JP5831810B2 - 照明用電源および照明装置 - Google Patents

Description

本発明の実施形態は、照明用電源および照明装置に関する。

近年、照明装置において、照明光源は白熱電球や蛍光灯から省エネルギー・長寿命の光源、例えば発光ダイオード（Light-emitting diode：ＬＥＤ）への置き換えが進んでいる。また、例えば、ＥＬ（Electro-Luminescence）や有機発光ダイオード（Organic light-emitting diode：ＯＬＥＤ）など新たな照明光源も開発されている。
２線式調光器は、トライアックがターンオンする位相を制御するように構成され、白熱電球の調光器として普及している。そのため、ＬＥＤなどの照明光源もこの調光器で調光できることが望ましい。

特表２００７−５３８３７８号公報

位相制御する調光器により、出力電流を連続的に変化できる照明用電源及び照明装置を提供することを目的とする。

実施形態の照明用電源は、整流回路と、平滑コンデンサと、電流制御回路と、を備える。前記整流回路は、一対の入力端子間に供給される位相制御された交流電圧を整流する。前記平滑コンデンサは、前記整流回路の一対の出力端子である高電位端子と低電位端子とに接続される。前記電流制御回路は、前記一対の入力端子に接続され、前記交流電圧の絶対値が規定値よりも低い期間は第１の電流が流れ、前記交流電圧の絶対値が前記規定値以上になったときに前記第１の電流よりも大きい第２の電流が流れた後は、前記交流電圧の絶対値が前記規定値よりも低くなるまで前記第２の電流よりも小さい電流値に遮断される。また、前記電流制御回路は、前記一対の入力端子と前記整流回路の低電位端子との間にそれぞれ接続され、前記一対の入力端子に対して対称に構成された前記交流電圧を検出する検出回路と、前記一対の入力端子に接続された一対の整流素子と、前記一対の整流素子と前記整流回路の低電位端子との間に接続されたスイッチング素子と、を有する。

また、他の実施形態の照明装置は、照明負荷と、上記の照明用電源と、を備える。前記照明用電源は、前記照明負荷に電流を供給する。

本発明の実施形態によれば、調光器により出力電流を連続的に変化できる照明用電源及び照明装置を提供することができる。

第１の実施形態に係る照明用電源を含む照明装置を例示する回路図である。 調光器を例示する回路図である。 照明用電源の主要な信号の位相制御に対する依存性を例示する波形図である。 照明用電源の主要な信号を例示する波形図であり、（ａ）は比較例、（ｂ）は実施例である。 第２の実施形態に係る照明用電源を含む照明装置を例示する回路図である。 第３の実施形態に係る照明用電源を含む照明装置を例示する回路図である。

以下、実施例について図面を参照して詳細に説明する。なお、本願明細書と各図において、既出の図に関して前述したものと同様の要素には同一の符号を付して詳細な説明は適宜省略する。

（第１の実施形態）
図１は、第１の実施形態に係る照明用電源を含む照明装置を例示する回路図である。
第１の実施形態の照明装置１は、照明負荷２と、照明負荷２に電力を供給する照明用電源３と、を備えている。

照明負荷２は、例えばＬＥＤなどの照明光源４を有し、照明用電源３から出力電圧ＶＯＵＴ、出力電流ＩＯＵＴを供給されて点灯する。また、照明負荷２は、出力電圧ＶＯＵＴ及び出力電流ＩＯＵＴの少なくともいずれかを変化させて調光することができる。

照明用電源３は、調光器８を介して交流電源７に接続される。照明用電源３は、一対の入力端子５、６に入力される位相制御された交流電圧ＶＣＴを変換して、一対の出力端子３９、４０に出力電圧ＶＯＵＴを出力する。なお、交流電源７は、例えば商用電源である。また、本実施形態においては、調光器８として、電源電圧ＶＩＮを供給する一対の電源ラインの一方に直列に挿入された構成を例示しているが、他の構成でもよい。

図２は、調光器を例示する回路図である。
調光器８は、電源ラインに直列に挿入されたトライアック１２、トライアック１２に直列に接続されたインダクタ１００と、トライアック１２とインダクタ１００の直列回路に並列に接続された位相回路１３と、トライアック１２のゲートと位相回路１３との間に接続されたダイアック１４と、トライアック１２とインダクタ１００の直列回路に並列に接続されたフィルタコンデンサ１０１と、を有する。

