JP2011038689A - 空気調和機 - Google Patents

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Abstract

【課題】環境配慮設計基準に適合可能とするため、待機中の効率の高い冷媒加熱方法および圧縮機内軸受け振動および騒音の低減を図る。
【解決手段】圧縮機１と、圧縮機１を駆動するモーター８と、モーター８に所望の電圧を印加するインバーター９と、インバーター９を制御するインバーター制御手段１１と、インバーター９の母線電圧を検出する母線電圧検出手段１０と、を備え、インバーター制御手段１１は、圧縮機１内の冷媒の寝込み状態を検出する冷媒寝込み検出手段１２と、冷媒寝込み検出手段１２の出力と振幅情報及び位相情報に基づき、モーター８の巻線にモーター８の圧縮動作時の運転周波数範囲外の高周波交流電圧指令を出力する高周波交流電圧発生手段１３と、高周波交流電圧発生手段１３の出力と母線電圧検出手段１０の出力とに基づいて、ＰＷＭ信号を生成してインバーター９に高周波交流電圧を発生させるＰＷＭ信号生成手段１５と、を備える。
【選択図】図１

Description

この発明は、空気調和機に使用される圧縮機の加熱方法に関するものである。
従来の空気調和機は、圧縮機が停止している時の圧縮機内液冷媒の滞留による液圧縮を防止するために圧縮機内に滞留する液冷媒量が所定値以上になると信号を出力し、制御装置はその信号を入力した時モーターの巻線に微弱の高周波欠相電流を通電してモーター巻線を温め、寝込みすなわち圧縮機内への液冷媒の低温滞留状態での運転開始による液圧縮を防止して圧縮機の破損を防止している（例えば、特許文献１参照）。
また、スイッチング素子のオン・オフ周期を制御することでモーターのステータコイルに流れる電流の向きが周期的に逆方向になるようにして、従来の抵抗損による発熱だけでなくヒステリシス損による発熱を行い、さらに単位時間当たりのスイッチング回数を減らすことにより、極力少ない消費電流で十分な予熱を行えるようにし、電力効率の向上を図ったものもある（例えば、特許文献２参照）。
特開平８−２２６７１４号公報（第１頁〜第３頁、第１図〜第２図） 特開平１１−１５９４６７号公報（第３頁、第５頁〜第６頁、第１図〜第６図）
しかしながら、特許文献１に記載の従来技術については、欠相電流を流すため電流が流れない巻線が発生するため均一に圧縮機の加熱ができず、また突極比を持つ永久磁石同期形同期モーターにインバーターを用いて欠相電流を流そうとする場合、巻線インダクタンスのローター位置依存性があり、ローター位置に応じて全相に電流が流れることがあるため、欠相電流を流すことが困難であるという課題がある。
また、特許文献２に記載の従来技術においては、一端が電源側に接続されたスイッチング素子の何れか一つを所定時間の間に所定周期で繰り返しオン・オフさせると同時に、一端がアース側に接続されたスイッチング素子の何れか二つを当該所定時間の間、オン状態しかる後、ステータコイルに流れる電流が逆方向となるように対応するため、巻線に流す電流の周波数を高周波化できず、高周波化による鉄損発生に限界があり効率向上が図れないだけでなく、オン・オフ周波数が人間にとって耳障りなものとほぼ一致することになり騒音発生などの課題がある。
本発明は上記のような課題、および近年の厳しい環境配慮設計基準である欧州ＥｕＰ指令（Ｄｉｒｅｃｔｉｖｅ ｏｎ Ｅｃｏ−Ｄｅｓｉｇｎ ｏｆ Ｅｎｅｒｇｙ−ｕｓｉｎｇ Ｐｒｏｄｕｃｔｓ）や豪州ＭＥＰＳ（Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｅｎｅｒｇｙ Ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ Ｓｔａｎｄａｒｄｓ）に適合するためになされたものであり、待機中の効率の高い冷媒加熱方法および圧縮機内軸受け振動および騒音の低減を図ることを目的とする。
本発明に係る空気調和機は、冷媒を圧縮する圧縮機と、圧縮機を駆動するモーターと、モーターに所望の電圧を印加するインバーターと、インバーターを制御するインバーター制御手段と、インバーターの電源である母線電圧を検出する母線電圧検出手段と、を備え、インバーター制御手段は、圧縮機内の冷媒の寝込み状態を検出する冷媒寝込み検出手段と、冷媒寝込み検出手段の出力と外部から入力した振幅及び位相に基づき、モータの巻線の内二相もしくは三相にモーターの圧縮動作時の運転周波数範囲外の高周波交流電圧指令を出力する高周波交流電圧発生手段と、高周波交流電圧発生手段の出力と母線電圧検出手段の出力とに基づいて、ＰＷＭ信号を生成してインバーターに出力することでインバーターに高周波交流電圧を発生させるＰＷＭ信号生成手段と、を備え、ＰＷＭ信号生成手段がＰＷＭ信号をインバーターに出力したときに、モーターに発生する鉄損と銅損により圧縮機内の冷媒を加熱するものである。
