割することにより、各ステータ磁極への巻線の巻回が容易となり、ステータ製作を容易にすることができ、巻線の占積率を向上することができる。その反面、組み立てが必要なこと、ステータ磁路の磁気抵抗が増加すること、ステータの剛性が低下することには注意を要する。
図１４は、図１３で分割したステータコアを破線で示した図である。８Ｅ、８Ｄのように２重線で示す部分は、部分的に分割している例で、図１４が一体となった構成の例である。円周方向に１個おきにステータ磁極を分割コアとしている。従って、各ステータ磁極の間には巻線を巻回する時に自由に使えるスペースができているので、巻線巻回を容易にすることができる。なお、分割した各ステータ磁極のコアへは個別に巻線を巻回することができる。

（実施例４）
図１５はＡ相巻線Ｗａの電流ＩａとＢ相巻線Ｗｂの電流Ｉｂとを、交流電圧を印加し交流電流を通電する駆動回路の例である。８個の電力素子であるトランジスタを使用した例である。ＴＲ１、ＴＲ２、ＴＲ３、ＴＲ４はＡ相巻線の電圧Ｖａ、電流Ｉａを駆動する。ＴＲ５、ＴＲ６、ＴＲ７、ＴＲ８はＢ相巻線の電圧Ｖｂ、電流Ｉｂを駆動する。各トランジスタには逆並列にダイオードを配置している。図１５はＡ相とＢ相の２組の交流駆動回路を、電気的に独立して構成している。図１５の構成はごく自然な構成であるが、改良の可能性はある。

具体的な改良方法は、図１６に示すように、トランジスタの数を減少し、６個にする方法である。図９（３）と（５）に示すように、本発明のモータの特性として、Ａ相電圧ＶａとＡ相電流ＩａはＢ相電圧ＶｂとＢ相電流Ｉｂに一部の波形形状が異なるが、大半の部分ではほぼ同じ電圧と電流とすることができる。従って、図１５のトランジスタＴＲ１とＴＲ５の機能を図１６のＴＲ２１で機能させ、図１５のトランジスタＴＲ２とＴＲ６の機能を図１６のＴＲ２２で機能させることが可能である。この時、図１６の構成では、Ａ相巻線Ｗａの片端とＢ相巻線の片端とをトランジスタＴＲ２１とＴＲ２２の接続点である端子Ｂ１へ共通に接続する。図１５の他のトランジスタＴＲ３、ＴＲ４、ＴＲ７、ＴＲ８は、それぞれ、図１６のＴＲ２３、ＴＲ２４、ＴＲ２５、ＴＲ２６に相当する。
このように、２相のモータ巻線の駆動用トランジスタを共通化するためには、２巻線それぞれの電圧と電流との両方の位相がある程度揃っていると効果的に構成することができる。Ａ相とＢ相の電圧と電流の両位相が揃っていれば、電力的に利用率を低下させることなく各トランジスタを活用することができる。

本発明モータは、２相モータであるが単相モータに近い電気的特性としている。そして、図１６に示すように、端子Ｂ１へＡ相巻線ＷａとＢ相巻線の電圧と電流の位相が揃うように共通に接続している。Ａ相巻線Ｗａの他の端子Ｂ２は、ＴＲ２３とＴＲ２４で電圧Ｖａと電流Ｉａを制御できるので、Ｂ相巻線とは異なった制御が可能である。Ｂ相巻線Ｗｂの他の端子Ｂ３は、ＴＲ２５とＴＲ２６で電圧Ｖｂと電流Ｉｂを制御できるので、Ａ相巻線とは異なった制御が可能である。
また、図１５、図１６に示すような回路構成において、トランジスタの数はそのベース回路の数、および、制御の複雑さにも関係し、コストへの依存性がある。勿論、トランジスタの数が少ない方が低コスト化が容易であることが一般的である。また、回路からモータへの接続線の数も４本から３本に低減することができる。これらの観点で、図１５に示した回路構成に対して図１６の回路構成は、小型化、低コスト化の観点で優れている。

