CN117999445A - 热泵装置 - Google Patents

Abstract

热泵装置(100)的特征在于，具有：压缩机(1)，其具有对制冷剂进行压缩的压缩机构(7)和对压缩机构(7)进行驱动的马达(8)；逆变器，其对马达(8)施加电压；以及逆变器控制部(10)，其对逆变器进行控制，在需要对压缩机(1)进行加热的情况下，逆变器控制部(10)以对马达(8)施加比驱动频率电压高的高频电压的加热运转模式对逆变器进行控制，驱动频率电压是对压缩机构(7)进行驱动的频率的电压，在加热运转模式下，逆变器控制部(10)对逆变器进行控制，使得由于逆变器的开关而产生的共模电压的变化量成为逆变器的母线电压的三分之二以下。

Description

热泵装置

技术领域

本发明涉及热泵装置。

背景技术

存在如下技术：在压缩机的预热时，减轻由于开关元件的开关而引起的应力，并且降低由于开关而引起的磁声。例如，在专利文献1中示出如下技术：通过使直流电流流过压缩机的马达来进行加热，并且，通过使逆变器的零向量区间随机地变化来降低磁声。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开2002-277074号公报

发明内容

发明要解决的课题

但是，现有技术使零向量随机地变化，但是，使逆变器的上侧的全部开关元件成为接通状态的开关和使逆变器的下侧的全部开关元件成为接通状态的零向量混合存在，共模电压从逆变器的输入电压的+1/2大幅变动为-1/2。

因此，在现有技术中，特别是在被施加了高频电压的情况下，共模电压的变动也变快，从压缩机的寄生电容泄漏的电流变大。因此，现有技术导致噪声或漏电流的恶化。

因此，本发明的一个或多个方式的目的在于，提供待机中的效率高的制冷剂加热方法而实现待机功率的削减，并且能够减少制冷剂加热中的噪声和漏电流。

用于解决课题的手段

本发明的第1方式的热泵装置的特征在于，该热泵装置具有：压缩机，其具有对制冷剂进行压缩的压缩机构和对所述压缩机构进行驱动的马达；逆变器，其对所述马达施加电压；以及逆变器控制部，其对所述逆变器进行控制，在需要对所述压缩机进行加热的情况下，所述逆变器控制部以对所述马达施加比驱动频率电压高的高频电压的加热运转模式对所述逆变器进行控制，所述驱动频率电压是对所述压缩机构进行驱动的频率的电压，在所述加热运转模式下，所述逆变器控制部对所述逆变器进行控制，使得由于所述逆变器的开关而产生的共模电压的变化量成为所述逆变器的母线电压的三分之二以下。

本发明的第2方式的热泵装置的特征在于，该热泵装置具有：制冷剂回路，其是通过配管连接具有对制冷剂进行压缩的压缩机构和对所述压缩机构进行驱动的马达的压缩机、进行所述制冷剂的热交换的第1热交换器、使所述制冷剂膨胀的膨胀机构、以及进行所述制冷剂的热交换的第2热交换器而成的；逆变器，其对所述马达施加电压；以及逆变器控制部，其对所述逆变器进行控制，在需要对所述压缩机进行加热的情况下，所述逆变器控制部以对所述马达施加比驱动频率电压高的高频电压的加热运转模式对所述逆变器进行控制，所述驱动频率电压是对所述压缩机构进行驱动的频率的电压，在所述加热运转模式下，所述逆变器控制部对所述逆变器进行控制，使得由于所述逆变器的开关而产生的共模电压的变化量成为所述逆变器的母线电压的三分之二以下。

发明效果

根据本发明的一个或多个方式，提供待机中的效率高的制冷剂加热方法而实现待机功率的削减，并且能够减少制冷剂加热中的噪声和漏电流。

附图说明

图1是概略地示出实施方式1的热泵装置的结构的框图。

图2是示出实施方式1中的逆变器装置的结构的电路图。

图3是概略地示出作为比较例的逆变器控制部的结构的框图。

图4是示出针对PWM信号生成部的输入输出波形的概略图。

图5是示出8种开关模式的表。

图6是概略地示出实施方式1中的逆变器控制部的结构的框图。

图7是选择部在载波信号的顶和底的定时交替地切换相位θp和相位θn的情况下的时序图。

图8的(A)～(D)是用于说明电压向量的变化的概略图。

图9是示出IPM马达的转子位置的图。

图10是示出基于转子位置的电流变化的曲线图。

图11的(A)～(D)是用于说明使基准相位随着时间的经过而变化的情况下的施加电压的概略图。

图12是示出基准相位为0度、30度、60度时的流过马达的UVW的各相的电流的概略图。

图13是概略地示出加热判定部的结构的框图。

图14是示出共模电压的变化量的表。

图15是用于说明施加高频电压时的电压的概略图。

图16是说明实施方式1中采用的向量模式的一例的概略图。

图17是示出实施方式1中的逆变器控制部的动作的流程图。

图18是概略地示出实施方式2的热泵装置的结构的框图。

图19是示出实施方式2的热泵装置的制冷剂的状态的莫里尔线图。

具体实施方式

实施方式1

图1是概略地示出实施方式1的热泵装置100的结构的框图。

热泵装置100具有压缩机1、四通阀2、热交换器3、膨胀机构4、热交换器5和制冷剂配管6。压缩机1、四通阀2、热交换器3、膨胀机构4和热交换器5经由制冷剂配管6依次连接，形成制冷循环。另外，将热交换器3还称作第1热交换器，将热交换器5还称作第2热交换器。

在压缩机1的内部设置有对制冷剂进行压缩的压缩机构7和对该压缩机构7进行驱动的马达8。马达8是具有U相、V相、W相这三相的绕组的三相马达。

此外，热泵装置100具有逆变器装置9和对逆变器装置9进行控制的逆变器控制部10。

逆变器装置9与马达8电连接，对马达8施加电压而使其驱动。逆变器装置9对马达8的U相、V相、W相的绕组分别施加电压Vu、Vv、Vw。

逆变器控制部10与逆变器装置9电连接。逆变器控制部10具有高频电压产生部11和加热判定部12。

在需要对压缩机1进行加热的情况下，逆变器控制部10以对马达8施加比驱动频率电压高的高频电压的加热运转模式对逆变器装置9中包含的后述的逆变器进行控制，该驱动频率电压是对压缩机构7进行驱动的频率的电压。在加热运转模式下，逆变器控制部10对该逆变器进行控制，使得由于该逆变器的开关而产生的共模电压的变化量成为该逆变器的母线电压的三分之二以下。