本発明によれば、高周波交流電圧発生手段は、モーターの圧縮動作時の運転周波数範囲外の周波数成分を出力するため、加熱時における圧縮機からの機械振動を抑制し、軸受けの磨耗および騒音を抑止する。また、ＰＷＭ生成手段は、高周波電流を発生させることによりモーターに鉄損が発生し、効率よくモーターを加熱することが可能となる。
本発明の実施の形態１における空気調和機の構成を示す図である。 本発明の各実施の形態におけるＰＷＭ信号生成手段の動作を表す図である。 本発明の実施の形態２における空気調和機の構成図である。 本発明の実施の形態２のインバーター制御手段の動作を表す図である。 本発明の実施の形態２のインバーター動作の一例である。 本発明の実施の形態２のもう一つのインバーター制御手段の動作を表す図である。 ＩＰＭモーターのローター位置による電流変化を表す図である。 本発明の実施の形態３における空気調和機の構成を示す図である。 本発明の実施の形態３のインバーター制御手段の動作を表す図である。 本発明の実施の形態４における空気調和機の構成図である。 本発明の実施の形態４の動作を示す図である。
実施の形態１．
図１は本発明の実施の形態１における空気調和機の構成を示す図である。
図１において、圧縮機１、四方弁２、室外熱交換器３、膨張弁４、室内熱交換器５は冷媒配管６を介して取り付けられた冷凍サイクルを有し、セパレート形空気調和機を構成している。また圧縮機１の内部には冷媒を圧縮する圧縮機構７とこれを動作させるモーター８が設けられている。またモーター８に電圧を与え駆動させるインバーター９はモーター８と電気的に接続され、インバーター９の電源電圧である母線電圧Ｖｄｃを検出する母線電圧検出手段１０を備える。また、インバーター９の制御入力端はインバーター制御手段１１と接続されている。インバーター制御手段１１内には寝込み検出手段１２、高周波交流電圧発生手段１３、積分器１４、ＰＷＭ信号生成手段１５が設けられている。
これらは、マイクロコンピューターまたはＤＳＰがメモリ上の制御プログラムを実行することで実現できる。
インバーター９はブリッジ結線されたスイッチング素子１６ａ〜１６ｆを有し、インバーター制御手段１１より送られたＰＷＭ信号（ＵＰ、ＶＰ、ＷＰ、ＵＮ、ＶＮ、ＷＮ）により、それぞれに対応したスイッチング素子（ＵＰは１６ａ、ＶＰは１６ｂ、ＷＰは１６ｃ、ＵＮは１６ｄ、ＶＮは１６ｅ、ＷＮは１６ｆ）を駆動する。インバーター制御手段１１では寝込み検出手段１２が圧縮機１内に冷媒が寝込んだことを検出した場合に、高周波交流電圧発生手段１３がモーター８に印加する電圧の指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を求め、この電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を元にＰＷＭ信号生成手段１５がＰＷＭ信号を生成する。
ＰＷＭ信号生成手段１５の信号生成方法について示す。図２はＰＷＭ信号生成手段１５の入出力波形を示す図である。例えば、電圧指令信号Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を次式の通り定義する。ただしＡは電圧指令の振幅、θは電圧指令の位相である。
Figure 2011038689
式（１）〜式（３）により得られた電圧指令信号と所定の周波数で振幅Ｖｄｃ／２（ここにＶｄｃは母線電圧検出手段１０にて検出した母線電圧）のキャリア信号を比較し、相互の大小関係に基づきＰＷＭ信号ＵＰ、ＶＰ、ＷＰ、ＵＮ、ＶＮ、ＷＮを生成する。
式（１）〜式（３）以外にも二相変調や、三次高調波重畳変調、空間ベクトル変調等により電圧指令信号Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を求めても何ら問題ないことは言うまでもない。
次に本実施の形態１の動作について説明する。
このように構成されたインバーター制御手段１１においては、圧縮機１の運転停止中に寝込み検出手段１２が冷凍サイクルの温度および経過時間の情報から寝込み状態か否かの判定を行い、寝込み状態であることを検出した場合、インバーター制御手段１１は予熱用のＰＷＭ信号を発生する。このとき高周波交流電圧発生手段１３にて、ユーザー操作などにより外部から与えられた振幅Ａと回転数指令ω＊を積分器１４にて積分して得られた電圧位相指令θを用いて式（１）〜式（３）にて電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を得る。次に得られた電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊をＰＷＭ信号生成手段１５にてキャリアと比較してＰＷＭ信号を得て、インバーター９のスイッチング素子１６ａ〜１６ｆを駆動してモーター８に電圧を印加する。
