WO2011138864A1

WO2011138864A1 - 冷凍装置

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Publication number: WO2011138864A1
Application number: PCT/JP2011/002523
Authority: WO
Inventors: 原田佳幸; 前田敏行
Original assignee: ダイキン工業株式会社
Priority date: 2010-05-06
Filing date: 2011-04-28
Publication date: 2011-11-10
Also published as: AU2011249393B2; CN102844980A; JP5308474B2; EP2568597B1; AU2011249393A1; US20130036759A1; BR112012027710A2; EP2568597A4; KR101419633B1; EP2568597A1; US9276516B2; JP2011252697A; KR20130004348A; BR112012027710B1; CN102844980B

Abstract

パワーモジュール（61）を、冷媒冷却器（81）に接触するように取り付け、冷媒冷却器（81）の内部を流通する冷媒に放熱させることで冷却する。このとき、制御装置（60）によって、駆動回路（31）に対して駆動信号を出力することで、スイッチング素子（37）のスイッチング回数を低減する制御を行う。

Description

冷凍装置

　本発明は、冷凍装置に関するものである。

　従来より、冷媒を循環させて蒸気圧縮式の冷凍サイクルを行う冷凍装置では、圧縮機の電動機の運転状態を制御するために、インバータ回路等の電気回路が搭載されている。一般的に、このインバータ回路には高熱を生ずるパワー素子が用いられている。そのため、このパワー素子が動作可能な温度よりも高温にならないように、パワー素子を冷却する手段が設けられる（例えば、特許文献１参照）。

　特許文献１には、冷媒回路の膨張弁と室外側熱交換器との間の冷媒が流通する冷媒冷却器をパワー素子に接触させて、冷媒冷却器を流れる冷媒によってパワー素子を冷却するようにした構成が記載されている。

特開２０１０－２５３７４号公報

　ところで、パワー素子としては、ＩＧＢＴベアチップ（IGBT：Insulated Gate Bipolar Transistor）、ヒートスプレッダ、内部電極、絶縁板、金属板が積層されて１つのパッケージに収められているものがある。このような構造のパワー素子では、パワー素子内部において内部電極と金属板との間に、絶縁板を誘電体としたコンデンサが形成される。また、導電体により形成された冷媒冷却器に対してパワー素子を取り付けると、パワー素子内部の金属板と冷媒冷却器との間に、パッケージを誘電体としたコンデンサが形成される。そして、これらのコンデンサは直列に繋がることになる。冷媒冷却器は、冷媒配管に接続されて筐体やアース線を介して接地される。

　ここで、パワー素子を構成するスイッチング素子がスイッチング動作を行うと、内部電極の対地間電位変動によって、スイッチング素子と冷媒冷却器との間に形成されたコンデンサに高周波電流が流れる。この高周波電流は、筐体やアース線を通って装置外部へ流れ出す。このようにして装置外部へ流れ出た高周波電流が所定の大きさを超えると、雑端（雑音端子電圧）や漏れ電流等のノイズ問題の原因となる可能性がある。これに対し、ノイズフィルタを設けることで、漏れ電流に起因するノイズを低減することが考えられるが、コストアップに繋がるため好ましくない。

　本発明は、かかる点に鑑みてなされたものであり、その目的は、冷媒回路を流れる冷媒が内部に流通する冷媒冷却器を用いてスイッチング素子を冷却する際に、冷媒冷却器から漏れ出る高周波電流を効果的に低減できるようにすることにある。

　本発明は、圧縮機（11）と、熱源側熱交換器（12）と、膨張機構（13）と、及び利用側熱交換器（14）とが接続されて冷凍サイクルを行う冷媒回路（10）を備えた冷凍装置を対象とし、次のような解決手段を講じた。

　すなわち、第１の発明は、
　圧縮機（11）と、熱源側熱交換器（12）と、膨張機構（13）と、及び利用側熱交換器（14）とが接続されて冷凍サイクルを行う冷媒回路（10）を備えた冷凍装置であって、
　入力電圧を所定の周波数及び電圧値の交流電圧に変換する複数のスイッチング素子（37）を備えたパワーモジュール（61）と、
　前記圧縮機（11）を駆動する駆動モータ（18）と、
　前記パワーモジュール（61）に直流リンク電圧（vdc）を供給する整流回路（32）と、
　前記冷媒回路（10）における冷媒を内部に流通して前記パワーモジュール（61）を冷却する冷媒冷却器（81）と、
　前記各スイッチング素子（37）を駆動制御して、スイッチングを行わないキャリア周期（T）が存在する制御を行う制御手段（60）とを備えたことを特徴とする。

　第１の発明では、複数のスイッチング素子（37）を駆動制御することで、入力電圧が所定の周波数及び電圧値の交流電圧に変換される。各スイッチング素子（37）は、冷媒冷却器（81）の内部を流通する冷媒に放熱することで冷却される。また、各スイッチング素子（37）は、制御手段（60）によりスイッチングを行わないキャリア周期が存在する制御がなされる。

　このような構成とすれば、冷媒冷却器（81）を用いてスイッチング素子（37）を冷却する際に、冷媒冷却器（81）から漏れ出る高周波電流を効果的に低減することができる。

　具体的に、導電体により形成された冷媒冷却器（81）に対してスイッチング素子（37）を取り付けると、パワーモジュール（61）と冷媒冷却器（81）との間には、パワーモジュール（61）を構成する樹脂モールドのパッケージを誘電体としたコンデンサが形成される。そして、前記コンデンサは、冷媒冷却器（81）の冷媒配管を介して接地される。ここで、スイッチング素子（37）がスイッチング動作を行うと、スイッチング素子（37）の内部電極の対地間電位変動によって、前記コンデンサに高周波電流が流れる。その高周波電流は、熱源側熱交換器（12）や圧縮機（11）を収容したケーシングやアース線を通って装置外部へ流れ出す。特に、圧縮機（11）を高出力で運転する場合には、出力電流の増加に伴いサージ電圧が増加するため、装置外部へ流れ出た高周波電流が所定の大きさを超えてしまい、雑端（雑音端子電圧）や漏れ電流等のノイズ問題の原因となる可能性がある。