また、３相交流モータのインバータと比較して、図１６のインバータの各トランジスタの電流容量について、相対的に評価する。図示しないが、よく使用される３相交流モータとインバータの構成は、図１６に示すような６個のトランジスタで構成し、３個の３相巻線Ｗｕ、Ｗｖ、Ｗｗを星型結線してその各端子ＵＴ、ＶＴ、ＷＴへ電圧を印加し、３相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを供給する。例えば、３相交流モータの通電状態の一つが、前記端子ＵＴからＶＴとＷＴへ均等に電圧を印加し、電流ＩｕとＩｖ＝−Ｉｕ／２とＩｗ＝−Ｉｕ／２を通電する状態である。

類似の通電状態を本発明モータの図１６で考えると、端子Ｂ１から端子Ｂ２とＢ３へ均等に電圧を印加し、電流ＩａとＩｂを均等に通電する状態である。図９（３）と（５）のロータ回転角θｒ＝９０°における、Ａ相電圧ＶａとＡ相電流ＩａおよびＢ相電圧ＶｂとＢ相電流Ｉｂである。この時、本発明モータと３相交流モータの場合を比較して、トランジスタＴＲ２１とＴＲ２２で流さなければならない電流の大きさ（Ｉａ+ Ｉｂ）は、３相交流モータの前記電流Ｉｕとほぼ同じである。端子Ｂ２と端子Ｂ３に流れる電流はＩａとＩｂであって、端子Ｂ１の電流の１／２の大きさである。

本発明モータは単相モータに近い電圧と電流の特性であり、かつ、図９（３）と（５）に示すように、正弦波ではなく矩形波状の電圧と電流である場合、ＴＲ２３とＴＲ２４とＴＲ２５およびＴＲ２６の電流容量はＴＲ２１とＴＲ２２の電流容量の１／２とすることができ、トランジスタの電流容量の低減が可能である。電圧、電流の波形を矩形波に近づけると、各トランジスタを活用する割合を利用率とすると、利用率を１００％に近づけることが可能である。結局、トランジスタＴＲ２１とＴＲ２２の電流容量は３相交流モータのトランジスタ電流容量とほぼ同じであるが、ＴＲ２３とＴＲ２４とＴＲ２５およびＴＲ２６の電流容量は３相交流モータのトランジスタ電流容量の１／２に近づけることができる。従って、全体のトランジスタの電流容量の３相交流に対する相対値は（１＋１＋１／２＋１／２＋１／２＋１／２）／６＝２／３となり、駆動回路の小型化、低コストが可能である。このように、トランジスタの数を８個から６個へ減少し、かつ、トランジスタ電流容量の総和を３相交流モータに比較して２／３へ減少することは、本発明モータの独特の特性であり、特有の効果である。

また、同様の計算により、図１５の構成のトランジスタの数は８個であるが、各トランジスタの電流容量の総和は、３相交流モータの場合に比較して２／３へ減少することができる。その観点で、３相交流モータの駆動回路に比較して、本発明モータの駆動回路を小型化、低コストが可能である。
３相交流の場合、図３に示すように正弦波であれば利用率が５０％である。さらに、矩形波化しても、モータ巻線の接続が星型結線であれば、３個の端子であることから常に１／３に相当する部分は使用していないことになり、利用率は２／３となり、６６．７％であると言える。この利用率の観点では、３相交流交流モータのシステムは、１００％へ近づけるような改善の余地があると言える。

なお、従来の単相交流モータの場合、例えば、図１５のトランジスタＴＲ１とＴＲ２とＴＲ３およびＴＲ４とモータの巻線Ｗａで構成できる。そして、図４に示すように、矩形波化すれば、巻線とトランジスタの利用率を１００％に近づけることが可能である。トランジスタが４個で構成できるので簡素であり、かつ、平均電力的にも優れている。しかし、破線のＦ６に示すようなトルクを発生できない点が存在する問題がある。モータが停止時に起動できない状態が発生する問題がある。