例如，在逆变器控制部10中，根据逆变器装置9的电源电压即母线电压Vdc的值和由加热判定部12进行的需要对压缩机1进行加热这样的判定，高频电压产生部11生成施加使用共模电压抑制部13抑制了共模电压的高频电压这样的PWM(Pulse Width Modulation：脉宽调制)信号(驱动信号)，将其输出到逆变器装置9。

图2是示出实施方式1中的逆变器装置9的结构的电路图。

逆变器装置9具有整流器15、平滑电容器16和母线电压检测部17。

整流器15对从交流电源14供给的电压进行整流。

平滑电容器16使由整流器15整流后的电压平滑，生成直流电压。这里生成的直流电压成为母线电压Vdc。

母线电压检测部17检测由平滑电容器16生成的直流电压作为母线电压Vdc，将其输出到逆变器控制部10。

此外，逆变器装置9具有将母线电压Vdc设为电源的逆变器20。逆变器20对马达8施加电压。逆变器20由逆变器控制部10来控制。

在逆变器20中，串联连接的2个开关元件18a、18d、串联连接的2个开关元件18b、18e和串联连接的2个开关元件18c、18f并联连接。与开关元件18a～18f分别并联地具有环流二极管19a～19f。

另外，在以后的说明中，在不需要特别区分开关元件18a～18f中的各个开关元件的情况下，将开关元件18a～18f中的一个称作开关元件18。

此外，在不需要特别区分环流二极管19a～19f中的各个环流二极管的情况下，将环流二极管19a～19f中的一个称作环流二极管19。

在逆变器20中，根据从逆变器控制部10发送的PWM信号UP、VP、WP、UN、VN、WN，分别对应的开关元件18进行驱动。然后，逆变器20对马达8的U相、V相、W相的绕组分别施加与被驱动的开关元件18对应的电压Vu、Vv、Vw。由此，三相交流电压被施加给马达8。

这里，在需要对压缩机1进行加热的情况下，在逆变器20的开关周期内，逆变器控制部10以第1电压相位和从第1电压相位偏移180度的第2电压相位使逆变器20进行开关。

在该加热运转模式下，共模电压的正的峰值与共模电压的负的峰值之间的宽度小于逆变器20的母线电压。

例如，如后所述，逆变器控制部10在逆变器20的开关周期不进行使三相的上侧开关元件18a、18b、18c全部成为接通状态的控制、或使三相的下侧开关元件18d、18e、18f全部成为接通状态的控制，由此，由于逆变器20的开关而产生的共模电压的变化量成为逆变器20的母线电压的三分之二以下。

作为比较例，图3是概略地示出通常的逆变器控制部10#的结构的框图。

逆变器控制部10#具有高频电压产生部11#和加热判定部12。加热判定部12与实施方式1中的逆变器控制部10的加热判定部12相同，因此在后面叙述。这里，对高频电压产生部11#进行说明。

高频电压产生部11#具有表数据21、外部输入部22、选择部23#、积分器24、电压指令生成部25#和PWM信号生成部26#。

逆变器控制部10#中的表数据21和外部输入部22与实施方式1中的逆变器控制部10的对应的部分相同。

选择部23#选择表数据21中记录的电压指令值Vt和从外部输入部22输入的电压指令值Va中的任意一方作为电压指令值V*。然后，选择部23#将电压指令值V*提供给电压指令生成部25#。

此外，选择部23#选择表数据21中记录的转速指令值ωt和从外部输入部22输入的转速指令值ωa中的任意一方作为转速指令值ω*。然后，选择部23#将转速指令值ω*提供给积分器24。

积分器24根据选择部23输出的转速指令值ω*求出电压指令值相位θ。

电压指令生成部25#将电压指令值V*和积分器24求出的电压指令值相位θ作为输入，生成电压指令值Vu*、Vv*、Vw*。然后，电压指令生成部25#将电压指令值Vu*、Vv*、Vw*提供给PWM信号生成部26#。

PWM信号生成部26#根据来自电压指令生成部25的电压指令值Vu*、Vv*、Vw*和母线电压Vdc生成PWM信号UP、VP、WP、UN、VN、WN。然后，PWM信号生成部26#将该PWM信号UP、VP、WP、UN、VN、WN提供给逆变器装置9。

这里，对电压指令生成部25#的电压指令值Vu*、Vv*、Vw*的生成方法和PWM信号生成部26#的PWM信号UP、VP、WP、UN、VN、WN的生成方法进行说明。

图4是示出针对PWM信号生成部26#的输入输出波形的概略图。

例如，在未进行后述的共模电压抑制的情况下，将电压指令值Vu*、Vv*、Vw*定义为如式(1)～式(3)那样使相位各相差2π/3的余弦波或正弦波。其中，V*是电压指令值的振幅，θ是电压指令值相位。

Vu*＝V*cosθ (1)

Vv*＝V*cos(θ-(2/3)π) (2)

Vw*＝V*cos(θ+(2/3)π) (3)

电压指令生成部25#根据电压指令值V*和积分器24求出的电压指令值相位θ，通过式(1)～式(3)计算电压指令值Vu*、Vv*、Vw*，将计算出的电压指令值Vu*、Vv*、Vw*输出到PWM信号生成部26#。

PWM信号生成部26#对电压指令值Vu*、Vv*、Vw*和预定的频率且振幅Vdc/2的载波信号进行比较，根据相互的大小关系生成PWM信号UP、VP、WP、UN、VN、WN。这里，载波信号被用作基准信号。

例如，在电压指令值Vu*比载波信号大的情况下，作为PWM信号UP，PWM信号生成部26#设为使开关元件18a接通的电压，作为PWM信号UN，PWM信号生成部26#设为使开关元件18d断开的电压。相反，在电压指令值Vu*比载波信号小的情况下，作为PWM信号UP，PWM信号生成部26#设为使开关元件18a断开的电压，作为PWM信号UN，PWM信号生成部26#设为使开关元件18d接通的电压。其他信号也同样，PWM信号生成部26#通过电压指令值Vv*和载波信号的比较来决定PWM信号VP、VN，通过电压指令值Vw*和载波信号的比较来决定PWM信号WP、WN。