　これに対し、本発明では、スイッチングを行わないキャリア周期が存在するので、スイッチング素子（37）のスイッチング回数が減り、高周波電流のレベルが低減する。

　第２の発明は、
　第１の発明において、
　前記制御手段（60）は、モータ端子電圧の基本波のピーク及びボトムの近傍では振幅が直流リンク電圧（vdc）になるように増加し、その他の部分では振幅が減少するような高調波が重畳された波形に制御して、前記基本波の大きさは保ちながら前記スイッチングを行わないキャリア周期（T）が正弦波駆動時よりも増加する制御を行うことを特徴とする。

　この構成では、モータ端子電圧の基本波成分に高調波を重畳することで、瞬時的に前記モータ端子電圧が上昇する。これにより、スイッチングを行わないキャリア周期を作り出すことができる。

　第３の発明は、
　第１又は２の発明において、
　前記制御手段（60）は、前記スイッチング素子（37）の通電区間を１８０度よりも短くすることで、通電時の電圧を増加させて前記スイッチングを行わないキャリア周期（T）が存在する制御を行うことを特徴とする。

　この構成では、通電区間を１８０度よりも短くすることでスイッチングを必要としない区間を作り出している。

　第４の発明は、
　第１から３の発明のいずれかにおいて、
　前記駆動モータ（18）は、ＩＰＭモータであり、
　前記制御手段（60）は、前記駆動モータに印加する電圧位相又は電流位相を制御して同じ運転状態における前記モータ端子電圧を調整することを特徴とする。

　この構成では、前記駆動モータ（18）の電流又は電圧の位相を制御してモータ端子電圧を調整することで、スイッチングを必要としない区間を作り出している。

　第５の発明は、
　第１から４の発明のいずれかにおいて、
　前記制御手段（60）は、前記モータ端子電圧の目標値が前記直流リンク電圧（vdc）を超えた場合には、前記スイッチングを行わないことを特徴とする。

　この構成では、前記モータ端子電圧の目標値が直流リンク電圧（vdc）を超えたキャリア周期（T）においてはスイッチングを行わないようにして、スイッチングを必要としない区間を作り出しており、確実かつ簡単に第１の発明を実現できる。

　本発明によれば、冷媒冷却器（81）を用いてスイッチング素子（37）を冷却する際に、冷媒冷却器（81）から漏れ出る高周波電流を効果的に低減して、漏れ電流に起因するノイズを低減することができる。

図１は、本発明の実施形態に係る冷凍装置の一例である空気調和装置の概略構成を示す回路図である。図２は、電力供給装置の駆動回路の概略構成を示す回路図である。図３は、スイッチング素子及び冷媒冷却器近傍を示す断面図である。図４は、（Ａ）が毎キャリアスイッチングを行っている相電圧波形の例であり、（Ｂ）がパワーモジュールの出力電圧の基本波成分に高調波を重畳した場合の相電圧波形の例である。図５は、圧縮機の回転数とインバータ損失との関係を示すグラフ図である。図６は、モータ端子電圧の基本波成分が直流リンク電圧を超えた場合の相電圧波形を示している。図７は、実施形態１におけるコモンモード等価回路である。図８は、非接地式電力供給装置におけるコモンモード等価回路である。図９は、図７、図８のそれぞれの等価回路で生ずる高周波電流をシミュレーションで求めた結果である。図１０は、図９の各シミュレーションに対応するスイッチングパターンを示す図である。図１１は、変形例１に係る空気調和装置の概略構成を示す回路図である。図１２は、スイッチング素子及び冷媒冷却器近傍を示す断面図である。図１３は、変形例２に係るスイッチングパターンを説明するタイミングチャートであり、（Ａ）、（Ｂ）はそれぞれ、正弦波駆動時のＵ相、Ｖ相の相電圧波形であり、（Ｃ）はインバータ回路の出力線間電圧（ＵＶ相間）である。図１４は、通電区間を１８０度よりも短くする場合のスイッチングパターンを説明するタイミングチャートであり、（Ａ），（Ｂ）はそれぞれ、スイッチングして電圧をコントロールする区間を短くした場合のＵ相、Ｖ相の相電圧波形であり、（Ｃ）はインバータ回路の出力線間電圧（ＵＶ相間）である。図１５は、モータ端子電圧のベクトル図であり、（Ａ）は最大効率制御時のベクトル図であり、（Ｂ）は最大効率制御の状態から電流位相を遅らせた場合のベクトル図である。

　以下、本発明の実施形態について図面を参照しながら説明する。なお、以下の実施形態は、本質的に好ましい例示であって、本発明、その適用物、あるいはその用途の範囲を制限することを意図するものではない。

　－全体構成－
　図１は、本発明の実施形態に係る冷凍装置の一例である空気調和装置の概略構成を示す回路図である。図１に示すように、本発明の実施形態に係る空気調和装置（1）は、蒸気圧縮式冷凍サイクルを行う冷媒回路（10）を備えている。

　前記冷媒回路（10）は、圧縮機（11）と、熱源側熱交換器（12）と、膨張弁（13）と、利用側熱交換器（14）とが順に冷媒配管によって接続されることにより形成されている。また、冷媒回路（10）は四路切換弁（17）を備え、冷媒循環が可逆に構成されている。ここで、図１では四路切換弁（17）を備え、冷媒循環が可逆に構成されているが、四路切換弁（17）を備えていない冷媒循環が不可逆な構成でもよい。

