JP2020048328A - インバータ制御方法 - Google Patents

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Abstract

【課題】デッドタイムに起因するパルス幅変調信号のデューティ比の増減変動を防止し、トルクリップルの発生を抑制するインバータ制御方法を提供する。【解決手段】ＤＵＴＹ変換部４３において、電動モータ１５の各相に対応するモータ端子電圧が入力されるモータ端子電圧入力部４１への入力電圧波形のデューティを換算し、それを検出ＤＵＴＹとする。指令ＤＵＴＹ補正部１３は、指令ＤＵＴＹ生成部で生成された指令ＤＵＴＹに対して、相電流の方向に応じて、指令ＤＵＴＹと検出ＤＵＴＹとの差分である差分ＤＵＴＹを指令ＤＵＴＹに付加、あるいは指令ＤＵＴＹから減ずる。これにより、補正前の相電流の切替え特性を理想特性に一致させるデューティ補正をする。【選択図】図１

Description

本発明は、例えば、電動パワーステアリング装置のモータ制御ユニットを構成するインバータ回路のインバータ制御方法に関する。
モータ制御装置において、直流電源の正極と負極間にモータの相対応に設けた一対のスイッチング素子（ハイサイド（ＨｉＳｉｄｅ）スイッチング素子およびローサイド（ＬｏＳｉｄｅ）電位スイッチング素子）で構成されたインバータ回路によりパルス幅変調（ＰＷＭ）によってモータを駆動する場合、スイッチング素子の動作遅れ時間等により、対となる２つのスイッチング素子が同時にオン状態になると直流電源の正極と負極間に短絡が発生する。そこで従来よりインバータ制御において、スイッチング素子の短絡を防止するため、これら対となる２つのスイッチング素子が同時にオフ状態になる期間（デッドタイム）が設定されている。
例えば特許文献１は、デッドタイムの間、モータ制御装置による出力電圧の制御ができなくなるといったデッドタイムの影響を軽減するため、電流指令値の極性と大きさに基づいてデッドタイム補償量を算出し、そのデッドタイム補償量を電圧指令値に加算して補正電圧指令値とし、その補正電圧指令値に基づきパルス幅変調信号を生成して、インバータ回路を介したスイッチング素子のオン／オフによりモータを制御する構成を開示している。
特許文献２は、ｄ−ｑの２軸の電圧指令より、３相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）のＰＷＭのスイッチングパターンを計算するＰＷＭ方式電圧形インバータにおいて、デッドバンドによるＰＷＭ電圧指令と出力電圧の電圧誤差を補償する構成を開示している。
特開平９−８４３８５号公報 特許第４５１３９３７号公報
上記のように、モータ制御装置のインバータブリッジ回路に対するＰＷＭ制御において、ブリッジ回路を構成するハイサイド（ＨｉＳｉｄｅ）ＦＥＴとローサイド（ＬｏＳｉｄｅ）ＦＥＴの短絡防止のためにデッドタイムを設けた場合、ハイサイドＦＥＴとローサイドＦＥＴ間の電流経路の切り替わり時、ＰＷＭ制御における指示電流（目標電流）と実電流との誤差に起因して、段付きによるトルクリップルが生じるという問題がある。
特に、モータ駆動電流として低電流（例えばデューティ５０％付近）を流したい場合、デッドタイムを付加した影響が大きくなり、目標とする電流を流しにくいという問題がある。このようなモータ制御装置が、例えば電動パワーステアリング制御に組み込まれている場合、ハンドル中点付近が低電流の制御になることから、ハンドル中点付近で電流が不足あるいは超過することで、トルクリップルの発生が顕著になる。
特許文献２は、デッドタイムによる電圧指令と出力電圧の誤差が生じる時間をタイマでカウントし、タイマから出力された時間を電圧誤差に変換して、電圧誤差を電圧指令から減少あるいは増加するという電圧補正をしているので、デッドタイムを付加したことによるＰＷＭ信号のデューティ比の増減への対応が難しいという問題がある。
また、特許文献１，２ではモータの相電流を検出しているが、電流検出回路で誤差が生じた場合、実電流と想定した電流とが一致しているか否かの判断がしづらく、電流の方向に応じたデッドタイム補正が困難になるという問題がある。