在通常的逆变器的情况下，采用互补PWM方式，因此，PWM信号UP和PWM信号UN、PWM信号VP和PWM信号VN、以及PWM信号WP和PWM信号WN成为彼此相反的关系。因此，开关模式全部为8种。

图5是示出8种开关模式的表。

另外，在图5中，对由于开关模式而产生的电压向量分别标注V0～V7的标号。

此外，各电压向量的电压的方向用±U、±V、±W表示。其中，在未产生电压的情况下为0。

这里，+U是产生经由U相流入马达8且经由V相和W相从马达8流出的U相方向的电流的电压。

此外，-U是产生经由V相和W相流入马达8且经由U相从马达8流出的-U相方向的电流的电压。±V、±W也同样。

PWM信号生成部26#组合图5所示的开关模式来输出电压向量，由此使逆变器装置9输出期望的电压。

在通常运转模式下，在使用马达8对一般的压缩机1的制冷剂进行压缩的情况下，一般以1kHz以下进行动作。

另一方面，PWM信号生成部26#通过使相位高速地变化，输出超过1kHz的高频的电压，对压缩机1进行通电，由此能够成为加热运转模式。

另外，除了式(1)～式(3)以外，电压指令生成部25#也可以通过二相调制、三次谐波重叠调制或空间向量调制等求出电压指令值Vu*、Vv*、Vw*。

但是，在一般的逆变器的情况下，载波信号的频率即载波频率的上限由逆变器的开关元件的开关速度来决定。因此，很难输出作为载波的载波信号的频率即载波频率以上的高频电压。另外，在一般的IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor：绝缘栅双极晶体管)的情况下，开关速度的上限为20kHz左右。

此外，在高频电压的频率为载波频率的1/10左右时，高频电压的波形输出精度恶化，可能造成直流分量重叠等不良影响。考虑到这点，在设载波频率为20kHz的情况下，在使高频电压的频率为载波频率的1/10即2kHz以下时，高频电压的频率成为可听频率区域，可能产生噪声恶化。

因此，如图6所示，实施方式1中的逆变器控制部10代替图3所示的积分器24而具有加法部27，该加法部27对基准相位θf加上由选择部23选择出的相位θp或相位θn，由此生成电压指令值相位θ。

图6是概略地示出实施方式1中的逆变器控制部10的结构的框图。

这里，图3所示的通常的逆变器控制部10#利用积分器24对转速指令值ω*进行积分，求出电压指令值相位θ。与此相对，在图6所示的逆变器控制部10中，作为相位切换部发挥功能的选择部23交替地切换相位θp和相对于相位θp大致相差180度的相位θn这2种电压指令值相位。

此外，选择部23选择表数据21中记录的相位θt和从外部输入部22输入的相位θa中的任意一方作为基准相位θf。然后，选择部23将基准相位θf提供给加法部27。

例如，选择部23在载波信号的顶或底的定时、或者顶和底的定时交替地切换相位θp和相位θn。这里，载波信号的顶也称作山，载波信号的底也称作谷。

加法部27对基准相位θf加上选择部23选择出的相位θp或相位θn，由此生成电压指令值相位θ。然后，加法部27将电压指令值相位θ提供给电压指令生成部25。另外，在以下的说明中，设θp＝0[度]、θn＝180[度]来进行说明。

电压指令生成部25使用电压指令值相位θ和电压指令值V*，通过上述的式(1)～式(3)生成电压指令值Vu*、Vv*、Vw*。然后，电压指令生成部25将电压指令值Vu*、Vv*、Vw*提供给PWM信号生成部26。

选择部23在载波信号的顶或底、或者载波信号的顶和底的定时切换相位θp和相位θn，由此能够输出与载波信号同步的PWM信号。

图7是选择部23在载波信号的顶和底的定时交替地切换相位θp和相位θn的情况下的时序图。

另外，PWM信号UP和PWM信号UN、PWM信号VP和PWM信号VN、以及PWM信号WP和PWM信号WN的接通和断开的状态分别相反，如果知道一方，则也知道另一方，因此，这里仅示出PWM信号UP、VP、WP。

此外，这里，设基准相位θf＝0[度]。该情况下，如图7所示，PWM信号变化。而且，电压向量按照V0(UP＝VP＝WP＝0)、V4(UP＝1、VP＝WP＝0)、V7(UP＝VP＝WP＝1)、V3(UP＝0、VP＝WP＝1)、V0(UP＝VP＝WP＝0)、…的顺序变化。

图8的(A)～(D)是用于说明图7所示的电压向量的变化的概略图。

另外，在图8的(A)～(D)中，示出利用虚线包围的开关元件18处于接通的状态，未利用虚线包围的开关元件18处于断开的状态。

如图8的(A)或(C)所示，在施加电压向量V0或电压向量V7时，马达8的线间成为短路状态，不输出电压。该情况下，马达8的电感中蓄积的能量成为电流而在短路电路中流动。

如图8的(B)所示，在施加电压向量V4时，经由U相流入马达8且经由V相和W相从马达8流出的U相方向的电流即+Iu的电流流过马达8的绕组。

如图8的(D)所示，在施加电压向量V3时，经由V相和W相流入马达8且经由U相从马达8流出的-U相方向的电流即-Iu的电流流过马达8的绕组。

换言之，在施加电压向量V4时和施加电压向量V3时，相反方向的电流流过马达8的绕组。

而且，如使用图7说明的那样，电压向量按照电压向量V0、电压向量V4、电压向量V7、电压向量V3、电压向量V0、…的顺序变化，因此，+Iu的电流和-Iu的电流交替地流过马达8的绕组。

特别地，如图5所示，电压向量V4和电压向量V3出现在1个载波周期(1/fc)的期间内，因此，能够对马达8的绕组施加与载波频率fc同步的交流电压。

此外，交替地输出电压向量V4和电压向量V3，因此，正反的转矩瞬时地切换。因此，转矩被抵消，由此能够施加抑制了马达8的转子振动的电压。

此外，在选择部23在载波信号的底的定时交替地切换相位θp和相位θn的情况下，电压向量按照电压向量V0、电压向量V4、电压向量V7、电压向量V7、电压向量V3、电压向量V0、电压向量V0、电压向量V3、电压向量V7、电压向量V7、电压向量V4、电压向量V0、…的顺序变化。电压向量V4和电压向量V3出现在2个载波周期的期间内，因此，能够对马达8的绕组施加1/2载波频率的交流电压。

