JP7101898B2 - モータ駆動装置、送風機、圧縮機及び空気調和機 - Google Patents

Description

本発明は、モータを駆動するモータ駆動装置、モータ駆動装置を備えた送風機及び圧縮機、並びに、送風機又は圧縮機を備えた空気調和機に関する。

モータ駆動装置には、交流電源から出力される交流電圧を直流電圧に変換するコンバータと、直流電圧を交流電圧に変換するインバータとが具備される。モータ駆動装置においては、コンバータとインバータとを接続する直流母線の電圧である母線電圧の上昇が問題になることがある。母線電圧の変動は、負荷の急激な変動によって起こり得る。

下記特許文献１には、ヒートポンプ式冷凍サイクルに用いる電力変換装置が開示されている。ヒートポンプ式冷凍サイクルにおいては、四方弁の流路が切り替わるときには、冷凍サイクル中の高圧側と低圧側が入れ替わる。このとき、圧縮機モータに加わる圧力が大きく変動し、インバータの負荷が急減する。この負荷の急減に伴い、母線電圧が異常上昇して、平滑コンデンサの耐圧を超えてしまう可能性がある。このため、特許文献１では、四方弁の切り替え時には、コンバータのスイッチング動作を停止させることで、平滑コンデンサの電圧が耐圧を超えないようにしている。

特開２０１５－１３０７５９号公報

一般的に、コンバータの電気特性の応答時間は数ミリ秒のオーダーであるのに対して、冷凍サイクルの機械特性の応答時間は数秒のオーダーである。即ち、冷凍サイクルの機械特性の応答時間は、コンバータの電気特性の応答時間よりも十分に遅い。従って、一般的なコンバータは、四方弁が切り替わるときの冷凍サイクルの負荷変動に対して、コンバータの応答時間が速いため、この種の負荷変動に対応可能である。

一方、特許文献１に記載の電力変換装置においては、前述したように、四方弁の切り替え時において、コンバータは、スイッチング動作を停止している。この理由は、特許文献１が想定する電力変換装置では、電力変換装置の制御系が、冷凍サイクルの負荷変動に対して十分な応答ができない応答性能に設定されているが故と考えられる。また、四方弁の切り替え時に限らず、圧縮機モータが脱調又はロックして停止してしまうような負荷変動も想定される。このような負荷変動が起こった場合にも、インバータの負荷は、瞬時に失われる。この場合、コンバータが昇圧コンバータとして動作していると、昇圧のためのエネルギーが消費されずに残る。従って、応答性能の低い制御系の場合、負荷変動によって、母線電圧が過大となるおそれがある。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、負荷変動に起因する母線電圧の上昇を抑制可能なモータ駆動装置を得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するため、本発明に係るモータ駆動装置は、リアクトルと、ブリッジ接続される４つの一方向性素子を備え、リアクトルを介して交流電源に接続されるコンバータと、コンバータの出力端子間に接続される平滑コンデンサと、平滑コンデンサから出力される直流電圧をモータに印加する交流電圧に変換して出力するインバータと、を備える。また、モータ駆動装置は、コンバータの出力側の動作状態を表す物理量を検出する物理量検出部を備える。コンバータにおける、４つの一方向性素子のうちの２つの一方向性素子は直列に接続されて第１のレグを構成し、残りの２つの一方向性素子は直列に接続されて第２のレグを構成する。少なくとも、平滑コンデンサの正側に接続される第１及び第２のレグにおける２つの一方向性素子、又は平滑コンデンサの負側に接続される第１及び第２のレグにおける２つの一方向性素子、又は、第１のレグにおける２つの一方向性素子、又は第２のレグにおける２つの一方向性素子のそれぞれにはスイッチング素子が並列に接続される。モータ駆動装置は、スイッチング素子の導通を制御して、コンバータを異なる動作態様で動作させる動作モードを複数有し、物理量が過大な値を示した場合に、動作モードに応じてスイッチング素子及びインバータのうちの少なくとも一方の動作を変更する。

本発明に係るモータ駆動装置によれば、負荷変動に起因する母線電圧の上昇を抑制できるという効果を奏する。

実施の形態１に係るモータ駆動装置の構成例を示す図 実施の形態１のコンバータに用いられる金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：ＭＯＳＦＥＴ）の概略構造を示す模式的断面図 実施の形態１におけるコンバータに流れる電流の経路を示す第１の図 実施の形態１におけるコンバータに流れる電流の経路を示す第２の図 実施の形態１におけるコンバータに流れる電流の経路を示す第３の図 実施の形態１におけるコンバータに流れる電流の経路を示す第４の図 実施の形態１における動作モードの特徴を説明する図 図７に示す動作モードで動作させたときの動作波形を示す図 実施の形態１における要部の動作説明に使用する第１のフローチャート 実施の形態１に係るモータ駆動装置で使用されるＭＯＳＦＥＴの損失特性を示す図 実施の形態１に係るモータ駆動装置において制御部がスイッチング素子をオンするタイミングを示す図 実施の形態１における要部の動作説明に使用する第２のフローチャート 実施の形態１における制御部の機能を具現するハードウェア構成の一例を示すブロック図 実施の形態１における制御部の機能を具現するハードウェア構成の他の例を示すブロック図 実施の形態２に係る空気調和機の構成を示す図

以下に添付図面を参照し、本発明の実施の形態に係るモータ駆動装置、送風機、圧縮機及び空気調和機について説明する。なお、以下に示す実施の形態により本発明が限定されるものではない。また、以下では、電気的な接続を単に「接続」と称して説明する。

実施の形態１．
図１は、実施の形態１に係るモータ駆動装置１００の構成例を示す図である。実施の形態１に係るモータ駆動装置１００は、単相の交流電源１から供給される交流電力を直流電力に変換し、変換した直流電力を再度交流電力に変換し、変換した交流電力をモータ５００に供給してモータ５００を駆動する駆動装置である。

実施の形態１に係るモータ駆動装置１００は、図１に示すように、主たる構成部として、直流電源装置５０と、制御部１０と、インバータ１８とを備える。直流電源装置５０は、単相の交流電源１から供給される交流電力を直流電力に変換する電源装置である。

直流電源装置５０は、リアクトル２と、コンバータ３と、第１の駆動回路であるゲート駆動回路１５と、平滑コンデンサ４と、第１の電圧検出部である電圧検出部５と、第１の電流検出部である電流検出部６と、第２の電圧検出部である電圧検出部７と、を備える。リアクトル２の一端は、交流電源１に接続され、リアクトル２の他端は、コンバータ３に接続される。リアクトル２は、交流電源１から供給される電力を一時的に蓄積する。コンバータ３は、交流電源１から出力される交流電圧を直流電圧に変換して直流母線１６ａ，１６ｂに出力する。直流母線１６ａと直流母線１６ｂとの間の電圧が母線電圧である。

負荷１２は、第２の駆動回路であるゲート駆動回路１７と、インバータ１８と、第２の電流検出部である電流検出部９と、モータ５００と、を備える。負荷１２の構成要素のうち、モータ５００を除く、ゲート駆動回路１７、インバータ１８及び電流検出部９がモータ駆動装置１００の構成要素である。インバータ１８は、直流電源装置５０から出力される直流電圧をモータ５００に印加する交流電圧に変換して出力する。モータ５００が搭載される機器の例は、送風機、圧縮機又は空気調和機である。

なお、電流検出部９は、インバータ１８とモータ５００との間に流れる交流電流であるモータ電流を検出する検出部である。このモータ電流を検出する構成に代え、インバータ１８と平滑コンデンサ４とを繋ぐ直流母線１６ａ，１６ｂに流れる電流を検出する構成としてもよい。また、図１では、インバータ１８に接続される機器がモータ５００である例を示したが、これに限定されない。インバータ１８に接続される機器は、交流電力が入力される機器であればよく、モータ５００以外の機器でもよい。

コンバータ３は、第１のレグ３１と、第２のレグ３２とを備える。第１のレグ３１と第２のレグ３２とは、並列に接続されている。第１のレグ３１では、第１の上アーム素子３１１と、第１の下アーム素子３１２とが直列に接続されている。第２のレグ３２では、第２の上アーム素子３２１と、第２の下アーム素子３２２とが直列に接続されている。リアクトル２の他端は、第１のレグ３１における第１の上アーム素子３１１と第１の下アーム素子３１２との接続点３ａに接続されている。第２の上アーム素子３２１と第２の下アーム素子３２２との接続点３ｂは、交流電源１の他端に接続されている。コンバータ３において、接続点３ａ，３ｂは、交流端子を構成する。

なお、図１において、リアクトル２は、交流電源１の一端と、接続点３ａとの間に接続されているが、交流電源１の別の一端と、接続点３ｂとの間に接続されていてもよい。

コンバータ３において、接続点３ａ，３ｂがある側を「交流側」と呼ぶ。また、交流電源１から出力される交流電圧を「電源電圧」と呼び、電源電圧の周期を「電源周期」と呼ぶ。

第１の上アーム素子３１１は、スイッチング素子Ｑ１と、スイッチング素子Ｑ１に並列に接続されるダイオードＤ１とを含む。第１の下アーム素子３１２は、スイッチング素子Ｑ２と、スイッチング素子Ｑ２に並列に接続されるダイオードＤ２とを含む。第２の上アーム素子３２１は、スイッチング素子Ｑ３と、スイッチング素子Ｑ３に並列に接続されるダイオードＤ３とを含む。第２の下アーム素子３２２は、スイッチング素子Ｑ４と、スイッチング素子Ｑ４に並列に接続されるダイオードＤ４とを含む。

