JP6103348B2 - 電源回路及び照明装置 - Google Patents

Description

本発明の実施形態は、電源回路及び照明装置に関する。

導通角制御された交流電圧を所定の電圧に変換して負荷に供給する電源回路がある。電源回路は、交流電圧の導通角の検知を行い、検知した導通角に応じて電圧を変換する。こうした電源回路は、例えば、発光ダイオード（Light-emitting diode：ＬＥＤ）などの照明光源を含む照明負荷を備えた照明装置に用いられる。例えば、照明装置用の電源回路は、調光器の導通角制御に同期して電圧の変換を行うことにより、照明光源の調光を行っている。こうした電源回路において、導通角をより確実に検知することが望まれる。

特開２０１２−１６０２８４号公報

本発明の実施形態は、導通角をより確実に検知できる電源回路及び照明装置を提供する。

本発明の実施形態によれば、電力変換部と、電流調整部と、制御部と、を備えた電源回路が提供される。前記電力変換部は、電源供給経路を介して供給される導通角制御された交流電圧を負荷に応じた電圧に変換して前記負荷に供給する。前記電流調整部は、前記電源供給経路に電気的に接続された分岐経路を有し、前記電源供給経路を流れる電流の一部を前記分岐経路に流す導通状態と、流さない非導通状態と、を切り替え可能である。前記制御部は、前記交流電圧の導通角を検知し、検知した前記導通角に応じて前記電力変換部による電圧の変換を制御するとともに、検知した前記導通角に応じて前記電流調整部を制御する。前記制御部は、前記交流電圧の導通角制御が逆位相制御方式であるか否かを判定し、逆位相制御方式であると判定した場合に、検知した前記導通角の導通区間において前記電流調整部を前記非導通状態とし、検知した前記導通角の遮断区間において前記電流調整部を前記導通状態とするとともに、前回検知した前記導通角に基づいて、前記電流調整部を前記非導通状態から前記導通状態に切り替えるタイミングを所定の調整時間だけ早くする。

導通角をより確実に検知できる電源回路及び照明装置が提供される。

実施形態に係る照明装置を模式的に表すブロック図である。 実施形態に係る電源回路を模式的に表す回路図である。 図３（ａ）及び図３（ｂ）は、実施形態に係る制御部の動作を表すグラフ図である。 図４（ａ）及び図４（ｂ）は、実施形態に係る制御部の動作を表すグラフ図である。 図５（ａ）〜図５（ｃ）は、実施形態に係る制御部の動作を表すグラフ図である。 図６（ａ）〜図６（ｃ）は、実施形態に係る制御部の別の動作を表すグラフ図である。

以下に、各実施の形態について図面を参照しつつ説明する。
なお、図面は模式的または概念的なものであり、各部分の厚みと幅との関係、部分間の大きさの比率などは、必ずしも現実のものと同一とは限らない。また、同じ部分を表す場合であっても、図面により互いの寸法や比率が異なって表される場合もある。
なお、本願明細書と各図において、既出の図に関して前述したものと同様の要素には同一の符号を付して詳細な説明は適宜省略する。

図１は、実施形態に係る照明装置を模式的に表すブロック図である。
図１に表したように、照明装置１０は、照明負荷１２（負荷）と、電源回路１４と、を備える。照明負荷１２は、例えば、発光ダイオード（ＬＥＤ）などの照明光源１６を有する。電源回路１４は、交流電源２及び調光器３と接続されている。なお、本願明細書において、「接続」とは、電気的な接続を意味し、物理的に接続されていない場合や他の要素を介して接続されている場合も含むものとする。

交流電源２は、例えば、商用電源である。調光器３は、交流電源２の電源電圧ＶＩＮから導通角制御した交流電圧ＶＣＴを生成する。電源回路１４は、調光器３から供給される交流電圧ＶＣＴを直流電圧ＶＤＣに変換して照明負荷１２に出力することにより、照明光源を点灯させる。また、電源回路１４は、導通角制御された交流電圧ＶＣＴに同期して、照明光源１６の調光を行う。

調光器３の導通角制御には、例えば、交流電圧のゼロクロスから交流電圧の絶対値が最大値となる期間において導通する位相を制御する位相制御（leading edge）の方式と、交流電圧の絶対値が最大値となってから交流電圧がゼロクロスする期間において遮断する位相を制御する逆位相制御（trailing edge)の方式とがある。