图9是示出IPM(Interior Permanent Magnet：内置磁钢)马达的转子位置的图。

这里，IPM马达的转子位置是转子的停止位置。如图9所示，转子位置/>通过转子的N极的方向从U相方向偏移的角度的大小来表示。

图10是示出基于转子位置的电流变化的曲线图。

在IPM马达的情况下，绕组电感依赖于转子位置。因此，利用电气角频率ω与电感值之积表示的绕组阻抗根据转子位置而变动。因此，即使在施加了相同电压的情况下，根据转子位置，流过马达8的绕组的电流也变动，加热量也变化。其结果是，根据转子位置，为了得到必要的加热量，可能消耗较多的电力。

因此，选择部23通过使基准相位θf随着时间的经过而变化，没有遗漏地对转子施加电压。

图11的(A)～(D)是用于说明使基准相位θf随着时间的经过而变化的情况下的施加电压的概略图。

这里，示出使基准相位θf随着时间的经过例如如0度、45度、90度、135度、…那样每隔45度变化的例子。

如图11的(A)所示，如果基准相位θf为0度，则电压指令值相位θ为0度和180度。

如图11的(B)所示，如果基准相位θf为45度，则电压指令值相位θ为45度和225度。

如图11的(C)所示，如果基准相位θf为90度，则电压指令值相位θ为90度和270度。

如图11的(D)所示，如果基准相位θf为135度，则电压指令值相位θ为135度和315度。

换言之，首先，如图11的(A)所示，基准相位θf被设定为0度，以预定的时间，电压指令值相位θ与载波信号同步地在0度和180度切换。

然后，如图11的(B)所示，基准相位θf被切换为45度，以预定的时间，电压指令值相位θ与载波信号同步地在45度和225度切换。

然后，如图11的(C)所示，如基准相位θf被切换为90度那样，每隔预定的时间将电压指令值相位θ切换为0度和180度、45度和225度、90度和270度、135度和315度、…。由此，高频交流电压的通电相位随着时间的经过而变化，因此，能够排除由于转子停止位置而引起的电感特性的影响，能够不依赖于转子位置而进行均匀的压缩机1的加热。

图12是示出基准相位θf为0度、30度、60度时的流过马达8的UVW的各相的电流的概略图。

这里的基准相位θf将电压向量V4中的U相方向设为0度。

在基准相位θf为0度的情况下，如图7所示，在电压向量V0与电压向量V7之间仅产生1个其他电压向量。这里的其他电压向量是开关元件18a～18f中的正电压侧的1个开关元件和负电压侧的2个开关元件、或正电压侧的2个开关元件和负电压侧的1个开关元件成为接通状态的电压向量。该情况下，电流波形成为梯形，成为谐波分量少的电流。

但是，在基准相位θf为30度的情况下，在电压向量V0与电压向量V7之间产生2个其他电压向量。该情况下，电流波形失真，成为谐波分量多的电流。该电流波形的失真可能造成马达噪声或马达轴振动等不良影响。

此外，在基准相位θf为60度的情况下，也与基准相位θf为0度的情况同样，在电压向量V0与电压向量V7之间仅产生1个其他电压向量。该情况下，电流波形成为梯形，成为谐波分量少的电流。

这样，在基准相位θf为60度的n倍(n为0以上的整数)的情况下，电压指令值相位θ成为60度的倍数，因此，在电压向量V0与电压向量V7之间仅产生1个其他电压向量。

另一方面，在基准相位θf为60度的n倍以外的情况下，电压指令值相位θ不是60度的倍数，因此，在电压向量V0与电压向量V7之间产生2个其他电压向量。当在电压向量V0与电压向量V7之间产生2个其他电压向量时，电流波形失真，成为谐波分量多的电流，可能造成马达噪声或马达轴振动等不良影响。

因此，在选择部23中，优选使基准相位θf如0度、60度、…那样以60度为单位地变化。

图13是概略地示出加热判定部12的结构的框图。

加热判定部12根据由逆变器装置9的母线电压检测部17检测到的母线电压Vdc，对高频电压产生部11的动作状态即接通(ON)或断开(OFF)进行控制。

加热判定部12具有电压比较部28、温度检测部29、温度比较部30、第1逻辑与计算部31、沉积判定部32、经过时间计测部33、时间比较部34、复位部35、逻辑或计算部36和第2逻辑与计算部37。

电压比较部28在由母线电压检测部17检测到的母线电压Vdc满足Vdc_min<Vdc<Vdc_max的情况下判断为正常状态，在除此以外的情况下判断为异常状态。然后，电压比较部28在正常状态时输出1，在异常状态时输出0。

这里，Vdc_max是母线电压上限值，Vdc_min是母线电压下限值。在Vdc_max以上的过大的母线电压的情况下、或Vdc_min以下的过小的母线电压的情况下，电压比较部28判断为异常状态，进行动作以停止加热。

温度检测部29检测逆变器20的温度即逆变器温度Tinv、压缩机1的温度Tc和外部气体温度To。

温度比较部30对逆变器20的保护温度Tp_inv和逆变器温度Tinv进行比较。此外，温度比较部30对压缩机1的保护温度Tp_c和压缩机温度Tc进行比较。这里，设逆变器20的保护温度Tp_inv和压缩机1的保护温度Tp_c是预先设定的。

温度比较部30在Tp_inv>Tinv且Tp_c>Tc的情况下判断为正常状态，在除此以外的情况下判断为异常状态。然后，温度比较部30在正常状态的情况下输出1，在异常状态的情况下输出0。

这里，在Tp_inv<Tinv的情况下，逆变器温度Tinv成为高温，此外，在Tp_c<Tc的情况下，压缩机1内的马达8的绕组温度成为高温，可能引起绝缘不良等。因此，温度比较部30判断为不需要加热，进行动作以停止加热。这里，关于压缩机1，需要考虑热容量比马达8的绕组大、温度的上升速度比绕组慢这点来设定Tp_c。

第1逻辑与计算部31输出电压比较部28的输出值与温度比较部30的输出值的逻辑与。在电压比较部28和温度比较部30的输出值中的任意一方成为表示异常状态的0的情况下，第1逻辑与计算部31输出0，由此进行动作以停止加热。