　前記圧縮機（11）の吐出側は、吐出管（21）を介して四路切換弁（17）の第１ポートに接続されている。また、四路切換弁（17）の第２ポートには、ガス管（22）の一端が接続されている。ガス管（22）の他端には、熱源側熱交換器（12）のガス側端部が接続されている。

　前記熱源側熱交換器（12）は、例えば、フィン・アンド・チューブ型熱交換器や水熱交換器等によって構成されている。熱源側熱交換器（12）には、冷媒を熱交換させる手段としてのファン（図示省略）が近接して配置されたり水を流す構成としている。なお、ファンや水を流す構成は、あくまでも一例であり、この形態に限定するものではない。熱源側熱交換器（12）の液側端部には、液管（23）の一端が接続されている。

　前記液管（23）には、膨張弁（13）が設けられている。また、液管（23）の膨張弁（13）よりも熱源側熱交換器（12）側には、後述するスイッチング素子（37）を冷却するための冷媒冷却器（81）が設けられている。液管（23）の他端は、利用側熱交換器（14）の液側端部に接続されている。

　前記利用側熱交換器（14）は、例えば、フィン・アンド・チューブ型熱交換器や水熱交換器等によって構成されている。利用側熱交換器（14）には、冷媒を熱交換させる手段としてのファン（図示省略）が近接して配置されたり水を流す構成としている。なお、ファンや水を流す構成は、あくまでも一例であり、この形態に限定するものではない。利用側熱交換器（14）のガス側端部には、ガス連絡管（24）の一端が接続されている。ガス連絡管（24）の他端は、四路切換弁（17）の第４ポートに接続されている。

　前記四路切換弁（17）は、第１～第４ポートを備え、第１ポートと第２ポートとを連通させるとともに第３ポートと第４ポートとを連通させる第１の状態（図１の実線）と、第１ポートと第４ポートとを連通させるとともに第２ポートと第３ポートとを連通させる第２の状態（図１の破線）とに切換可能に構成されている。

　前記四路切換弁（17）の第３ポートには、吸入管（25）の一端が接続されている。吸入管（25）の他端は、圧縮機（11）に接続されている。吸入管（25）の管路途中には、冷媒中に含まれる液冷媒を除去してガス冷媒のみを圧縮機（11）に吸入させるためのアキュムレータ（15）が設けられている。

　〈電力供給装置〉
　前記空気調和装置（1）には、冷媒回路（10）の各構成部品の各駆動部に電力を供給するための電力供給装置（30）が設けられている。

　図２は、電力供給装置の駆動回路の概略構成を示す回路図である。図２に示すように、電力供給装置（30）は、圧縮機（11）の駆動モータ（18）等の各駆動部に供給する電力の制御や変換を行うための駆動回路（31）を備えている。なお、図２では、駆動回路（31）の一例として圧縮機（11）の駆動モータ（18）に接続された圧縮機（11）用の駆動回路（31）を示している。なお、駆動モータ（18）は、ＩＰＭモータ（Interior Permanent Magnet Motor）で構成されている。ＩＰＭモータは、ロータに永久磁石が埋め込まれ、ステータにはコイルが巻回されている。

　前記駆動回路（31）は、商用電源（38）に接続された整流回路（32）と、駆動部である圧縮機（11）の駆動モータ（18）に接続されたインバータ回路（34）とをそれぞれ備えている。

　前記整流回路（32）は、交流電源である商用電源（38）に接続されている。整流回路（32）は商用電源（38）の交流電圧を整流するための回路である。ここで、整流回路（32）で整流された電圧を直流リンク電圧（vdc）と呼ぶことにする。

　前記インバータ回路（34）は、整流回路（32）で整流された電圧を交流電圧に変換し、変換後の交流電圧を負荷となる駆動モータ（18）に供給するものである。インバータ回路（34）は、スイッチング素子（37）が三相ブリッジ結線されている。スイッチング素子（37）は、駆動モータ（18）のステータに巻回されたコイル（図示は省略）に接続されている。なお、スイッチング素子（37）は、例えば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）やＭＯＳ－ＦＥＴ（MOS Field Effect transistor）等が用いられている。また、スイッチング素子（37）は三相ブリッジ結線される必要はなく、駆動モータ（18）に適した相数、結線方式で構成されればよい。インバータ回路（34）では、スイッチング素子（37）のスイッチングが制御されることにより、駆動モータ（18）に出力される交流電圧及びその周波数が増減し、駆動モータ（18）の回転速度が調節される。なお、スイッチング素子（37）のスイッチングは、制御装置（60）によって制御される。

　また、駆動回路（31）の図２の構成以外では、商用電源（38）からスイッチング素子（37）のみで駆動モータ（18）に直接電力供給を行う構成等も考えられる。このようにスイッチング素子（37）のみで駆動回路（31）を構成する場合は、スイッチング素子（37）に双方向デバイスが用いられる場合もある。この構成では直流リンク電圧（vdc）の概念が変わり、モータ端子電圧の目標値が入力電圧を超えたキャリア周期においてスイッチングを行わないように制御したときには本発明と同様の効果を得る。

　このような構成により、電力供給装置（30）では、商用電源（38）の交流電圧を駆動回路（31）において所望の周波数の交流電圧に変換した後、圧縮機（11）の駆動モータ（18）等の駆動部に供給する。