本発明は、上述した課題に鑑みてなされたものであり、その目的は、モータ駆動信号にデッドタイムを設けたことに起因してパルス幅変調信号のデューティ比が増減変動するのを防止して、モータのトルクリップルの発生を抑制可能なインバータ制御方法を提供することである。
上記の目的を達成し、上述した課題を解決する一手段として以下の構成を備える。すなわち、本願の例示的な第１の発明は、モータ駆動用のインバータ回路を制御するインバータ制御方法であって、所定のパルス幅変調信号により駆動された前記モータの端子電圧を検出する工程と、前記端子電圧をもとにモータ駆動時の実デューティ比を生成する工程と、目標とするモータ駆動に対応する指令デューティ比と前記実デューティ比との差分を差分デューティ比として演算する工程と、前記差分デューティ比をもとに前記指令デューティ比を補正する補正工程と、前記補正により得た補正後指令デューティ比をもとに前記インバータ回路を制御するパルス幅変調信号を生成する工程とを備えることを特徴とする。
本願の例示的な第２の発明は、モータ駆動用のインバータ回路を有するモータ制御装置であって、所定のパルス幅変調信号により駆動された前記モータの端子電圧を検出する手段と、前記端子電圧をもとに、上記例示的な第１の発明に係るインバータ制御方法によって、前記インバータ回路を制御するパルス幅変調信号を生成する手段と、前記生成されたパルス幅変調信号により前記モータを制御する手段とを備えることを特徴とする。
本願の例示的な第３の発明は、車両等の運転者のハンドル操作をアシストする電動パワーステアリング用モータ制御装置であって、所定のパルス幅変調信号により駆動された前記モータの端子電圧を検出する手段と、前記端子電圧をもとに、上記例示的な第１の発明に係るインバータ制御方法によって、前記インバータ回路を制御するパルス幅変調信号を生成する手段と、前記生成されたパルス幅変調信号により前記モータを制御する手段とを備えるを備えることを特徴とする。
本願の例示的な第４の発明は、電動パワーステアリングシステムであって、上記例示的な第３の発明に係る電動パワーステアリング用モータ制御装置を備えることを特徴とする。
本発明によれば、パルス幅変調信号により駆動されるモータの端子電圧をもとに、そのパルス幅変調信号のデューティを補正することで、目標とするモータ駆動に合致したデューティ比によるモータ駆動によって、トルクリップルの発生を抑制できる。
図１は、本発明に係るインバータ制御方法を実行するモータ制御装置の全体構成を示すブロック図である。 図２は、モータ駆動部においてＦＥＴからモータへプラス方向の相電流が流れる様子を示す図である。 図３は、相電流がプラス方向に流れるときのＦＥＴのＯＮ／ＯＦＦ状態、ＦＥＴ駆動波形、モータ端子電圧の検出波形等との対応を示す図である。 図４は、モータ駆動部においてモータからＦＥＴへマイナス方向の相電流が流れる様子を示す図である。 図５は、相電流がマイナス方向に流れるときのＦＥＴのＯＮ／ＯＦＦ状態、ＦＥＴ駆動波形、モータ端子電圧の検出波形等との対応を示す図である。 図６は、インバータ制御方法においてデューティ補正を行う様子を模式的に示す図である。 図７は、制御部によるデューティ補正処理の一例を示すフローチャートである。 図８は、本実施形態に係るインバータ制御方法により制御されるモータ制御装置を搭載した電動パワーステアリング装置の概略構成図である。 図９は、変形例１に係るモータ制御装置の構成を示すブロック図である。 図１０は、変形例２に係るモータ制御装置の構成を示すブロック図である。 図１１は、変形例３に係るモータ制御装置の構成を示すブロック図である。
以下、本発明に係る実施形態について添付図面を参照して詳細に説明する。図１は、本発明に係るインバータ制御方法を実行するモータ制御装置の全体構成を示すブロック図である。
図１に示すモータ制御装置１は、装置全体の制御を司る、例えばマイクロプロセッサからなる制御部３０、制御部３０からの制御信号よりモータ駆動信号を生成し、ＦＥＴ駆動回路として機能するプリドライバ部４０、電動モータ１５に所定の駆動電流を供給するインバータ回路（モータ駆動回路）としてのモータ駆動部５０を備える。
モータ駆動部５０は、電源リレー２７を介して外部バッテリＢＴよりモータ駆動用の電源が供給される。電源リレー２７は、バッテリＢＴからの電力を遮断可能に構成され、半導体リレーで構成することもできる。モータ駆動部５０は、複数の半導体スイッチング素子（ＦＥＴ１〜ＦＥＴ６）からなるＦＥＴブリッジ回路である。なお、図１では、電動モータ１５への駆動電流を通電するスイッチングＦＥＴの図示を省略している。