トライアック１２は、通常は主電極間が遮断状態であり、ゲートにパルス信号が入力されると導通する。トライアック１２は、交流の電源電圧ＶＩＮが正極性のときと負極性のときの双方向に電流を流すことができる。
位相回路１３は、可変抵抗１５とタイミングコンデンサ１６とで構成され、タイミングコンデンサ１６の両端に位相が遅延した電圧を生成する。また、可変抵抗１５の抵抗値を変化させると、時定数が変化し、遅延時間が変化する。

ダイアック１４は、位相回路１３のコンデンサに充電される電圧が一定値を超えるとパルス電圧を生成し、トライアック１２を導通させる。
位相回路１３の時定数を変化させてダイアック１４がパルスを生成するタイミングを制御することにより、トライアック１２が導通するタイミングを調整することができる。したがって、調光器８は、交流電圧ＶＣＴにおける位相制御の導通期間を調整することができる。

インダクタ１００は、トライアック１２の破壊を防止するために電流ｉの変化率ｄｉ／ｄｔを小さくする。フィルタコンデンサ１０１は、インダクタ１００のフィルタとして雑音を防止するために設けられる。

再度図１に戻ると、照明用電源３は、整流回路９と平滑コンデンサ１０と電流制御回路１１と直流電源回路１７とチョークコイル１８とを有している。
整流回路９は、ダイオードブリッジで構成されている。整流回路９の入力端子９ａ、９ｂは、チョークコイル１８を介して一対の入力端子５、６に接続される。整流回路９の入力端子９ａ、９ｂには、調光器８を介して位相制御された交流電圧ＶＣＴが入力される。

平滑コンデンサ１０は、整流回路９の高電位端子９ｃと低電位端子９ｄとに接続され、平滑コンデンサ１０の両端には、平滑化された直流電圧ＶＲＥが生成される。なお、整流回路９は、調光器８から入力される交流電圧ＶＣＴを整流できればよく、他の構成でもよい。

電流制御回路１１は、一対の抵抗１９、２０と、一対の整流素子２１、２２と、スイッチング素子２３と、検出回路２４と、充電抵抗２５と、充電コンデンサ２６、基準電圧生成回路３５などを有している。

一対の抵抗１９、２０は、チョークコイル１８を介して、一対の入力端子５、６に直列に接続される。一対の整流素子２１、２２は、例えばダイオードであり、チョークコイル１８を介して、一対の入力端子５、６にそれぞれのアノードが接続された逆導通の方向で直列に接続される。なお、抵抗１９の抵抗値と抵抗２０の抵抗値とは、等しく設定される。

スイッチング素子２３は、例えばＦＥＴであり、例えばＧａＮ−ＨＥＭＴであり、ノーマリオン形の素子である。スイッチング素子２３のドレインは、整流素子２１のカソード及び整流素子２２のカソードに接続され、スイッチング素子２３のソースは、検出回路２４を介して、整流回路９の低電位端子９ｄに接続され、スイッチング素子２３のゲートは、低電位端子９ｄに接続される。

検出回路２４は、スイッチング素子２３と整流回路９の低電位端子９ｄとの間に接続される。検出回路２４は、抵抗２８、２９、３０、３１、検出コンデンサ３２、トランジスタ３３、３４を有する。なお、検出回路２４は、一対の抵抗１９、２０を介して一対の入力端子５、６に接続され、一対の入力端子５、６に対して対称に構成されている。

トランジスタ３３は、ＮＰＮトランジスタである。トランジスタ３３のコレクタは、抵抗２８を介してスイッチング素子２３のソースに接続され、抵抗３０を介して整流回路９の低電位端子９ｄに接続される。トランジスタ３３のエミッタは、低電位端子９ｄに接続され、トランジスタ３３のベースは、一対の抵抗１９、２０の接続点に接続される。また、トランジスタ３３のベースと低電位端子９ｄとの間には、抵抗３１と検出コンデンサ３２とが接続される。抵抗２８の抵抗値は、抵抗２９の抵抗値よりも小さく設定される。また、抵抗３１の抵抗値は、抵抗１９、２０の抵抗値よりも小さく設定される。なお、トランジスタ３３のベースには、保護ダイオードが接続されている。