ダイオードＤ１，Ｄ４は、電源電圧の極性が正、即ちリアクトル２に接続される側がリアクトル２に接続されない側よりも高電位であるときに、順方向の電流が流れるように配置された一方向性素子である。ダイオードＤ２，Ｄ３は、電源電圧の極性が負、即ちリアクトル２に接続されない側がリアクトル２に接続される側よりも高電位であるときに、順方向の電流が流れるように配置された一方向性素子である。

なお、図１では、ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４のそれぞれにスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４が並列に接続される構成を開示しているが、これに限定されない。平滑コンデンサ４の正側に接続される２つのダイオード、即ち第１のレグ３１におけるダイオードＤ１及び第２のレグ３２におけるダイオードＤ３のそれぞれにスイッチング素子が接続されていればよい。或いは、平滑コンデンサ４の負側に接続される２つのダイオード、即ち第１のレグ３１におけるダイオードＤ２及び第２のレグ３２におけるダイオードＤ４のそれぞれにスイッチング素子が接続されていればよい。或いは、第１のレグ３１における２つのダイオード、即ちダイオードＤ１，Ｄ２のそれぞれにスイッチング素子が接続されていればよい。或いは、第２のレグ３２における２つのダイオード、即ちダイオードＤ３，Ｄ４のそれぞれにスイッチング素子が接続されていればよい。

また、図１では、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４のそれぞれにＭＯＳＦＥＴを例示しているが、ＭＯＳＦＥＴに限定されない。ＭＯＳＦＥＴは、ドレインとソースとの間で双方向に電流を流すことができるスイッチング素子である。ドレインに相当する第１端子とソースに相当する第２端子との間で双方向に電流を流すことができるスイッチング素子、即ち双方向素子であれば、どのようなスイッチング素子でもよい。

また、ここで言う「並列」とは、ＭＯＳＦＥＴのドレインに相当する第１端子とダイオードのカソードとが接続され、ＭＯＳＦＥＴのソースに相当する第２端子とダイオードのアノードとが接続されることを意味する。なお、ダイオードは、ＭＯＳＦＥＴ自身が内部に有する寄生ダイオードを用いてもよい。寄生ダイオードは、ボディダイオードとも呼ばれる。

また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４は、シリコン系材料により形成されたＭＯＳＦＥＴに限定されず、炭化珪素、窒化ガリウム、酸化ガリウム又はダイヤモンドといったワイドバンドギャップ（Ｗｉｄｅ Ｂａｎｄ Ｇａｐ：ＷＢＧ）半導体により形成されたＭＯＳＦＥＴでもよい。

一般的にＷＢＧ半導体は、シリコン半導体に比べて耐電圧及び耐熱性が高い。そのため、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４のうちの少なくとも１つにＷＢＧ半導体を用いることにより、スイッチング素子の耐電圧性及び許容電流密度が高くなり、スイッチング素子を組み込んだ半導体モジュールを小型化できる。

また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４は、ＷＢＧ半導体に代えて、スーパージャンクション（Ｓｕｐｅｒ Ｊｕｎｃｔｉｏｎ：ＳＪ）構造のＭＯＳＦＥＴを用いてもよい。ＳＪ－ＭＯＳＦＥＴを用いることにより、ＳＪ－ＭＯＳＦＥＴのメリットである低オン抵抗を生かしつつ、静電容量が高くリカバリが発生しやすいというＷＢＧ半導体のデメリットを抑制できる。

図１の説明に戻る。平滑コンデンサ４の正側は、高電位側の直流母線１６ａに接続されている。直流母線１６ａは、第１のレグ３１における第１の上アーム素子３１１と、第２のレグ３２における第２の上アーム素子３２１との接続点３ｃから引き出されている。平滑コンデンサ４の負側は、低電位側の直流母線１６ｂに接続されている。直流母線１６ｂは、第１のレグ３１における第１の下アーム素子３１２と、第２のレグ３２における第２の下アーム素子３２２との接続点３ｄから引き出されている。コンバータ３において、接続点３ｃ，３ｄは、直流端子を構成する。また、コンバータ３において、接続点３ｃ，３ｄがある側を「直流側」と呼ぶ場合がある。

コンバータ３の出力電圧は、平滑コンデンサ４の両端に印加される。平滑コンデンサ４は、直流母線１６ａ，１６ｂに接続されている。平滑コンデンサ４は、コンバータ３の出力電圧を平滑する。平滑コンデンサ４によって平滑された電圧は、インバータ１８に印加される。

電圧検出部５は、電源電圧を検出し、電源電圧の検出値Ｖｓを制御部１０に出力する。電源電圧は、交流電源１の瞬時電圧の絶対値である。なお、瞬時電圧の実効値を、電源電圧としてもよい。電流検出部６は、交流電源１とコンバータ３との間に流れる交流電流である電源電流を検出し、電源電流の検出値Ｉｓを制御部１０に出力する。電流検出部６の一例は、変流器（Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ：ＣＴ）である。電圧検出部７は、母線電圧を検出し、母線電圧の検出値Ｖｄｃを制御部１０に出力する。

母線電圧は、コンバータ３の直流側、即ち出力側の動作状態を表す物理量である。また、電源電圧は、コンバータ３の交流側、即ち入力側の動作状態を表す物理量である。なお、以下の記載において、母線電圧を「物理量」と呼び、母線電圧を検出する電圧検出部７を「物理量検出部」と呼ぶ場合がある。

インバータ１８は、上アーム素子１８ＵＰと下アーム素子１８ＵＮとが直列に接続されたレグ１８Ａと、上アーム素子１８ＶＰと下アーム素子１８ＶＮとが直列に接続されたレグ１８Ｂと、上アーム素子１８ＷＰと下アーム素子１８ＷＮとが直列に接続されたレグ１８Ｃと、を備える。レグ１８Ａ、レグ１８Ｂ及びレグ１８Ｃは、互いに並列に接続されている。

図１では、上アーム素子１８ＵＰ，１８ＶＰ，１８ＷＰ及び下アーム素子１８ＵＮ，１８ＶＮ，１８ＷＮが絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：ＩＧＢＴ）である場合を例示しているが、これに限定されない。ＩＧＢＴに代えて、ＭＯＳＦＥＴ、又は集積化ゲート転流型サイリスタ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｃｏｍｍｕｔａｔｅｄ Ｔｈｙｒｉｓｔｏｒ：ＩＧＣＴ）を用いてもよい。

上アーム素子１８ＵＰは、トランジスタ１８ａと、トランジスタ１８ａに並列に接続されるダイオード１８ｂとを含む。他の上アーム素子１８ＶＰ，１８ＷＰ、及び下アーム素子１８ＵＮ，１８ＶＮ，１８ＷＮについても同様の構成である。ここで言う「並列」とは、ＩＧＢＴのエミッタに相当する第１端子にダイオードのアノード側が接続され、ＩＧＢＴのコレクタに相当する第２端子にダイオードのカソード側が接続されることを意味する。

なお、図１は、上アーム素子と下アーム素子とが直列に接続されるレグを３つ備える構成であるが、この構成に限定されない。レグの数は４つ以上でもよい。また、図１に示す回路構成は、三相モータであるモータ５００に合わせたものである。モータ５００が単相モータの場合、インバータ１８も単相モータに対応した構成とされる。具体的には、上アーム素子と下アーム素子とが直列に接続されるレグを２つ備える構成となる。なお、モータ５００が単相モータ及び三相モータの何れの場合も、１つのレグが複数対の上下アーム素子で構成されていてもよい。

上アーム素子１８ＵＰ，１８ＶＰ，１８ＷＰ及び下アーム素子１８ＵＮ，１８ＶＮ，１８ＷＮのトランジスタ１８ａがＭＯＳＦＥＴである場合、上アーム素子１８ＵＰ，１８ＶＰ，１８ＷＰ及び下アーム素子１８ＵＮ，１８ＶＮ，１８ＷＮは、炭化珪素、窒化ガリウム系材料又はダイヤモンドといったＷＢＧ半導体により形成されていてもよい。ＷＢＧ半導体により形成されたＭＯＳＦＥＴを用いれば、耐電圧性及び耐熱性の効果を享受することができる。

上アーム素子１８ＵＰと下アーム素子１８ＵＮとの接続点２６ａはモータ５００の第１の相（例えばＵ相）に接続され、上アーム素子１８ＶＰと下アーム素子１８ＶＮとの接続点２６ｂはモータ５００の第２の相（例えばＶ相）に接続され、上アーム素子１８ＷＰと下アーム素子１８ＷＮとの接続点２６ｃはモータ５００の第３の相（例えばＷ相）に接続されている。インバータ１８において、接続点２６ａ，２６ｂ，２６ｃは、交流端子を構成する。

電流検出部９は、インバータ１８とモータ５００との間に流れるモータ電流を検出し、モータ電流の検出値Ｉｕｖｗを制御部１０に出力する。

制御部１０は、電圧検出部５の検出値Ｖｓ、電流検出部６の検出値Ｉｓ、及び電圧検出部７の検出値Ｖｄｃに基づいて、コンバータ３内の各スイッチング素子を制御するための制御信号Ｓ３１１～Ｓ３２２を生成する。制御信号Ｓ３１１は、スイッチング素子Ｑ１を制御するための制御信号であり、制御信号Ｓ３２２は、スイッチング素子Ｑ４を制御するための制御信号である。スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３も制御部１０からの制御信号によって制御される。以下では、制御信号Ｓ３１１～Ｓ３２２に従った各アーム素子の動作を適宜「スイッチング動作」と呼ぶ。制御部１０によって生成された制御信号Ｓ３１１～Ｓ３２２は、ゲート駆動回路１５に入力される。

