JP6048725B2

JP6048725B2 - 検出回路

Info

Publication number: JP6048725B2
Application number: JP2012167631A
Authority: JP
Inventors: 北村　紀之; 紀之北村; 徹石北; 笹井　敏彦; 敏彦笹井; 大武　寛和; 寛和大武; 高橋　雄治; 雄治高橋; 博赤星
Original assignee: Toshiba Lighting and Technology Corp
Current assignee: Toshiba Lighting and Technology Corp
Priority date: 2012-07-27
Filing date: 2012-07-27
Publication date: 2016-12-21
Anticipated expiration: 2032-07-27
Also published as: US20140028194A1; EP2690929A2; CN103575956A; JP2014026882A; EP2690929A3; CN103575956B

Description

本発明の実施形態は、検出回路に関する。

近年、照明装置において、照明光源は白熱電球や蛍光灯から省エネルギー・長寿命の光源、例えば発光ダイオード（Light-emitting diode：ＬＥＤ）への置き換えが進んでいる。また、例えば、ＥＬ（Electro-Luminescence）や有機発光ダイオード（Organic light-emitting diode：ＯＬＥＤ）など新たな照明光源も開発されている。
２線式調光器は、トライアックがターンオンする位相を制御するように構成され、白熱電球の調光器として普及している。そのような調光器は、交流電圧のゼロクロスから最大値の間で導通する位相を制御する位相制御の構成と、最大値とゼロクロスとの間で遮断する位相を制御する逆位相制御の構成とが用いられている。そのため、ＬＥＤなどの照明光源もこれらの調光器で調光できることが望ましい。

米国特許出願公開第２０１１／００１２５３０号明細書

交流電圧を入力して、位相制御する調光器の有無及び種類を検出する検出回路を提供することを目的とする。

実施形態の検出回路は、一対の入力端子と第１の回路と第２の回路とを備える。前記第１の回路は、変換回路とスイッチとを有する。変換回路は、前記一対の入力端子に入力される交流電圧であって、調光器により位相制御または逆位相制御された交流電圧、または調光器を介さない位相連続した交流電圧をその絶対値に変換して出力する。スイッチは、前記変換回路の出力に接続され、前記絶対値が規定値よりも小さい期間はオフし、前記絶対値が前記規定値以上のときはオンする。前記第２の回路は、前記スイッチの出力によってオン及びオフを検出し、前記スイッチがオフの期間からオンするときに前記変換回路から出力される電圧の値及び傾きの少なくともいずれかに基づいて、調光器により前記交流電圧が、位相制御された交流電圧、逆位相制御された交流電圧及び位相連続した交流電圧のいずれであるかを検出する。前記スイッチは、オンしたときには一定の電圧値を出力し、オフしたときには前記絶対値に応じた電圧を出力する。

交流電圧を入力して、位相制御する調光器の有無及び種類を検出する検出回路が、提供される。

第１の実施形態に係る検出回路を例示する回路図である。位相制御する調光器を例示する回路図である。逆位相制御する調光器を例示する回路図である。調光器が無い場合の検出回路の主要な信号を例示する波形図である。位相制御する調光器がある場合の検出回路の主要な信号を例示する波形図である。逆位相制御する調光器がある場合の検出回路の主要な信号を例示する波形図である。第２の実施形態に係る検出回路を例示する回路図である。第３の実施形態に係る検出回路を例示する回路図である。

以下、実施例について図面を参照して詳細に説明する。なお、本願明細書と各図において、既出の図に関して前述したものと同様の要素には同一の符号を付して詳細な説明は適宜省略する。

（第１の実施形態）
図１は、第１の実施形態に係る検出回路を例示する回路図である。
第１の実施形態の検出回路１は、交流電源２から調光器３を介して供給される交流電圧ＶＣＴを入力して、直流電圧ＶＤＣ及び調光器３の有無及び種類を表す検出信号ＣＴＬを、例えば照明機器４などに出力するインタフェースとして用いられる。なお、照明機器４は、例えば発光ダイオード（ＬＥＤ）などの照明光源を有し、検出回路１を介して交流電源２から電力を供給されて点灯する。また、照明機器４は、検出回路１を介して、調光器３により調光することができる。なお、本実施形態においては、検出信号ＣＴＬを照明機器４に供給する構成を例示しているが、検出信号ＣＴＬを照明機器４に供給しない構成でもよい。

交流電源２は、例えば商用電源である。また、本実施形態においては、調光器３として、電源電圧ＶＩＮを供給する一対の電源ラインの一方の端子５、７間に直列に挿入された構成を例示しているが、他の構成でもよい。また、調光器３を用いない構成でもよい。

調光器３は、一般に交流電圧のゼロクロスから交流電圧の絶対値が最大値となる期間において導通する位相を制御する位相制御（leading edge）の方式と、交流電圧の絶対値が最大値となってから交流電圧がゼロクロスする期間において遮断する位相を制御する逆位相制御（trailing edge)の方式とがある。