なお、圧縮動作時の運転周波数（〜１ｋＨｚ）より高い周波数で動作させ、高周波電圧をモーター８に印加することで、回転トルクや振動が発生すること無く、また高周波電圧印加によるモーター８の鉄損と、巻線に流れる電流によって発生する銅損を利用することで、効率よくモーター８を加熱することが可能となる。前記のモーター８の加熱により圧縮機１内に滞留する液冷媒が加熱されて気化し、圧縮機１の外部へと漏出する。寝込み検出手段１２はこの冷媒漏出が所定量あるいは所定時間行われたことを判断して寝込み状態から正常状態への復帰を判別し、モーター８の加熱を終了する。
また、前記印加する高周波電圧の周波数は１４ｋＨｚ以上とすればモーター８の鉄心の振動音がほぼ可聴範囲外となるため、騒音の低減にも効果がある。また、圧縮機１が磁石埋め込み型モーターである場合、高周波磁束が鎖交する回転子表面も発熱部となるため、冷媒接触面増加や圧縮機構７への速やかな加熱が実現されるため効率の良い冷媒の加熱が可能となる。
なお、モーター８の固定子巻線方向はモーター８の相端子側を巻き始め，中性点側を巻き終わりとする。モーター８への電圧印加により巻線の銅損と鉄損の２つの損失により加熱が行われるが、固定子のコイルエンドが小さく巻線抵抗の低い集中巻モーターの場合、巻線抵抗が小さく銅損による発熱量が少ない。そこで、発熱量を多くするためには、巻線に多量の電流を流す必要があり、インバーター９に流れる電流も大きくなり、結果としてインバーター損失が過大となる。
本実施の形態１によれば、高周波電圧印加による加熱を行うので、高周波数によるインダクタンス成分が大きくなり、巻線インピーダンスが高くなるため、巻線に流れる電流が小さくなり銅損は減るものの、その分高周波電圧印加による鉄損が発生し効果的に加熱することができる。さらに巻線に流れる電流が小さいため、インバーター９の損失も小さくなり、より損失を低減した加熱が可能となる。
また、スクロール機構の圧縮機１は、圧縮室の高圧リリーフが困難であるため液冷媒が入った場合に圧縮機構に過大なストレスが掛かり破損する恐れがある。本実施の形態１によれば、高周波電圧を印加することでモーター８の鉄損が効果的に加熱するので、圧縮室１内の効率の良い加熱が可能であり、圧縮室１内の液冷媒が蒸発して外部へ漏出することで液冷媒が大幅に減少するので圧縮機１の破損の防止に対して有効である。
さらに、周波数１０ｋＨｚ、出力５０Ｗを超える加熱機器の場合、電波法百条による制約があるため、事前に５０Ｗを超えないように電圧指令の振幅の調整や、流れる電流を検出して５０Ｗ以下となるようにフィードバックすることで、電波法を遵守した圧縮機１の加熱が可能となる。
実施の形態２．
一般的なインバーターの場合、インバーター９のスイッチング素子のスイッチングスピードによりキャリア周波数の上限が決まっており、一般的なＩＧＢＴの場合２０ｋＨｚ程度である。そのため、搬送波であるキャリア周波数以上の高周波電圧を出力することは困難であり、高周波電圧の周波数がキャリア周波数の１／１０程度になると、高周波電圧の波形出力精度が悪化し直流成分が重畳するなど悪影響を及ぼす恐れがある。例えば、キャリア周波数を２０ｋＨｚとすると、高周波電圧の周波数は１／１０の２ｋＨｚと可聴周波数領域となり、騒音悪化が懸念される。
実施の形態２は上記の課題を解決することを目的としており、以下内容について説明する。図３は本発明の実施の形態２における空気調和機の構成を示す図である。積分器１４の代わりに位相切換手段１７が置き替わった以外は、実施の形態１と変わりないため同一の符号を付して説明は省略し、変更点のみ説明する。
実施の形態１では、外部から与えられた回転数指令ω＊を積分器１４にて積分して電圧指令の位相θを求めていたのに対し、位相切換手段１７により外部から与えられたθ１とθ２の二種類を交互に切り換える。
位相切換手段１７の位相切換タイミングについては、キャリアの山もしくは谷、山および谷のタイミングで行うことで、キャリアに同期したＰＷＭ信号を出力することが可能となる。
次に本実施の形態２の動作について説明する。
このように構成されたインバーター制御手段１１においては、圧縮機１の運転停止中に寝込み検出手段１２が冷凍サイクルの温度および経過時間の情報から寝込み状態か否かの判定を行い、寝込み状態であることを検出した場合、インバーター制御手段１１は予熱用のＰＷＭ信号を発生する。このとき高周波交流電圧発生手段１３において、ユーザー操作などにより外部から与えられた位相θ１とθ２の内いずれか一方を位相切換手段１７により選択することで得られたθと、ユーザー操作などにより外部から与えられた振幅Ａとを用いて式（１）〜式（３）にて電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を得る。次に得られた電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊をＰＷＭ信号生成手段１５にてキャリアと比較してＰＷＭ信号を得て、インバーター９のスイッチング素子１６ａ〜１６ｆを駆動してモーター８に電圧を印加する。