位相制御する調光器３は、回路構成が簡単であり、比較的大きな電力負荷を扱うことができる。しかし、トライアックが使用されている場合は、軽負荷動作が困難で、電源電圧が一時的に低下するいわゆる電源ディップが発生すると不安定動作に陥りやすい。また、容量性負荷を接続した場合は、突入電流が発生するため容量性負荷との相性が悪いなどの特徴がある。

一方、逆位相制御する調光器３は、軽負荷でも動作可能であり、容量性負荷を接続しても突入電流が発生せず、また電源ディップが発生しても動作が安定である。しかし、回路構成が複雑であり、温度が上昇し易いため、重負荷に向かない。また、誘導性負荷を接続した場合は、サージが発生するなどの特徴がある。

本実施形態では、調光器３として、電源電圧ＶＩＮを供給する一対の電源ラインの一方の端子４、６間に直列に挿入された構成を例示しているが、他の構成でもよい。

電源回路１４は、電力変換部２０と、制御部２１と、制御用電源部２２と、電流調整部２３と、を有する。電力変換部２０は、電源供給経路２５を介して供給される交流電圧ＶＣＴを照明負荷１２に応じた所定の電圧値の直流電圧ＶＤＣに変換して照明負荷１２に供給する。

制御用電源部２２は、電源供給経路２５に接続された配線部４０を有する。配線部４０は、入力端子４に接続された配線４０ａと、入力端子５に接続された配線４０ｂと、を含む。制御用電源部２２は、配線部４０を介して入力される交流電圧ＶＣＴを制御部２１に応じた直流の駆動電圧ＶＤＲに変換して、その駆動電圧ＶＤＲを制御部２１に供給する。

電流調整部２３は、電源供給経路２５に電気的に接続された分岐経路２４を有し、電源供給経路２５を流れる電流の一部を分岐経路２４に流す導通状態と、流さない非導通状態と、を切り替え可能である。これにより、電流調整部２３は、例えば、電源供給経路２５に流れる電流を調整する。この例では、電流調整部２３の分岐経路２４が、制御用電源部２２を介して電源供給経路２５に接続されている。分岐経路２４は、制御用電源部２２を介することなく、電源供給経路２５に直接接続してもよい。なお、非導通状態には、動作に影響のない微小な電流が第２分岐経路６０に流れる場合も含む。非導通状態は、例えば、第２分岐経路６０に流れる電流が、導通状態よりも小さい状態である。

制御部２１は、交流電圧ＶＣＴの導通角を検知する。制御部２１は、検知した導通角に対応する制御信号ＣＴＬを生成し、その制御信号ＣＴＬを電力変換部２０に入力する。電力変換部２０は、入力された制御信号ＣＴＬに応じた電圧値の直流電圧ＶＤＣを生成する。すなわち、制御部２１は、電力変換部２０による直流電圧ＶＤＣへの変換を制御する。また、制御部２１は、検知した導通角に応じて制御信号ＣＧＳを生成し、その制御信号ＣＧＳを電流調整部２３に入力することにより、電流調整部２３の導通状態と非導通状態との切り替えを制御する。このように、制御部２１は、検知した導通角に応じて電力変換部２０と電流調整部２３とを制御することにより、調光器３の導通角制御に同期して、照明光源１６を調光する。制御部２１には、例えば、マイクロプロセッサが用いられる。

図２は、実施形態に係る電源回路を模式的に表す回路図である。
図２に表したように、電力変換部２０は、整流回路３０と、平滑コンデンサ３２と、直流電圧変換部３４と、を有する。

整流回路３０は、例えば、ダイオードブリッジで構成されている。整流回路３０の入力端子３０ａ、３０ｂは、一対の入力端子４、５に接続されている。整流回路３０の入力端子３０ａ、３０ｂには、調光器３を介して位相制御または逆位相制御された交流電圧ＶＣＴが入力される。整流回路３０は、例えば、交流電圧ＶＣＴを全波整流し、全波整流後の脈流電圧を高電位端子３０ｃと低電位端子３０ｄとの間に生じさせる。

平滑コンデンサ３２は、整流回路３０の高電位端子３０ｃと低電位端子３０ｄとの間に接続されている。平滑コンデンサ３２は、整流回路３０によって整流された脈流電圧を平滑化する。これにより、平滑コンデンサ３２の両端には、直流電圧ＶＲＥ（第１直流電圧）が現れる。