位相制御する調光器は、回路構成が簡単であり、比較的大きな電力負荷を扱うことができる。しかし、トライアックが使用されている場合は、軽負荷動作が困難で、電源電圧が一時的に低下するいわゆる電源ディップが発生すると不安定動作に陥りやすい。また、容量性負荷を接続した場合は、突入電流が発生するため容量性負荷との相性が悪いなどの特徴がある。

一方、逆位相制御する調光器は、軽負荷でも動作可能であり、容量性負荷を接続しても突入電流が発生せず、また電源ディップが発生しても動作が安定である。しかし、回路構成が複雑であり、温度が上昇し易いため、重負荷に向かない。また、誘導性負荷を接続した場合は、サージが発生するなどの特徴がある。

調光器の負荷として、例えば白熱電球などの低インピーダンス素子が接続される場合は、交流電圧の全位相で電流が流れるため、調光器が誤動作することはない。しかし、調光器の負荷として、例えばＬＥＤなどの照明光源を点灯させる点灯回路が接続される場合は、交流電圧の位相に応じて入力インピーダンスが変化し、調光器が誤動作する可能性がある。そこで、点灯回路には、調光器の有無と、調光器が接続されている場合には調光器が位相制御するかまたは逆位相制御するかの種類とに応じて、例えば調光器に電流を流すなどの対応をする回路が設けられる。

図２は、位相制御する調光器を例示する回路図である。
調光器３ａは、電源ラインに直列に挿入されたトライアック１２、トライアック１２に直列に接続されたインダクタ１００と、トライアック１２とインダクタ１００の直列回路に並列に接続された位相回路１３と、トライアック１２のゲートと位相回路１３との間に接続されたダイアック１４と、トライアック１２とインダクタ１００の直列回路に並列に接続されたフィルタコンデンサ１０１と、を有する。

トライアック１２は、通常は主電極間が遮断状態であり、ゲートにパルス信号が入力されると導通する。トライアック１２は、交流の電源電圧ＶＩＮが正極性のときと負極性のときの双方向に電流を流すことができる。
位相回路１３は、可変抵抗１５とタイミングコンデンサ１６とで構成され、タイミングコンデンサ１６の両端に位相が遅延した電圧を生成する。また、可変抵抗１５の抵抗値を変化させると、時定数が変化し、遅延時間が変化する。

ダイアック１４は、位相回路１３のコンデンサに充電される電圧が一定値を超えるとパルス電圧を生成し、トライアック１２を導通させる。
位相回路１３の時定数を変化させてダイアック１４がパルスを生成するタイミングを制御することにより、トライアック１２が導通するタイミングを調整することができる。したがって、調光器３ａは、交流電圧ＶＣＴにおける位相制御の導通期間を調整することができる。

インダクタ１００は、トライアック１２の破壊を防止するために電流ｉの変化率ｄｉ／ｄｔを小さくする。フィルタコンデンサ１０１は、インダクタ１００のフィルタとして雑音を防止するために設けられる。

位相制御の可能な範囲は、例えば、最小幅が、電源電圧ＶＩＮの半周期の１０％〜２５％である。例えば交流電源２が周波数５０Ｈｚの商用電源の場合は、半周期は１０ｍｓであり、最小時間幅は、１ｍｓ〜２．５ｍｓになる。また、調光器３ａを通過した交流電圧ＶＣＴの絶対値は、ピーク電圧である最大値の２５％〜６５％程度である。例えば交流電源２が実効値１００Ｖの商用電源の場合は、ピーク電圧が１４１Ｖであり、発生できる交流電圧ＶＣＴは、３０Ｖ〜９０Ｖである。

図３は、逆位相制御する調光器を例示する回路図である。
調光器３ｂは、整流回路３４、４０と、半導体スイッチ３５と、フォトカプラ３６と、ダイオード３７と、抵抗３８と、コンデンサ３９と、調光制御回路４１とを有する。
整流回路３４は、一対の電源ラインの片側に直列に挿入される。半導体スイッチ３５は、例えばＦＥＴであり、整流回路３４の一対の出力端子間に接続される。また、整流回路３４の一対の出力端子間に、ダイオード３７、抵抗３８及びコンデンサ３９が直列に接続され、半導体スイッチ３５を導通させるバイアス回路を構成している。

フォトカプラ３６は、受光素子３６ａと発光素子３６ｂとを有し、受光素子３６ａは、半導体スイッチ３５の制御端子（ゲート）とバイアス回路を構成するコンデンサ３９との間に接続される。フォトカプラ３６の受光素子３６ａが導通すると、コンデンサ３９の電圧を半導体スイッチ３５の制御端子に印加する。

整流回路４０は、一対の電源ラインに並列に接続される。調光制御回路４１は、整流回路４０の一対の出力端子間に接続される。また、調光制御回路４１の出力には、フォトカプラ３６の発光素子３６ｂが接続される。発光素子３６ｂが発光すると、受光素子３６ａが導通して、コンデンサ３９の電圧が半導体スイッチ３５の制御端子に印加される。その結果、半導体スイッチ３５は導通して、調光器３ｂは導通状態になる。また、発光素子３６ｂが発光しないときは、受光素子３６ａは遮断し、半導体スイッチ３５が遮断して、調光器３ｂは遮断状態になる。