電動モータ１５は、例えば３相ブラシレスＤＣモータであり、上述したＦＥＴブリッジ回路は３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）のインバータ回路である。インバータ回路を構成する半導体スイッチング素子（ＦＥＴ１〜ＦＥＴ６）は、電動モータ１５の各相に対応している。具体的にはＦＥＴ１，２がＵ相に、ＦＥＴ３，４がＶ相に、そして、ＦＥＴ５，６がＷ相にそれぞれ対応している。
ＦＥＴ１，３，５は、それぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相の上アーム（ハイサイド（ＨｉＳｉｄｅ）ともいう）のスイッチング素子であり、ＦＥＴ２，４，６は、それぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相の下アーム（ローサイド（ＬｏＳｉｄｅ）ともいう）のスイッチング素子である。スイッチング素子（ＦＥＴ）はパワー素子とも呼ばれ、例えば、ＭＯＳＦＥＴ(Metal-Oxide Semiconductor Field-Effect Transistor)、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等のスイッチング素子を用いる。
ブリッジ回路を構成するＦＥＴ１，３，５のドレイン端子は電源側に接続され、ソース端子はＦＥＴ２，４，６のドレイン端子に接続されている。また、ＦＥＴ２，４，６のソース端子は、グランド（ＧＮＤ）側に接続されている。
プリドライバ部４０は、電動モータ１５の各相に対応するモータ端子（ＭＵ端子、ＭＶ端子、ＭＷ端子）の電圧が入力されるモータ端子電圧入力部４１、モータ端子電圧入力部４１への入力電圧波形のデューティを換算するＤＵＴＹ変換部４３を備える。
さらにプリドライバ部４０には、制御部３０からの指令を受けてＰＷＭ信号のデューティを生成する指令ＤＵＴＹ生成部１１，２１，３１、指令ＤＵＴＹ生成部で生成された指令ＤＵＴＹに対して後述する補正を施す指令ＤＵＴＹ補正部１３，２３，３３が、Ｕ，Ｖ，Ｗの各相に対応して設けられている。
図１において、モータ端子電圧入力部４１およびＤＵＴＹ変換部４３を、Ｕ，Ｖ，Ｗの各相に対応して設けた構成としてもよい。
ＰＷＭ信号生成部１７は、補正後の指令ＤＵＴＹにしたがってモータ駆動部５０の半導体スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ制御信号（ＰＷＭ信号）を生成する。ＰＷＭ信号生成部１７の出力側には、スイッチング素子（ＦＥＴ１〜ＦＥＴ６）を駆動するドライバ（プリドライバ）２０ａ〜２０ｆが配置されている。
具体的には、ドライバ２０ａ，２０ｃ，２０ｅは、モータ駆動部（インバータ回路）５０のハイサイド（ＨｉＳｉｄｅ）ＦＥＴ１，３，５をそれぞれ駆動し、ドライバ２０ｂ，２０ｄ，２０ｆは、モータ駆動部５０のローサイド（ＬｏＳｉｄｅ）ＦＥＴ２，４，６をそれぞれ駆動する。
なお、モータ制御装置１において、例えば、ＰＷＭ信号生成部１７、ドライバ２０ａ〜２０ｆ、モータ端子電圧入力部４１、ＤＵＴＹ変換部４３等からなるプリドライバ部４０を一体化したモータ制御用集積回路（プリドライバＩＣ）を構成してもよい。
次に、本実施形態に係るインバータ制御方法について具体的に説明する。図２〜図５は、図１に示すモータ制御装置１における相電流の方向とモータ端子電圧との関係を、モータ駆動部５０の半導体スイッチング素子（ＦＥＴ）のスイッチングタイミング毎に示している。なお、図２〜図５はＵ相についてのみ図示するが、他の相についても同様である。
図２は、モータ駆動部５０においてＦＥＴ１，２からモータのＵ相へプラス方向の相電流が流れる様子を示している。図３は、相電流がプラス方向に流れるときのＦＥＴ１，２のＯＮ／ＯＦＦ状態と、ＦＥＴ駆動波形、モータ端子電圧の検出波形等との対応を、ＰＷＭ信号１サイクルのみ示している。
一方、図４は、モータ駆動部５０においてＦＥＴ１，２からモータのＵ相へマイナス方向の相電流が流れる様子を示し、図５は、ＰＷＭ信号１サイクルについて、相電流がマイナス方向に流れるときのＦＥＴのＯＮ／ＯＦＦ状態とＦＥＴ駆動波形およびモータ端子電圧波形等とを対応を示している。