直流電圧変換部３４は、平滑コンデンサ３２の両端に接続されている。これにより、直流電圧ＶＲＥが、直流電圧変換部３４に入力される。直流電圧変換部３４は、直流電圧ＶＲＥを電圧値の異なる直流電圧ＶＤＣ（第２直流電圧）に変換し、その直流電圧ＶＤＣを電源回路１４の出力端子７、８に出力する。照明負荷１２は、出力端子７、８に接続されている。照明負荷１２は、電源回路１４から供給された直流電圧ＶＤＣにより、照明光源１６を点灯させる。

直流電圧変換部３４は、制御部２１と接続されている。制御部２１は、直流電圧変換部３４に制御信号ＣＴＬを入力する。直流電圧変換部３４は、例えば、制御信号ＣＴＬに応じて直流電圧ＶＲＥを降圧する。これにより、直流電圧変換部３４は、例えば、直流電圧ＶＲＥを、照明負荷１２の仕様や調光器３の調光度に応じた直流電圧ＶＤＣに変換する。

直流電圧変換部３４は、例えば、ＦＥＴなどのスイッチング素子を有しており、スイッチング素子をオン・オフすることによって直流電圧ＶＲＥを降圧する。制御部２１は、例えば、スイッチング素子のオン・オフのタイミングを規定するデューティ信号を制御信号ＣＴＬとして直流電圧変換部３４に入力する。これにより、直流電圧ＶＤＣの電圧値を、制御信号ＣＴＬのデューティ比に応じた値に調整することができる。直流電圧変換部３４は、例えば、降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータである。

電源回路１４は、フィルタコンデンサ２６と、抵抗２７、２８と、をさらに有している。フィルタコンデンサ２６は、入力端子４、５の間に接続されている。すなわち、フィルタコンデンサ２６は、電源供給経路２５に接続されている。フィルタコンデンサ２６は、例えば、交流電圧ＶＣＴに含まれるノイズを除去する。

抵抗２７、２８は、入力端子４、５の間に直列に接続されている。抵抗２７、２８の接続点は、制御部２１に接続されている。これにより、抵抗２７、２８の分圧比に応じた電圧が、交流電圧ＶＣＴの絶対値を検出するための検出電圧ＶＲとして制御部２１に入力される。

制御用電源部２２は、整流素子４１〜４３と、抵抗４４、４５と、コンデンサ４６と、ツェナーダイオード４７と、半導体素子４８と、を有している。

整流素子４１、４２は、例えば、ダイオードである。整流素子４１のアノードは、配線４０ａを介して整流回路３０の一方の入力端子３０ａに接続されている。整流素子４２のアノードは、配線４０ｂを介して整流回路３０の他方の入力端子３０ｂに接続されている。

半導体素子４８には、例えば、ＦＥＴやＧａＮ−ＨＥＭＴなどが用いられる。以下では、半導体素子４８をＦＥＴとして説明を行う。この例において、半導体素子４８は、エンハンスメント型のｎチャネルＦＥＴである。半導体素子４８は、ソース電極４８Ｓ（第１主電極）と、ドレイン電極４８Ｄ（第２主電極）と、ゲート電極４８Ｇ（制御電極）と、を有する。ドレイン電極４８Ｄの電位は、ソース電極４８Ｓの電位よりも高く設定される。ゲート電極４８Ｇは、ソース電極４８Ｓとドレイン電極４８Ｄとの間に電流の流れる第１状態と、ソース電極４８Ｓとドレイン電極４８Ｄとの間に流れる電流が第１状態よりも小さい第２状態と、を切り替えるために用いられる。第２状態では、ソース電極４８Ｓとドレイン電極４８Ｄとの間に実質的に電流が流れない。半導体素子４８は、ｐチャネル形でもよいし、デプレッション型でもよい。例えば、半導体素子４８をｐチャネル形とする場合には、ドレイン電極４８Ｄが第１主電極となり、ソース電極４８Ｓが第２主電極となる。すなわち、ｐチャネル形の場合には、ソース電極４８Ｓの電位が、ドレイン電極４８Ｄの電位よりも高く設定される。