調光制御回路４１は、例えばマイクロコンピュータやマイクロプロセッサ（ＭＰＵ）で構成され、発光素子３６ｂを発光させるタイミングを調整して、入力される電源電圧ＶＩＮにおける位相制御の導通期間ＴＯＮを制御して調光する。

逆位相制御の可能な範囲は、例えば、最小幅が、電源電圧ＶＩＮの半周期の１０％〜３５％である。例えば交流電源２が周波数５０Ｈｚの商用電源の場合は、半周期は１０ｍｓであり、最小時間幅は、１ｍｓ〜３．５ｍｓになる。

再度図１に戻ると、検出回路１は、整流回路１０と、平滑コンデンサ１１と、チョークコイル１７と、コンデンサ１８と、第１の回路１９と、第２の回路２０とを有している。

整流回路１０は、ダイオードブリッジで構成されている。整流回路１０の入力端子１０ａ、１０ｂは、チョークコイル１７を介して一対の入力端子５、６に接続される。整流回路１０の入力端子１０ａ、１０ｂには、調光器３を介して位相制御または逆位相制御された交流電圧ＶＣＴが入力される。なお、本実施形態においては、調光器３を用いた構成を例示しているが、調光器３ａまたは３ｂを用いる構成でも良く、また、調光器を用いない構成も可能である。

平滑コンデンサ１１は、整流回路１０の高電位端子１０ｃと低電位端子１０ｄとに接続され、平滑コンデンサ１１の両端には、平滑化された直流電圧ＶＤＣが生成される。直流電圧ＶＤＣは、検出回路１の出力電圧として、出力端子８、９から出力される。なお、整流回路１０は、調光器３から入力される交流電圧ＶＣＴを整流できればよく、他の構成でもよい。

第１の回路１９は、一対の整流素子２１、２２と、一対の抵抗２３、２４と、スイッチング素子２５と、抵抗２６、２７、３２と、トランジスタ２８と、スイッチ２９と、コンデンサ３０と、ダイオード３１などを有している。

一対の整流素子２１、２２は、例えばダイオードであり、チョークコイル１７を介して、一対の入力端子５、６にそれぞれのアノードが接続される。また、一対の整流素子２１、２２のそれぞれのカソードが接続され、一対の整流素子２１、２２は、一対の入力端子５、６に逆導通の方向で直列に接続される。一対の抵抗２３、２４は、チョークコイル１７を介して、一対の入力端子５、６に直列に接続される。なお、抵抗２３の抵抗値と抵抗２４の抵抗値とは、等しく設定される。

スイッチング素子２５は、例えばＦＥＴであり、例えばＧａＮ−ＨＥＭＴであり、ノーマリオン形の素子である。スイッチング素子２５のドレインは、整流素子２１のカソード及び整流素子２２のカソードに接続され、スイッチング素子２５のソースは、抵抗２６、２７の一端に接続され、スイッチング素子２５のゲートは、低電位端子１０ｄに接続される。

抵抗２６の他端は、トランジスタ２８を介して、整流回路１０の低電位端子１０ｄに接続される。トランジスタ２８は、ＮＰＮトランジスタである。トランジスタ２８のコレクタは、抵抗２６の他端に接続され、トランジスタ２８のエミッタは、整流回路１０の低電位端子１０ｄに接続され、トランジスタ２８のベースは、一対の抵抗２３、２４の接続点に接続される。

抵抗２７の他端は、スイッチ２９を介して、整流回路１０の低電位端子１０ｄに接続される。抵抗２７の抵抗値は、抵抗２６の抵抗値よりも大きく設定される。スイッチ２９は、例えばＦＥＴであり、スイッチ信号ＳＷにより、オンまたはオフに切替えられる。

コンデンサ３０、ダイオード３１及び抵抗３２は、トランジスタ２８のベースと整流回路１０の低電位端子１０ｄに並列に接続される。
第１の回路１９は、一対の整流素子２１、２２及び一対の抵抗２３、２４を介して一対の入力端子５、６に接続され、一対の入力端子５、６に対して対称に構成されている。

第２の回路２０は、抵抗４２〜４５と、比較回路４６と、マイクロプロセッサ（ＭＰＵ）４７とを有する。抵抗４２、４３は、整流素子２１、２２のカソード及びスイッチング素子２５のドレインと、整流回路１０の低電位端子１０ｄとに、直列に接続され、スイッチング素子２５のドレイン電圧を分割する。抵抗４４、４５は、出力端子８、９に直列に接続され、直流電圧ＶＤＣを分割する。