また、制御部１０は、電圧検出部７の検出値Ｖｄｃ及び電流検出部９の検出値Ｉｕｖｗに基づいて、モータ５００が所望の回転数で回転するように、インバータ１８に具備される各スイッチング素子を制御するための制御信号Ｓ１～Ｓ６を生成する。インバータ１８は三相の回路構成であり、三相の回路構成に対応して６つのスイッチング素子を有する。また、６つのスイッチング素子に対応して、６つの制御信号Ｓ１～Ｓ６が生成される。制御部１０によって生成された制御信号Ｓ１～Ｓ６は、ゲート駆動回路１７に入力される。

ゲート駆動回路１５は、制御信号Ｓ３１１～Ｓ３２２に基づいて、コンバータ３内の各スイッチング素子を駆動するための駆動パルスＧ３１１～Ｇ３２２を生成する。駆動パルスＧ３１１は、スイッチング素子Ｑ１を駆動するための駆動パルスであり、駆動パルスＧ３２２は、スイッチング素子Ｑ４を駆動するための駆動パルスである。スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３もゲート駆動回路１５からの駆動パルスによって駆動される。

ゲート駆動回路１７は、制御信号Ｓ１～Ｓ６に基づいて、インバータ１８内の各スイッチング素子を駆動するための駆動パルスＧ１～Ｇ６を生成する。

次に、実施の形態１に係るモータ駆動装置１００の基本的な動作を説明する。まず、第１のレグ３１では、第１の上アーム素子３１１及び第１の下アーム素子３１２は相補的、又は同時にオン状態とならないように動作する。即ち、第１の上アーム素子３１１及び第１の下アーム素子３１２のうち、一方がオンの場合には他方はオフである。前述したように、第１の上アーム素子３１１及び第１の下アーム素子３１２は、制御部１０により生成される制御信号Ｓ３１１，Ｓ３１２により制御される。制御信号Ｓ３１１，Ｓ３１２の一例は、パルス幅変調（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：ＰＷＭ）信号である。

交流電源１及びリアクトル２を介した平滑コンデンサ４の短絡を防ぐため、交流電源１から出力される電源電流の検出値Ｉｓの絶対値が電流閾値以下の場合には、第１の上アーム素子３１１及び第１の下アーム素子３１２は、共にオフとなる。以下では、平滑コンデンサ４の短絡を「コンデンサ短絡」と呼ぶ。コンデンサ短絡は、平滑コンデンサ４に蓄えられたエネルギーが放出され、交流電源１に電流が回生される状態である。

前述したように、第２のレグ３２を構成する第２の上アーム素子３２１及び第２の下アーム素子３２２は、制御部１０により生成される制御信号Ｓ３２１，Ｓ３２２により制御される。第２の上アーム素子３２１及び第２の下アーム素子３２２は、基本的には、電源電圧の極性である電源電圧極性に応じてオン又はオフの状態となる。具体的には、電源電圧極性が正の場合、第２の下アーム素子３２２はオンであり、且つ、第２の上アーム素子３２１はオフである。また、電源電圧極性が負の場合、第２の上アーム素子３２１はオンであり、且つ、第２の下アーム素子３２２はオフである。

次に、実施の形態１におけるコンバータ３の各アーム素子の状態と実施の形態１に係るモータ駆動装置１００に流れる電流の経路との関係を説明する。なお、以下の説明では、コンバータ３の各アーム素子はＭＯＳＦＥＴであり、各アーム素子のダイオードは、ＭＯＳＦＥＴ自身が内部に有する寄生ダイオードであるとする。

まず、ＭＯＳＦＥＴの構造について、図２を参照して説明する。図２は、実施の形態１のコンバータ３に用いられるＭＯＳＦＥＴの概略構造を示す模式的断面図である。図２には、ｎ型ＭＯＳＦＥＴが例示されている。

ｎ型ＭＯＳＦＥＴの場合、図２に示すように、ｐ型の半導体基板６００が用いられる。半導体基板６００には、ソース電極Ｓ、ドレイン電極Ｄ及びゲート電極Ｇが形成される。ソース電極Ｓ及びドレイン電極Ｄと接する部位には、高濃度の不純物がイオン注入されてｎ型の領域６０１が形成される。また、半導体基板６００において、ｎ型の領域６０１が形成されない部位とゲート電極Ｇとの間には、酸化絶縁膜６０２が形成される。即ち、ゲート電極Ｇと、半導体基板６００におけるｐ型の領域６０３との間には、酸化絶縁膜６０２が介在している。

ゲート電極Ｇに正電圧が印加されると、半導体基板６００におけるｐ型の領域６０３と酸化絶縁膜６０２との間の境界面に電子が引き寄せられ、当該境界面が負に帯電する。電子が集まった所は、電子の密度がホール密度よりも高くなりｎ型化する。このｎ型化した部分は電流の通り道となりチャネル６０４と呼ばれる。チャネル６０４は、図２の例では、ｎ型チャネルである。ＭＯＳＦＥＴがオンに制御されることにより、通流する電流は、p型の領域６０３に形成される寄生ダイオードよりも、チャネル６０４に多く流れる。

図３は、実施の形態１におけるコンバータ３に流れる電流の経路を示す第１の図である。図３には、電源電圧極性が正であり、且つ、電源電流の検出値Ｉｓの絶対値が電流閾値よりも大きい状態が示されている。この状態では、第１の上アーム素子３１１及び第２の下アーム素子３２２はオンであり、第１の下アーム素子３１２及び第２の上アーム素子３２１はオフである。このとき、交流電源１、リアクトル２、スイッチング素子Ｑ１、平滑コンデンサ４、スイッチング素子Ｑ４、交流電源１の順序で電流が流れる。このように、実施の形態１では、ダイオードＤ１及びダイオードＤ４に電流を流すのではなく、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４のそれぞれのチャネルに電流を流す動作モードを有している。この動作は「同期整流」と呼ばれる。なお、図３では、オンしているＭＯＳＦＥＴを丸印で示している。以降の図においても同様である。動作モードの詳細については、後述する。

図４は、実施の形態１におけるコンバータ３に流れる電流の経路を示す第２の図である。図４には、電源電圧極性が負であり、且つ、電源電流の検出値Ｉｓの絶対値が電流閾値よりも大きい状態が示されている。この状態では、第１の下アーム素子３１２及び第２の上アーム素子３２１はオンであり、第１の上アーム素子３１１及び第２の下アーム素子３２２はオフである。このとき、交流電源１、スイッチング素子Ｑ３、平滑コンデンサ４、スイッチング素子Ｑ２、リアクトル２、交流電源１の順序で電流が流れる。このように、実施の形態１では、ダイオードＤ３及びダイオードＤ２に電流を流すのではなく、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ２のそれぞれのチャネルに電流を流す同期整流動作が行われる場合がある。

図５は、実施の形態１におけるコンバータ３に流れる電流の経路を示す第３の図である。図５には、電源電圧極性が正であり、且つ、電源電流の検出値Ｉｓの絶対値が電流閾値より大きい状態が示されている。この状態では、第１の下アーム素子３１２及び第２の下アーム素子３２２はオンであり、第１の上アーム素子３１１及び第２の上アーム素子３２１はオフである。このとき、交流電源１、リアクトル２、スイッチング素子Ｑ２、スイッチング素子Ｑ４、交流電源１の順序で電流が流れる。これにより、平滑コンデンサ４を経由しない電源短絡経路が形成される。図５に示す電源短絡経路を形成する場合、第１の下アーム素子３１２をオンすることは必須であるが、第２の下アーム素子３２２はオン又はオフの何れでもよい。実施の形態１では、図５に示されるように、ダイオードＤ４に電流を流すのではなく、スイッチング素子Ｑ４のチャネルに電流を流すことで電源短絡経路を形成するモードを用意している。

図６は、実施の形態１におけるコンバータ３に流れる電流の経路を示す第４の図である。図６には、電源電圧極性が負であり、且つ、電源電流の検出値Ｉｓの絶対値が電流閾値より大きい状態が示されている。この状態では、第１の上アーム素子３１１及び第２の上アーム素子３２１はオンであり、第１の下アーム素子３１２及び第２の下アーム素子３２２はオフである。このとき、交流電源１、スイッチング素子Ｑ３、スイッチング素子Ｑ１、リアクトル２、交流電源１の順序で電流が流れる。これにより、平滑コンデンサ４を経由しない電源短絡経路が形成される。図６に示す電源短絡経路を形成する場合、第１の上アーム素子３１１をオンすることは必須であるが、第２の上アーム素子３２１はオン又はオフの何れでもよい。実施の形態１では、図６に示されるように、ダイオードＤ３に電流を流すのではなく、スイッチング素子Ｑ３のチャネルに電流を流すことで電源短絡経路を形成するモードを用意している。

制御部１０は、以上に述べた電流経路の切り替えを制御することで、電源電流及び母線電圧の値を制御できる。モータ駆動装置１００は、電源電圧極性が正のときは、図３に示す動作と図５に示す動作とを連続的に切り替える。また、モータ駆動装置１００は、電源電圧極性が負のときは、図４に示す動作と図６に示す動作とを連続的に切り替える。これにより、母線電圧を上昇させる制御、母線電圧の上昇を抑制する制御、力率及び電源高調波を改善するための電流制御、並びに運転効率を改善するための同期整流を実現することができる。