（実施例５）
次に、並列巻線を使用する本発明モータとその通電方法を図１７に示し、説明する。
図１のＡ相巻線１３、１４を電気的に独立し、磁気的に並列に巻回した２個の巻線Ｗａ１とＷａ２とする。Ｂ相巻線１６、１７を電気的に独立し、磁気的に並列に巻回した２個の巻線Ｗｂ１とＷｂ２とする。２個の巻線Ｗａ１とＷａ２は同一の磁束が鎖交し、相互インダクタンスが大きい。２個の巻線Ｗｂ１とＷｂ２は同一の磁束が鎖交し、相互インダクタンスが大きい。そして、これらの巻線は、図１７に示すように、磁気的な鎖交の方向、電圧の方向が逆向きになるように配置し、それぞれの巻線に電圧を印加し、電流を通電する。

図１７に示すように、Ａ相巻線Ｗａ１の片端を電源に接続し、他端をトランジスタＴＲ３１へ接続する。Ａ相巻線Ｗａ２はＡ相巻線Ｗａ１と磁気的に並列に巻回していて、巻線に誘起する電圧方向が逆になるように片端を電源に接続し、他端をトランジスタＴＲ３２へ接続する。トランジスタＴＲ３１とトランジスタＴＲ３２へは逆並列にダイオードＤ３１とダイオードＤ３２をそれぞれ配置している。この時、Ａ相電流Ｉａ＝Ｉａ１＋Ｉａ２の関係となっている。

このような構成でＡ相の正の電流Ｉａを通電する方法は、トランジスタＴＲ３１をオンしてＡ相電流Ｉａ１を増加させる。Ａ相電流Ｉａ１の値が目標値を超えるとトランジスタＴＲ３１をオフとすると、Ａ相巻線Ｗａ１に磁気エネルギーＥａが溜まっているので、ダイオードＤ３２を通してＡ相巻線Ｗａ２へＡ相電流Ｉａ２が流れ始める。前記磁気エネルギーＥａはＡ相電流Ｉａ２により電源ＰＳへ回生されるので、Ａ相電流Ｉａ２の値は徐々に減少する。ここで再度トランジスタＴＲ３１をオンすると、Ａ相電流Ｉａ２は零となり、同時にＡ相電流Ｉａ１は直前のＡ相電流Ｉａ２と同じ値となる。そして、時間と共にＡ相電流Ｉａ１が増加する。そして、Ａ相電流Ｉａ１の値が目標値を超えるとトランジスタＴＲ３１をオフとする。この動作を繰り返しながら、Ａ相の電流を所望の値に制御することができる。

負のＡ相電流Ｉａを通電する方法は、同様に、トランジスタＴＲ３２をオン、オフ制御することにより負のＡ相電流Ｉａを通電することができる。
Ｂ相巻線についても同様に、Ｂ相巻線Ｗｂ１の片端を電源に接続し、他端をトランジスタＴＲ３３へ接続する。Ｂ相巻線Ｗｂ２はＢ相巻線Ｗｂ１と磁気的に並列に巻回していて、巻線に誘起する電圧方向が逆になるように片端を電源に接続し、他端をトランジスタＴＲ３４へ接続する。トランジスタＴＲ３３とトランジスタＴＲ３４へは逆並列にダイオードＤ３３とダイオードＤ３４をそれぞれ配置している。

正のＢ相電流Ｉｂを通電する方法は、同様に、トランジスタＴＲ３３をオン、オフ制御することにより正のＢ相電流Ｉｂを通電することができる。そして、負のＢ相電流Ｉｂを通電する方法は、同様に、トランジスタＴＲ３４をオン、オフ制御することにより負のＢ相電流Ｉｂを通電することができる。
正確には、Ａ相巻線Ｗａ１とＡ相巻線Ｗａ２とＢ相巻線Ｗｂ１およびＢ相巻線Ｗｂ２の全てに鎖交する磁束成分があり、前記に説明した磁気的な関係、電気的な関係より複雑に作用する。しかし、両相の電流の増加、減少の関係は同じである。

図１７の示す構成では、Ａ相巻線Ｗａ１とＷａ２の各抵抗値が、巻線スペースの関係から、図１のＡ相巻線Ｗａの約２倍の抵抗値となる。Ｂ相巻線についても同様である。その結果、モータ効率は低下することになる。しかし、その駆動回路は、トランジスタの数を４個に減少することができるので、駆動回路のコストは低減できる。図１６の構成と図１７の構成とでは、効率とコストが背反関係になっている。従って、例えば、短時間のモータ使用であって、モータ効率はさほど気にかける必要が無いような用途では、図１７の構成が有利である。また、モータの駆動時間が長時間になり、モータ効率が重視されるような用途では図１６の構成が有利である。