　なお、図３に示すように、本実施形態では、圧縮機（11）及び各構成部品の駆動回路（31）の各スイッチング素子（37）が一纏まりとなって、樹脂モールドによってパッケージングされ、１つのパワーモジュール（61）を形成している。なお、パワーモジュール（61）は一纏まりとなってパッケージされている必要はない。そして、パワーモジュール（61）は、他の電装品（図示省略）とともに基板（71）に実装されている。

　〈冷媒冷却器〉
　ところで、前記スイッチング素子（37）は、稼動時に高温発熱する。そのため、スイッチング素子（37）を冷媒回路（10）を流れる冷媒によって冷却するための冷媒冷却器（81）が設けられている。なお、上述したように、本実施形態では、各構成部品毎のスイッチング素子（37）が一纏まりとなってパッケージングされ、１つのパワーモジュール（61）として構成されている。図３に示すように、パワーモジュール（61）は、冷媒冷却器（81）に接触するように取り付けられている。ここで、パワーモジュール（61）と冷媒冷却器（81）との間には、パワーモジュール（61）のパッケージを誘電体としたコンデンサが形成される。

　前記冷媒冷却器（81）は、例えば、アルミ等の金属（すなわち導電体）によって扁平な直方体状に形成され、内部に冷媒を流通させるための冷媒流路（81a）が形成されている。冷媒流路（81a）は、冷媒配管の一部を挿通させることによって形成されるものであってもよく、冷媒冷却器（81）を削り出した管状の貫通孔に冷媒配管が接続されることによって形成されるものであってもよい。本実施形態では、冷媒冷却器（81）に挿通された冷媒回路（10）の熱源側熱交換器（12）と膨張弁（13）との間の液管（23）の一部によって形成されている（図１参照）。

　このような構成により、冷媒冷却器（81）は、冷媒回路（10）を流れる冷媒を流通可能に構成される。また、冷媒冷却器（81）は、アルミ等の金属によって構成されることにより、内部を流通する冷媒の冷熱が外表面まで伝達されるように構成される。これにより、冷媒冷却器（81）に接触させたパワーモジュール（61）は、冷媒冷却器（81）の内部を流通する冷媒と熱交換して冷却される。

　〈制御装置〉
　前記空気調和装置（1）には、冷媒回路（10）の各構成部品の駆動部を駆動制御するための制御装置（60）が設けられている。制御装置（60）は駆動回路（31）に対して駆動信号を出力する。

　前記制御装置（60）は、パワー素子を構成するスイッチング素子（37）のスイッチング動作を制御することにより、各駆動部に供給される交流電圧及びその周波数を制御する。具体的に、制御装置（60）は、各駆動部が所望の状態（例えば、モータであれば所望の回転数又は回転速度及びトルク）となるように、駆動信号を各駆動部の駆動回路（31）に対して出力する。駆動信号は、各スイッチング素子（37）のベース回路（図示省略）に入力され、各スイッチング素子（37）のＯＮ／ＯＦＦが制御される。この例では、制御装置（60）は、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御によってスイッチング素子（37）のＯＮ／ＯＦＦを制御する。ＰＷＭ制御ではＯＮ／ＯＦＦ制御の基準にキャリア信号を用いるこれにより、各駆動部に供給される交流電圧が所望の電圧及び周波数に制御され、例えば駆動モータ（18）等の回転数が所望の回転数となる。

　また、前記制御装置（60）は、モータ端子電圧の基本波成分に高調波を重畳することにより瞬時的にモータ端子電圧を上昇させて、指令電圧が直流リンク電圧を超えるキャリア周期を増加させる制御を実現可能に構成されている。ここで指令電圧とは、モータ端子電圧の目標値、すなわちインバータ回路（34）の出力電圧の目標値をいう。

　このような構成とすれば、冷媒冷却器（81）を用いて、スイッチング素子（37）がパッケージングされたパワーモジュール（61）を冷却する際に、冷媒冷却器（81）から漏れ出る高周波電流を効果的に低減することができる。

　具体的に、パワーモジュール（61）と冷媒冷却器（81）との間には、パワーモジュール（61）のパッケージを誘電体としたコンデンサが形成される。そして、前記コンデンサは、冷媒冷却器（81）の冷媒配管を介して接地される。ここで、スイッチング素子（37）がスイッチング動作を行うと、スイッチング素子（37）の内部電極の対地間電位変動によって、コンデンサに高周波電流が流れる。電力供給装置（30）すなわちパワーモジュール（61）は、熱源側熱交換器（12）や圧縮機（11）とともにケーシング（図示は省略）に収容されており、前記コンデンサに流れた高周波電流は、後に詳述するように前記ケーシングや、アース線を通って装置外部へ流れ出す。特に、圧縮機（11）を高出力で運転する場合には、出力電流の増加に伴いサージ電圧が増加するため、装置外部へ流れ出た高周波電流が所定の大きさを超えてしまい、雑端（雑音端子電圧）や漏れ電流等のノイズ問題の原因となる可能性がある。

　これに対し、本発明では、冷媒冷却器（81）を用いてスイッチング素子（37）を冷却する際に、モータ端子電圧に高調波を重畳することによりスイッチング回数を低減することができる。