以上の動作により、例えばθ１＝０［ｄｅｇ］、θ２＝１８０［ｄｅｇ］に設定した場合、図４に示すタイミングチャートにてスイッチング素子１６ａ〜１６ｆを駆動するＰＷＭ信号が変化し、電圧ベクトルはＶ０（ＵＰ＝ＶＰ＝ＷＰ＝０）→Ｖ４（ＵＰ＝１、ＶＰ＝ＷＰ＝０）→Ｖ７（ＵＰ＝ＶＰ＝ＷＰ＝１）→Ｖ３（ＵＰ＝０、ＶＰ＝ＷＰ＝１）→Ｖ０（ＵＰ＝ＶＰ＝ＷＰ＝０）・・・の順で変化する。
すると、図５に示すようにＶ４ベクトル印加時には＋Ｉｕの電流が流れ、Ｖ３ベクトル印加時には−Ｉｕの電流がモーター８の巻線に流れる。このＶ４とＶ３のベクトルパターンが図４に示すように１キャリア周期（１／ｆｃ）の間に現れるため、キャリア周波数ｆｃに同期した交流電流を発生することが可能となる。
また、キャリアの谷でθ１とθ２を切り換える様に制御を行うと、図６に示すようにＶ０→Ｖ４→Ｖ７→Ｖ７→Ｖ３→Ｖ０→Ｖ０→Ｖ３→Ｖ７→Ｖ７→Ｖ４→Ｖ０・・・といったように、２キャリア周期にてＶ４ベクトルとＶ３ベクトルを出力するため、１／２キャリア周波数の交流電圧をモーター８の巻線に印加することが可能となる。
なお、圧縮動作時の運転周波数（〜１ｋＨｚ）より高い周波数で動作させ、高周波電圧をモーター８に印加することで、回転トルクや振動が発生すること無く、また高周波電圧印加によるモーター８の鉄損と、巻線に流れる電流によって発生する銅損を利用することで、効率よくモーター８の加熱をすることが可能となる。前記のモーター８の加熱により圧縮機１内に滞留する液冷媒が加熱されて気化し、圧縮機１の外部へと漏出する。寝込み検出手段１２はこの冷媒漏出が所定量あるいは所定時間行われたことを判断して寝込み状態から正常状態への復帰を判別し、モーター８の加熱を終了する。
現状ＩＧＢＴのスイッチングスピードからキャリア周波数は２０ｋＨｚ程度が上限であるため、キャリア周波数を２０ｋＨｚに設定すれば、キャリアの山と谷で位相θを切り換えることで、２０ｋＨｚの交流電圧をモーター８に印加することができ、高周波数化により鉄損が発生し効率良く加熱できるとともに、モーター８の巻線インピーダンス増加によりインバーターに流れる電流も低減できインバーター損失の低減化が図れるため、ＣＯ2の排出量を抑制することが可能となり、地球温暖化対策に効果的である。
また、前記印加する高周波電圧の周波数は１４ｋＨｚ以上であればモーター８の鉄心の振動音がほぼ可聴範囲外となるため、騒音の低減にも効果がある。また、圧縮機１が磁石埋め込み型モーターである場合、高周波磁束が鎖交する回転子表面も発熱部となるため、冷媒接触面増加や圧縮機構７への速やかな加熱が実現されるため効率の良い冷媒の加熱が可能となる。
なお、モーター８への電圧印加により巻線の銅損と鉄損の２つの損失により加熱が行われるが、コイルエンドが小さく巻線抵抗の低い集中巻モーターの場合、巻線抵抗が小さく銅損による発熱量が少ない。そこで、発熱量を多くするためには、巻線に多量の電流を流す必要があり、インバーター９に流れる電流も大きくなり、結果としてインバーター損失が過大となる。
本実施の形態２によれば、高周波電圧印加による加熱を行うので、高周波数によるインダクタンス成分が大きくなり、巻線インピーダンスが高くなるため、巻線に流れる電流が小さくなり銅損は減るものの、その分高周波電圧印加による鉄損が発生し効果的に加熱することができる。さらに巻線に流れる電流が小さいため、インバーター９の損失も小さくなり、より損失を低減した加熱が可能となる。
また、スクロール機構の圧縮機１は、圧縮室の高圧リリーフが困難であるため液冷媒が入った場合に圧縮機構７に過大なストレスが掛かり破損する恐れがある。
本実施の形態２によれば、高周波電圧を印加することでモーター８の鉄損が効果的に加熱するので、圧縮室１内の効率の良い加熱が可能であり、圧縮室１内の液冷媒が蒸発して外部へ漏出することで液冷媒が大幅に減少するので圧縮機１の破損の防止に対して有効である。
さらに、周波数１０ｋＨｚ、出力５０Ｗを超える加熱機器の場合、電波法百条による制約があるため、事前に５０Ｗを超えないように電圧指令の振幅の調整や、流れる電流を検出して５０Ｗ以下となるようにフィードバックすることで、電波法を遵守した圧縮機１の加熱が可能となる。
実施の形態３．