以上、本発明の例について説明した。なお、本発明のモータは説明した構成に限らず、発展あるいは変形を行うことも可能であり、本発明に含むものである。例えば、ステータの各部形状の変形、ロータ各部形状の変形、各部コアの分割および組み合わせなどが可能である。巻線いついても、丸線、角線などの巻線形状の種類、切断あるいは溶接などの巻線製作方法の選択が可能である。
アウターロータモータ、２個のモータを内径側と外形側に組み合わせた複合型のモータ、アキシャルギャップ型のモータ、環状巻線と３次元形状磁路で構成するモータ、リニアモータなどへ変形することができる。

ロータについても、表面磁石型のロータを説明したが、磁石内蔵型のロータ、巻線界磁型のロータ、クローポール型のロータなどが可能である。永久磁石の種類についても種々特性の永久磁石使用することができ、いわゆるボンド磁石、他種の永久磁石を組み合わせなども使用することもできる。
駆動回路についても種々変形が可能である。例えば、図示していないが、２個の直列電源が存在する場合は、回路の簡素化が可能である。電圧、電流の制御法についても、いわゆるＰＷＭ制御であるパルス幅変調制御を前提に説明したが、種々の電流制御法を適用できる。

高速回転制御の場合などには、巻線を分割するなどの方法により、いわゆる巻線切り替え方式も適用できる。また、界磁磁束の大きさを変更する機械的な磁束量制御の構成とすることも可能である。磁石の強さを可変する、いわゆる磁石可変制御も適用することができる。
ロータの位置検出、速度検出の目的で、エンコーダを使用しない、いわゆるセンサレス制御を適用することができる。モータ電流値を検出するいわゆるセンサレス電流検出も適用することができる。

本発明の制御回路を含むモータは、全周の回転位置においてトルクを発生できるので、モータの停止状態から確実に起動することができ、トルクリップルも小さいという特徴がある。従って、従来の単相モータあるいはいわゆる２相半波モータの弱点である起動の不安定性とトルクリップルの問題を解消、あるいは低減しており、確実な起動が必要な用途あるいはトルクリップルを低減したい用途に好適である。
なお、本発明モータは、単相モータの特徴である簡素な構成、高効率、小型、低コストという特徴も併せ持っている。

一方、起動の問題、トルクリップルの問題が小さい３相交流のブラシレスモータに比較すると、簡素な構成であって製作が容易で、モータ各部の利用率が高いため高効率、小型、低コストという特徴がある。なお、本発明モータは、トルクリップルの点で３相交流のブラシレスモータに比較して原理的に劣る面があるので、超精密なサーボ制御などを必要とする用途ではやや不利な面がある。しかし、本発明モータは自動車用、家電用、産業用などの多くの用途で活用することができ、効率、小型、コストの点で従来の３相交流のブラシレスモータより優れていて好適である。

１１ 本発明のモータ
１２ Ａ相ステータ磁極
１３ Ａ相の集中巻き巻線
１４ Ａ相の集中巻き巻線
１５ Ｂ相ステータ磁極
１６ Ｂ相の集中巻き巻線
１７ Ｂ相の集中巻き巻線
１８ Ｃ相ステータ磁極
１９ ロータのＮ極磁極
１Ａ ロータのＳ極磁極
１Ｂ ロータ軸
１Ｃ Ａ相ステータ磁極とＢ相のステータ磁極の境界線
θａ Ａ相ステータ磁極の円周方向角度幅
θｂ Ｂ相ステータ磁極の円周方向角度幅
θｃ Ｃ相ステータ磁極の円周方向角度幅

Claims (7)