半導体素子４８のドレイン電極４８Ｄは、整流素子４１のカソード及び整流素子４２のカソードに接続されている。すなわち、半導体素子４８のドレイン電極４８Ｄは、整流素子４１、４２を介して電源供給経路２５に接続されている。半導体素子４８のソース電極４８Ｓは、抵抗４４の一端に接続されている。半導体素子４８のゲート電極４８Ｇは、ツェナーダイオード４７のカソードに接続されている。また、半導体素子４８のゲート電極４８Ｇは、抵抗４５を介して整流回路３０の高電位側の出力端子である高電位端子３０ｃに接続されている。

抵抗４４の他端は、整流素子４３のアノードに接続されている。整流素子４３のカソードは、制御部２１及びコンデンサ４６の一端に接続されている。

交流電圧ＶＣＴの印加にともなう一方の極性の電流は、整流素子４１を介して半導体素子４８のドレイン電極４８Ｄに流れる。一方、交流電圧ＶＣＴの印加にともなう他方の極性の電流は、整流素子４２を介して半導体素子４８のドレイン電極４８Ｄに流れる。これにより、半導体素子４８のドレイン電極４８Ｄには、交流電圧ＶＣＴを全波整流した脈流の電圧が印加される。

ツェナーダイオード４７のカソードには、抵抗４５を介して、平滑コンデンサ３２によって平滑された直流電圧ＶＲＥが、印加される。これにより、半導体素子４８のゲート電極４８Ｇには、ツェナーダイオード４７の降伏電圧に応じた実質的に一定の電圧が印加される。これにともない、半導体素子４８のドレイン−ソース間に、実質的に一定の電流が流れる。このように、半導体素子４８は、定電流素子として機能する。半導体素子４８は、配線部４０に流れる電流を調整する。

コンデンサ４６は、半導体素子４８のソース電極４８Ｓから抵抗４４及び整流素子４３を介して供給される脈流の電圧を平滑化する。これにより、直流の駆動電圧ＶＤＲが生成され、生成された駆動電圧ＶＤＲが制御部２１に供給される。

この際、上記のように、半導体素子４８のドレイン電極４８Ｄを電源供給経路２５に接続し、半導体素子４８のゲート電極４８Ｇを整流回路３０の高電位端子３０ｃに接続する。すなわち、半導体素子４８のドレイン電極４８Ｄに、交流電圧ＶＣＴを印加し、半導体素子４８のゲート電極４８Ｇに、直流電圧ＶＲＥを印加する。これにより、例えば、半導体素子４８の動作を安定させることができる。整流素子４１、４２にかかる負荷を抑えることができる。安定した駆動電圧ＶＤＲを制御部２１に供給することができる。結果として、制御部２１の動作を安定させることができる。なお、半導体素子４８のドレイン電極４８Ｄに印加される電圧は、平滑コンデンサ３２により平滑されていない電圧であればよい。例えば、整流回路３０による整流後の脈流電圧でもよい。半導体素子４８のゲート電極４８Ｇに印加される電圧は、平滑コンデンサ３２により平滑された電圧であればよい。例えば、直流電圧ＶＤＣでもよい。

電流調整部２３は、抵抗５１と、スイッチング素子５２と、を有している。スイッチング素子５２には、例えば、ＦＥＴやＧａＮ−ＨＥＭＴなどが用いられる。以下では、スイッチング素子５２をＦＥＴとして説明を行う。

抵抗５１の一端は、半導体素子４８のソース電極４８Ｓに接続されている。抵抗５１の他端は、スイッチング素子５２のドレインに接続されている。スイッチング素子５２のゲートは、制御部２１に接続されている。制御部２１は、スイッチング素子５２のゲートに制御信号ＣＧＳを入力する。スイッチング素子５２には、例えば、ノーマリオフ型が用いられる。例えば、制御部２１から入力される制御信号ＣＧＳをＬｏからＨｉに切り替えることで、スイッチング素子５２が、オフ状態からオン状態に変化する。

スイッチング素子５２をオン状態にすると、例えば、整流素子４１、４２、半導体素子４８を介して、電源供給経路２５を流れる電流の一部が、分岐経路２４に流れる。すなわち、スイッチング素子５２をオン状態にすることによって、電流調整部２３が導通状態となり、スイッチング素子５２をオフ状態にすることによって、電流調整部２３が非導通状態となる。