トランジスタ３４は、ＮＰＮトランジスタである。トランジスタ３４のコレクタは、抵抗２９を介してスイッチング素子２３のソースに接続される。トランジスタ３４のエミッタは、低電位端子９ｄに接続され、トランジスタ３４のベースは、トランジスタ３３のコレクタに接続される。

充電抵抗２５と充電コンデンサ２６とは、スイッチング素子２３のソースと整流回路９の低電位端子９ｄとの間に直列に接続される。また、ダイオード２７は、充電抵抗２５と並列に、低電位端子９ｄからスイッチング素子２３のソースの方向を順方向として接続される。

基準電圧生成回路３５は、スイッチング素子２３のドレインと整流回路９の低電位端子９ｄとの間に接続される。基準電圧生成回路３５は、抵抗３６、３７、コンデンサ３８を有している。抵抗３６とコンデンサ３８とは、スイッチング素子２３のドレインと低電位端子９ｄとの間に、直列に接続される。抵抗３７は、コンデンサ３８に並列に接続される。基準電圧生成回路３５は、スイッチング素子２３のドレイン電圧を抵抗３６とコンデンサ３８とで平滑化して基準電圧ＣＴＬとして直流電源回路１７に出力する。なお、抵抗３６とコンデンサ３８との時定数は、電源電圧ＶＩＮの周期に対して十分に大きい値に設定される。また、基準電圧ＣＴＬは、調光器８が導通する位相における交流電源７の電源電圧ＶＩＮよりも低く設定される。

直流電源回路１７は、平滑コンデンサ１０により平滑化された直流電圧ＶＲＥを出力電圧ＶＯＵＴに変換する回路である。直流電源回路１７は、基準電圧ＣＴＬに基づいて出力電圧ＶＯＵＴを出力できればよく、任意の回路構成とすることができる。

次に、照明用電源３の動作について説明する。
図３は、照明用電源の主要な信号の位相制御に対する依存性を例示する波形図である。
図３においては、（ａ）から（ｈ）の順に、調光器８による位相制御の導通期間が長くなる場合における、調光器８の両端の電圧Ｖ８、平滑コンデンサ１０を充電する電流Ｉ１０、電流制御回路１１に流れる電流Ｉ１１を表している。電流Ｉ１０と電流Ｉ１１との合成電流が、照明用電源３の入力電流Ｉ８になる。

交流電源７は、周波数５０Ｈｚ、電圧１００Ｖの商用電源である。交流電源７の電源電圧ＶＩＮがゼロクロスして極性が反転してから、電源電圧ＶＩＮの絶対値が上昇して調光器８が導通するまでの期間は、調光器８は遮断状態である。調光器８のインピーダンスは、照明用電源３の入力インピーダンスと比較して高く、電源電圧ＶＩＮは調光器８の両端にかかる。調光器８の両端の電圧Ｖ８は、電源電圧ＶＩＮの電圧に応じて変化する（図３（ａ）〜（ｈ）のＶ８）。

例えば、電源電圧ＶＩＮが、入力端子５側を正極性、入力端子６側を負極性とする位相になっているとする。調光器８により位相制御された交流電圧ＶＣＴは、整流素子２１を介して、スイッチング素子２３のドレインに供給される。スイッチング素子２３は、ノーマリオン形の素子のため、オンしている。

また、整流素子２２は、遮断状態である。抵抗２０の両端の電圧は、トランジスタ３３のベース・エミッタ間に接続された抵抗３１の両端の電圧よりも高い。その結果、整流回路９における入力端子９ｂと低電位端子９ｄとの間が導通状態になる。

照明用電源３の入力端子５、６に入力される交流電圧ＶＣＴの絶対値は相対的に小さく、交流電圧ＶＣＴを、抵抗１９と抵抗３１とで分割したトランジスタ３３のベース電圧は、トランジスタ３３のベース・エミッタ間の順方向電圧よりも低い。その結果、トランジスタ３３は、オフしている。また、トランジスタ３３がオフしているため、トランジスタ３４は、抵抗２８及び抵抗３０でバイアスされてオンする。その結果、電流制御回路１１には、整流素子２１、スイッチング素子２３、抵抗２９、トランジスタ３４の経路で、第１の電流が流れる（図３（ａ）〜（ｈ）のＩ１１）。電流制御回路１１は、第１の電流として、例えば２０ｍＡ以上の電流を流す能力があり、調光器８のフィルタコンデンサ１０１を介して流れる電流で電圧を発生させないようにしている。