次に、図７及び図８を参照して、実施の形態１のモータ駆動装置１００において使用する動作モードについて説明する。図７は、実施の形態１における動作モードの特徴を説明する図である。図８は、図７に示す動作モードで動作させたときの動作波形を示す図である。

図７には、（ａ）整流モード、（ｂ）同期整流モード、（ｃ）低速スイッチングモード、（ｄ）高速スイッチングモードという４つの動作モードが記載されている。それぞれの動作モードは、同期整流、電流制御及び母線電圧制御という３つの制御の実施の有無の組合せで区分される。同期整流は、前述した通りであり、運転効率改善のために行う。母線電圧制御は、母線電圧の上昇を抑制する制御である。電流制御は、コンバータ３に流出入する電流の力率改善、及び高調波抑制のための制御である。なお、低速スイッチングモードを「第１のスイッチングモード」と呼び、高速スイッチングモードを「第２のスイッチングモード」と呼ぶ場合がある。

実施の形態１におけるモータ駆動装置１００は、整流モードを有し、更に、同期整流モード、低速スイッチングモード及び高速スイッチングモードのうちの少なくとも１つの動作モードを有する。なお、昇圧動作が必要とされない用途又は製品では、低速スイッチングモード及び高速スイッチングモードを有していなくてもよい場合がある。

図８（ａ）には、整流モードで動作させたときの動作波形が示されている。具体的には、上部側から、電源電圧、電源電流、スイッチング素子Ｑ３を制御する制御信号Ｓ３２１、及びスイッチング素子Ｑ４を制御する制御信号Ｓ３２２の波形が示されている。他の動作モードも同様である。整流モードにおいては、スイッチング素子を制御する必要がないため、ゲート駆動回路１５を動作させる駆動電源の消費が抑えられるという利点がある。また、スイッチング素子を制御する必要がないため、制御が容易であるという利点がある。

図８（ｂ）には、同期整流モードで動作させたときの動作波形が示されている。同期整流モードにおいては、寄生ダイオードに通流するタイミングで対応するスイッチング素子をオン状態として、スイッチング素子のチャネル側に通流させる動作モードである。図８（ｂ）の例では、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４をオンに制御している。同期整流モードを使用すると、特に流れる電流が小さい場合に、高効率化を図ることが可能である。なお、同期整流モードは、通流する素子を寄生ダイオードからスイッチング素子に置き換えただけである。このため、図７に示されるように、電流制御及び母線電圧制御は実施されない。

図８（ｃ）には、低速スイッチングモードで動作させたときの動作波形が示されている。低速スイッチングモードは、電源電圧の半周期に１回以上、リアクトル２を介して電源電圧を短絡させる動作モードである。図８（ｃ）の例では、電源電圧の半周期ごとに、２回の短絡動作が行われている。短絡動作を行うことで、リアクトル２にエネルギーが蓄積される。エネルギーの蓄積後に短絡動作を解除すると、リアクトル２に蓄積されたエネルギーが平滑コンデンサ４に移送されて蓄積される。これにより、平滑コンデンサ４の電圧、即ち母線電圧の昇圧が可能となる。

母線電圧の昇圧量については、母線電圧制御によって調整される。母線電圧制御には、比例積分制御器などが用いられる。母線電圧制御では、母線電圧の検出値Ｖｄｃが目標電圧に近づくようにコンバータ３の動作が制御される。また、母線電圧制御では、リアクトル２を介して電源電圧を短絡させるときの短絡時間が制御される。また、母線電圧制御では、比例積分制御器の応答時間を変化させることにより、負荷変動の発生に起因して生じ得る母線電圧の過大な上昇を抑制することができる。

低速スイッチングモードでは、短絡動作によって短絡電流を流すことができる。これにより、電源電流の通流幅の拡大によって、力率の改善及び高調波電流の抑制を図ることができる。電流波形の改善に関しては、電源電圧のゼロクロス点を基準にして短絡動作を行わせるタイミングを予め決めておき、負荷に応じて参照する形をとってもよい。或いは、電源電流を検出し、検出した電流波形が正弦波に近づくように短絡時間を制御してもよい。なお、低速スイッチングモードにおいては短絡動作させる動作時間が短いため、高調波ノイズの発生を抑制することが可能である。

図８（ｄ）には、高速スイッチングモードで動作させたときの動作波形が示されている。高速スイッチングモードは、電源電圧の１周期の全域に亘り、リアクトル２を介して電源電圧を複数回短絡させる動作モードである。短絡動作させる意義は、低速スイッチングモードと同じである。即ち、短絡動作を行うことでリアクトル２にエネルギーを蓄積し、エネルギーの蓄積後に短絡動作を解除することで、リアクトル２に蓄積されたエネルギーを平滑コンデンサ４に移送する。これにより、母線電圧の昇圧が可能である。母線電圧の昇圧量の制御についても、低速スイッチングモードと同様な制御で実現することができる。

前述したように、高速スイッチングモードでは、電源電圧の全域に亘って短絡動作が行われるので、低速スイッチングモードよりも電流の通流幅が拡大する。これにより、低速スイッチングモードに比して、更なる力率改善及び高調波電流の抑制を図ることができる。また、高速スイッチングモードにおいては、力率を１近くの値に制御可能である。これにより、特に高負荷側において、ブレーカ容量の限界まで負荷を駆動することができ、装置のハイパワー化を図ることができる。

なお、図８の例では、説明の簡略化のため、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を常時オフとしているが、これに限定されない。整流モードを除き、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のそれぞれに接続されるダイオードに電流が流れるタイミングでスイッチング素子Ｑ１又はスイッチング素子Ｑ２をオンにする同期整流動作を行ってもよい。或いは、前述のコンデンサ短絡が生じない期間において、スイッチング素子Ｑ１又はスイッチング素子Ｑ２をオンに制御してもよい。

また、平滑コンデンサ４の正側に接続される２つのダイオード、即ち第１のレグ３１におけるダイオードＤ１及び第２のレグ３２におけるダイオードＤ３のそれぞれに接続されるスイッチング素子の動作を停止させて同様の動作を実施してもよい。或いは、平滑コンデンサ４の負側に接続される２つのダイオード、即ち第１のレグ３１におけるダイオードＤ２及び第２のレグ３２におけるダイオードＤ４のそれぞれにスイッチング素子の動作を停止させて同様の動作を実施してもよい。或いは、第１のレグ３１における２つのダイオード、即ちダイオードＤ１，Ｄ２のそれぞれに接続されるスイッチング素子の動作を停止させて同様の動作を実施してもよい。或いは、第２のレグ３２における２つのダイオード、即ちダイオードＤ３，Ｄ４のそれぞれに接続されるスイッチング素子の動作を停止させて同様の動作を実施してもよい。

次に、図９を参照して、実施の形態１における要部の動作について説明する。図９は、実施の形態１における要部の動作説明に使用する第１のフローチャートである。図９には、負荷変動に起因する母線電圧の上昇を抑制するための一連の制御フローが示されている。図９のフローチャートは、モータ駆動装置１００の運転中に実施される。

制御部１０は、母線電圧の検出値Ｖｄｃに基づいて、母線電圧に過大電圧が発生していないかを監視する（ステップＳ１１）。母線電圧に過大電圧が発生していなければ（ステップＳ１１，Ｎｏ）、ステップＳ１１の処理を繰り返す。即ち、制御部１０は、母線電圧の監視を継続する。母線電圧に過大電圧が発生していれば（ステップＳ１１，Ｙｅｓ）、ステップＳ１２に進む。

制御部１０は、現在の動作モードを確認する（ステップＳ１２）。動作モードが整流モードである場合、ステップＳ１３に進む。動作モードが同期整流モードである場合、ステップＳ１４に進む。動作モードが、低速スイッチングモードである場合又は高速スイッチングモードである場合、ステップＳ１５に進む。

動作モードが整流モードである場合、制御部１０は、インバータ１８の運転を継続する（ステップＳ１３）。インバータ１８の運転を継続するのは、整流モードにおいては、スイッチング動作を伴わないため、電源電圧がそのまま整流されて平滑コンデンサ４に蓄えられるためである。

動作モードが同期整流モードである場合、制御部１０は、インバータ１８の運転を継続し、コンバータ３の運転も継続する（ステップＳ１４）。同期整流モードにおいては、スイッチング動作を伴うものの、ダイオード整流と同様に電源電圧が整流されて平滑コンデンサ４に蓄えられる。従って、スイッチング素子の故障が無ければコンバータ動作を継続しても問題はない。このため、インバータ１８及びコンバータ３の運転を継続する。

動作モードが低速スイッチングモード又は高速スイッチングモードである場合、制御部１０は、インバータ１８の運転を継続し、コンバータ３の動作モードを同期整流モードに変更する（ステップＳ１５）。低速スイッチングモード及び高速スイッチングモードでは、電源電圧のリアクトル２を介した短絡動作が行われるので、リアクトル２に蓄積されたエネルギーが平滑コンデンサ４に流入する。その結果、急激な負荷変動が生起した場合、平滑コンデンサ４に流入したエネルギーが負荷で消費されず、母線電圧が過大となるおそれがある。このため、インバータ１８の運転は継続し、コンバータ３の動作モードは同期整流モードに変更する。なお、低速スイッチングモード及び高速スイッチングモードでは、フィードバック制御による母線電圧制御が行われる。また、同期整流モードは昇圧動作を伴わない。このため、負荷変動が急激ではない場合には、問題なく母線電圧の抑制が可能となる。なお、負荷変動が急激である場合、後述する処理によって平滑コンデンサ４の過大電圧を抑止する。