另外，这里，叙述了使用母线电压Vdc、逆变器温度Tinv和压缩机1的温度Tc来停止加热的方法，但是，也可以不使用这些全部。此外，也可以构成为使用这里所述的参数以外的参数来停止加热。

沉积判定部32根据由温度检测部29检测到的压缩机1的温度Tc和外部气体温度To，判断是否成为液体制冷剂沉积于压缩机1内的状态。制冷剂沉积的状态是液体制冷剂滞留于压缩机1内的状态。

在制冷循环中，压缩机1的热容量最大，相对于外部气体温度To的上升，压缩机1的温度Tc较慢地上升。因此，压缩机1的温度Tc最低。制冷剂在制冷循环中在温度最低的场所滞留，作为液体制冷剂而滞留，因此，在温度上升时，制冷剂滞留于压缩机1内。

因此，沉积判定部32在To>Tc的情况下，判断为制冷剂积存于压缩机1内，在To<Tc的情况下，判断为制冷剂未积存于压缩机1内。因此，沉积判定部32在To>Tc的情况下，输出1而使加热开始，在To<Tc的情况下，输出0而使加热停止。

另外，沉积判定部32也可以在外部气体温度To存在上升倾向时或压缩机1的温度Tc存在上升倾向时使加热开始。由此，在很难检测外部气体温度To或压缩机1的温度Tc的情况下，沉积判定部32能够使用任意一方进行控制，因此，能够实现可靠性高的控制。

这里，在不能检测压缩机1的温度Tc和外部气体温度To双方的情况下，可能无法进行压缩机1的加热。因此，经过时间计测部33计测未对压缩机1进行加热的时间即Elapse_Time。时间比较部34对该Elapse_Time和预先设定的限制时间Limit_Time进行比较。然后，时间比较部34在Elapse_Time超过了Limit_Time的情况下，输出1而使压缩机1的加热开始。

这里，从太阳升起的早上到中午，温度上升，从日落到晚上，温度降低，因此，关于一天的温度变化，大致以12小时周期反复进行温度的上升和降低。因此，例如，Limit_Time被设定为12小时左右即可。

复位部35在对压缩机1进行了加热的情况下，通过对经过时间计测部33进行指示，使Elapse_Time复位为0。

逻辑或计算部36输出沉积判定部32的输出值与时间比较部34的输出值的逻辑或。在沉积判定部32和时间比较部34的输出值中的任意一方成为表示加热开始的1的情况下，逻辑或计算部36输出1而使针对压缩机1的加热开始。

第2逻辑与计算部37输出第1逻辑与计算部31的输出值与逻辑或计算部36的输出值的逻辑与，作为加热判定部12的输出值。在第2逻辑与计算部37的输出值为1的情况下，高频电压产生部11进行动作，进行压缩机1的加热动作。另一方面，在该输出值为0的情况下，高频电压产生部11不进行动作，不进行压缩机1的加热动作，或者，高频电压产生部11的动作停止，压缩机1的加热动作停止。

设置有输出逻辑与的第2逻辑与计算部37，因此，在第1逻辑与计算部31输出表示针对压缩机1的加热停止的信号0的情况下，即使逻辑或计算部36输出表示加热开始的信号1，也能够使加热停止。因此，能够确保可靠性，并且将待机中的消耗电力抑制到最小限度。

另外，沉积判定部32能够根据压缩机1的温度Tc和外部气体温度To来检测液体制冷剂以何种程度滞留于压缩机1内，因此，能够根据检测到的液体制冷剂的量来计算向压缩机1的外部排出制冷剂所需要的热量或电力，使高频电压产生部11进行动作，以进行必要最小限度的加热。由此，能够通过消耗电力削减来减少针对地球温暖化的影响。

接着，对由共模电压抑制部13进行的共模电压抑制的方法进行说明。

图14是示出从某个电压向量向其他电压向量转变的情况下的共模电压的变化量的表。

在马达8中产生该共模电压，由此，经由存在于以压缩机1为首的构成制冷循环的部件的寄生电容，噪声端子电压等噪声或漏电流增加。

特别地，关于寄生电容，在高频的电压下，阻抗降低，因此，在共模电压的上升急剧时，影响变大。因此，优选避免共模电压的时间变化量(dV/dt)变高的开关状态的转变。在实施方式1中，避免伴随着共模电压的时间变动量的绝对值的最大值即±4Vdc/6的变动的、开关状态的转变。

这里，为了施加高频电压，如图15所示，PWM信号生成部26需要交替地输出电压VA(相位θp)和相对于电压VA相差180度相位的电压VB(相位θn)。

在现有技术中，例如设θp＝0°、θn＝180°，按照电压向量V0、电压向量V4、电压向量V7、电压向量V3和电压向量V0的顺序使电压向量转变，由此施加高频的电压。但是，在从电压向量V4向电压向量V7转变时，产生+4Vdc/6的共模电压的变动，在从电压向量V3向电压向量V0转变时，产生-Vdc/6的共模电压的变动，噪声可能增加。

因此，在实施方式1中，PWM信号生成部26通过从电压向量V0～电压向量V7中选择出的多个向量的合成向量来生成电压VA和电压VB。

例如，PWM信号生成部26通过电压向量V4和电压向量V6的合成向量来生成电压VA，通过电压向量V1和电压向量V3的合成向量来生成电压VB。由此，按照电压向量V0、电压向量V4、电压向量V7、电压向量V3和电压向量V0的顺序转变的向量模式成为按照电压向量V0、电压向量V4、电压向量V6、电压向量V7、电压向量V3、电压向量V1和电压向量V0的顺序转变的向量模式。

在这种向量模式下，根据图14，通过电压向量的转变，成为最大±2Vdc/6的共模电压的变动，能够抑制共模电压的时间变化量(dV/dt)。

关于这种向量模式，为了抑制共模电压的时间变化量(dV/dt)，对比较高频率的噪声端子电压等具有效果，但是，在载波周期内，以电压向量V0的共模电压即-Vdc/2和电压向量V7的共模电压即+Vdc/2进行变动，因此，产生比由于共模电压的时间变化量(dV/dt)而产生的噪声端子电压低的频率的噪声。

因此，如图16所示，PWM信号生成部26还能够采用如按照电压向量V0、电压向量V4、电压向量V6、电压向量V3、电压向量V1和电压向量V0的顺序转变的向量模式那样消除电压向量V7的向量模式。即使采用这种向量模式，由于电压向量V7自身是输出零电压的电压向量，因此，也不会对输出电压自身造成影响。另外，即使采用消除电压向量V0而不是电压向量V7这样的向量模式，也可得到同样的效果。