なお、相電流がプラス方向に流れるか、あるいはマイナス方向の電流となるかは、その相の駆動パルスのデューティ比ではなく、他相との電位差（他相の駆動パルスのデューティ比との差）による。
最初に、Ｕ相にプラス方向の電流が流れる場合について説明する。図１のモータ制御装置１において指令ＤＵＴＹ生成部１１は、図３に示す指令ＤＵＴＹ（デューティをＴ１とする）を出力する。指令ＤＵＴＹとは、モータにより目標とするトルクを出力するためのＰＷＭ駆動信号のデューティ比である。
図３のタイミングｔ３では、ＨｉＳｉｄｅ−ＦＥＴ１が通電状態（ＯＮ状態）、ＬｏＳｉｄｅ−ＦＥＴ２が非通電状態（ＯＦＦ状態）に制御され、図２の符号Ａで示すプラス電流がＦＥＴ１からＵ相に流れ込む。また、タイミングｔ１，ｔ５では、ＦＥＴ２がＯＮ、ＦＥＴ１がＯＦＦに制御されて、図２の符号Ｂで示すプラス電流がＦＥＴ２からＵ相に向けて流れ込む。
上述したようにインバータ制御では、ＨｉＳｉｄｅ−ＦＥＴとＬｏＳｉｄｅ−ＦＥＴとが同時にＯＮとなる短絡状態を防止している。そのため、図３に示すように、ＦＥＴ１，２の双方がＯＦＦとなるデッドタイム（タイミングｔ２，ｔ４）が設けられている。これらのタイミングｔ２，ｔ４では、図２のＭＵ端子が低電位となるため、ＦＥＴ１，２の双方がＯＦＦであっても、モータのＵ相のインダクタンス成分により、ＦＥＴ２の環流ダイオードを介して、上記と同一方向に電流が流れ続けようとする。その結果、図２の符号Ｂで示すプラス電流がＦＥＴ２からＵ相に流れ続ける。
図３のＭＵ信号波形は、プラス方向に相電流が流れているとき、モータ端子電圧入力部４１に入力されたモータ端子（ＭＵ）の電圧を、ＤＵＴＹ変換部４３においてデューティ換算したときの波形である。上記のようにＦＥＴ１の駆動信号ＵＨとＦＥＴ２の駆動信号ＵＬはデッドタイムを含むパルス波形である。ＵＨのデューティＴ２は、指令ＤＵＴＹのデューティＴ１よりもデッドタイムに相当する分（ΔＴとする）小さくなる。その結果、プラス方向に相電流が流れている場合、ＭＵ信号のデューティＴ４は、指令ＤＵＴＹのデューティＴ１よりもΔＴ、デューティが不足した波形となる。
次に、Ｕ相にマイナス方向の電流が流れる場合について説明する。この場合、指令ＤＵＴＹ生成部１１より、図５に示す指令ＤＵＴＹ（デューティＴ１）が出力される。図５のタイミングｔ３では、ＨｉＳｉｄｅ−ＦＥＴ１がＯＮ状態、ＬｏＳｉｄｅ−ＦＥＴ２がＯＦＦ状態に制御され、図４の符号Ｃで示すマイナス電流がＵ相からＦＥＴ１に向けて流れる。
タイミングｔ１，ｔ５では、ＦＥＴ２がＯＮ、ＦＥＴ１がＯＦＦに制御されることで、図４の符号Ｄで示すマイナス電流がＵ相からＦＥＴ２に流れる。
インバータ制御では、マイナス方向の相電流が流れる場合においても、ＨｉＳｉｄｅ−ＦＥＴとＬｏＳｉｄｅ−ＦＥＴとが同時にＯＮとなる短絡状態を防止するため、図５に示すように、ＦＥＴ１，２の双方がＯＦＦとなるデッドタイム（タイミングｔ２，ｔ４）が設けられている。
このとき、図４のＭＵ端子が高電位となるため、ＦＥＴ１，２の双方がＯＦＦであっても、モータのＵ相のインダクタンス成分により、ＦＥＴ１の環流ダイオードを介して、上記と同一方向に電流が流れ続けようとする。その結果、図４の符号Ｃで示すマイナス電流がＵ相からＦＥＴ１に向けて流れる。
図５のＭＵ信号は、マイナス方向に相電流が流れているときに、モータ端子電圧入力部４１に入力されたモータ端子（ＭＵ）の電圧を、ＤＵＴＹ変換部４３においてデューティ換算したときの波形である。この場合、ＦＥＴ１の駆動信号ＵＨとＦＥＴ２の駆動信号ＵＬとにおいてデッドタイムを設けたことから、ＵＨのデューティＴ２は、指令ＤＵＴＹのデューティＴ１よりもデッドタイムに相当する分（ΔＴとする）だけ大きくなる。その結果、マイナス方向に相電流が流れている場合には、ＭＵ信号のデューティＴ５は、指令ＤＵＴＹのデューティＴ１よりもΔＴ、デューティが超過した波形となる。
すなわち、図３のＭＵ信号は、デッドタイムを設けたことで指令ＤＵＴＹよりもデューティが不足したときのＭＵ端子の電圧波形をＤＵＴＹ変換部４３においてデューティ換算した波形（検出ＤＵＴＹともいう）である。また、図５のＭＵ信号は、デッドタイムを設けたことで指令ＤＵＴＹよりもデューティが超過したときのＭＵ端子の電圧波形をＤＵＴＹ変換部４３においてデューティ換算した波形（検出ＤＵＴＹ）である。