ＩＰＭ（埋込磁石形）モーターの場合、巻線インダクタンスの回転数による依存性を有し、巻線インダクタンスのインピーダンスは電気角周波数ω×インダクタンス値で表されるため、図７に示すようにローター位置によりインダクタンス値が変化するとインピーダンスが変化し、同一電圧を印加した場合においても、モーター巻線に流れる電流が変動してしまう問題がある。
実施の形態３は上記の課題を解決することを目的としており、以下内容について説明する。図８は本発明の実施の形態３における空気調和機の構成を示す図である。振幅切換手段１８が追加となった以外は、実施の形態２と変わりないため同一の符号を付して説明は省略し、変更点のみ説明する。
実施の形態２では、位相切換手段１７が電圧指令の位相θをキャリアに同期してθ１およびθ２の内いずれか一方を選択することで、キャリア周波数もしくは１／２キャリア周波数の交流電圧を印加する方式を採用しているが、電圧指令の振幅Ａに関しては一定であったため、交流成分のみの印加しかできなかった。
そこで、本実施の形態３では、ユーザー操作などにより外部から与えられた振幅Ａと振幅Ｂを振幅切換手段１８によって切り換えることにより、印加する交流電圧に直流成分を重畳させる。これにより、直流成分でローターを固定しつつ交流電圧にて圧縮機１を加熱可能となる。
次に本実施の形態３の動作について説明する。
このように構成されたインバーター制御手段１１においては、圧縮機１の運転停止中に寝込み検出手段１２が冷凍サイクルの温度および経過時間の情報から寝込み状態か否かの判定を行い、寝込み状態であることを検出した場合、インバーター制御手段１１は予熱用のＰＷＭ信号を発生する。このとき高周波交流電圧発生手段１３にて、振幅切換手段１８にて振幅Ａと振幅Ｂを切り換えると共に、位相切換手段１７にて位相θを求め、式（１）〜式（３）にて電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を得る。次に得られた電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊をＰＷＭ信号生成手段１５にてキャリアと比較してＰＷＭ信号を得て、インバーター９のスイッチング素子１６ａ〜１６ｆを駆動してモーター８に電圧を印加する。
以上の動作により、図９に示すようにキャリアの山と谷毎に発生する制御ごとに振幅が切り換わり（図９の例では、キャリアの山毎に位相θ１と振幅Ａに切り換わり、キャリアの谷毎に位相θ２と振幅Ｂに切り換わる）、その結果Ｖ４ベクトルとＶ３ベクトルの比率が変わり、例えばＶ４の比率をＶ３に比べて大きくすることで、Ｕ相方向の電圧を多く出力し、−Ｕ相方向の電圧を小さく出力するため、正方向にオフセットした交流電圧を出力可能となる。
その結果、オフセットにより発生した直流成分にて、ローター位置を直流励磁により固定し交流電圧を印加することで、常に所望のローター位置にて圧縮機１の加熱が可能となる。
なお、圧縮動作時の運転周波数（〜１ｋＨｚ）より高い周波数で動作させ、高周波電圧をモーター８に印加することで、回転トルクや振動が発生すること無く、また高周波電圧印加によるモーター８の鉄損と、巻線に流れる電流によって発生する銅損を利用することで、効率よくモーター８の加熱をすることが可能となる。前記のモーター８の加熱により圧縮機１内に滞留する液冷媒が加熱されて気化し、圧縮機１の外部へと漏出する。寝込み検出手段１２はこの冷媒漏出が所定量あるいは所定時間行われたことを判断して寝込み状態から正常状態への復帰を判別し、モーター８の加熱を終了する。
現状ＩＧＢＴのスイッチングスピードからキャリア周波数は２０ｋＨｚ程度が上限であるため、キャリア周波数を２０ｋＨｚに設定すれば、キャリアの山と谷で位相θを切り換えることで、２０ｋＨｚの交流電圧をモーター８に印加することができ、高周波数化により鉄損が発生し効率良く加熱できるとともに、モーター８の巻線インピーダンス増加によりインバーター９に流れる電流も低減できインバーター損失の低減化が図れるため、ＣＯ2の排出量を抑制することが可能となり、地球温暖化対策に効果的である。
また、前記印加する高周波電圧の周波数は１４ｋＨｚ以上であればモーター８の鉄心の振動音がほぼ可聴範囲外となるため、騒音の低減にも効果がある。また、圧縮機１が磁石埋め込み型モーターである場合、高周波磁束が鎖交する回転子表面も発熱部となるため、冷媒接触面増加や圧縮機構７への速やかな加熱が実現されるため効率の良い冷媒の加熱が可能となる。
なお、モーター８への電圧印加により巻線の銅損と鉄損の２つの損失により加熱が行われるが、コイルエンドが小さく巻線抵抗の低い集中巻モーターの場合、巻線抵抗が小さく銅損による発熱量が少ない。そこで、発熱量を多くするためには、巻線に多量の電流を流す必要があり、インバーター９に流れる電流も大きくなり、結果としてインバーター損失が過大となる。