制御部１０は、ステップＳ１３，Ｓ１４又はＳ１５の処理を実施した後の時間を計測し、処理後の時間が設定時間を経過したか否かを監視する（ステップＳ１６）。処理後の時間が設定時間を経過していなければ（ステップＳ１６，Ｎｏ）、ステップＳ１６の処理状態が継続される。処理後の時間が設定時間を経過していれば（ステップＳ１６，Ｙｅｓ）、ステップＳ１７に進む。

制御部１０は、上記ステップＳ１３，Ｓ１４又はＳ１５の処理で、過大な電圧が抑制できているか否か、言い替えると母線電圧が過大である状態が解消されているか否かを判断する（ステップＳ１７）。過大な電圧が抑制できていれば（ステップＳ１７，Ｙｅｓ）、図９のフローを抜ける。過大な電圧が抑制できていなければ（ステップＳ１７，Ｎｏ）、ステップＳ１８に進む。

制御部１０は、インバータ１８及びコンバータ３の動作を停止する（ステップＳ１８）。インバータ１８の動作を停止するのは、インバータ１８からの回生電流が平滑コンデンサ４に流入している可能性が考えられるためである。このため、コンバータ３の動作を停止した状態でインバータ１８の動作を停止する。なお、インバータ１８の動作を停止させる際には、モータ５００に発生する逆起電圧を考慮することが望ましい。モータ５００の回転数が高い状態でインバータ１８を停止させると、大きな逆起電圧が平滑コンデンサ４に印加され、平滑コンデンサ４の電圧が過大になるおそれがある。特に、モータ５００を弱め磁束制御で運転している場合には、インバータ１８で駆動されるモータ５００の逆起電圧は、母線電圧よりも高い状態となる。このため、逆起電圧が母線電圧よりも十分に小さくなるモータ回転数まで減速させてから、インバータ１８を停止させることが望ましい。但し、減速レートを上げすぎると回生電流によって母線電圧の昇圧レートが上昇する。このため、平滑コンデンサ４に過大な電圧が発生しない減速レートでモータ５００の回転数を低下させることが望ましい。ステップＳ１８の処理が終わると、ステップＳ１９に進む。

制御部１０は、ステップＳ１８の処理を実施した後の時間を計測し、処理後の時間が設定時間を経過したか否かを監視する（ステップＳ１９）。処理後の時間が設定時間を経過していなければ（ステップＳ１９，Ｎｏ）、ステップＳ１９の処理状態が継続される。処理後の時間が設定時間を経過していれば（ステップＳ１９，Ｙｅｓ）、ステップＳ２０に進む。

制御部１０は、ステップＳ１８の処理で、過大な電圧が抑制できているか否かを再度判断する（ステップＳ２０）。過大な電圧が抑制できていれば（ステップＳ２０，Ｙｅｓ）、図９のフローを抜ける。過大な電圧が抑制できていなければ（ステップＳ２０，Ｎｏ）、ステップＳ２１に進む。

制御部１０は、停止しているインバータ１８を運転して動作状態とし、停止しているコンバータ３を同期整流モードで運転する（ステップＳ２１）。

これまでの処理によっても過大な電圧が抑制できない場合、交流電源１から過大な電圧が印加され、もしくは交流電源１から過大な電流が流入していることが考えられる。このため、過大な電圧が抑制できない場合には、インバータ１８を再度動作状態として、平滑コンデンサ４に蓄えられたエネルギーを消費させるように動作させる。なお、ステップＳ２１では、コンバータ３の動作モードを同期整流モードとしているが、整流モードで動作させてもよい。また、モータ駆動装置１００と交流電源１との間にブレーカを有する構成である場合には、ブレーカをオフに制御して電源電圧がコンバータ３に印加されない状態としてもよい。また、図９のフローでは、電源電圧の検出値Ｖｓを制御に使用していない。電源電圧の検出値Ｖｓを制御に使用する場合には、前述の処理の一部を省略して実施するようにしてもよい。また、コンバータ３又はインバータ１８の構成に応じて、前述の処理の順番を入れ替えたり、一部を省略したりして実施してもよい。

次に、モータ駆動装置１００で使用されるＭＯＳＦＥＴの損失特性について説明する。図１０は、実施の形態１に係るモータ駆動装置１００で使用されるＭＯＳＦＥＴの損失特性を示す図である。図１０において、横軸はオン状態のＭＯＳＦＥＴに流れる電流、及び寄生ダイオードに流れる電流を示している。また、縦軸はオン状態のスイッチング素子に電流を流すために必要な電圧、及び寄生ダイオードに電流を流すために必要な電圧を示している。

図１０において、実線は寄生ダイオード順方向電圧を表している。寄生ダイオード順方向電圧は、寄生ダイオードで生じる損失を表す電流電圧特性の例である。一般的に、ダイオードは、電流値が小さいときは損失が大きいため大きな電圧が必要であるが、電流値がある値より大きくなると損失の変化率が改善されて電流電圧特性の傾きが緩和される。図１０の実線で示される波形には、この特性が現れている。

また、破線は、ＭＯＳＦＥＴのドレインとソースとの間の電圧であるＭＯＳＦＥＴドレイン－ソース電圧を表している。ＭＯＳＦＥＴドレイン－ソース電圧は、スイッチング素子のキャリアに流れる電流と、当該電流が流れることによりスイッチング素子のオン抵抗に起因して生じる損失を表す電流電圧特性の例である。ＭＯＳＦＥＴなどのスイッチング素子は、電流を流すために必要な電圧は、電流値に対して２次曲線的に増加する。図１０の破線で示される波形には、この特性が現れている。

図１０において、実線と破線とが交差するクロスポイントは、寄生ダイオードに流れる電流及び当該電流を流すために必要な電圧と、ＭＯＳＦＥＴに流れる電流及び当該電流を流すために必要な電圧と、が等しくなるポイントである。実施の形態１では、寄生ダイオード及びスイッチング素子の２つの電流電圧特性が交差するクロスポイントにおける電流値を「第２の電流閾値」とする。なお、前述した電流閾値、即ち電源電流の検出値Ｉｓの絶対値を比較する際に用いる電流閾値を「第１の電流閾値」と呼ぶ。図１０では、第２の電流閾値を「Ｉｔｈ２」で表している。第２の電流閾値は、第１の電流閾値よりも大きい値である。

次に、制御部１０が、同期整流モードにおいて、第１の電流閾値及び第２の電流閾値を用いてスイッチング素子をオンオフするタイミングについて説明する。図１１は、実施の形態１に係るモータ駆動装置１００において制御部１０がスイッチング素子をオンするタイミングを示す図である。図１１において、横軸は時間である。図１１の上段部には、電源電圧及び電源電流の波形が示されている。図１１の下段部には、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が電源電流の極性に応じてオンオフが制御される電流同期のスイッチング素子であること、及びスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４が電源電圧の極性に応じてオンオフが制御される電圧同期のスイッチング素子であることが示されている。また、図１１には、電源電流の波形と共に、第１の電流閾値Ｉｔｈ１及び第２の電流閾値Ｉｔｈ２の値が示されている。なお、図１１では交流電源１から出力される交流電力の１周期を示しているが、制御部１０は、他の周期においても図１１に示す制御と同様の制御を行うものとする。

制御部１０は、電源電圧極性が正の場合、スイッチング素子Ｑ４をオンし、スイッチング素子Ｑ３をオフする。また、制御部１０は、電源電圧極性が負の場合、スイッチング素子Ｑ３をオンし、スイッチング素子Ｑ４をオフする。なお、図１１では、スイッチング素子Ｑ４がオンからオフになるタイミングと、スイッチング素子Ｑ３がオフからオンになるタイミングとが同じタイミングであるが、これに限定されない。制御部１０は、スイッチング素子Ｑ４がオンからオフになるタイミングと、スイッチング素子Ｑ３がオフからオンになるタイミングとの間に、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４がともにオフになるデッドタイムを設けてもよい。同様に、制御部１０は、スイッチング素子Ｑ３がオンからオフになるタイミングと、スイッチング素子Ｑ４がオフからオンになるタイミングとの間に、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４がともにオフになるデッドタイムを設けてもよい。

制御部１０は、電源電圧極性が正の場合、電源電流の絶対値が第１の電流閾値Ｉｔｈ１以上になると、スイッチング素子Ｑ１をオンする。更に、電源電流の絶対値が第２の電流閾値Ｉｔｈ２を超えると、スイッチング素子Ｑ１をオフする。その後、制御部１０は、電源電流の絶対値が小さくなり、電源電流の絶対値が第２の電流閾値Ｉｔｈ２以下になると、スイッチング素子Ｑ１をオンする。更に、電源電流の絶対値が第１の電流閾値Ｉｔｈ１より小さくなると、スイッチング素子Ｑ１をオフする。また、制御部１０は、電源電圧極性が負の場合、電源電流の絶対値が第１の電流閾値Ｉｔｈ１以上になると、スイッチング素子Ｑ２をオンする。更に、電源電流の絶対値が第２の電流閾値Ｉｔｈ２を超えると、スイッチング素子Ｑ２をオフする。その後、制御部１０は、電源電流の絶対値が小さくなり、電源電流の絶対値が第２の電流閾値Ｉｔｈ２以下になると、スイッチング素子Ｑ２をオンする。更に、電源電流の絶対値が第１の電流閾値Ｉｔｈ１より小さくなると、スイッチング素子Ｑ２をオフする。

制御部１０は、電源電流の絶対値が第１の電流閾値Ｉｔｈ１以下の場合には、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３が同時にオンしないように制御し、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４が同時にオンしないように制御する。これにより、制御部１０は、モータ駆動装置１００においてコンデンサ短絡を防止できる。