本実施形態に係るインバータ制御方法では、ＦＥＴ２の駆動信号にデッドタイムを設けたことで、上記のようにデューティが不足、あるいは超過した指令ＤＵＴＹを補正する処理を実行する。以下、デューティの補正方法について説明する。
図１に示すように、ＤＵＴＹ変換部４３でモータ端子電圧がデューティ換算された結果（検出ＤＵＴＹ）は、指令ＤＵＴＹ補正部１３に入力される。指令ＤＵＴＹ補正部１３は、加算器１３ａと減算器１３ｂで構成される。減算器１３ｂは、下記の式（１）で示すように、指令ＤＵＴＹ生成部１１からの指令ＤＵＴＹ（ＤＡとする）と、ＤＵＴＹ変換部４３より出力された検出ＤＵＴＹ（ＤＢとする）との差分（差分ＤＵＴＹ：ΔＤ）を求める。ここでΔＤは、上述したデッドタイムΔＴに対応している。
差分ＤＵＴＹ（ΔＤ）＝指令ＤＵＴＹ（ＤＡ）−検出ＤＵＴＹ（ＤＢ）
…（１）
さらに指令ＤＵＴＹ補正部１３では、加算器１３ａにおいて、減算器３６で求めた差分ＤＵＴＹ（ΔＤ）と、指令ＤＵＴＹ（ＤＡ）とが加算される。加算結果は、補正後の指令ＤＵＴＹ（ＤＣとする）としてＰＷＭ信号生成部１７に入力される。これを下記の式（２）に示す。
補正後指令ＤＵＴＹ（ＤＣ）＝指令ＤＵＴＹ（ＤＡ）＋差分ＤＵＴＹ（ΔＤ）
…（２）
ＰＷＭ信号生成部１７は、補正後指令ＤＵＴＹ（ＤＣ）に従ったＰＷＭ信号を生成し、例えばＵ相については、ドライバ２０ａ，２０ｂを介してＨｉＳｉｄｅＦＥＴ１とＬｏＳｉｄｅＦＥＴ２それぞれが駆動される。
プラス方向の相電流の場合、指令ＤＵＴＹよりも検出ＤＵＴＹの方がデューティ不足となるため、上記の式（２）で示すデューティ補正において、指令ＤＵＴＹに対して差分ＤＵＴＹを加算することになる。また、マイナス方向に相電流が流れているときは、検出ＤＵＴＹが指令ＤＵＴＹよりもデューティが超過しているため、上記の式（２）で示すデューティ補正において、指令ＤＵＴＹにマイナス値をとる差分ＤＵＴＹを加算する。換言すれば、指令ＤＵＴＹより差分ＤＵＴＹを減算することになる。
なお、インバータ制御におけるＰＷＭ駆動信号のキャリア周波数が２０ｋＨｚの場合、図３および図５の１周期は５０μｓｅｃとなることから、本実施形態に係るインバータ制御方法では、５０μｓｅｃごとに各相のデューティ補正が更新される。つまり、デューティの更新タイミングごとにデューティ補正処理が実行される。
図６は、本実施形態に係るインバータ制御方法においてデューティ補正（相電流を補正）する様子を模式的に示している。図６において、破線Ｌ２は補正前における相電流とトルクとの関係を示し、実線Ｌ１は補正後の相電流とトルクとの関係を示している。
図６の補正前特性Ｌ２から分かるように、スイッチング素子（ＦＥＴ）の駆動信号にデッドタイムを設けたことにより、ＨｉＳｉｄｅ−ＦＥＴとＬｏＳｉｄｅ−ＦＥＴとの電流経路（相電流の方向）がプラスからマイナスに切り替わる時、その切替え特性に段差（図６の符号Ｅで示す範囲）が生じる。このような段差は、デッドタイムを長くするほど顕著に現れ、トルクリップルが生じる原因となる。
図６に示すように、相電流がプラス方向に流れているときには、切替え特性Ｌ２のうち、符号６１で示す部分において相電流が理想特性（実線Ｌ１）よりも下側にあり、デューティ不足の状態にある。また、相電流がマイナス方向に流れているときには、切替え特性Ｌ２のうち、符号６３で示す部分において相電流が理想特性（実線Ｌ１）よりも上側にあり、デューティ超過の状態にある。
上述した検出ＤＵＴＹは各相に流れる電流の向きと相関があり、検出ＤＵＴＹと指令ＤＵＴＹとの大小から電流の向きが分かる。すなわち、検出ＤＵＴＹが指令ＤＵＴＹよりも小さければ、その相にはプラス方向の電流が流れており、検出ＤＵＴＹが指令ＤＵＴＹよりも大きければ、その相にマイナス方向の電流が流れていることになる。
そこで本実施形態に係るインバータ制御方法では、相電流の方向が変わるタイミングに合わせて補正の方向を切り替え、図６の実線Ｌ１を理想特性として、相電流の補正前の切替え特性Ｌ２を補正後の切替え特性Ｌ１に一致させるようにデューティ補正処理を行う。