比較回路４６の反転入力端子（−）は、抵抗４２と抵抗４３との接続点に接続される。比較回路４６の非反転入力端子（＋）は、抵抗４４と抵抗４５との接続点に接続される。比較回路４６の出力端子は、マイクロプロセッサ４７に接続される。

マイクロプロセッサ４７は、比較回路４６の出力電圧と、トランジスタ２８のコレクタ電圧ＶＤＴとを入力し、スイッチ２９をオンまたはオフするスイッチ信号ＳＷと、調光器３の有無及び種類を検出した検出信号ＣＴＬとを出力する。なお、検出信号ＣＴＬは、検出回路１の出力端子３３を介して、照明機器４に入力される。

次に、検出回路１の動作について、調光器が無い場合、位相制御する調光器３ａがある場合及び逆位相制御する調光器３ｂがある場合の順に説明する。
図４は、調光器が無い場合の検出回路の主要な信号を例示する波形図である。
図４においては、検出回路１に入力される交流電圧ＶＣＴの絶対値｜ＶＣＴ｜、導通検出信号ＶＤＴ、入力電流ＩＩＮを表している。なお、本実施形態は、調光器がない構成のため、検出回路１に入力される交流電圧ＶＣＴは、交流電源２の電源電圧ＶＩＮと等しい。

交流電源２は、周波数５０Ｈｚ、電圧１００Ｖの商用電源である。交流電源２の電源電圧ＶＩＮがゼロクロスして、例えば、電源電圧ＶＩＮが、入力端子５側を正極性、入力端子６側を負極性とする位相になっているとする。交流電圧ＶＣＴ（＝ＶＩＮ）は、整流素子２１を介して、スイッチング素子２５のドレインに供給される。スイッチング素子２５は、ノーマリオン形の素子のため、オンしている。

また、整流素子２２は、遮断状態である。抵抗２４の両端の電圧は、トランジスタ２８のベース・エミッタ間に接続された抵抗３２の両端の電圧よりも高い。その結果、整流回路１０における入力端子１０ｂと低電位端子１０ｄとの間が導通状態になる。

検出回路１の入力端子５、６に入力される交流電圧ＶＣＴの絶対値｜ＶＣＴ｜は相対的に小さく、交流電圧ＶＣＴを、抵抗２３と抵抗３２とで分割したトランジスタ２８のベース電圧は、トランジスタ２８のベース・エミッタ間の順方向電圧よりも低い。その結果、トランジスタ２８は、オフしている。また、トランジスタ２８がオフしているため、トランジスタ２８のコレクタ電圧である導通検出信号ＶＤＴは、スイッチング素子２５のソース電圧と等しくなり、交流電圧ＶＣＴに応じて変化する。

ＭＰＵ４７は、導通検出信号ＶＤＴが、規定値よりも小さいことを検出して、例えばスイッチ２９をオンさせるスイッチ信号ＳＷを出力する。その結果、入力端子５、チョークコイル１７、整流素子２１、スイッチング素子２５、抵抗２７、スイッチ２９、整流回路１０、入力端子６の経路で入力電流ＩＩＮが流れる。なお、ＭＰＵ４７は、調光器が接続されていない構成であることを検出した後は、例えば、スイッチ２９をオフさせるスイッチ信号ＳＷを出力してもよい。

次に、電源電圧ＶＩＮの絶対値が上昇すると、スイッチング素子２５のドレイン電圧は上昇し、第１の回路１９のトランジスタ２８のベース・エミッタ間電圧は上昇する。入力端子５、６に入力される交流電圧ＶＣＴの絶対値が規定値以上になると、第１の回路１９のトランジスタ２８はオンする。その結果、トランジスタ２８のコレクタ電圧である導通検出信号ＶＤＴは、トランジスタ２８のオン電圧にクランプされ、一定値になる。

ここで、規定値とは、第１の回路１９が、交流電圧ＶＣＴの導通状態と遮断状態とを検出する電圧である。交流電圧ＶＣＴの絶対値が規定値よりも小さいとき、第１の回路１９は、遮断状態を検出し、交流電圧ＶＣＴの絶対値が規定値以上のとき、第１の回路１９は、導通状態を検出する。規定値は、交流電源２の電源電圧ＶＩＮの最大瞬時値の例えば１５％の電圧値であり、例えば実効値が１００Ｖの場合、最大瞬時値１４１Ｖの１５％として、２１Ｖである。また、図２を参照して説明したように、位相制御する調光器３ａが発生できる交流電圧ＶＣＴは、３０Ｖ〜９０Ｖであるため、規定値は、例えば約２０Ｖとすることができる。

ＭＰＵ４７には、スイッチング素子２５のドレイン電圧を分割した電圧と、平滑化した直流電圧ＶＤＣを分割した電圧と、を比較回路４６で比較した結果である比較信号ＣＭＰが入力されている。本実施形態においては、調光器がないため、交流電圧ＶＣＴが導通する電圧である規定値は、直流電圧ＶＤＣよりも小さく、比較信号ＣＭＰは、ローレベルである。したがって、ＭＰＵ４７は、導通検出信号ＶＤＴが上昇するローレベルからハイレベルへの立上がりエッジに同期して、比較信号ＣＭＰとしてローレベルを入力し、保持する。