本実施の形態３によれば、高周波電圧印加による加熱を行うので、高周波数によるインダクタンス成分が大きくなり、巻線インピーダンスが高くなるため、巻線に流れる電流が小さくなり銅損は減るものの、その分高周波電圧印加による鉄損が発生し効果的に加熱することができる。さらに巻線に流れる電流が小さいため、インバーター９の損失も小さくなり、より損失を低減した加熱が可能となる。
また、スクロール機構の圧縮機１は、圧縮室の高圧リリーフが困難であるため液冷媒が入った場合に圧縮機構７に過大なストレスが掛かり破損する恐れがある。
本実施の形態３によれば、高周波電圧を印加することでモーター８の鉄損が効果的に加熱するので、圧縮室１内の効率の良い加熱が可能であり、圧縮室１内の液冷媒が蒸発して外部へ漏出することで液冷媒が大幅に減少するので圧縮機１の破損の防止に対して有効である。
さらに、周波数１０ｋＨｚ、出力５０Ｗを超える加熱機器の場合、電波法百条による制約があるため、事前に５０Ｗを超えないように電圧指令の振幅の調整や、流れる電流を検出して５０Ｗ以下となるようにフィードバックすることで、電波法を遵守した圧縮機１の加熱が可能となる。
実施の形態４．
図７にて示したローター位置によるインダクタンス値の変化を解決するためのもう一つの方法について説明する。図１０は本発明の実施の形態４における空気調和機の構成を示す図である。加算器１９が追加となった以外は、他の実施の形態と変わりないため同一の符号を付して説明は省略し、変更点のみ説明する。
実施の形態２では、位相切換手段１７が電圧指令の位相θをキャリアに同期してθ１およびθ２の内いずれか一方を選択することで、キャリア周波数もしくは１／２キャリア周波数の交流電圧を印加する方式を採用していたが、通電位相がθ１およびθ１に対し１８０°位相差を有するθ２の二つに限られるため、前述のローター位置により同一電圧を印加した場合の電流値が異なり必要以上の電力が投入される恐れがあった。
そこで、本実施の形態４では、加算機１９により位相変化分θｐｌｕｓをθ１およびθ２に加算する。これにより、位相θを時間の経過と共に変化させることでローター位置によらず均一な圧縮機１の加熱が可能となる。
次に本実施の形態４の動作について説明する。
このように構成されたインバーター制御手段１１においては、圧縮機１の運転停止中に寝込み検出手段１２が冷凍サイクルの温度および経過時間の情報から寝込み状態か否かの判定を行い、寝込み状態であることを検出した場合、インバーター制御手段１１は予熱用のＰＷＭ信号を発生する。このとき高周波交流電圧発生手段１３にて、振幅Ａと位相切換手段１７の出力に加算機１９にて位相変化分θｐｌｕｓを加算して位相θを求め、式（１）〜式（３）にて電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を得る。次に得られた電圧指令Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊をＰＷＭ信号生成手段１５にてキャリアと比較してＰＷＭ信号を得て、インバーター９のスイッチング素子１６ａ〜１６ｆを駆動してモーター８に電圧を印加する。
以上の動作により、図１１に示すようにθｐｌｕｓを時間の経過と共に、０ｄｅｇ→４５ｄｅｇ→９０ｄｅｇ→１３５ｄｅｇ→・・・と変化させることにより、電圧指令の位相θは０ｄｅｇ→１８０ｄｅｇ→４５ｄｅｇ→２２５ｄｅｇ→９０ｄｅｇ→２７０ｄｅｇ→１３５ｄｅｇ→３１５ｄｅｇ→・・・と言ったように高周波交流電圧を印加しつつ通電位相が変化でき、ローター位置に依存しない圧縮機１の加熱が可能となる。
なお、圧縮動作時の運転周波数（〜１ｋＨｚ）より高い周波数で動作させ、高周波電圧をモーター８に印加することで、回転トルクや振動が発生すること無く、また高周波電圧印加によるモーター８の鉄損と、巻線に流れる電流によって発生する銅損を利用することで、効率よくモーター８の加熱をすることが可能となる。前記のモーター８の加熱により圧縮機１内に滞留する液冷媒が加熱されて気化し、圧縮機１の外部へと漏出する。寝込み検出手段１２はこの冷媒漏出が所定量あるいは所定時間行われたことを判断して寝込み状態から正常状態への復帰を判別し、モーター８の加熱を終了する。
現状ＩＧＢＴのスイッチングスピードからキャリア周波数は２０ｋＨｚ程度が上限であるため、キャリア周波数を２０ｋＨｚに設定すれば、キャリアの山と谷で位相θを切り換えることで、２０ｋＨｚの交流電圧をモーター８に印加することができ、高周波数化により鉄損が発生し効率良く加熱できるとともに、モーター８の巻線インピーダンス増加によりインバーター９に流れる電流も低減できインバーター損失の低減化が図れるため、ＣＯ2の排出量を抑制することが可能となり、地球温暖化対策に効果的である。