また、照明用電源３には、入力端子５、チョークコイル１８、整流素子２１、スイッチング素子２３、抵抗２９、トランジスタ３４、整流回路９の低電位端子９ｄ、整流回路９の入力端子９ｂ、入力端子６の経路で、第１の電流と大きさの等しい入力電流Ｉ８が流れる。

なお、充電コンデンサ２６は、充電抵抗２５を介して充電され、スイッチング素子２３のソース電圧は上昇するが、スイッチング素子２３はオンの状態のままである。

次に、調光器８が導通すると、調光器８のインピーダンスが照明用電源３の入力インピーダンスよりも低下して、調光器８の両端の電圧Ｖ８はほぼゼロになる（図３（ａ）〜（ｈ）のＶ８）。このとき、照明用電源３の入力端子５、６に入力される交流電圧ＶＣＴは、ほぼ電源電圧ＶＩＮと等しくなる。

照明用電源３の入力端子５、６に入力される交流電圧ＶＣＴの絶対値が規定値以上になり、スイッチング素子２３のドレイン電圧が急上昇する。また、検出回路２４のトランジスタ３３のベース・エミッタ間電圧は上昇して、トランジスタ３３はオンする。その結果、トランジスタ３４のベース・エミッタ間電圧が低下して、トランジスタ３４はオフする。

ここで、規定値とは、検出回路２４が、調光器８により位相制御された交流電圧ＶＣＴの導通状態と遮断状態とを検出する電圧である。交流電圧ＶＣＴの絶対値が規定値よりも小さいとき、検出回路１０は、遮断状態を検出し、交流電圧ＶＣＴの絶対値が規定値以上のとき、検出回路１０は、導通状態を検出する。規定値は、交流電源７の電源電圧ＶＩＮの最大瞬時値の例えば１５％の電圧値であり、例えば実効値が１００Ｖの場合、最大瞬時値１４１Ｖの１５％として、２１Ｖである。

充電コンデンサ２６は、充電抵抗２５を介して第２の電流で充電される。その結果、スイッチング素子２３のソース電圧は、上昇する。スイッチング素子２３のゲートは、整流回路９の低電位端子９ｄに接続されているため、スイッチング素子２３のゲート・ソース間電圧は負電圧の極性で低下する（絶対値は増加する）。スイッチング素子２３のゲート・ソース間電圧が、スイッチング素子２３のしきい値電圧よりも低下すると、スイッチング素子２３はオフする。その結果、充電コンデンサ２６を充電する第２の電流は、遮断され、第２の電流はパルス電流として流れることになる（図３（ａ）〜（ｈ）のＩ１１）。

照明用電源３には、入力端子５、チョークコイル１８、整流素子２１、スイッチング素子２３、充電抵抗２５、充電コンデンサ２６、整流回路９の低電位端子９ｄ、整流回路９の入力端子９ｂ、入力端子６の経路で、第２の電流を含む入力電流Ｉ８が流れる。
また、このときの交流電圧ＶＣＴの絶対値は、第１の電流が流れているときよりも増加しているため、第２の電流のピーク値は、第１の電流よりも大きい。

スイッチング素子２３がオフしたため、電流制御回路１１には、電流が流れなくなる。電流制御回路１１には、交流電圧ＶＣＴの絶対値が小さくなり、規定値よりも低くなりゼロクロスして極性が反転するまで、電流が流れない。なお、充電コンデンサ２６は、ダイオード２７、抵抗２８、トランジスタ３３を介して放電する。

また、調光器８が導通して、交流電圧ＶＣＴの絶対値が、平滑コンデンサ１０により平滑化された直流電圧ＶＲＥよりも増加すると、平滑コンデンサ１０を充電する電流Ｉ１０が流れる（図３（ａ）〜（ｈ）のＩ１０）。

なお、上記のとおり、第２の電流は、調光器８が導通したときに電流制御回路１１を流れ、平滑コンデンサ１０を充電する電流Ｉ１０は、調光器８が導通して交流電圧ＶＣＴの絶対値が平滑コンデンサにより平滑化された直流電圧ＶＲＥよりも増加したときに流れる。その結果、第２の電流が流れる期間と、平滑コンデンサ１０を充電する電流Ｉ１０が流れる期間とは、必ずしも一致しない。