また、ＭＰＵ４７は、導通検出信号ＶＤＴの立上がりエッジに同期して、導通検出信号ＶＤＴのローレベルの期間ＴＯＦＦの時間幅を求め、同時にハイレベルの期間ＴＯＮの計測を開始する。ここで、導通検出信号ＶＤＴがローレベルの期間ＴＯＦＦは、第１の回路１９がオフの期間であり、導通検出信号ＶＤＴがハイレベルの期間ＴＯＮは、第１の回路１９がオンの期間である。

時間が経過し交流電圧ＶＣＴの位相が進むと、交流電圧ＶＣＴは最大値を経て、しだいに減少していく。導通検出信号ＶＤＴは、交流電圧ＶＣＴの絶対値が規定値以上の間は、一定値にクランプされている。

交流電圧ＶＣＴの絶対値が規定値よりも小さくなると、トランジスタ２８はオフする。交流電圧ＶＣＴの絶対値が減少すると、導通検出信号ＶＤＴは減少する。
ＭＰＵ４７は、導通検出信号ＶＤＴの立ち下がりエッジに同期して、導通検出信号ＶＤＴのハイレベルの期間ＴＯＮの時間幅を求め、同時にローレベルの期間ＴＯＦＦの計測を開始する。

交流電圧ＶＣＴがゼロクロスして、交流電圧ＶＣＴの極性が反転して入力端子５側が負極性、入力端子６側が正極性になると、整流素子２１がオフする。この場合の動作は、整流素子２１、２２の動作及び抵抗２３、２４の動作がそれぞれ入れ替わる点を除いて、上記と同様である。

次に、交流電圧ＶＣＴがゼロクロスして、交流電圧ＶＣＴの極性が反転して入力端子５側が正極性、入力端子６側が負極性になると、整流素子２２がオフの状態に戻り、以下同様の動作を繰り返す。

本実施形態においては、調光器がないため、交流電圧ＶＣＴは、位相に対してほぼ正弦波状に連続して変化する。したがって、導通検出信号ＶＤＴのローレベルの期間ＴＯＦＦは、調光器がある場合と比較して短い。
なお、入力電流ＩＩＮは、交流電圧ＶＣＴの極性が変化したときと、平滑コンデンサ１１を充電するときに流れる。

図５は、位相制御する調光器３ａがある場合の検出回路の主要な信号を例示する波形図であり、（ａ）は導通期間が短い場合、（ｂ）は導通期間が長い場合である。
図５においては、検出回路１に入力される交流電圧ＶＣＴの絶対値｜ＶＣＴ｜、導通検出信号ＶＤＴ、入力電流ＩＩＮを表している。なお、本実施形態は、位相制御する調光器３ａがある構成のため、検出回路１に入力される交流電圧ＶＣＴは、調光器３ａが導通状態のときに交流電源２の電源電圧ＶＩＮと等しい。また、交流電源２は、周波数５０Ｈｚ、電圧１００Ｖの商用電源である。

交流電源２の電源電圧ＶＩＮがゼロクロスして、例えば、電源電圧ＶＩＮが、入力端子５側を正極性、入力端子６側を負極性とする位相になっているとする。調光器３ａは遮断状態のため、交流電圧ＶＣＴの絶対値は小さいままであり、電源電圧ＶＩＮは、調光器３ａに掛かっている。

第１の回路１９の動作は、図４を参照して説明した調光器がない場合における交流電圧ＶＣＴの絶対値が規定値よりも小さいときと同様である。トランジスタ２８はオフしており、導通検出信号ＶＤＴは交流電圧ＶＣＴの絶対値とほぼ等しいローレベルになっている。ＭＰＵ４７は、導通検出信号ＶＤＴのローレベルの期間を計測している。

交流電源２の電源電圧ＶＩＮの絶対値が上昇して、調光器３ａが導通すると、交流電圧ＶＣＴはほぼ電源電圧ＶＩＮと等しくなる。その結果、交流電圧ＶＣＴの絶対値が規定値以上に上昇し、トランジスタ２８はオンして、導通検出信号ＶＤＴは、トランジスタ２８のオン電圧にクランプされ、一定値になる。

本実施形態においては、位相制御する調光器３ａがあるため、導通検出信号ＶＤＴが立上がるときの交流電圧ＶＣＴの絶対値は、規定値よりも大きく、直流電圧ＶＤＣにほぼ等しい。したがって、ＭＰＵ４７は、導通検出信号ＶＤＴの立上がりに同期して、比較信号ＣＭＰとしてハイレベルを入力し、保持する。

また、ＭＰＵ４７は、導通検出信号ＶＤＴの立上がりエッジに同期して、導通検出信号ＶＤＴのローレベルの期間ＴＯＦＦの時間幅を求め、同時にハイレベルの期間ＴＯＮの計測を開始する。