ただし、θｐｌｕｓを変化させると変化させた周波数に応じた低周波成分が高周波交流電圧に重畳し、音の発生を招く恐れがあるため、低周波成分が可聴周波数範囲外の２０Ｈｚ以下となるようにθｐｌｕｓを設定することで、圧縮機１を均一に加熱しつつ、騒音低減も可能である。
また、前記印加する高周波電圧の周波数は１４ｋＨｚ以上であればモーター８の鉄心の振動音がほぼ可聴範囲外となるため、騒音の低減にも効果がある。また、圧縮機１が磁石埋め込み型モーターである場合、高周波磁束が鎖交する回転子表面も発熱部となるため、冷媒接触面増加や圧縮機構７への速やかな加熱が実現されるため効率の良い冷媒の加熱が可能となる。
なお、モーター８への電圧印加により巻線の銅損と鉄損の２つの損失により加熱が行われるが、コイルエンドが小さく巻線抵抗の低い集中巻モーターの場合、巻線抵抗が小さく銅損による発熱量が少ない。そこで、発熱量を多くするためには、巻線に多量の電流を流す必要があり、インバーター９に流れる電流も大きくなり、結果としてインバーター損失が過大となる。
本実施の形態４によれば、高周波電圧印加による加熱を行うので、高周波数によるインダクタンス成分が大きくなり、巻線インピーダンスが高くなるため、巻線に流れる電流が小さくなり銅損は減るものの、その分高周波電圧印加による鉄損が発生し効果的に加熱することができる。さらに巻線に流れる電流が小さいため、インバーター９の損失も小さくなり、より損失を低減した加熱が可能となる。
また、スクロール機構の圧縮機１は、圧縮室の高圧リリーフが困難であるため液冷媒が入った場合に圧縮機構７に過大なストレスが掛かり破損する恐れがある。
本実施の形態４によれば、高周波電圧を印加することでモーター８の鉄損が効果的に加熱するので、圧縮室１内の効率の良い加熱が可能であり、圧縮室１内の液冷媒が蒸発して外部へ漏出することで液冷媒が大幅に減少するので圧縮機１の破損の防止に対して有効である。
さらに、周波数１０ｋＨｚ、出力５０Ｗを超える加熱機器の場合、電波法百条による制約があるため、事前に５０Ｗを超えないように電圧指令の振幅の調整や、流れる電流を検出して５０Ｗ以下となるようにフィードバックすることで、電波法を遵守した圧縮機１の加熱が可能となる。
本発明の活用例としては、空気調和機は勿論、冷蔵庫、冷凍機、ヒートポンプ給湯機などインバーター圧縮機を用いる冷凍サイクルにおいて適用が可能である。
以上の製品を総称して機器と呼ぶ。
１ 圧縮機、２ 四方弁、３ 室外熱交換器、４ 膨張弁、５ 室内熱交換器、６ 冷媒配管、７ 圧縮機構、８ モーター、９ インバーター、１０ 母線電圧検出手段、１１ インバーター制御手段、１２ 寝込み検出手段、１３ 高周波交流電圧発生手段、１４ 積分器、１５ ＰＷＭ信号生成手段、１６、１６ａ〜１６ｆ スイッチング素子、１７ 位相切換手段、１８ 振幅切換手段、１９ 加算器。

Claims (16)

  1. 冷媒を圧縮する圧縮機と、
    この圧縮機を駆動するモーターと、
    このモーターに所望の電圧を印加するインバーターと、
    このインバーターを制御するインバーター制御手段と、
    前記インバーターの電源である母線電圧を検出する母線電圧検出手段と、を備え、
    前記インバーター制御手段は、前記圧縮機内の冷媒の寝込み状態を検出する冷媒寝込み検出手段と、
    この冷媒寝込み検出手段の出力と外部から入力した振幅及び位相に基づき、前記モーターの巻線の内二相もしくは三相に前記モーターの圧縮動作時の運転周波数範囲外の高周波交流電圧指令を出力する高周波交流電圧発生手段と、
    この高周波交流電圧発生手段の出力と前記母線電圧検出手段の出力とに基づいて、ＰＷＭ信号を生成して前記インバーターに出力することで前記インバーターに高周波交流電圧を発生させるＰＷＭ信号生成手段と、を備え、
    前記ＰＷＭ信号生成手段が前記ＰＷＭ信号を前記インバーターに出力したときに、前記モーターに発生する鉄損と銅損により前記圧縮機内の冷媒を加熱することを特徴とする空気調和機。
  2. 前記高周波交流電圧発生手段は外部から入力されたモーターの回転数指令を積分して前記位相を算出することを特徴とする請求項１に記載の空気調和機。
  3. 前記高周波交流電圧発生手段は、外部から第１の位相とこの第１の位相と略１８０度異なる第２の位相とを入力し、前記第１の位相と前記第２の位相とからいずれか一方を第３の位相として選択する位相切換手段を備え、
    前記ＰＷＭ信号生成手段は、前記高周波交流電圧発生手段から出力された三相の電圧指令とキャリア信号とを比較すると共に、前記位相切換手段によって選択された前記第１の位相と前記振幅とで構成される第１の電圧ベクトルと、前記第２の位相と前記振幅とで構成される第２の電圧指令ベクトルを前記キャリア信号の山と谷のタイミングで切り換え、前記ＰＷＭ信号を生成することを特徴とする請求項１に記載の空気調和機。