　このときのスイッチング波形は、図４（Ａ）の状態から図４（Ｂ）の状態になっており、スイッチングを行わないキャリア周期（T）が存在する制御が行われる。ただし、図４では簡単化のため単相インバータにおける波形としており、出力電圧に高調波を重畳していない場合には、図４（Ａ）に示すように、全てのキャリア周期でスイッチングが行われるが、モータ端子電圧の基本波成分に高調波を重畳する場合には、図４（Ｂ）に示すように、スイッチングしていないキャリア周期が存在することとなる。図４（Ｂ）では５倍の高調波成分を重畳させた波形を示したが、モータ端子電圧の基本波振幅の大きい部分の振幅を直流リンク電圧（vdc）になるように増加し、基本波振幅の小さい部分の振幅を減少するような高調波を重畳した波形ならよく、一般的に過変調と呼ばれる波形もその一部となる。ここで、スイッチングを行わないキャリア周期（T）が存在する制御とは、インバータ回路の任意の出力線間に整流回路（32）で整流された電圧（直流リンク電圧）を1キャリア以上印加することにより、例えば本実施形態のような三相インバータでは、二相以上のスイッチング素子がスイッチングを行わないキャリア周期を作り出す制御をいう。このように、キャリア周波数を変更することなく、スイッチング回数を低減することができる。

　なお、後に詳述するように、通電区間を１８０度よりも短くすることによって、通電時の所要電圧を増加させてスイッチングを行わないキャリア周期が存在する制御を行うようにすればよい。また、最大効率制御では指令電圧が直流リンク電圧（vdc）を超える状態が実現できない速度及び負荷状況では、電流位相を遅らせることによって、指令電圧を上昇させて出力線間に直流リンク電圧（vdc）を1キャリア以上印加できるようにすればよい。

　このように、スイッチング回数が低減した分だけ冷媒冷却器（81）から漏れ出る高周波電流を効果的に低減することができる。その結果、漏れ電流に起因するノイズを低減することができるとともに、スイッチング素子（37）の発熱量も低減することができる。また、図５に示すように、圧縮機（11）の高回転領域において過変調制御を行うことによりスイッチング回数を低減した場合には、過変調制御を行わない場合に比べてインバータ損失が低減していることが分かる。ここで、過変調制御時のスイッチング波形を図６に示すが、モータ端子電圧の基本波成分が直流リンク電圧を超えるキャリアではＰＷＭへの指令電圧も直流リンク電圧を超えるように設定され、直流リンク電圧を超える指令電圧が印加された際には、スイッチングを行わないようにすることによりスイッチング回数を低減している。

　－運転動作－
　次に、前記空気調和装置（1）の運転動作を説明する。この空気調和装置（1）は、四路切換弁（17）を切り換えることにより、冷房運転と暖房運転とを行う。

　〈冷凍サイクル〉
　冷房運転では、四路切換弁（17）は第１の状態（図１の実線状態）となり、圧縮機（11）の吐出側と熱源側熱交換器（12）とが連通し、且つ圧縮機（11）の吸入側と利用側熱交換器（14）とが連通する。そして、圧縮機（11）が駆動される。その結果、冷媒は、図１の実線矢印に示す方向に循環し、熱源側熱交換器（12）が凝縮器、利用側熱交換器（14）が蒸発器として機能する蒸気圧縮式冷凍サイクルが行われる。

　一方、暖房運転では、四路切換弁（17）は第２の状態（図１の破線状態）となり、圧縮機（11）の吐出側と利用側熱交換器（14）とが連通し、且つ圧縮機（11）の吸入側と熱源側熱交換器（12）とが連通する。そして、圧縮機（11）が駆動される。その結果、冷媒は、図１の破線矢印に示す方向に循環し、利用側熱交換器（14）が凝縮器、熱源側熱交換器（12）が蒸発器として機能する蒸気圧縮式冷凍サイクルが行われる。

　ここで、前記冷媒冷却器（81）内の冷媒流路には、冷房運転時には、熱源側熱交換器（12）で凝縮した冷媒が流れ、暖房運転時には、利用側熱交換器（14）で凝縮した後、膨張弁（13）を通過して減圧された冷媒が流れる。冷媒冷却器（81）を流れる冷媒の温度は、運転条件や外気条件によって異なるが、冷房運転時には例えば５０℃程度、暖房運転時には例えば５℃程度になっている。

　一方、スイッチング素子（37）は作動時に発熱し、例えば８０℃程度になっている。そのため、スイッチング素子（37）は冷媒冷却器（81）内を流れる冷媒よりも高温となる。そして、スイッチング素子（37）は、冷媒冷却器（81）に形成された冷媒流路を流れる低温の冷媒に放熱することによって冷却される。

　〈空気調和装置（1）における高周波電流〉
　前記冷凍サイクルが行われている間は、電力供給装置（30）から駆動モータ（18）に電力が供給される。この際、インバータ回路（34）では、ＰＷＭ制御によって出力電圧を０Ｖおよび直流リンク電圧（vdc）に切替えるスイッチング動作が行われる。この例ではインバータ回路（34）において、スイッチング素子（37）の矩形波駆動が行われる。これにより、インバータ回路（34）では、急峻な電圧の立上がり及び立下りが起こり、その電圧が駆動モータ（18）に印加される。

　電力供給装置（30）では、スイッチング素子（37）の内部電極、及び冷媒冷却器（81）を電極とし、パワーモジュール（61）のパッケージを誘電体としたコンデンサ（以下、浮遊容量（C）と呼ぶ）が形成される。急峻な立上がり及び立下りを有した電圧変化がスイッチング素子（37）で起こると、浮遊容量（C）を介して、パワーモジュール（61）側から冷媒冷却器（81）側に高周波電流（漏れ電流）が流れる。冷媒冷却器（81）は、液管（23）等を介して前記ケーシングと電気的につながっているので、前記高周波電流は液管（23）等を伝播経路として前記ケーシングに流れ、さらに、前記ケーシングに接続されたアース線などから外部に漏れることになる。空気調和装置（1）の外部に漏れる高周波電流は、法規制などに応じて、所定値以下の大きさにする必要がある。一般的には、１５０ｋＨｚ～３０ＭＨｚの周波数領域が雑音端子電圧として問題とされる。