以上の制御部１０の制御によって、モータ駆動装置１００は、第１のレグ３１のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２による同期整流を実現できる。具体的には、制御部１０は、電源電流の絶対値が第１の電流閾値Ｉｔｈ１以上、且つ第２の電流閾値Ｉｔｈ２以下の場合、この範囲で損失の小さいスイッチング素子Ｑ１又はスイッチング素子Ｑ２に電流を流す。また、制御部１０は、電源電流の絶対値が第２の電流閾値Ｉｔｈ２より大きい場合、この範囲で損失の小さいダイオードＤ１又はダイオードＤ２に電流を流す。これにより、モータ駆動装置１００は、電流値に応じて損失の小さい素子に電流を流すことができるので、効率の低下を抑制し、損失を低減した高効率な装置とすることができる。

なお、制御部１０は、スイッチング素子Ｑ１をオンする期間において、相補的にスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオンオフするスイッチング制御をして昇圧動作を行ってもよい。同様に、制御部１０は、スイッチング素子Ｑ２をオンする期間において、相補的にスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオンオフするスイッチング制御をして昇圧動作を行ってもよい。

即ち、制御部１０は、電源電流の絶対値が第１の電流閾値Ｉｔｈ１以上、且つ第２の電流閾値Ｉｔｈ２以下の場合、電源電流の極性に応じて、第１のレグ３１及び第２のレグ３２のうちの一方の第１のレグ３１を構成するスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のうちの１つのスイッチング素子のオンを許可する。また、制御部１０は、電源電流の絶対値が第１の電流閾値Ｉｔｈ１より小さい、又は第２の電流閾値Ｉｔｈ２より大きい場合、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のうちの前述のものと同じ１つのスイッチング素子のオンを禁止する。

具体的には、制御部１０は、電源電流の極性が正であって、電源電流の絶対値が第１の電流閾値Ｉｔｈ１以上、且つ第２の電流閾値Ｉｔｈ２以下の場合、スイッチング素子Ｑ１のオンを許可する。電源電流の絶対値が第１の電流閾値Ｉｔｈ１より小さい、又は第２の電流閾値Ｉｔｈ２より大きい場合、スイッチング素子Ｑ１のオンを禁止する。制御部１０は、電源電流の極性が正であって、電源電流の絶対値が第１の電流閾値Ｉｔｈ１以上、且つ第２の電流閾値Ｉｔｈ２以下の場合、スイッチング素子Ｑ１がオフの期間でスイッチング素子Ｑ２をオンする。電源電流の絶対値が第１の電流閾値Ｉｔｈ１より小さい、又は第２の電流閾値Ｉｔｈ２より大きい場合、スイッチング素子Ｑ２のオンも禁止する。

また、制御部１０は、電源電流の極性が負であって、電源電流の絶対値が第１の電流閾値Ｉｔｈ１以上、且つ第２の電流閾値Ｉｔｈ２以下の場合、スイッチング素子Ｑ２のオンを許可する。電源電流の絶対値が第１の電流閾値Ｉｔｈ１より小さい、又は第２の電流閾値Ｉｔｈ２より大きい場合、スイッチング素子Ｑ２のオンを禁止する。また、制御部１０は、電源電流の極性が負であって、電源電流の絶対値が第１の電流閾値Ｉｔｈ１以上、且つ第２の電流閾値Ｉｔｈ２以下の場合、スイッチング素子Ｑ２がオフの期間でスイッチング素子Ｑ１をオンする。電源電流の絶対値が第１の電流閾値Ｉｔｈ１より小さい、又は第２の電流閾値Ｉｔｈ２より大きい場合、スイッチング素子Ｑ１のオンも禁止する。

このように、制御部１０は、電源電流の絶対値が第１の電流閾値Ｉｔｈ１以上であって、スイッチング素子の損失が寄生ダイオードの損失よりも小さい領域でスイッチング素子のオンを許可する。また、制御部１０は、スイッチング素子の損失が寄生ダイオードの損失よりも大きい領域でスイッチング素子のオンを禁止する。

なお、図１１の例では、制御部１０は、電源電圧の極性に応じてスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４のオンオフを制御し、電源電流の極性に応じてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンオフを制御していたが、これに限定されない。制御部１０は、電源電圧の極性に応じてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンオフを制御し、電源電流の極性に応じてスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４のオンオフを制御してもよい。

また、第２の電流閾値Ｉｔｈ２は、前述のように、寄生ダイオード及びスイッチング素子に電流を流すために必要な電圧が同じ値になるときの電流値であるが、これに限定されない。第２の電流閾値Ｉｔｈ２は、寄生ダイオードに電流を流すために必要な電圧の特性と、スイッチング素子に電流を流すために必要な電圧の特性とに応じて決定された値であってもよい。

例えば、第２の電流閾値Ｉｔｈ２を、寄生ダイオード及びスイッチング素子に電流を流すために必要な電圧が同じ値になるときの電流値より、スイッチング素子で発生するスイッチング損失分に応じて値を大きくした値にしてもよい。これにより、スイッチング素子をオンからオフに切り替える際に発生するスイッチング素子を考慮した第２の電流閾値Ｉｔｈ２を決定することができる。この場合、制御部１０は、スイッチング素子をオンしている状態でさらに電源電流の絶対値が大きくなっても、スイッチング素子をオフすることで損失の低減が見込めないときはスイッチング素子をオンのままにする。これにより、モータ駆動装置１００は、更に、効率の低下を抑制することができる。

また、第２の電流閾値Ｉｔｈ２を、寄生ダイオード及びスイッチング素子に電流を流すために必要な電圧が同じ値になるときの電流値に対して規定された値を加算又は減算した値にしてもよい。これにより、各素子の部品のばらつきによる特性の違いを考慮した第２の電流閾値Ｉｔｈ２を決定することができる。この場合、制御部１０は、第２の電流閾値Ｉｔｈ２が寄生ダイオード及びスイッチング素子に電流を流すために必要な電圧が同じ値になるときの電流値の場合と比較して、損失の低減を改善できない可能性はある。しかしながら、制御部１０は、スイッチング素子をオンしている状態でさらに電源電流の絶対値が大きくなってもスイッチング素子をオンし続ける場合よりも、損失を低減することができる。

図１２は、実施の形態１における要部の動作説明に使用する第２のフローチャートである。図１２には、モータ駆動装置１００の制御部１０がスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオンオフ制御する処理フローが示されている。なお、ここでは一例として、電源電流の極性が正の場合について説明する。

制御部１０は、電源電流の検出値Ｉｓの絶対値｜Ｉｓ｜と、第１の電流閾値とを比較する（ステップＳ３１）。制御部１０は、絶対値｜Ｉｓ｜が第１の電流閾値より小さい場合（ステップＳ３１，Ｎｏ）、スイッチング素子Ｑ１のオンを禁止する（ステップＳ３２）。制御部１０は、絶対値｜Ｉｓ｜が第１の電流閾値以上の場合（ステップＳ３１，Ｙｅｓ）、絶対値｜Ｉｓ｜と第２の電流閾値とを比較する（ステップＳ３３）。制御部１０は、絶対値｜Ｉｓ｜が第２の電流閾値以下の場合（ステップＳ３３，Ｎｏ）、スイッチング素子Ｑ１のオンを許可する（ステップＳ３４）。制御部１０は、絶対値｜Ｉｓ｜が第２の電流閾値より大きい場合（ステップＳ３３，Ｙｅｓ）、スイッチング素子Ｑ１のオンを禁止する（ステップＳ３２）。制御部１０は、ステップＳ３２又はステップＳ３４の後、ステップＳ３１に戻って上記処理を繰り返し行う。制御部１０は、電源電流の極性が負の場合、スイッチング素子Ｑ２を対象にして、上記同様の処理を行う。

なお、上記のステップＳ３１では、絶対値｜Ｉｓ｜と第１の電流閾値とが等しい場合を“Ｙｅｓ”で判定しているが、“Ｎｏ”で判定してもよい。即ち、絶対値｜Ｉｓ｜と第１の電流閾値とが等しい場合を“Ｙｅｓ”、又は“Ｎｏ”の何れで判定してもよい。また、上記のステップＳ３３では、絶対値｜Ｉｓ｜と第２の電流閾値とが等しい場合を“Ｎｏ”で判定しているが、“Ｙｅｓ”で判定してもよい。即ち、絶対値｜Ｉｓ｜と第２の電流閾値とが等しい場合を“Ｙｅｓ”、又は“Ｎｏ”の何れで判定してもよい。

次に、スイッチング素子の構成について説明する。モータ駆動装置１００において、スイッチング素子のスイッチング速度を速くする方法の１つに、スイッチング素子のゲート抵抗を小さくする方法が挙げられる。ゲート抵抗が小さくなる程、ゲート入力容量への充放電時間が短くなり、ターンオン期間及びターンオフ期間が短くなるため、スイッチング速度が速くなる。

しかしながら、ゲート抵抗を小さくすることでスイッチング損失を低減するには限界がある。そこで、スイッチング素子を、ＧａＮ又はＳｉＣといったＷＢＧ半導体で構成することを例示する。スイッチング素子にＷＢＧ半導体を用いることにより、１回のスイッチング当りの損失を更に抑制することができ、より一層効率が向上し、且つ高周波スイッチングが可能となる。また、高周波スイッチングが可能となることで、リアクトル２の小型化が可能となり、モータ駆動装置１００の小型化及び軽量化が可能となる。また、スイッチング素子にＷＢＧ半導体を用いることにより、スイッチング速度が向上して、スイッチング損失が抑制される。これにより、スイッチング素子が正常な動作を継続できるような放熱対策を簡素化できる。また、スイッチング素子にＷＢＧ半導体を用いることにより、スイッチング周波数を十分に高い値、例えば１６ｋＨｚ以上にすることができる。これにより、スイッチングに起因する騒音を抑制できる。