また、第２の電流が流れるとき、チョークコイル１８にエネルギーが蓄積され、第２の電流が流れ終わるとき、チョークコイル１８に蓄積されたエネルギーは放出されている。その結果、チョークコイル１８に蓄積されたエネルギーにより、調光器８の導通期間に電流が流れて、調光器８の位相制御を誤動作させることはない。平滑コンデンサ１０を充電する電流Ｉ１０が流れたときも同様である。

交流電圧ＶＣＴの極性が反転すると、トランジスタ３３がオフ、トランジスタ３４がオンの状態に戻り、以下同様の動作を繰り返す。

なお、上記においては、電源電圧ＶＩＮが、入力端子５側を正極性、入力端子６側を負極性とする位相になっている場合について説明した。しかし、電源電圧ＶＩＮの極性が逆極性となっている場合の電流制御回路１１の動作は、抵抗１９、２０の動作及び整流素子２１、２２の動作がそれぞれ入れ替わる点を除いて同様である。また、照明用電源３の動作は、入力電流Ｉ８が、入力端子６、電流制御回路１１、整流回路９の低電位端子９ｄ、整流回路９の入力端子９ａ、チョークコイル１８、入力端子５の経路で流れる点を除いて上記と同様である。

図４は、照明用電源の主要な信号を例示する波形図であり、（ａ）は比較例、（ｂ）は実施例である。

比較例の電源は、本実施形態の照明用電源３から電流制御回路１１を除いた構成である。図４（ａ）に表したように、比較例の電源は、調光器８の遮断状態の期間において電流制御回路１１に一定の第１の電流が流れないため、パルス状にランダムに入力電流Ｉ８が流れ、調光器８のトリガ位相が安定しない期間が生じている（図４（ａ）のＩ８の一点鎖線Ｐで囲んだ部分）。また、調光器８の遮断状態の期間における位相制御された交流電圧ＶＣＴは、電源電圧ＶＩＮに応じて変化する比較的に大きな電圧値になっている（図４（ａ）のＶＣＴ）。

さらに、比較例の電源は、調光器８の導通期間において、電流制御回路１１にパルス状の第２の電流が流れないため、平滑コンデンサを充電するときに入力電流Ｉ８が流れる。その結果、入力電流Ｉ８が流れる位相及び入力電流Ｉ８の大きさが安定しない（図４（ａ）のＩ８）。また、入力電流Ｉ８が安定していないため、調光器８の導通状態の期間における位相制御された交流電圧ＶＣＴは、正弦波とならず歪んだ波形になっている。

これに対して、図４（ｂ）に表したように、本実施形態の照明用電源３は、調光器８の遮断状態の期間における入力電流Ｉ８を相対的に大きい第１の電流値に安定させることができため、調光器８の遮断状態の期間における位相制御された交流電圧ＶＣＴをゼロ近傍に低下させることができる（図４（ｂ）のＶＣＴ）。その結果、調光器８のトリガ位相を安定させることができる（図４（ｂ）のＩ８）。

さらに、調光器８が導通したときに入力電流Ｉ８として第２の電流がパルス電流として電流制御回路１１に流れ、その後調光器８の導通状態の期間においては、入力電流Ｉ８として電流制御回路１１には、再度調光器８を導通させるような大きさの電流は流れない（図４（ｂ）のＩ８）。その結果、トライアック１２が再点孤することなく、調光器８の導通状態の期間における位相制御された交流電圧ＶＣＴを、電源電圧ＶＩＮとほぼ等しい正弦波に近い状態にすることができる（図４（ｂ）のＶＣＴ）。

一般に調光器８におけるトライアック１２を安定に導通させるためには、所定値以上の電流（ラッチング電流）を流す必要がある。また、調光器８には位相回路１３などのフィルタが含まれているため、導通後において、転流などにより調光器８は、遮断してしまうことがある。インダクタ、コンデンサ及び抵抗などにより、調光器８の遮断を抑制することは可能であるが、回路が大型化する。

本実施形態の照明用電源は、位相制御された交流電圧ＶＣＴの絶対値が相対的に低い期間は、電流制御回路１１に第１の電流が流れるため、調光器８の遮断状態における交流電圧ＶＣＴをゼロ近傍に安定させることができ、調光器８のトリガ位相を安定させることができる。