　ところで、本願発明者は、冷媒冷却器を備えた空気調和装置では、冷媒冷却器を接地した場合、冷媒冷却器のインダクタンス（L）成分と浮遊容量（C）が支配的となる共振回路が形成され、当該共振回路の作用によって、前記高周波電流には所定の周波数においてピークが現れることを見出した。図７は、接地された冷媒冷却器を備えた空気調和装置（1）におけるコモンモード等価回路である。冷媒冷却器が接地されるため、冷媒冷却器のインダクタンス（L）成分と浮遊容量（C）が大地ラインに接続された回路となる。また、図８は、非接地の冷却器付きのパワーモジュールを有した電力供給装置（説明の便宜のため、非接地式電力供給装置と呼ぶ）におけるコモンモード等価回路である。図７と異なり、冷却器が非接地のため、冷却器のインダクタンス（L）成分と浮遊容量（C）は無視できる。

　本願出願人は、本実施形態のコモンモード等価回路、及び前記非接地式電力供給装置のコモンモード等価回路を用いて、高周波電流の特性のシミュレーションを行った。このシミュレーションでは、それぞれのコモンモード等価回路に示した、各回路の入力に設けた雑端電圧測定部における電圧を評価している。図９は、図７、図８のそれぞれの等価回路で生ずる高周波電流をシミュレーションで求めた結果である。図９は、横軸が周波数、縦軸が雑音端子電圧、すなわち高周波電流のレベル（デシベル表示）である。なお、図７等に示すように、駆動モータ（18）のモデルにもＬＣ成分が含まれているが、このＬＣ成分は小さく、３０ＭＨｚ以下の低い周波数への影響は無視してよい。

　図９には、本実施形態の電力供給装置（30）を用いた場合の高周波電流と、何らの対策も行っていない冷媒冷却器付きの電力供給装置（以下、未対策電力供給装置と呼ぶ）を用いた場合の高周波電流と、前記非接地式電力供給装置を用いた場合の高周波電流とを図示してある。なお、未対策電力供給装置の高周波電流のレベル（ノイズレベル）の算出は、本実施形態の制御装置（60）において通常のスイッチング動作、すなわち全てのキャリア周期でスイッチングを行ったとして算出している。

　図９から分かるように、何らの対策も行わないと前記共振回路の作用によって、高周波電流には所定の周波数にピークが現れている。このピークの周波数は主に、冷媒冷却器（81）のＬＣ成分で決まる。そのため、空気調和装置（1）の仕様によっては、このピークが前記法規制などで問題になる周波数領域に入る可能性がある。この例では、このＬＣ成分の共振点は、雑音端子電圧で問題となる３０ＭＨｚ以下の低い周波数になっている。そのため、冷媒冷却器（81）を用いた冷却（冷媒冷却）ではこのノイズが問題となる可能性がある。

　このようなピークを持つ高周波電流に対しては、いわゆるノイズフィルタを設けて対策することが考えられる。しかしながら、ノイズフィルタの追加は、装置の大型化や高コスト化に繋がり好ましくない。

　図１０は、図９の各シミュレーションに対応するスイッチングパターンを示す図である。この例では、駆動モータ（18）を駆動する際の一例として、モータ電気角一回転で２０周期のキャリアを有する波形を想定している。また、単相インバータのスイッチングパターンを仮定しており、スイッチング回数を削減したときのノイズ低減効果について検証を行っている。前記非接地式電力供給装置を用いた場合に、キャリア２０周期のすべてでスイッチングを行うと、高い周波数ほど雑音端子電圧のレベルが落ちていることがわかる（図９のラインＡを参照）。このときの相電圧波形を示したのが図１０（Ａ）である。

　しかしながら、同じスイッチング状態でも、未対策電力供給装置（前述した、接地された冷媒冷却器を用いて何らの対策も行わない電力供給装置）ではノイズレベルが増加する。しかも、前記非接地式電力供給装置では高い周波数ほどノイズレベルが低減していたのに対し、未対策電力供給装置では、ある周波数（図９の例では６．８ＭＨｚ程度）においてピークをもつようになる（図９のラインＢ参照）。このノイズレベルのピーク周波数が冷媒冷却器（81）におけるＬＣ成分の共振周波数である。

　一方、本実施形態において、スイッチング回数を極限まで減らして駆動モータ（18）を駆動したときのノイズレベルが図９のラインＣである。スイッチング回数を極限まで減らした状態は、モータ電気角半周期を一つの矩形波で運転するモードで、相電圧波形は図１０（Ｂ）となる。図１０（Ｂ）の波形となるようにスイッチング素子（37）を駆動すると、スイッチング回数は毎キャリア周期スイッチングしていたときに比べて１／２０に低減する。本実施形態では、スイッチング回数が低減した分ノイズレベルが全体的に低くなるのである。図９に示した例では、概ね２６ｄＢの低減があった。冷媒冷却器（81）のＬＣ共振でピークの立つ周波数においても、前記非接地式電力供給装置を用いてキャリア２０周期すべてでスイッチングを行った場合に近いノイズレベルまで低減できていることがわかる。

　－実施形態の効果－
　以上のように、本実施形態では、冷媒冷却器（81）を用いてスイッチング素子（37）を冷却する空気調和装置（1）において、スイッチングを行わないキャリア周期を設けてスイッチング素子（37）のスイッチング回数を低減した。その結果、本実施形態では、冷媒冷却器（81）から漏れ出る高周波電流を効果的に低減できるとともに、漏れ電流に起因するノイズを低減することができる。