具体的には、補正前切替え特性Ｌ２の符号６１で示す範囲において、不足分のデューティ（差分ＤＵＴＹ）を指令ＤＵＴＹに付加する処理を行う。その結果、特性Ｌ２の範囲６１において上向き矢印で示すように相電流（デューティ）を加算する補正が行われ、補正前切替え特性Ｌ２を補正後切替え特性Ｌ１に一致させることができる。
また、補正前切替え特性Ｌ２の符号６３で示す範囲では、超過分のデューティ（差分ＤＵＴＹ）を指令ＤＵＴＹから減ずる処理を行う。その結果、補正前切替え特性Ｌ２の範囲６３において下向き矢印で示すように相電流（デューティ）を減算する補正が行われ、補正前切替え特性Ｌ２を補正後切替え特性Ｌ１に一致させることができる。
なお、図６の符号Ｅで示す範囲では、相電流が大きい領域に比べて指令ＤＵＴＹに対する補正量（デューティの増減量）が小幅となる。本実施形態に係るインバータ制御方法では、相電流を検出することなく、モータ端子電圧をデューティ換算しているので、範囲Ｅのように微小電流によるトルク制御が行われ、特性曲線が非線形となる領域、すなわち、指令ＤＵＴＹと検出ＤＵＴＹの差分が小さい領域においても確実に指令ＤＵＴＹと検出ＤＵＴＹ間の差分を検出できる。その結果、微小電流領域においてもデューティの補正方向を誤ることなく、高精度なデューティ補正が可能となる。
本実施形態に係るインバータ制御方法では、図１のモータ制御装置１に指令ＤＵＴＹ生成部１１と指令ＤＵＴＹ補正部１３を設けてデューティ補正を行う構成としたが、これに限定されない。例えば、指令ＤＵＴＹ生成部１１と指令ＤＵＴＹ補正部１３それぞれの機能を、制御部３０におけるソフトウエア処理で実現してもよい。この場合、ソフトウエア処理を実行するプログラムは、メモリ２５内に格納される。なお、メモリ２５には、処理プログラムとともに、制御部３０がデューティ補正処理の実行に必要な演算値等が一時的に記憶される。
図７は、制御部３０によるデューティ補正処理の一例を示すフローチャートである。制御部３０は、最初のステップ（図７のステップＳ１１）において、制御部３０が出力した指令ＤＵＴＹと、ＤＵＴＹ変換部２３より出力された検出ＤＵＴＹとの比較結果より、モータ駆動している相の相電流の方向を判定する。
制御部３０は、電流の方向の判定結果をもとに、ステップＳ１３でプラス方向に対応するデューティ補正か、あるいはマイナス方向のデューティ補正かを決定する。相電流の方向がプラス方向の電流であれば、制御部３０は、ステップＳ１５において、指令ＤＵＴＹと検出ＤＵＴＹとの差分（上述した差分ＤＵＴＹ：ΔＤ）を求める。そして、続くステップＳ１７において、指令ＤＵＴＹに対して差分ＤＵＴＹ（ΔＤ）を加算して、補正後指令ＤＵＴＹを算出する。
一方、相電流の方向がマイナス方向の電流であれば、制御部３０は、ステップＳ２１において、指令ＤＵＴＹと検出ＤＵＴＹとの差分（差分ＤＵＴＹ：ΔＤ）を求める。続くステップＳ２３において、指令ＤＵＴＹから差分ＤＵＴＹ（ΔＤ）を減算して、補正後指令ＤＵＴＹを算出する。
制御部３０は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各相について、上記のデューティ補正処理を継続的に行うことで、制御部３０が出力した指令ＤＵＴＹと実デューティとの差分が制御部３０にフィードバックされる。よって、ＦＥＴのＯＮ／ＯＦＦ駆動中に電流経路が切り替わる際においても、デューティ補正により相電流が線形に変化するので、段付きによるトルクリップルが生じるのを回避できる。
なお、図７に示すソフトウエア処理によるデューティ補正は、例えば１００〜２００μｓｅｃごとに更新しながら実行される。
図８は、本実施形態に係るインバータ制御方法により制御されるモータ制御装置を搭載した電動パワーステアリング装置の概略構成である。図８の電動パワーステアリング装置１０は、電子制御ユニット(Electronic Control Unit: ECU)としてのモータ制御装置１、操舵部材であるステアリングハンドル２、ステアリングハンドル２に接続された回転軸３、ピニオンギア６、ラック軸７等を備える。
回転軸３は、その先端に設けられたピニオンギア６に噛み合っている。ピニオンギア６により、回転軸３の回転運動がラック軸７の直線運動に変換され、ラック軸７の変位量に応じた角度に、そのラック軸７の両端に設けられた一対の車輪５ａ，５ｂが操舵される。