  4. 前記高周波交流電圧発生手段は、外部から第１の位相と、この第１の位相と略１８０度異なる第２の位相とを入力し、前記第１の位相と前記第２の位相とからいずれか一方を第３の位相として選択する位相切換手段と、
    外部から第１の振幅と、前記モーターのローター位置を固定する制動トルクを発生可能な第２の振幅とからいずれか一方を第３の振幅として選択する振幅切換手段と、を備え、
    前記ＰＷＭ信号生成手段は、前記高周波交流電圧発生手段から出力された三相の電圧指令とキャリア信号とを比較すると共に、前記位相切換手段によって選択された前記第１の位相と前記第１の振幅とで構成される第１の電圧指令ベクトルと、前記第２の位相と前記第２の振幅とで構成される第２の電圧指令ベクトルをキャリア信号の山と谷のタイミングで切り換えＰＷＭ信号を生成することで、前記インバーターに直流成分が重畳した高周波交流電圧を発生させることを特徴とする請求項１に記載の空気調和機。
  5. 前記高周波交流電圧の周波数は、前記インバーターを構成するスイッチング素子のスイッチング周波数上限値以下であることを特徴とする請求項１〜４に記載の空気調和機。
  6. 前記高周波交流電圧発生手段は、外部から第１の位相と、この第１の位相と略１８０度異なる第２の位相とを入力し、前記第１の位相と前記第２の位相とからいずれか一方を第３の位相として選択する位相切換手段を備え、
    前記ＰＷＭ信号生成手段は、前記高周波交流電圧発生手段から出力された三相の電圧指令とキャリア信号とを比較すると共に、前記位相切換手段によって選択された前記第１の位相と前記振幅とで構成される第１の電圧ベクトルと、前記第２の位相と前記振幅とで構成される第２の電圧指令ベクトルを前記キャリア信号の奇数回目の山または谷と偶数回目の山または谷のタイミングで切り換え、前記ＰＷＭ信号を生成することで、前記インバーターに高周波数交流電圧を発生させることを特徴とする請求項１に記載の空気調和機。
  7. 前記高周波交流電圧発生手段は、外部から第１の位相と、この第１の位相と略１８０度異なる第２の位相とを入力し、前記第１の位相と前記第２の位相とからいずれか一方を第３の位相として選択する位相切換手段と、
    外部から第１の振幅と、前記モーターのローター位置を固定する制動トルクを発生可能な第２の振幅とからいずれか一方を第３の振幅として選択する振幅切換手段と、を備え、
    前記ＰＷＭ信号生成手段は、前記高周波交流電圧発生手段から出力された三相の電圧指令とキャリア信号とを比較すると共に、前記位相切換手段によって選択された前記第１の位相と前記振幅切換手段によって選択された前記第１の振幅とで構成される第１の電圧ベクトルと、前記第２の位相と前記第２の振幅とで構成される第２の電圧指令ベクトルを前記キャリア信号の奇数回目の山または谷と偶数回目の山または谷のタイミングで切り換え、前記ＰＷＭ信号を生成することで、前記インバーターに直流成分が重畳した高周波数交流電圧を発生させることを特徴とする請求項１に記載の空気調和機。
  8. 前記高周波交流電圧の周波数の上限は、前記インバーターを構成するスイッチング素子のスイッチング周波数上限値の１／２以下であることを特徴とする請求項６または請求項７に記載の空気調和機。
  9. 前記位相切換手段の出力に時間の経過と共に変化する第４の位相を追加する加算器を備えたことを特徴とする請求項３〜８のいずれかに記載の空気調和機。
  10. 前記高周波交流電圧の周波数の下限は、前記モーターの圧縮動作時の運転周波数より高い値であることを特徴とする請求項１〜９のいずれかに記載の空気調和機。
  11. 前記モーターの回転子はＩＰＭ構造であることを特徴とする請求項１〜１０のいずれかに記載の空気調和機。
  12. 前記モーターの固定子巻線は集中巻であることを特徴とする請求項１〜１１のいずれかに記載の空気調和機。
  13. 前記モーターの固定子巻線方向はモーターの相端子側を巻き始め，中性点側を巻き終わりとすることを特徴とする請求項１〜１２のいずれかに記載の空気調和機。
  14. 前記寝込み検出手段は冷凍サイクルの温度が所定以下で所定時間経過したことに基づき前記圧縮機の冷媒の寝込み状態を検出することを特徴とする請求項１〜１３のいずれかに記載の空気調和機。
  15. 前記圧縮機構はスクロール型であることを特徴とする請求項１〜１４のいずれかに記載の空気調和機。
  16. 前記高周波交流電圧の周波数が１０ｋＨｚを超える場合は、前記モーターの入力電力を５０Ｗ以下に制御することを特徴とする請求項１〜１５のいずれかに記載の空気調和機。
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