1. 永久磁石を使用するブラシレスモータであって、
   ステータに配置するＡ相ステータ磁極と、
   前記Ａ相ステータ磁極に巻回するＡ相巻線Ｗａと、
   前記Ａ相ステータ磁極と同一の円周上に配置するＢ相ステータ磁極と、
   前記Ｂ相ステータ磁極に巻回するＢ相巻線Ｗｂと、
   前記Ａ相ステータ磁極と同一の円周上に配置していて前記ステータとロータとの間に磁束を通過させるＣ相ステータ磁極と、
   前記ロータのＮ極磁極と、
   前記ロータのＳ極磁極とを備えることを特徴とするモータ。
2. 請求項１に記載したモータにおいて、
   前記Ｃ相ステータ磁極の前記ロータに面している形状の円周方向幅θｃが電気角で９０°以下であることを特徴とするモータ。
3. 請求項１に記載したモータにおいて、
   ロータ表面の前記Ｎ極磁極と前記Ｓ極磁極との境界部Ｆｎｓが前記Ａ相ステータ磁極と前記Ｂ相ステータ磁極との境界部Ｆａｂに差し掛かる範囲において、前記Ａ相巻線Ｗａと前記Ｂ相巻線Ｗｂとの両方へ同一方向の電流を通電することを特徴とするモータ。
4. 請求項１に記載したモータにおいて、
   ロータ表面の前記Ｎ極磁極と前記Ｓ極磁極との境界部Ｆｎｓが前記Ｃ相ステータ磁極へ対向する範囲において、前記モータへ通電する電流の値を大きくして制御することを特徴とするモータ。
5. 請求項１に記載したモータにおいて、
   前記Ａ相ステータ磁極から円周方向に見て、前記ステータと前記ロータとのエアギャップの近傍において、前記Ａ相ステータ磁極の円周方向中心角度位置θａｘ、前記Ｂ相ステータ磁極の円周方向中心角度位置θｂｘ、前記Ｃ相ステータ磁極の円周方向中心角度位置θｃｘとし、前記Ａ相ステータ磁極のバックヨークから歯の先端にかける磁路Ｐａの円周方向中心角度位置θａｐ、前記Ｂ相ステータ磁極のバックヨークから歯の先端にかける磁路Ｐｂの円周方向中心角度位置θｂｐ、前記Ｃ相ステータ磁極のバックヨークから歯の先端にかける磁路Ｐｂの円周方向中心角度位置θｃｐとするとき、（θｂｘ−θａｘ）の大きさより（θｂｐ−θａｐ）の大きさの方が大きくなる構成とすることを特徴とするモータ。
6. 請求項１に記載したモータにおいて、
   前記Ａ相巻線Ｗａの両端の端子がＴａ１とＴａ２であり、
   前記Ｂ相巻線Ｗｂの両端の端子がＴｂ１とＴｂ２であり、
   両巻線ＷａとＷｂの誘起電圧の位相が近い方の端子がＴａ１とＴｂ１であるとき、これらの両端子を接続し、
   直流電源ＰＳの正側にトランジスタＴＲ２１を配置し、負側にトランジスタＴＲ２２を配置し、これら両トランジスタの接続点に前記の両端子Ｔａ１とＴｂ１を接続して、前記Ａ相巻線Ｗａの電流Ｉａと前記Ｂ相巻線Ｗｂの電流Ｉａとの和である（Ｉａ+ Ｉｂ）の電流を通電し、
   直流電源ＰＳの正側にトランジスタＴＲ２３を配置し、負側にトランジスタＴＲ２４を配置し、これら両トランジスタの接続点に前記の端子Ｔａ２を接続して、前記Ａ相巻線Ｗａの負の電流（−Ｉａ）を通電し、
   直流電源ＰＳの正側にトランジスタＴＲ２５を配置し、負側にトランジスタＴＲ２６を配置し、これら両トランジスタの接続点に前記の端子Ｔｂ２を接続して、前記Ｂ相巻線Ｗｂの負の電流（−Ｉｂ）を通電して駆動することを特徴とするモータ。
7. 請求項１に記載したモータにおいて、
   前記Ａ相巻線Ｗａは電気的に独立し、並列に巻回した２個の巻線Ｗａ１とＷａ２であり、
   前記Ｂ相巻線Ｗｂは電気的に独立し、並列に巻回した２個の巻線Ｗｂ１とＷｂ２であることを特徴とするモータ。

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