本実施形態においては、位相制御する調光器３ａがあるため、交流電圧ＶＣＴの絶対値は、調光器３ａが導通する位相で急上昇する。したがって、導通検出信号ＶＤＴがローレベルである期間ＴＯＦＦは、調光器がない場合と比較して長い。
なお、入力電流ＩＩＮは、平滑コンデンサ１１を充電するときに流れる。

図６は、逆位相制御する調光器３ｂがある場合の検出回路の主要な信号を例示する波形図であり、（ａ）は導通期間が長い場合、（ｂ）は導通期間が短い場合である。
図６においては、検出回路１に入力される交流電圧ＶＣＴの絶対値｜ＶＣＴ｜、導通検出信号ＶＤＴ、入力電流ＩＩＮを表している。なお、本実施形態は、逆位相制御する調光器３ｂがある構成のため、検出回路１に入力される交流電圧ＶＣＴは、調光器３ｂが導通状態のときに交流電源２の電源電圧ＶＩＮと等しくなる。また、交流電源２は、周波数５０Ｈｚ、電圧１００Ｖの商用電源である。

交流電源２の電源電圧ＶＩＮがゼロクロスして、例えば、電源電圧ＶＩＮが、入力端子５側を正極性、入力端子６側を負極性とする位相になっている状態から、電源電圧ＶＩＮの絶対値が最大値に上昇するまでの動作は、図４を参照して説明した調光器がない場合と同様である。
ＭＰＵ４７は、導通検出信号ＶＤＴの立上がりに同期して、比較信号ＣＭＰとしてローレベルを入力し、保持している。

調光器３ｂが遮断状態になると、交流電圧ＶＣＴの絶対値が降下して、規定値よりも小さくなる。その結果、トランジスタ２８はオフする。電源電圧ＶＩＮの応じて交流電圧ＶＣＴの絶対値が減少すると、導通検出信号ＶＤＴは減少しローレベルになる。
ＭＰＵ４７は、導通検出信号ＶＤＴの立ち下がりエッジに同期して、導通検出信号ＶＤＴのハイレベルの期間ＴＯＮの時間幅を求め、同時にローレベルの期間ＴＯＦＦの計測を開始する。

本実施形態においては、逆位相制御する調光器３ｂがあるため、導通検出信号ＶＤＴがローレベルである期間ＴＯＦＦは、調光器がない場合と比較して長い。
なお、入力電流ＩＩＮは、交流電圧ＶＣＴの極性が変化したときと、平滑コンデンサ１１を充電するときに流れる。

図２を参照して説明したように、位相制御する調光器３ａは、導通検出信号ＶＤＴがローレベルである期間ＴＯＦＦの最小幅は、交流電圧ＶＣＴの周期（電源電圧ＶＩＮの半周期）の１０％〜２５％である。交流電源２の周波数が５０Ｈｚの場合においては、半周期は１０ｍｓであり、最小時間幅は、例えば１ｍｓ〜２．５ｍｓになる。また、図３を参照して説明したように、逆位相制御する調光器３ｂは、導通検出信号ＶＤＴがローレベルである期間ＴＯＦＦの最小幅は、交流電圧ＶＣＴの周期（電源電圧ＶＩＮの半周期）の１０％〜３５％である。交流電源２の周波数が５０Ｈｚの場合においては、最小時間幅は、例えば１ｍｓ〜２．５ｍｓになる。

したがって、導通検出信号ＶＤＴがローレベルである期間ＴＯＦＦを、例えば調光器がない場合の値に対してしきい値０．５ｍｓで判定することにより、調光器の有無を検出することができる。

また、上記のとおり、導通検出信号ＶＤＴの立上がりエッジに同期して、比較信号ＣＭＰをラッチすることにより、調光器の種類を検出することができる。位相制御する調光器３ａが用いられている場合は、比較信号ＣＭＰとしてハイレベルがラッチされ、調光器が無い場合及び逆位相制御する調光器３ｂが用いられている場合は、比較信号ＣＭＰとしてローレベルがラッチされる。
ＭＰＵ４７は、調光器の有無及び調光器の種類を検出して、検出信号ＣＴＬを出力する。

本実施形態の検出回路は、導通検出信号ＶＤＴの立上がり及び立ち下がりのエッジ間の時間幅を計測して、調光器の有無を検出し、導通検出信号ＶＤＴの立上がりエッジに同期して比較信号ＣＭＰをラッチして調光器の種類を検出している。その結果、交流電圧ＶＣＴを１サイクル分サンプルして処理する場合と比較して、必要な記憶容量及び処理量を低減することができる。

なお、図１においては、実施形態として第２の回路２０としてＭＰＵを用いた構成を例示したが、導通検出信号ＶＤＴのエッジでラッチするラッチ回路と導通検出信号ＶＤＴのエッジ間の時間を計測するカウンターなどにより構成することもできる。