　また、スイッチングの制御によって前記高周波電流の低減を図っているので、ノイズフィルタ等の新たな部品追加が殆どない。つまり、ノイズフィルタ等の新規部品追加による、装置全体の大型化やコストアップといったデメリットを生ずることなく、前記高周波電流の低減が可能になる。特に、本実施形態は、大きな電力を確保するため比較的高い電圧を必要とする空気調和装置など、ノイズフィルタによる対策がより大型化、コストアップに繋がる空気調和装置に対して有用な技術である。

　また、既述のとおり、本実施形態では、スイッチング素子（37）のスイッチング回数を減らすようにしたので、ノイズの原因となるエネルギーが、広範囲の周波数域において低下する。それゆえ、本実施形態では、ノイズフィルタのように特定の周波数領域でのみ高周波電流低減の効果を発揮するのではなく、より広範囲の周波数領域に対し高周波電流低減の効果を発揮できる。

　《実施形態の変形例１》
　図１１は、本実施形態の変形例１に係る空気調和装置の概略構成を示す回路図である。図１１に示すように、液管（23）には、膨張弁（13）が設けられている。また、液管（23）には、膨張弁（13）に向かう冷媒の一部を分岐させる分岐回路（26）が接続されている。この分岐回路（26）には、スイッチング素子（37）を冷却するための冷媒冷却器（81）が設けられている。さらに、分岐回路（26）における冷媒冷却器（81）の両端側には、冷媒冷却器（81）の温度コントロールを行うための膨張弁（13a）がそれぞれ接続されている。

　図１２は、スイッチング素子及び冷媒冷却器近傍を示す断面図である。図１２に示すように、パワーモジュール（61）は、基板（71）と配線で接続されているとともに冷媒冷却器（81）に接触するように取り付けられている。

　前記冷媒冷却器（81）は、例えば、アルミ等の金属によって扁平な直方体状に形成され、内部に冷媒を流通させるための冷媒流路（81a）が形成されている。なお、パワーモジュール（61）の個数や冷媒流路（81a）の本数はあくまでも一例であり、この形態に限定するものではない。

　《実施形態の変形例２》
　前記モータ端子電圧の基本波成分への高調波重畳とは異なる方法で、スイッチング素子（37）のスイッチング回数を減らすことも可能である。図１３および図１４は、変形例２に係るスイッチングパターンを説明するタイミングチャートであり、（Ａ）、（Ｂ）はそれぞれ、正弦波駆動時のＵ相、Ｖ相の相電圧波形であり、（Ｃ）はインバータ回路（34）の出力線間電圧（ＵＶ相間）である。この変形例では、電力供給装置（30）として三相インバータの相電圧波形を検討する。

　電力供給装置（30）において正弦波電圧を出力する場合は、スイッチングを行って電圧をコントロールする区間（図１３（Ａ）のＳＷ区間（１）ａおよびＳＷ区間（２）ａ）を無くすことはできない。そのため、連続したスイッチングを行う相電圧波形になる（図１３の（Ａ）及び（Ｂ）を参照）。このとき、Ｕ相、Ｖ相の線間電圧波形は図１３（Ｃ）となり、電力供給装置（30）では、線間電圧でも正弦波を出力することになる。なお、ここでいう通電区間とは、線間電圧が出力される区間をいう。例えば、図１３（Ｃ）では線間電圧でも連続的にスイッチングを行っている。そのため、正弦波駆動では１８０度の通電区間を有している。

　図１４は、通電区間を１８０度よりも短くする場合のスイッチングパターンを説明するタイミングチャートであり、（Ａ），（Ｂ）はそれぞれ、スイッチングして電圧をコントロールする区間を短くした場合のＵ相、Ｖ相の相電圧波形であり、（Ｃ）はインバータ回路（34）の出力線間電圧（ＵＶ相間）である。同図に示したのは、正弦波駆動で必要なＳＷ区間（１）ａ、ＳＷ区間（２）ａを短くしてＳＷ区間内の出力電圧を上昇させた状態で、ＳＷ区間（１）ｄ、ＳＷ区間（２）ｄで１００％電圧を出力している状態となる（ＳＷ区間（１）ｄ、ＳＷ区間（２）ｄの設定の仕方でこの区間内でスイッチングすることもある）。これにより、Ｕ相、Ｖ相の線間電圧は図１４（Ｃ）となり、通電区間を１８０度よりも短くすることでスイッチングを必要としない区間を作り出しているのである。したがって、本変形例でも、冷媒冷却器（81）から漏れ出る高周波電流を効果的に低減できる。

　《実施形態の変形例３》
　変形例３では、ＩＰＭモータの特徴に着目した制御の例を説明する。図１５は、モータ端子電圧のベクトル図であり、（Ａ）は最大効率制御時のベクトル図であり、（Ｂ）は最大効率制御の状態から電流位相を遅らせた場合のベクトル図である。なお、駆動モータ（18）の巻線抵抗成分Ｒは小さいと仮定して同図ではＲの項を表記していない。

　ところで、ＩＰＭモータのような磁石モータの電圧方程式は以下となる。

　　V=√(Vd^2+Vq^2)　（Vd=RId-ωLqIq、Vq=RIq+ωLdId+ωΦ）
　　I=√(Id^2+Iq^2)　（Id=-Isinβ、Iq=Icosβ）
　ここで、上式のパラメータはそれぞれ、Ｖ：モータ端子電圧、Ｖｄ：ｄ軸電圧、Ｖｑ：ｑ軸電圧、Ｉ：モータ電流、Ｉｄ：ｄ軸電流、Ｉｑ：ｑ軸電流、Ｒ：モータ巻線抵抗、Ｌｄ：モータｄ軸インダクタンス、Ｌｑ：モータｑ軸インダクタンス、Φ：モータ磁束差交数、ω：回転速度、β：電流位相である。