また、交流電圧ＶＣＴの絶対値が規定値以上になったときに、休止区間なく連続して第１の電流よりも大きい第２の電流がパルス電流として電流制御回路１１に流れ、第２の電流によりトライアック１２の電流が負極性に転じて遮断状態になることを阻止し、その後は交流電圧ＶＣＴの極性が反転するまで電流制御回路１１に流れる電流Ｉ１１を第２の電流よりも小さくトライアック１２を再点孤させない電流値に遮断するため、調光器８の導通状態がばらつくことなく安定させることができる。その結果、本実施形態の照明用電源３は、位相制御する調光器８により、出力電流ＩＯＵＴを連続的に変化できる。また照明装置１は、調光器８により連続的に調光することができる。

また、本実施形態の照明用電源は、相対的に許容電流が大きく順方向電圧降下の大きい整流回路９とは別系統の検出回路２４で、交流電圧ＶＣＴの規定値を検出している。その結果、交流電圧ＶＣＴを整流回路９の後段で検出する場合と比較して、整流ダイオードを含まないことから整流作用がなく交流電圧の極性が変化する位相（ゼロクロス）を検出できるとともに、規定値を低くすることができ、損失を低減することができる。また、損失を低減できるため、第１及び第２の電流を相対的に大きくすることができ、調光器８の動作を安定させることができる。

また、本実施形態の照明用電源は、入力端子５、６の間に対称に構成された一対の抵抗１９、２０及び一対の整流素子２１、２２を介して、交流電圧ＶＣＴの規定値を検出しているため、交流電圧ＶＣＴの極性の反転に対して対称的に動作することができる。

また、スイッチング素子２３に接続された抵抗２８、２９の抵抗値に応じて電流値を変化させることができるため、簡易な構成で、上記の効果を得ることができる。
また、チョッパなどの高周波回路を用いない低周波回路により調光することが可能であり、また整流回路９による整流前の交流電圧ＶＣＴを検出して調光動作の対応をするため、整流回路９と直流電源回路１７とで構成される主回路経路に余分なダイオードなどが挿入されることがない。その結果、電力効率が改善される。

また、電流制御回路におけるスイッチング素子２３のドレイン電圧は、調光器８の導通状態の期間と遮断状態の期間とで明確に電圧値が変化するため、調光器８の位相角を反映した基準電圧ＣＴＬを容易に生成することができる。

（第２の実施形態）
図５は、第２の実施形態に係る照明用電源を含む照明装置を例示する回路図である。
本実施形態の照明用電源３ａにおいては、上記の第１の実施形態の照明用電源３における電流制御回路１１の替わりに、電流制御回路１１ａが設けられている。本実施形態の照明装置１ａにおける照明用電源３ａの電流制御回路１１ａ以外の構成は、照明装置１の構成と同様である。

電流制御回路１１ａにおいては、電流制御回路１１におけるスイッチング素子２３の替わりにスイッチング素子２３ａが設けられ、また抵抗４１とツェナーダイオード４２が追加されている。これ以外の電流制御回路１１ａの構成は、電流制御回路１１の構成と同様である。

スイッチング素子２３ａは、例えばＦＥＴであり、例えばＧａＮ−ＨＥＭＴであり、ノーマリオフ形の素子である。スイッチング素子２３ａのドレインは、整流素子２１のカソード及び整流素子２２のカソードに接続され、スイッチング素子２３ａのソースは、検出回路２４を介して、整流回路９の低電位端子９ｄに接続され、スイッチング素子２３ａのゲート（制御端子）は、整流回路９の高電位端子９ｃに接続される。また、抵抗４１及びツェナーダイオード４２は、スイッチング素子２３ａのゲートと整流回路９の低電位端子９ｄとの間にそれぞれ接続される。

スイッチング素子２３ａのゲートには、平滑コンデンサの直流電圧ＶＲＥが供給されるため、ノーマリオフ形の素子でも交流電圧ＶＣＴの極性が反転したときにオンさせることができる。その結果、本実施形態においても、第１の実施形態と同様の効果を得ることができる。

（第３の実施形態）
図６は、第３の実施形態に係る照明用電源を含む照明装置を例示する回路図である。
本実施形態の照明用電源３ｂにおいては、上記の第１の実施形態の照明用電源３における電流制御回路１１の替わりに、電流制御回路１１ｂが設けられている。本実施形態の照明装置１ｂにおける照明用電源３ｂの電流制御回路１１ｂ以外の構成は、照明装置１の構成と同様である。