（第２の実施形態）
図７は、第２の実施形態に係る検出回路を例示する回路図である。
本実施形態の検出回路１ａにおいては、第１の実施形態の検出回路１における第２の回路２０の替わりに、第２の回路２０ａが設けられている。検出回路１ａにおける第２の回路２０ａ以外の構成は、検出回路１の構成と同様である。

第２の回路２０ａは、第２の回路２０から抵抗４２〜４５と比較回路４６とを削除して構成され、ＭＰＵ４７には、スイッチング素子２５のドレイン電圧が入力される。また、ＭＰＵには、導通検出信号ＶＤＴとして、第１の回路１９のトランジスタ２８のコレクタ電圧が入力される。

第２の回路２０ａにおけるＭＰＵ４７は、交流電圧ＶＣＴの絶対値として、スイッチング素子２５のドレイン電圧ＶＤを入力し、導通検出信号ＶＤＴの立上がりエッジにおける傾きｄＶＤ／ｄｔを求める。

図４〜図６に表したように、調光器が無い場合及び逆位相制御する調光器３ｂが有る場合の導通検出信号ＶＤＴの立ち上がりエッジにおける傾きｄＶＤ／ｄｔは、位相制御する調光器３ａが有る場合の導通検出信号ＶＤＴの立ち上がりエッジにおける傾きｄＶＤ／ｄｔと比較して小さい。

第２の回路２０ａは、導通検出信号ＶＤＴの立ち上がりエッジにおける傾きｄＶＤ／ｄｔの大きさから、調光器の種類を検出する。傾きｄＶＤ／ｄｔが相対的に大きい場合は、位相制御する調光器３ａが検出され、傾きｄＶＤ／ｄｔが相対的に小さい場合は、逆位相制御する調光器３ｂが検出される。

本実施形態においては、交流電圧ＶＣＴを直流電圧ＶＤＣと比較する比較回路を用いないため、構成が簡単化され回路規模を小さくすることができる。例えば交流信号ＶＣＴを１サイクル分サンプルし、全位相における傾きｄＶＣＴ／ｄｔを求めて調光器の種類を検出する場合は、大きい記憶容量及び計算量が必要になる。これに対して、本実施形態においては、導通検出信号ＶＤＴの立ち上がりエッジにおける傾きｄＶＤ／ｄｔを求めるため、必要な記憶容量及び計算量を抑制することができる。

（第３の実施形態）
図８は、第３の実施形態に係る検出回路を例示する回路図である。
本実施形態の検出回路１ｂにおいては、第１の実施形態の検出回路１における第１の回路１９の替わりに、第１の回路１９ａが設けられている。検出回路１ｂにおける第１の回路１９ａ以外の構成は、検出回路１の構成と同様である。

第１の回路１９ａは、第１の回路１９における抵抗２７とスイッチ２９とで構成された負荷回路の替わりに負荷回路４８が設けられている。
負荷回路４８は、トランジスタ４９と抵抗５０〜５２などを有する。トランジスタ４９は、ＰＮＰトランジスタである。トランジスタ４９のエミッタは、スイッチング素子２５のソースに接続され、トランジスタ４９のコレクタは、抵抗５２を介して、整流回路１０の低電位端子１０ｄに接続される。トランジスタ４９のベースは、抵抗５０を介してスイッチング素子２５のドレインに接続され、抵抗５１を介して整流回路１０の低電位端子１０ｄに接続される。

交流電圧ＶＣＴが入力端子５、６に供給されると、スイッチング素子２５はノーマリオン形の素子のため、トランジスタ４９を介して電流が流れる。交流電圧ＶＣＴの絶対値が規定値よりも小さい場合においても、電流が流れるため、トランジスタ２８がオフしているときも入力端子５、６間に電流ＩＩＮを流すことができる。その結果、調光器が接続されている場合においても全位相で電流を流して、調光器の動作を安定させることができる。また、検出回路１ｂの入力インピーダンスを低下させることができるため、調光器が遮断状態の場合の交流電圧ＶＣＴの絶対値を低下させることができる。

また、交流電圧ＶＣＴの絶対値が上昇すると、トランジスタ４９のベース電位が上昇して、トランジスタ４９を流れる電流は減少する。その結果、負荷回路４８の消費電力を、交流電圧ＶＣＴに依存せずほぼ一定値にすることができる。

このように、本実施形態の調光検出回路は、全位相で入力端子間に電流を流すことができるため、第１の実施形態の調光検出回路の効果に加えて、調光器の動作を安定化させることができる。
また、本実施形態の調光検出回路は、交流電圧の絶対値が大きくなると電流が減少し、交流電圧の絶対値が小さくなると電流が増加する定電力特性を有するため、消費電量の増加を抑制することができる。

以上、実施形態について説明したが、それらに限定されるものではなく、種々の変形が可能である。
例えば、第１の回路１９における抵抗２７及びスイッチ２９で構成された負荷回路は、第１の回路１９におけるトランジスタ２８がオフしている期間に電流を流し、トランジスタ２８がオンしている期間は電流を遮断するように構成することができる。また、スイッチ２９は、全位相でオンまたはオフとすることもできる。