回転軸３には、ステアリングハンドル２が操作された際の操舵トルクを検出するトルクセンサ９が設けられており、検出された操舵トルクはモータ制御装置１へ送られる。モータ制御装置１は、トルクセンサ９より取得した操舵トルク、車速センサ（不図示）からの車速等の信号に基づくモータ駆動信号を生成し、その信号を電動モータ１５に出力する。
モータ駆動信号が入力された電動モータ１５からは、ステアリングハンドル２の操舵を補助するための補助トルクが出力され、その補助トルクが減速ギア４を介して回転軸３に伝達される。その結果、電動モータ１５で発生したトルクによって回転軸３の回転がアシストされることで、運転者のハンドル操作を補助する。
以上説明したように本実施形態に係るインバータ制御方法は、モータの端子電圧をもとにモータ駆動信号（パルス幅変調信号）のデューティを補正するので、モータ電流の検知および電流符号に応じた補正が不要となり、目標とするモータ駆動に合致したデューティ補正を簡単な構成で実現できる。
すなわち、制御部がモータ駆動において出力したいデューティ値と、実際に出力されたデューティ値とから求めた差分デューティ値を制御部にフィードバックすることで、パルス幅信号に設けたデッドタイムによって不足あるいは超過するデューティを補正した信号により、インバータ回路のＦＥＴをＰＷＭ制御することができる。この場合、モータが３相モータであれば、３相モータを駆動するインバータ回路の各相ごとにパルス幅変調信号のデューティ補正が可能となる。
また、モータ駆動信号にデッドタイムを設けたことに起因する、目標とするモータ駆動に対応するデューティ比の増減変動が補償されるので、特にデューティ５０％付近といった低電流制御時において課題となっているモータ駆動電流の不足あるいは超過を防止して、トルクリップルの発生を抑制できる。
さらには、モータの端子電圧をもとに判定したモータの電流方向（相電流の方向）に応じてデューティ補正することで、モータ電流の切替タイミングにおけるトルクリップルの発生を抑制できる。
また、電動パワーステアリング用モータ制御装置において、上述したインバータ制御方法によりモータの端子電圧をもとに実動作に合せてモータ駆動信号（パルス幅変調信号）のデューティを補正しながらインバータ回路を制御することで、簡単な構成で電動パワーステアリング用モータにおけるトルクリップルの発生を抑制して、円滑な操舵アシストを実現できる。
本発明は上述した実施形態に限定されず、種々の変形が可能である。例えば、上記の実施形態に係るモータ制御装置１の制御部３０とプリドライバ部４０の構成は、図１に示す例に限定されない。
＜変形例１＞
図９は、変形例１に係るモータ制御装置の構成を示すブロック図である。変形例１に係るモータ制御装置１ａは、プリドライバ部４０がドライバ２０ａ〜２０ｆとモータ端子電圧入力部４１とにより構成され、制御部３０は、ＰＷＭ信号生成部１７、ＤＵＴＹ変換部４３、指令ＤＵＴＹ生成部１１，２１，３１、指令ＤＵＴＹ補正部１３，２３，３３、および、制御部全体の制御を司るＣＰＵ６０等を備える。
こうすることで、制御部３０のＣＰＵ６０によって、メモリ２５に格納されたソフトウェアプログラムによるＤＵＴＹ演算、ＰＷＭ生成等が実現される。また、インバータ制御等の仕様変更に対して、ソフトウェアの変更によって柔軟かつ迅速に対応できる。
＜変形例２＞
図１０は、変形例２に係るモータ制御装置の構成を示すブロック図である。変形例２に係るモータ制御装置１ｂは、プリドライバ部４０がドライバ２０ａ〜２０ｆにより構成され、モータ端子電圧入力部４１は独立した構成となっている。この場合、モータ端子電圧入力部４１を、例えばディスクリート部品で構成する。
一方、制御部３０は、ＰＷＭ信号生成部１７、ＤＵＴＹ変換部４３、指令ＤＵＴＹ生成部１１，２１，３１、指令ＤＵＴＹ補正部１３，２３，３３、および、制御部全体の制御を司るＣＰＵ６０等を備える。こうすることで、プリドライバ部４０の構成を簡素化しつつ、制御部３０のＣＰＵ６０により、メモリ２５に格納したソフトウェアにしたがったＤＵＴＹ演算、ＰＷＭ生成等を実現でき、インバータ制御等の仕様変更に対して柔軟な対応が可能となる。
＜変形例３＞
図１１は、変形例３に係るモータ制御装置の構成を示すブロック図である。変形例３に係るモータ制御装置１ｃは、上記の変形例２と同様、プリドライバ部４０がドライバ２０ａ〜２０ｆによって構成されるが、変形例２において独立の構成としたモータ端子電圧入力部４１が制御部３０に含まれる構成としたことを特徴とする。