此外，在现有的向量模式下，在从电压向量V6向电压向量V7的转变和从电压向量V7向电压向量V3的转变中，产生±2Vdc/6的共模电压的变动，但是，通过从电压向量V6直接转变到电压向量V3这样的向量模式，能够使共模电压的变动成为0。进而，共模电压的正和负的宽度成为-Vdc/2～+Vdc/6，能够设为现有的向量模式的2/3倍。由此，能够有助于减少噪声端子电压或漏电流。

如上所述，在实施方式1中，不使用特别的追加部件，就能实现噪声端子电压或漏电流的减少，因此，能够实现噪声滤波器中使用的线圈或电容器的小型化。进而，在实施方式1中，不需要外置的噪声降低用的芯，不仅能够实现小型轻量化，还能够降低成本。

接着，对逆变器控制部10的动作进行说明。

图17是示出实施方式1中的逆变器控制部10的动作的流程图。

首先，加热判定部12判断在压缩机1的运转停止中，是否通过上述的动作而使高频电压产生部11产生高频(S10)。

在加热判定部12判断为产生高频的情况下，换言之，在加热判定部12的输出值为“1”的情况下(S10：是)，处理进入步骤S11。由此，产生预热用的PWM信号。

另一方面，在加热判定部12判断为不产生高频的情况下，换言之，在加热判定部12的输出值为“0”的情况下(S10：否)，处理返回步骤S10，在经过预定的时间后，再次判断是否使高频电压产生部11进行动作。

在步骤S11中，选择部23选择电压指令值V*和基准相位θf。此外，选择部23选择相位θp或相位θn。加法部27将选择部23选择出的基准相位θf和相位θp或相位θn相加，由此求出电压指令值相位θ。然后，电压指令生成部25根据电压指令值V*、电压指令值相位θ和偏置OFFSET，通过式(4)～式(6)计算电压指令值Vu*、Vv*、Vw*，将计算出的电压指令值Vu*、Vv*、Vw*输出到PWM信号生成部26。

接着，PWM信号生成部26将来自电压指令生成部25的电压指令值Vu*、Vv*、Vw*与载波信号进行比较，得到PWM信号UP、VP、WP、UN、VN、WN，将其输出到逆变器装置9(S12)。由此，逆变器装置9的开关元件17a～17f被驱动，对马达8施加高频电压。

通过对马达8施加高频电压，利用马达8的铁损和由流过绕组的电流而产生的铜损，高效地对马达8进行加热。马达8被加热，由此，滞留于压缩机1内的液体制冷剂被加热而气化，向压缩机1的外部漏出。

在经过预定的时间后，处理再次返回步骤S10，判定是否需要进一步加热。

如上所述，在实施方式1的热泵装置100中，在液体制冷剂滞留于压缩机1内的状态下对马达8施加高频电压，因此，能够抑制噪声，并且高效地对马达8进行加热。由此，能够高效地对滞留于压缩机1内的制冷剂进行加热，能够使滞留的制冷剂向压缩机1的外部漏出。

另外，如果对马达8施加压缩动作时的运转频率以上的高频电压，则马达8内的转子无法追随于频率，不会产生旋转或振动。因此，在图17的步骤S11中，选择部23可以输出成为压缩动作时的运转频率以上的基准相位θf。

一般而言，压缩动作时的运转频率顶多为1kHz。因此，对马达8施加1kHz以上的高频电压即可。此外，在对马达8施加14kHz以上的高频电压时，马达8的铁芯的振动音大致接近可听频率上限，因此，对噪声的降低也有效果。因此，例如，选择部23输出成为20kHz左右的高频电压这样的基准相位θf。

但是，在高频电压的频率超过开关元件17a～17f的最大额定频率时，可能引起由于开关元件17a～17f的破坏而导致的负载或电源短路，导致冒烟或起火。因此，为了确保可靠性，优选高频电压的频率为最大额定频率以下。

此外，在近年来的热泵装置用的压缩机的马达中，为了高效化而广泛使用IPM(Interior Permanent Magnet：内置磁钢)结构的马达、或线圈端小且绕组电阻低的集中绕组马达。集中绕组马达的绕组电阻小且基于铜损的发热量少，因此，需要在绕组流过大量的电流。当在绕组流过大量的电流时，流过逆变器装置9的电流也变多，逆变器损耗变大。

因此，在上述的通过施加高频电压来进行加热时，基于高频率的电感分量变大，绕组阻抗变高。因此，流过绕组的电流变小，铜损减少，但是，相应地通过施加高频电压而产生铁损，能够有效地加热。进而，流过绕组的电流变小，因此，流过逆变器20的电流也变小，还能够减少逆变器装置9的损耗，能够进行效率更高的加热。

此外，在上述的通过施加高频电压来进行加热时，在压缩机1是IPM结构的马达8的情况下，高频磁通交链的转子表面也成为发热部。因此，实现制冷剂接触面增加或针对压缩机构的迅速加热，因此，能够进行高效的制冷剂的加热。

此外，在构成逆变器装置9的开关元件18a～18f和与其并联连接的环流二极管19a～19f中，目前的主流一般使用以硅(Si)为材料的半导体。但是，取而代之，也可以使用以碳化硅(SiC)、氮化镓(GaN)或金刚石为材料的宽带隙半导体。

这里，三相的上侧开关元件18a、18b、18c和三相的下侧开关元件18d、18e、18f中的至少任意一方由宽带隙半导体构成即可。

由这种宽带隙半导体形成的开关元件或二极管元件的耐电压性高，容许电流密度也高。因此，能够实现开关元件或二极管元件的小型化，通过使用这些小型化的开关元件或二极管元件，能够实现组入了这些元件的半导体模块的小型化。

此外，由这种宽带隙半导体形成的开关元件或二极管元件的耐热性也高。因此，能够实现散热器的散热片的小型化或水冷部的空冷化，因此，能够实现半导体模块的进一步的小型化。

进而，由这种宽带隙半导体形成的开关元件或二极管元件的电力损耗低。因此，能够实现开关元件或二极管元件的高效化，乃至能够实现半导体模块的高效化。

此外，由这种宽带隙半导体形成的开关元件或二极管元件能够进行高频率的开关，因此，能够在马达8流过更高频率的电流，通过由于马达8的绕组阻抗增加而实现的绕组电流减少，能够减少流向逆变器装置9的电流。因此，能够得到效率更高的热泵装置。进而，高频率化变得容易，因此，具有容易设定超过可听频率的频率、容易实现噪声对策这样的优点。