　例えば、電流位相＝２０度で最大効率制御となる駆動モータ（18）を想定すると、上式では、ωＬｄＩｄの項が磁石磁束により発生する電圧ωΦを打ち消す方向に働き、モータ端子電圧を低下させる。

　一方、最大効率制御のβ＝２０度から電流位相を遅らせることにより、ベクトル図は図１５（Ｂ）に示すようになる。図１５（Ｂ）は一例としてβ＝０度の場合を示しており、この例ではωＬｄＩｄの項が発生しない。そのため、磁石磁束の項ωΦを打ち消す項がなくなり、モータ端子電圧を上昇させることが可能となる。なお、図１５の（Ａ）（Ｂ）は回転数およびトルク一定の条件において記載してある。

　上記のように、最大効率制御において指令電圧が直流リンク電圧（vdc）を超える状態を実現できない状況においても、モータ端子電圧を上昇させて指令電圧が直流リンク電圧（vdc）を超える状態を実現することが可能になる。また、インダクタンスが比較的大きなＩＰＭモータを用いることで、電流位相をコントロールしたときのωＬｄＩｄ成分の変動が大きくなる。このことから、ＩＰＭモータの採用は、モータ端子電圧の上昇に、より有効な構成となる。ここでは、電流位相をコントロールする例を挙げているが、モータ端子電圧を上昇させるためには、電流位相、電圧位相のどちらをコントロールしてもよい。

　なお、「スイッチングを行わないキャリア周期（T）が存在する制御」を実現するうえで、駆動モータ（18）としてＩＰＭモータを採用することのメリットについてまとめると以下のようになる。

　〈１〉ＩＰＭモータは比較的インダクタンスが大きい。そのため、スイッチングを行わないキャリア周期が存在する制御を作った場合に問題となる電流リプルを小さくすることができる。それにより、ＩＰＭモータでは、電流増加による発熱の増加や効率の低下などの弊害を小さくできる。

　〈２〉また、ＩＰＭモータは比較的インダクタンスが大きいため、位相をコントロールしてモータ端子電圧を上昇させたいときに、インダクタンスの小さいモータに比べて、小さい位相の変化で大きなモータ端子電圧の変化を実現できる。それゆえ、ＩＰＭモータでは、モータ端子電圧のコントロールを行いやすい。

　《その他の実施形態》
　なお、本実施形態では、本発明に係る冷凍装置の一例として空気調和装置（1）について説明したが、本発明に係る冷凍装置はこれに限定するものではない。例えば、冷蔵庫内や冷凍庫内を冷却する冷凍装置であってもよい。

　また、冷媒冷却器（81）に冷媒を取り出す位置や手法等についても限定するものではなく、冷媒回路（10）の冷媒配管と冷媒冷却器（81）とが接続される構成であればどのような装置であってもよい。

　また、交流を直流に変換する電力変換回路（例えば、いわゆるＰＷＭコンバータなど）を電力供給装置（30）に採用する場合にも、当該電力変換回路の制御に本発明を適用できる。

　以上説明したように、本発明は、冷媒回路を流れる冷媒が内部に流通する冷媒冷却器を用いてスイッチング素子を冷却する際に、冷媒冷却器から漏れ出る高周波電流を効果的に低減できるという実用性の高い効果が得られることから、きわめて有用で産業上の利用可能性は高い。

　１　　　空気調和装置（冷凍装置）
　１０　　冷媒回路
　１１　　圧縮機
　１２　　熱源側熱交換器
　１３　　膨張弁（膨張機構）
　１４　　利用側熱交換器
　１８　　駆動モータ
　３７　　スイッチング素子
　６０　　制御装置（制御手段）
　８１　　冷媒冷却器

Claims

　圧縮機（11）と、熱源側熱交換器（12）と、膨張機構（13）と、及び利用側熱交換器（14）とが接続されて冷凍サイクルを行う冷媒回路（10）を備えた冷凍装置であって、
　入力電圧を所定の周波数及び電圧値の交流電圧に変換する複数のスイッチング素子（37）を備えたパワーモジュール（61）と、
　前記圧縮機（11）を駆動する駆動モータ（18）と、
　前記パワーモジュール（61）に直流リンク電圧（vdc）を供給する整流回路（32）と、
　前記冷媒回路（10）における冷媒を内部に流通して前記パワーモジュール（61）を冷却する冷媒冷却器（81）と、
　前記各スイッチング素子（37）を駆動制御して、スイッチングを行わないキャリア周期（T）が存在する制御を行う制御手段（60）とを備えたことを特徴とする冷凍装置。
　請求項１において、
　前記制御手段（60）は、モータ端子電圧の基本波のピーク及びボトムの近傍では振幅が直流リンク電圧（vdc）になるように増加し、その他の部分では振幅が減少するような高調波が重畳された波形に制御して、前記基本波の大きさは保ちながら前記スイッチングを行わないキャリア周期（T）が正弦波駆動時よりも増加する制御を行うことを特徴とする冷凍装置。
　請求項１において、
　前記制御手段（60）は、前記スイッチング素子（37）の通電区間を１８０度よりも短くすることで、通電時の電圧を増加させて前記スイッチングを行わないキャリア周期（T）が存在する制御を行うことを特徴とする冷凍装置。
　請求項１において、
　前記駆動モータ（18）は、ＩＰＭモータであり、
　前記制御手段（60）は、前記駆動モータに印加する電圧位相又は電流位相を制御して同じ運転状態における前記モータ端子電圧を調整することを特徴とする冷凍装置。
　請求項１において、
　前記制御手段（60）は、前記モータ端子電圧の目標値が前記直流リンク電圧（vdc）を超えた場合には、前記スイッチングを行わないことを特徴とする冷凍装置。