また、スイッチング素子２５は、ノーマリオン形の素子であればよく、ＭＯＳＦＥＴの他にＨＥＭＴを用いることができる。また、ＨＥＭＴは、ＧａＮ系ＨＥＭＴには限定されない。例えば、半導体基板に炭化珪素（ＳｉＣ）や窒化ガリウム（ＧａＮ）やダイヤモンドのようなワイドバンドギャップを有する半導体（ワイドバンドギャップ半導体）を用いて形成した半導体素子でもよい。ここで、ワイドバンドギャップ半導体とは、バンドギャップが約１．４ｅＶのヒ化ガリウム（ＧａＡｓ）よりもバンドギャップの広い半導体をいう。例えば、バンドギャップが１．５ｅＶ以上の半導体、リン化ガリウム（ＧａＰ、バンドギャップ約２．３ｅＶ）、窒化ガリウム（ＧａＮ、バンドギャップ約３．４ｅＶ）、ダイアモンド（Ｃ、バンドギャップ約５．２７ｅＶ）、窒化アルミニウム（ＡｌＮ、バンドギャップ約５．９ｅＶ）、炭化ケイ素（ＳｉＣ）などが含まれる。このようなワイドバンドギャップ半導体素子は、耐圧を等しくする場合、シリコン半導体素子よりも小さくできるため、検出回路の小形化が可能となる。

本発明のいくつかの実施形態および実施例を説明したが、これらの実施形態または実施例は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態または実施例は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態または実施例やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

１、１ａ、１ｂ…検出回路、２…交流電源、３、３ａ、３ｂ…調光器、４…照明機器、５、６…入力端子、７…端子、８、９、３３…出力端子、１０、３４、４０…整流回路、１０ａ、１０ｂ…入力端子（整流回路の入力端子）、１０ｃ…高電位端子、１０ｄ…低電位端子、１１…平滑コンデンサ、１２…トライアック、１３…位相回路、１４…ダイアック、１５…可変抵抗、１６…タイミングコンデンサ、１７…チョークコイル、１８、３０、３９…コンデンサ、１９、１９ａ…第１の回路、２０、２０ａ…第２の回路、２１、２２…整流素子、２３、２４、２６、２７、３２、３８、４２〜４５、５０〜５２…抵抗、２５…スイッチング素子、２８、４９…トランジスタ、２９…スイッチ、３１、３７…ダイオード、３３…出力端子、３５…半導体スイッチ、３６…フォトカプラ、３６ａ…受光素子、３６ｂ…発光素子、３９…コンデンサ、４１…調光制御回路、４６…比較回路、４７…マイクロプロセッサ（ＭＰＵ）、４８…負荷回路、１００…インダクタ、１０１…フィルタコンデンサ

Claims

一対の入力端子と、
前記一対の入力端子に入力される交流電圧であって、調光器により位相制御または逆位相制御された交流電圧、または調光器を介さない位相連続した交流電圧をその絶対値に変換して出力する変換回路と、前記変換回路の出力に接続され、前記絶対値が規定値よりも小さい期間はオフし、前記絶対値が前記規定値以上のときはオンするスイッチと、を有する第１の回路と、
前記スイッチの出力によってオン及びオフを検出し、前記スイッチがオフの期間からオンするときに前記変換回路から出力される電圧の値及び傾きの少なくともいずれかに基づいて、調光器により前記交流電圧が、位相制御された交流電圧、逆位相制御された交流電圧及び位相連続した交流電圧のいずれであるかを検出する第２の回路と、
を備え、
前記スイッチは、オンしたときには一定の電圧値を出力し、オフしたときには前記絶対値に応じた電圧を出力する検出回路。
前記第２の回路は、前記オフの期間の時間幅に基づいて、前記交流電圧の位相連続性を検出する請求項１記載の検出回路。
前記第２の回路は、前記変換回路から出力される電圧と、前記交流電圧を直流電圧に変換して生成した平滑化された電圧と、を比較して、前記交流電圧が位相制御された交流電圧か逆位相制御された交流電圧かを検出する請求項２記載の検出回路。
前記第２の回路は、前記スイッチがオンするときに、前記変換回路から出力される電圧の傾きに基づいて、前記交流電圧が、位相制御された交流電圧かまたは逆位相制御された交流電圧かを検出する請求項２記載の検出回路。
前記第１の回路は、前記交流電圧が大きくなると、流れる電流が小さくなり、前記交流電圧が小さくなると、流れる電流が大きくなる負荷回路をさらに有する請求項１〜４のいずれか１つに記載の検出回路。
前記負荷回路は、前記スイッチがオンのときに前記第１の回路に流れる電流と前記交流電圧とが、定電力特性となる請求項５記載の検出回路。
前記第１の回路は、前記変換回路の出力と前記スイッチとの間に接続された定電流回路を有する請求項１〜６のいずれか１つに記載の検出回路。