另外，优选开关元件和二极管元件双方由宽带隙半导体形成，但是，也可以是任意一种元件由宽带隙半导体形成。这种情况下，也能够得到该实施方式记载的效果。

除此之外，通过使用作为高效的开关元件而公知的超结结构的MOSFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor：金属氧化物半导体场效应晶体管)，也能够得到同样的效果。

此外，涡旋机构的压缩机很难实现压缩室的高压溢流。因此，与其他方式的压缩机相比，在液体压缩的情况下对压缩机构施加过大的应力而破损的可能性高。但是，在实施方式1的热泵装置100中，能够进行压缩机1的高效的加热，能够抑制压缩机1内的液体制冷剂的滞留。因此，能够防止液体压缩，因此，在使用涡旋式压缩机作为压缩机1的情况下也是有效的。

进而，在超过频率10kHz和输出50W的加热设备的情况下，有时受到法令的制约。因此，也可以事先以不超过50W的方式进行电压指令值的振幅或频率的调整。

另外，逆变器控制部10能够由CPU(Central Processing Unit：中央处理单元)、DSP(Digital Signal Processor：数字信号处理器)或微计算机(微机)的离散系统构成。此外，逆变器控制部10也可以由其他模拟电路或数字电路等电路元件等构成。

换言之，逆变器控制部10能够由处理电路网构成。

实施方式2

在实施方式2中，对热泵装置200的回路结构的一例进行说明。另外，例如，在图1等中，示出压缩机1、四通阀2、热交换器3、膨胀机构4和热交换器5通过制冷剂配管6依次连接而成的热泵装置100。在实施方式2中，对更加具体的结构的热泵装置200进行说明。

图18是概略地示出实施方式2的热泵装置200的结构的框图。

此外，图19是示出实施方式2的热泵装置200的制冷剂的状态的莫里尔线图。在图19中，横轴表示比焓，纵轴表示制冷剂压力。

热泵装置200具有压缩机51、热交换器52、膨胀机构53、储液器54、内部热交换器55、膨胀机构56和热交换器57。进而，热泵装置200具有通过配管将它们依次连接而供制冷剂进行循环的主制冷剂回路58。这里，将热交换器52还称作第1热交换器，将热交换器57还称作第2热交换器。

另外，在主制冷剂回路58中，在压缩机51的排出侧设置有四通阀59，能够切换制冷剂的循环方向。此外，在热交换器57的附近设置有风扇60。此外，压缩机51是实施方式1中说明的压缩机1，具有由逆变器装置9驱动的马达8和压缩机构7。

进而，热泵装置200具有注入回路62，该注入回路62通过配管从储液器54与内部热交换器55之间连接到压缩机51的注入管。在注入回路62依次连接有膨胀机构61和内部热交换器55。

在热交换器52连接有供水进行循环的水回路63。另外，在水回路63连接有热水器、散热器或地暖等散热器等利用水的装置。

首先，对热泵装置200的制热运转时的动作进行说明。

在制热运转时，四通阀59被设定为实线方向。另外，该制热运转不仅包含空调中使用的制热，还包含对水赋予热而制作温水的热水供给。

在压缩机51中成为高温高压的气相制冷剂(图19的点P1)从压缩机51排出，在作为冷凝器的成为散热器的热交换器52中进行热交换而液化(图19的点P2)。此时，通过从制冷剂释放的热，在作为流体利用装置的水回路63中循环的水被加热，用于制热或热水供给。

在热交换器52中被液化的液相制冷剂在膨胀机构53中被减压而成为气液二相状态(图19的点P3)。在膨胀机构53中成为气液二相状态的制冷剂在储液器54中与被吸入到压缩机51的制冷剂进行热交换，被冷却而液化(图19的点P4)。在储液器54中被液化的液相制冷剂进行分支而流向主制冷剂回路58和注入回路62。

在主制冷剂回路58中流动的液相制冷剂与在膨胀机构61中被减压而成为气液二相状态的在注入回路62中流动的制冷剂在内部热交换器55中进行热交换，进一步被冷却(图19的点P5)。在内部热交换器55中被冷却的液相制冷剂在膨胀机构56中被减压而成为气液二相状态(图19的点P6)。在膨胀机构56中成为气液二相状态的制冷剂在成为蒸发器的热交换器57中与外部气体进行热交换而被加热(图19的点P7)。然后，在热交换器57中被加热的制冷剂在储液器54中进一步被加热(图19的点P8)，被吸入到压缩机51。

另一方面，如上所述，在注入回路62中流动的制冷剂在膨胀机构61中被减压(图19的点P9)，在内部热交换器55中进行热交换(图19的点P10)。在内部热交换器55中进行热交换后的气液二相状态的制冷剂(注入制冷剂)在气液二相状态下从压缩机51的注入管流入压缩机51内。

在压缩机51中，从主制冷剂回路58吸入的制冷剂(图19的点P8)被压缩到中间压而被加热(图19的点P11)。注入制冷剂(图19的点P10)与被压缩到中间压而被加热的制冷剂(图19的点P11)汇合，温度降低(图19的点P12)。然后，温度降低后的制冷剂(图19的点P12)进一步被压缩、加热，成为高温高压而被排出(图19的点P1)。

另外，在未进行注入运转的情况下，使膨胀机构61的开度成为全闭。即，在进行注入运转的情况下，膨胀机构61的开度比预定的开度大，但是，在未进行注入运转时，使膨胀机构61的开度比预定的开度小。由此，制冷剂不流入压缩机51的注入管。这里，通过微计算机等控制部以电子控制的方式对膨胀机构61的开度进行控制。