また、ＧａＮ半導体は、ＧａＮ層と窒化アルミニウムガリウム層との界面に２次元電子ガスが生じ、この２次元電子ガスにより、キャリアの移動度が高い。このため、ＧａＮ半導体を用いたスイッチング素子は、高速スイッチングを実現可能である。ここで、交流電源１が、５０Ｈｚ又は６０Ｈｚの商用電源である場合、可聴域周波数は、１６ｋＨｚから２０ｋＨｚまでの範囲、即ち商用電源の周波数の２６６倍から４００倍までの範囲となる。ＧａＮ半導体は、この可聴域周波数より高い周波数でスイッチングする場合に好適である。半導体材料として主流である珪素（Ｓｉ）で構成されたスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４を、数十ｋＨｚ以上のスイッチング周波数で駆動した場合、スイッチング損失の比率が大きくなり、放熱対策が必須となる。これに対して、ＧａＮ半導体で構成されたスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４は、数十ｋＨｚ以上のスイッチング周波数、具体的には２０ｋＨｚより高いスイッチング周波数で駆動した場合でも、スイッチング損失が非常に小さい。そのため、放熱対策が不要になり、又は放熱対策のために利用される放熱部材のサイズを小型化でき、モータ駆動装置１００の小型化及び軽量化が可能となる。また、高周波スイッチングが可能となることで、リアクトル２の小型化が可能になる。なお、雑音端子電圧規格の測定範囲にスイッチング周波数の１次成分が入らないようにするため、スイッチング周波数は、１５０ｋＨｚ以下とすることが好ましい。

また、ＷＢＧ半導体は、Ｓｉ半導体に比べて静電容量が小さいため、スイッチングに起因するリカバリ電流の発生が少なく、リカバリ電流に起因する損失及びノイズの発生を抑制できる。このため、ＷＢＧ半導体は、高周波スイッチングに適している。

なお、ＳｉＣ半導体はＧａＮ半導体に比べてオン抵抗が小さい。このため、第２のレグ３２よりもスイッチング回数が多い第１のレグ３１の第１の上アーム素子３１１及び第１の下アーム素子３１２は、ＧａＮ半導体で構成し、スイッチング回数が少ない第２のレグ３２の第２の上アーム素子３２１及び第２の下アーム素子３２２は、ＳｉＣ半導体で構成してもよい。これにより、ＳｉＣ半導体及びＧａＮ半導体のそれぞれの特性を最大限に生かすことができる。また、ＳｉＣ半導体を、第１のレグ３１よりも、スイッチング回数が少ない第２のレグ３２の第２の上アーム素子３２１及び第２の下アーム素子３２２に利用することで、第２の上アーム素子３２１及び第２の下アーム素子３２２の損失のうち、導通損失が占める割合が多くなり、ターンオン損失及びターンオフ損失が小さくなる。従って、第２の上アーム素子３２１及び第２の下アーム素子３２２のスイッチングに伴う発熱の上昇が抑制され、第２のレグ３２を構成する第２の上アーム素子３２１及び第２の下アーム素子３２２のチップ面積を相対的に小さくできる。これにより、チップ製造時の歩留まりが低いＳｉＣ半導体を有効に活用できる。

また、スイッチング回数が少ない第２のレグ３２の第２の上アーム素子３２１及び第２の下アーム素子３２２には、スーパージャンクション構造のＳＪ－ＭＯＳＦＥＴを用いてもよい。ＳＪ－ＭＯＳＦＥＴを用いることにより、ＳＪ－ＭＯＳＦＥＴのメリットである低オン抵抗を生かしつつ、静電容量が高くリカバリが発生しやすいというデメリットを抑制できる。また、ＳＪ－ＭＯＳＦＥＴを用いることにより、ＷＢＧ半導体を用いる場合に比べて、第２のレグ３２の製造コストを低減できる。

また、ＷＢＧ半導体は、Ｓｉ半導体に比べて耐熱性が高く、ジャンクション温度が高温でも動作が可能である。そのため、ＷＢＧ半導体を用いることにより、第１のレグ３１及び第２のレグ３２を、熱抵抗が大きい小型のチップでも構成できる。特に、チップ製造時の歩留まりが低いＳｉＣ半導体は、小型のチップに利用した方が低コスト化を実現できる。

また、ＷＢＧ半導体は、１００ｋＨｚ程度の高周波で駆動した場合でも、スイッチング素子で発生する損失の増加が抑制されるため、リアクトル２の小型化による損失低減効果が大きくなり、広い出力帯域、即ち広い負荷条件において、高効率なコンバータを実現できる。

また、ＷＢＧ半導体は、Ｓｉ半導体に比べて耐熱性が高く、アーム間の損失の偏りによるスイッチングの発熱許容レベルが高いため、高周波駆動によるスイッチング損失が発生する第１のレグ３１に好適である。

以上説明したように、実施の形態１によれば、制御部は、コンバータのスイッチング素子の導通を制御して、コンバータを異なる動作態様で動作させる動作モードを複数有する。制御部は、母線電圧が過大な値を示した場合に、動作モードに応じてコンバータのスイッチング素子及びインバータのうちの少なくとも一方の動作を変更する。これにより、負荷変動に起因する母線電圧の上昇を抑制することができる。

また、実施の形態１によれば、コンバータのスイッチング素子を動作させる動作モードを複数有し、過大な電圧が発生した場合には各動作モードに適した保護動作が選択される。これにより、コンバータ及びインバータを過大な電圧から確実に保護することができ、より信頼性の高いモータ駆動装置を得ることができる。

また、実施の形態１によれば、制御部は、コンバータが低速スイッチングモード又は高速スイッチングモードで動作しているときに母線電圧が過大な値を示した場合、動作モードを同期整流モードに変更する。同期整流モードは昇圧動作を伴わない。このため、負荷変動が急激ではない場合には、同期整流モードへの変更によって、母線電圧の抑制が可能となる。

また、実施の形態１によれば、動作モードを同期整流モードに変更しても母線電圧が過大である状態が解消されない場合、制御部は、コンバータ及びインバータの動作を停止する。母線電圧が過大である状態がインバータからの回生電流に起因する場合、インバータの動作を停止することによって、母線電圧の抑制が可能となる。なお、母線電圧が過大である状態がインバータからの回生電流に起因するか否かを迅速に判断するためには、コンバータの動作を停止することが好ましい。

また、実施の形態１によれば、インバータの動作を停止しても母線電圧が過大である状態が解消されない場合、制御部は、インバータを再度動作させる。インバータの動作を停止しても母線電圧が過大である状態が解消されない場合、交流電源から過大な電圧が印加され、もしくは交流電源から過大な電流が流入している可能性が考えられる。インバータは回生状態ではないので、インバータを再度動作させれば、平滑コンデンサに蓄えられたエネルギーを消費させることができる。なお、母線電圧が過大である原因が交流電源からの過大な電圧もしくは過大な電流であることが明らかである場合には、コンバータの動作を停止することが好ましい。

また、実施の形態１によれば、制御部は、電源電流の絶対値が第１の電流閾値以上、且つ、第２の電流閾値以下の場合、この範囲で寄生ダイオードより損失の小さいスイッチング素子のオンを許可する。また、制御部は、電源電流の絶対値が第２の電流閾値より大きい場合、この範囲で寄生ダイオードより損失の大きいスイッチング素子のオンを禁止する。これにより、コンバータにおいて、電流値に応じて損失の小さい素子に電流を流すことができる。これにより、効率の低下と損失とを低減した、高効率なモータ駆動装置を得ることができる。

次に、実施の形態１における制御部１０の機能を実現するためのハードウェア構成について、図１３及び図１４の図面を参照して説明する。図１３は、実施の形態１における制御部１０の機能を具現するハードウェア構成の一例を示すブロック図である。図１４は、実施の形態１における制御部１０の機能を具現するハードウェア構成の他の例を示すブロック図である。

実施の形態１における制御部１０の機能を実現する場合には、図１３に示すように、演算を行うプロセッサ３００、プロセッサ３００によって読みとられるプログラムが保存されるメモリ３０２、及び信号の入出力を行うインタフェース３０４を含む構成とすることができる。

プロセッサ３００は、演算装置、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）、又はＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）といった演算手段であってもよい。また、メモリ３０２には、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ）、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）、フラッシュメモリ、ＥＰＲＯＭ（Ｅｒａｓａｂｌｅ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ ＲＯＭ）、ＥＥＰＲＯＭ（登録商標）（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｌｙ ＥＰＲＯＭ）といった不揮発性又は揮発性の半導体メモリ、磁気ディスク、フレキシブルディスク、光ディスク、コンパクトディスク、ミニディスク、ＤＶＤ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｖｅｒｓａｔｉｌｅ Ｄｉｓｃ）を例示することができる。

メモリ３０２には、実施の形態１における制御部１０の機能を実行するプログラムが格納されている。プロセッサ３００は、インタフェース３０４を介して必要な情報を授受し、メモリ３０２に格納されたプログラムをプロセッサ３００が実行し、メモリ３０２に格納されたテーブルをプロセッサ３００が参照することにより、上述した処理を行うことができる。プロセッサ３００による演算結果は、メモリ３０２に記憶することができる。