電流制御回路１１ｂにおいては、電流制御回路１１におけるスイッチング素子２３が無く、検出回路２４の替わりに検出回路２４ａが設けられている。これ以外の電流制御回路１１ｂの構成は、電流制御回路１１の構成と同様である。

検出回路２４ａにおいては、検出回路２４における抵抗２９とトランジスタ３４の替わりにそれぞれツェナーダイオード４３とトランジスタ４４とが設けられている。
トランジスタ４４は、例えばＭＯＳＦＥＴであり、ノーマリオフ形の素子である。

次に、照明用電源３ｂの動作について説明する。
照明用電源３ｂの入力端子５、６に入力される交流電圧ＶＣＴの絶対値が規定値よりも小さいとき、調光器８の遮断状態の期間においては、トランジスタ３３のベース電圧は、トランジスタ３３のベース・エミッタ間の順方向電圧よりも低い。その結果、トランジスタ３３は、オフしている。また、トランジスタ３３がオフしているため、トランジスタ４４は、抵抗２８及び抵抗３０でバイアスされてオンする。その結果、電流制御回路１１ｂには、ツェナーダイオード４３、トランジスタ３４の経路で、第１の電流が流れる。

また、照明用電源３ｂには、第１の電流と大きさの等しい入力電流Ｉ８が流れる。
なお、充電コンデンサ２６は、充電抵抗２５を介して充電されるが、トランジスタ４４はオンの状態のままで、第１の電流はツェナーダイオード４３を流れる。

次に、調光器８が導通すると、調光器８のインピーダンスが照明用電源３ｂの入力インピーダンスよりも低下して、調光器８の両端の電圧Ｖ８はほぼゼロになる。このとき、照明用電源３ｂの入力端子５、６に入力される交流電圧ＶＣＴは、ほぼ電源電圧ＶＩＮと等しくなる。

照明用電源３ｂの入力端子５、６に入力される交流電圧ＶＣＴの絶対値が規定値以上になり、ツェナーダイオード４３のカソード側電圧が急上昇する。また、検出回路２４ａのトランジスタ３３のベース・エミッタ間電圧は上昇して、トランジスタ３３はオンする。その結果、トランジスタ３４のベース・エミッタ間電圧が低下して、トランジスタ３４はオフする。

充電コンデンサ２６は、充電抵抗２５を介して第２の電流で充電され、充電コンデンサ２６を充電する第２の電流は、パルス電流として流れる。また、トランジスタ３３はオンしているため、第２の電流が流れ終わった後も交流電圧ＶＣＴがゼロクロスして極性が反転するまで、抵抗２８を介して電流が流れる。なお、抵抗２８の抵抗値は、相対的に大きく設定され、抵抗２８を介して流れる電流は、第２の電流よりも小さくまた調光器８におけるトライアック１２を再点孤させる電流値よりも小さくする。

本実施形態の照明用電源３ｂは、スイッチング素子２３、２３ａを用いないため、簡単な構成で第１の実施形態の照明用電源３と同様の効果を得ることができる。
なお、照明用電源３ｂにおいは、第２の電流がパルス状に流れた後も、第２の電流よりも小さい電流が流れるが、調光器８におけるトライアック１２を再点孤させる電流よりも小さいため、調光器８の出力電圧を安定に保つことができる。

以上、具体例を参照しつつ実施形態について説明したが、それらに限定されるものではなく、種々の変形が可能である。
例えば、検出回路２４において、抵抗２９及びトランジスタ３４の替わりに、検出回路２４ａにおけるツェナーダイオード４３及びトランジスタ４４が設けられても良い。また、検出回路２４ａにおいて、ツェナーダイオード４３及びトランジスタ４４の替わりに、検出回路２４における抵抗２９及びトランジスタ３４が設けられても良い。