すなわち、制御部３０は、ＰＷＭ信号生成部１７、モータ端子電圧入力部４１、ＤＵＴＹ変換部４３、指令ＤＵＴＹ生成部１１，２１，３１、指令ＤＵＴＹ補正部１３，２３，３３、および、制御部全体の制御を司るＣＰＵ６０等を備える。
このように変形例３では、プリドライバ機能以外の機能を制御部３０に集約したことで、ＣＰＵ６０のメモリ２５に格納したソフトウェアにより、インバータ制御を制御部３０で完結できる柔軟な構成が提供可能となる。
１，１ａ，１ｂ，１ｃ モータ制御装置
２ ステアリングハンドル
３ 回転軸
４ 減速ギア
６ ピニオンギア
７ ラック軸
１０ 電動パワーステアリング装置
１１，２１，３１ 指令ＤＵＴＹ生成部
１３，２３，３３ 指令ＤＵＴＹ補正部
１５ 電動モータ
２０ａ〜２０ｆ ドライバ（プリドライバ）
２５ メモリ
２７ 電源リレー
３０ 制御部
４０ プリドライバ部
４１ モータ端子電圧入力部
４３ ＤＵＴＹ変換部
５０ インバータ回路（モータ駆動部）
６０ ＣＰＵ
ＢＴ 外部バッテリ

Claims (8)

  1. モータ駆動用のインバータ回路を制御するインバータ制御方法であって、
    所定のパルス幅変調信号により駆動された前記モータの端子電圧を検出する工程と、
    前記端子電圧をもとにモータ駆動時の実デューティ比を生成する工程と、
    目標とするモータ駆動に対応する指令デューティ比と前記実デューティ比との差分を差分デューティ比として演算する工程と、
    前記差分デューティ比をもとに前記指令デューティ比を補正する補正工程と、
    前記補正により得た補正後指令デューティ比をもとに前記インバータ回路を制御するパルス幅変調信号を生成する工程と、
    を備えることを特徴とするインバータ制御方法。
  2. 前記パルス幅変調信号はデッドタイムを持つ第１駆動信号と第２駆動信号からなり、該デッドタイムによる前記指令デューティ比の増減変動を前記差分デューティ比によって補償することを特徴とする請求項１に記載のインバータ制御方法。
  3. 前記補正工程は、前記インバータ回路と前記モータ間の電流方向が第１の方向にあるとき前記指令デューティ比に対して前記差分デューティ比を加算し、該電流方向が前記第１の方向とは逆の第２の方向にあるとき前記指令デューティ比より前記差分デューティ比を減算することを特徴とする請求項２に記載のインバータ制御方法。
  4. 前記第１の方向は前記実デューティ比が前記指令デューティ比よりも不足した状態に対応し、前記第２の方向は前記実デューティ比が前記指令デューティ比よりも超過した状態に対応していることを特徴とする請求項３に記載のインバータ制御方法。
  5. モータ駆動用のインバータ回路を有するモータ制御装置であって、
    所定のパルス幅変調信号により駆動された前記モータの端子電圧を検出する手段と、
    前記端子電圧をもとに、請求項１〜４のいずれかに記載のインバータ制御方法によって、前記インバータ回路を制御するパルス幅変調信号を生成する手段と、
    前記生成されたパルス幅変調信号により前記モータを制御する手段と、
    を備えることを特徴とするモータ制御装置。
  6. 前記モータは３相モータであり、各相ごとに前記指令デューティ比を補正してパルス幅変調信号を生成することを特徴とする請求項５に記載のモータ制御装置。
  7. 車両等の運転者のハンドル操作をアシストする電動パワーステアリング用モータ制御装置であって、
    所定のパルス幅変調信号により駆動された前記モータの端子電圧を検出する手段と、
    前記端子電圧をもとに、請求項１〜４のいずれかに記載のインバータ制御方法によって、前記インバータ回路を制御するパルス幅変調信号を生成する手段と、
    前記生成されたパルス幅変調信号により前記モータを制御する手段と、
    を備えることを特徴とする電動パワーステアリング用モータ制御装置。
  8. 請求項７に記載の電動パワーステアリング用モータ制御装置を備えたことを特徴とする電動パワーステアリングシステム。
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