また、実施の形態１における制御部１０の機能を実現する場合には、図１４に示す処理回路３０５を用いることもできる。処理回路３０５は、単一回路、複合回路、ＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ Ｓｐｅｃｉｆｉｃ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）、ＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ－Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ）、又は、これらを組み合わせたものが該当する。処理回路３０５に入力する情報、及び処理回路３０５から出力する情報は、インタフェース３０６を介して入手することができる。なお、処理回路３０５を用いる構成でも、制御部１０における一部の処理は、図１３に示す構成のプロセッサ３００で実施してもよい。

実施の形態２．
実施の形態２では、実施の形態１で説明したモータ駆動装置１００の応用例について説明する。図１５は、実施の形態２に係る空気調和機４００の構成を示す図である。実施の形態１で説明したモータ駆動装置１００は、送風機、圧縮機及び空気調和機といった製品に適用することが可能である。実施の形態２では、実施の形態１に係るモータ駆動装置１００の応用例として、モータ駆動装置１００を空気調和機４００に適用した例について説明する。

図１５において、モータ駆動装置１００の出力側には、モータ５００が接続されており、モータ５００は、圧縮要素５０４に連結されている。圧縮機５０５は、モータ５００と圧縮要素５０４とを備える。冷凍サイクル部５０６は、四方弁５０６ａ、室内熱交換器５０６ｂ、膨張弁５０６ｃ及び室外熱交換器５０６ｄを含む態様で構成されている。

空気調和機４００の内部を循環する冷媒の流路は、圧縮要素５０４から、四方弁５０６ａ、室内熱交換器５０６ｂ、膨張弁５０６ｃ、室外熱交換器５０６ｄを経由し、再び四方弁５０６ａを経由して、圧縮要素５０４へ戻る態様で構成されている。モータ駆動装置１００は、交流電源１より交流電力の供給を受け、モータ５００を回転させる。圧縮要素５０４は、モータ５００が回転することによって、冷媒の圧縮動作を実行し、冷媒を冷凍サイクル部５０６の内部で循環させることができる。

実施の形態１に係るモータ駆動装置１００が、送風機、圧縮機及び空気調和機といった製品に適用される場合、モータ５００は、モータ駆動装置１００によって、低回転域から高回転域までの幅広い範囲で駆動される。このとき、コンバータ３の制御に必要な母線電圧は、モータ５００の運転状態に応じて変化する。一般に、モータ５００の回転数が高回転になる程、インバータ１８の出力電圧を高くする必要がある。このインバータ１８の出力電圧の上限は、インバータ１８への入力電圧、即ちモータ駆動装置１００の出力である母線電圧により制限される。インバータ１８からの出力電圧が、母線電圧により制限される上限を超えて飽和する領域は過変調領域と呼ばれる。

このようなモータ駆動装置１００において、モータ５００が低回転の範囲、即ち過変調領域に到達しない範囲では、母線電圧を昇圧させる必要はない。一方、モータ５００が高回転となった場合には、母線電圧を昇圧させることで、過変調領域をより高回転側にすることができる。これにより、モータ５００の運転範囲を高回転側に拡大できる。特に高回転側で制御すると母線電圧よりもモータ５００の回転による発生する逆起電圧が高い状態となる。このため、インバータ１８の動作を急激に停止させたり、インバータ１８によりモータ５００の回転数を急減速させたりすると、母線電圧が上昇し、モータ駆動装置１００を構成する部品の耐圧を超過するおそれがある。この観点において、実施の形態１で説明した手法を適用することにより、モータ駆動装置１００を過大な電圧から保護することが可能となる。

また、モータ５００の運転範囲を拡大する必要がなければ、その分、モータ５００が備える固定子への巻線の巻数を増やすことができる。巻線の巻数を増やすことにより、低回転の領域では、巻線の両端に発生するモータ電圧が高くなり、その分、巻線に流れる電流が低下する。これにより、インバータ１８内のスイッチング素子のスイッチング動作で生じる損失を低減できる。モータ５００の運転範囲の拡大と、低回転の領域の損失改善との双方の効果を得る場合には、モータ５００の巻線の巻数は適切な値に設定される。

一方、モータ５００の巻数を増加すると、１回転当たりの逆起電圧が増加するため、同一回転数で比較した場合に過大な電圧が発生し易くなる。このため、母線電圧よりもモータ５００の回転による発生する逆起電圧が高い状態になり易い。このため、インバータ１８の動作を急激に停止させたり、インバータ１８によりモータ５００の回転数を急減速させたりすると母線電圧が上昇し、モータ駆動装置１００を構成する部品の耐圧を超過するおそれがある。この観点において、実施の形態１で説明した手法を適用することにより、モータ駆動装置１００を過大な電圧から保護することが可能となる。

なお、以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。

１ 交流電源、２ リアクトル、３ コンバータ、３ａ，３ｂ，３ｃ，３ｄ，２６ａ，２６ｂ，２６ｃ 接続点、４ 平滑コンデンサ、５，７ 電圧検出部、６，９ 電流検出部、１０ 制御部、１２ 負荷、１５，１７ ゲート駆動回路、１６ａ，１６ｂ 直流母線、１８ インバータ、１８Ａ，１８Ｂ，１８Ｃ レグ、１８ａ トランジスタ、１８ｂ，Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４ ダイオード、１８ＵＮ，１８ＶＮ，１８ＷＮ 下アーム素子、１８ＵＰ，１８ＶＰ，１８ＷＰ 上アーム素子、３１ 第１のレグ、３２ 第２のレグ、５０ 直流電源装置、１００ モータ駆動装置、３００ プロセッサ、３０２ メモリ、３０４，３０６ インタフェース、３０５ 処理回路、３１１ 第１の上アーム素子、３１２ 第１の下アーム素子、３２１ 第２の上アーム素子、３２２ 第２の下アーム素子、４００ 空気調和機、５００ モータ、５０４ 圧縮要素、５０５ 圧縮機、５０６ 冷凍サイクル部、５０６ａ 四方弁、５０６ｂ 室内熱交換器、５０６ｃ 膨張弁、５０６ｄ 室外熱交換器、６００ 半導体基板、６０１，６０３ 領域、６０２ 酸化絶縁膜、６０４ チャネル、Ｄ ドレイン電極、Ｇ ゲート電極、Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４ スイッチング素子、Ｓ ソース電極。

Claims (10)

1. リアクトルと、
   ブリッジ接続される４つの一方向性素子を備え、前記リアクトルを介して交流電源に接続されるコンバータと、
   前記コンバータの出力端子間に接続される平滑コンデンサと、
   前記平滑コンデンサから出力される直流電圧をモータに印加する交流電圧に変換して出力するインバータと、
   前記コンバータの出力側の動作状態を表す物理量を検出する物理量検出部と、
   を備え、
   前記コンバータにおける、４つの前記一方向性素子のうちの２つの前記一方向性素子は直列に接続されて第１のレグを構成し、残りの２つの前記一方向性素子は直列に接続されて第２のレグを構成し、
   少なくとも、前記平滑コンデンサの正側に接続される前記第１及び第２のレグにおける２つの一方向性素子、又は前記平滑コンデンサの負側に接続される前記第１及び第２のレグにおける２つの一方向性素子、又は、前記第１のレグにおける２つの一方向性素子、又は前記第２のレグにおける２つの一方向性素子のそれぞれにはスイッチング素子が並列に接続され、
   前記スイッチング素子の導通を制御して、前記コンバータを異なる動作態様で動作させる動作モードを複数有し、
   前記動作モードとして、前記一方向性素子に通流させるタイミングで対応するスイッチング素子のチャネルに通流させる同期整流モードを有すると共に、
   前記交流電源の電圧である電源電圧の半周期に１回以上、前記リアクトルを介して前記電源電圧を短絡させる第１のスイッチングモード、及び前記電源電圧の１周期の全域に亘り、前記リアクトルを介して前記電源電圧を複数回短絡させる第２のスイッチングモードのうちの少なくとも１つを前記動作モードとして有し、
   前記第１のスイッチングモード又は前記第２のスイッチングモードで動作しているときに前記物理量が過大な値を示した場合、前記動作モードを前記同期整流モードに変更し、
   前記同期整流モードに変更しても前記物理量が過大である状態が解消されない場合、前記インバータの動作を停止する
   モータ駆動装置。
2. 前記インバータの動作を停止しても前記物理量が過大である状態が解消されない場合、前記インバータを動作させる
   請求項１に記載のモータ駆動装置。
3. 前記スイッチング素子は、ワイドバンドギャップ半導体により形成された金属酸化物半導体電界効果トランジスタである
   請求項１又は２に記載のモータ駆動装置。
4. 前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素、窒化ガリウム、酸化ガリウム又はダイヤモンドである
   請求項３に記載のモータ駆動装置。
5. 前記スイッチング素子は、スーパージャンクション構造の金属酸化物半導体電界効果トランジスタである
   請求項１又は２に記載のモータ駆動装置。
6. 前記一方向性素子は、前記金属酸化物半導体電界効果トランジスタの寄生ダイオードである
   請求項３から５の何れか１項に記載のモータ駆動装置。
7. 前記一方向性素子は、ダイオードである
   請求項１から６の何れか１項に記載のモータ駆動装置。
8. 請求項１から７の何れか１項に記載のモータ駆動装置を備える
   送風機。
9. 請求項１から７の何れか１項に記載のモータ駆動装置を備える
   圧縮機。
10. 請求項８に記載の送風機及び請求項９に記載の圧縮機の少なくとも一方を備える
    空気調和機。

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