また、スイッチング素子２３、２３ａはＧａＮ系ＨＥＭＴには限定されない。例えば、半導体基板に炭化珪素（ＳｉＣ）や窒化ガリウム（ＧａＮ）やダイヤモンドのようなワイドバンドギャップを有する半導体（ワイドバンドギャップ半導体）を用いて形成した半導体素子でもよい。ここで、ワイドバンドギャップ半導体とは、バンドギャップが約１．４ｅＶのヒ化ガリウム（ＧａＡｓ）よりもバンドギャップの広い半導体をいう。例えば、バンドギャップが１．５ｅＶ以上の半導体、リン化ガリウム（ＧａＰ、バンドギャップ約２．３ｅＶ）、窒化ガリウム（ＧａＮ、バンドギャップ約３．４ｅＶ）、ダイアモンド（Ｃ、バンドギャップ約５．２７ｅＶ）、窒化アルミニウム（ＡｌＮ、バンドギャップ約５．９ｅＶ）、炭化ケイ素（ＳｉＣ）などが含まれる。このようなワイドバンドギャップ半導体素子は、耐圧を等しくする場合、シリコン半導体素子よりも小さくできるため、照明用電源の小形化が可能となる。

また、照明光源４はＬＥＤに限らず、ＥＬやＯＬＥＤなどでもよく、照明負荷２には、複数個の照明光源４が直列又は並列に接続されていてもよい。

本発明のいくつかの実施形態および実施例を説明したが、これらの実施形態または実施例は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態または実施例は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態または実施例やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

１、１ａ、１ｂ…照明装置、 ２…照明負荷、 ３、３ａ、３ｂ…照明用電源、 ４…照明光源、 ５、６…入力端子、 ７…交流電源、 ８…調光器、 ９…整流回路、 ９ａ、９ｂ…整流回路の入力端子、 ９ｃ…高電位端子、 ９ｄ…低電位端子、 １０…平滑コンデンサ、 １１、１１ａ、１１ｂ…電流制御回路、 １２…トライアック、 １３…位相回路、 １４…ダイアック、 １５…可変抵抗、 １６…タイミングコンデンサ、 １７…直流電源回路、 １８…チョークコイル、 １９、２０、２８、２９、３０、３１、３６、３７、４１…抵抗、 ２１、２２…整流素子、 ２３、２３ａ…スイッチング素子、 ２４、２４ａ…検出回路、 ２５…充電抵抗、 ２６…充電コンデンサ、 ２７…ダイオード、 ３２…検出コンデンサ、 ３３、３４、４４…トランジスタ、 ３５…基準電圧生成回路、 ３８…コンデンサ、 ３９、４０…出力端子、 ４２、４３…ツェナーダイオード、 １００…インダクタ、 １０１…フィルタコンデンサ

Claims (6)

1. 一対の入力端子間に供給される位相制御された交流電圧を整流する整流回路と、
   前記整流回路の一対の出力端子である高電位端子と低電位端子とに接続された平滑コンデンサと、
   前記一対の入力端子に接続され、前記交流電圧の絶対値が規定値よりも低い期間は第１の電流が流れ、前記交流電圧の絶対値が前記規定値以上になったときに前記第１の電流よりも大きい第２の電流が流れた後は、前記交流電圧の絶対値が前記規定値よりも低くなるまで前記第２の電流よりも小さい電流値に遮断される電流制御回路と、
   を備え、
   前記電流制御回路は、
   前記一対の入力端子と前記整流回路の低電位端子との間にそれぞれ接続され、前記一対の入力端子に対して対称に構成された前記交流電圧を検出する検出回路と、
   前記一対の入力端子に接続された一対の整流素子と、
   前記一対の整流素子と前記整流回路の低電位端子との間に接続されたスイッチング素子と、
   を有する照明用電源。
2. 前記スイッチング素子は、ノーマリオン形の素子である請求項１記載の照明用電源。
3. 前記スイッチング素子は、制御端子に前記平滑コンデンサの電圧を供給されたノーマリオフ形の素子である請求項１記載の照明用電源。
4. 前記電流制御回路は、
   前記スイッチング素子と前記整流回路の低電位端子との間に接続された充電抵抗と、
   前記充電抵抗と前記整流回路の低電位端子との間に接続され、前記第２の電流で充電される充電コンデンサと、
   を有する請求項１〜３のいずれか１つに記載の照明用電源。
5. 前記電流制御回路は、前記スイッチング素子の電圧に基づいて基準電圧を生成する請求項４記載の照明用電源。
6. 照明負荷と、
   前記照明負荷に電流を供給する請求項１〜５のいずれか１つに記載の照明用電源と、
   を備えた照明装置。