接着，对热泵装置200的制冷运转时的动作进行说明。

在制冷运转时，四通阀59被设定为虚线方向。另外，该制冷运转不仅包含空调中使用的制冷，还包含从水夺走热而制作冷水以及冷冻等。

在压缩机51中成为高温高压的气相制冷剂(图19的点P1)从压缩机51排出，在作为冷凝器的成为散热器的热交换器57中进行热交换而液化(图19的点P2)。在热交换器57中被液化的液相制冷剂在膨胀机构56中被减压而成为气液二相状态(图19的点P3)。在膨胀机构56中成为气液二相状态的制冷剂在内部热交换器55中进行热交换，被冷却而液化(图19的点P4)。在内部热交换器55中，使在膨胀机构56中成为气液二相状态的制冷剂和在内部热交换器55中被液化的液相制冷剂在膨胀机构61中被减压而成为气液二相状态的制冷剂(图19的点P9)进行热交换。在内部热交换器55中进行热交换后的液相制冷剂(图19的点P4)进行分支而流向主制冷剂回路58和注入回路62。

在主制冷剂回路58中流动的液相制冷剂在储液器54中与被吸入到压缩机51的制冷剂进行热交换，进一步被冷却(图19的点P5)。在储液器54中被冷却的液相制冷剂在膨胀机构53中被减压而成为气液二相状态(图19的点P6)。在膨胀机构53中成为气液二相状态的制冷剂在成为蒸发器的热交换器52中进行热交换而被加热(图19的点P7)。此时，制冷剂吸热，由此，在水回路63中循环的水被冷却，用于制冷或冷冻。

然后，在热交换器52中被加热的制冷剂在储液器54中进一步被加热(图19的点P8)，被吸入到压缩机51。

另一方面，如上所述，在注入回路62中流动的制冷剂在膨胀机构61中被减压(图19的点P9)，在内部热交换器55中进行热交换(图19的点P10)。在内部热交换器55中进行热交换后的气液二相状态的制冷剂(注入制冷剂)在气液二相状态下从压缩机51的注入管流入。压缩机51内的压缩动作与制热运转时相同。

另外，在未进行注入运转时，与制热运转时同样，使膨胀机构61的开度成为全闭，使得制冷剂不流入压缩机51的注入管。

此外，在上述说明中，设热交换器52是使制冷剂和在水回路63中循环的水进行热交换的板式热交换器这样的热交换器而进行了说明，但是不限于此，也可以是使制冷剂和空气进行热交换的热交换器。此外，水回路63也可以不是供水进行循环的回路，而是供其他流体进行循环的回路。

如上所述，热泵装置100、200能够用于空调机、热泵热水器、冰箱、冷冻机等使用逆变器压缩机的热泵装置，特别适合于对压缩机进行加热的情况。

标号说明

1：压缩机；2：四通阀；3：热交换器；4：膨胀机构；5：热交换器；6：制冷剂配管；7：压缩机构；8：马达；9：逆变器装置；10：逆变器控制部；11：高频电压产生部；12：加热判定部；13：共模电压抑制部；14：交流电源；15：整流器；16：平滑电容器；17：母线电压检测部；18a～18f：开关元件；19a～19f：环流二极管；20：逆变器；21：表数据；22：外部输入部；23：选择部；25：电压指令生成部；26：PWM信号生成部；27：加法部；100、200：热泵装置。

Claims (8)

1.一种热泵装置，其特征在于，该热泵装置具有：

压缩机，其具有对制冷剂进行压缩的压缩机构和对所述压缩机构进行驱动的马达；

逆变器，其对所述马达施加电压；以及

逆变器控制部，其对所述逆变器进行控制，

在需要对所述压缩机进行加热的情况下，所述逆变器控制部以对所述马达施加比驱动频率电压高的高频电压的加热运转模式对所述逆变器进行控制，所述驱动频率电压是对所述压缩机构进行驱动的频率的电压，

在所述加热运转模式下，所述逆变器控制部对所述逆变器进行控制，使得由于所述逆变器的开关而产生的共模电压的变化量成为所述逆变器的母线电压的三分之二以下。

2.根据权利要求1所述的热泵装置，其特征在于，

在所述加热运转模式下，所述逆变器控制部在所述逆变器的开关周期以第1电压相位和从所述第1电压相位偏移180度的第2电压相位使所述逆变器进行开关。

3.根据权利要求1或2所述的热泵装置，其特征在于，

所述共模电压的正的峰值与所述共模电压的负的峰值之间的宽度小于所述母线电压。

4.根据权利要求1～3中的任意一项所述的热泵装置，其特征在于，

所述逆变器构成为具有三相的上侧开关元件和三相的下侧开关元件，由此能够输出三相交流电压作为所述驱动频率电压，

所述逆变器控制部在所述逆变器的开关周期不进行使所述三相的上侧开关元件全部成为接通状态的控制、或使所述三相的下侧开关元件全部成为接通状态的控制。

5.根据权利要求1～3中的任意一项所述的热泵装置，其特征在于，

所述逆变器构成为具有三相的上侧开关元件和三相的下侧开关元件，由此能够输出三相交流电压作为所述驱动频率电压，

所述三相的上侧开关元件和所述三相的下侧开关元件中的至少任意一方由宽带隙半导体构成。

6.根据权利要求1～3中的任意一项所述的热泵装置，其特征在于，

所述逆变器构成为具有三相的上侧开关元件、三相的下侧开关元件、与所述三相的上侧开关元件分别并联连接的三个环流二极管、以及与所述三相的下侧开关元件分别并联连接的三个环流二极管，由此能够输出三相交流电压作为所述驱动频率电压，

所述环流二极管由宽带隙半导体构成。

7.根据权利要求5或6所述的热泵装置，其特征在于，

所述宽带隙半导体以碳化硅、氮化镓或金刚石为材料。

8.一种热泵装置，其特征在于，该热泵装置具有：

制冷剂回路，其是通过配管连接具有对制冷剂进行压缩的压缩机构和对所述压缩机构进行驱动的马达的压缩机、进行所述制冷剂的热交换的第1热交换器、使所述制冷剂膨胀的膨胀机构、以及进行所述制冷剂的热交换的第2热交换器而成的；

逆变器，其对所述马达施加电压；以及

逆变器控制部，其对所述逆变器进行控制，

在需要对所述压缩机进行加热的情况下，所述逆变器控制部以对所述马达施加比驱动频率电压高的高频电压的加热运转模式对所述逆变器进行控制，所述驱动频率电压是对所述压缩机构进行驱动的频率的电压，

在所述加热运转模式下，所述逆变器控制部对所述逆变器进行控制，使得由于所述逆变器的开关而产生的共模电压的变化量成为所述逆变器的母线电压的三分之二以下。