スイッチング素子５２のソース、ツェナーダイオード４７のアノード、及び、コンデンサ４６の他端は、整流回路３０の低電位端子３０ｄに接続されている。すなわち、制御用電源部２２のグランド及び電流調整部２３のグランドは、直流電圧変換部３４の入力側のグランドと共通化されている。一方、制御部２１のグランドは、出力端子８に接続されている。すなわち、制御部２１のグランドは、直流電圧変換部３４の出力側のグランドと共通化されている。これにより、例えば、制御部２１の動作をより安定させることができる。

図３（ａ）及び図３（ｂ）は、実施形態に係る制御部の動作を表すグラフ図である。
制御部２１は、制御用電源部２２からの駆動電圧ＶＤＲの供給に応じて起動した後、検出電圧ＶＲを基に、調光器３の制御方式の判定を行う。
図３（ａ）及び図３（ｂ）の横軸は、時間ｔであり、縦軸は、検出電圧ＶＲである。
図３（ａ）は、位相制御方式の調光器３から交流電圧ＶＣＴが供給された場合の検出電圧ＶＲの波形の一例を表す。
図３（ｂ）は、逆位相制御方式の調光器３から交流電圧ＶＣＴが供給された場合の検出電圧ＶＲの波形の一例を表す。

図３（ａ）及び図３（ｂ）に表したように、制御部２１は、検出電圧ＶＲに対して、第１閾値電圧Ｖｔｈ１と、第２閾値電圧Ｖｔｈ２と、を設定する。第２閾値電圧Ｖｔｈ２の絶対値は、第１閾値電圧Ｖｔｈ１の絶対値よりも大きい。制御部２１は、検出電圧ＶＲが第１閾値電圧Ｖｔｈ１に達した時点から、検出電圧ＶＲが第２閾値電圧Ｖｔｈ２に達するまでの時間ｄｔを計時する。そして、制御部２１は、第１閾値電圧Ｖｔｈ１と第２閾値電圧Ｖｔｈ２との差ｄＶと時間ｄｔとから、傾きｄＶ／ｄｔを求める。制御部２１は、この傾きｄＶ／ｄｔが所定値以上であるか否かを判定し、所定値以上である場合に、位相制御方式であると判定し、所定値未満である場合に、逆位相制御方式であると判定する。なお、時間ｄｔの計時は、例えば、内部クロックを用いて行ってもよいし、外部にタイマなどを設けて行ってもよい。

図４（ａ）及び図４（ｂ）は、実施形態に係る制御部の動作を表すグラフ図である。
制御部２１は、調光器３の制御方式の判定を行った後、交流電圧ＶＣＴの導通角の検知を行う。
図４（ａ）及び図４（ｂ）は、位相制御方式と判定された場合の動作例を表す。
図４（ａ）及び図４（ｂ）の横軸は、時間ｔである。図４（ａ）の縦軸は、検出電圧ＶＲの絶対値である。図４（ｂ）の縦軸は、導通角検知信号ＣＤＳである。
図４（ａ）及び図４（ｂ）に表したように、制御部２１は、検出電圧ＶＲの絶対値が閾値電圧Ｖｔｈｃ以上であるか否かを判定する。制御部２１は、検出電圧ＶＲの絶対値が閾値電圧Ｖｔｈｃ以上である場合に、導通角検知信号ＣＤＳをＨｉに設定し、検出電圧ＶＲの絶対値が閾値電圧Ｖｔｈｃ未満である場合に、導通角検知信号ＣＤＳをＬｏに設定する。

制御部２１は、導通角検知信号ＣＤＳがＨｉに設定されている時間Ｔｏｎの区間を、調光器３の導通角制御の導通区間と判断する。そして、制御部２１は、導通角検知信号ＣＤＳがＬｏに設定されている時間Ｔｏｆｆの区間を、調光器３の導通角制御の遮断区間と判断する。これにより、制御部２１は、時間Ｔｏｎと時間Ｔｏｆｆとの比率から、交流電圧ＶＣＴの導通角を検知する。

制御部２１は、交流電圧ＶＣＴの導通角を検知した後、その導通角に応じたデューティ比の制御信号ＣＴＬを生成し、生成した制御信号ＣＴＬを直流電圧変換部３４に入力する。これにより、位相制御方式で導通角を制御された交流電圧ＶＣＴに応じて、照明光源１６が調光される。制御部２１は、例えば、交流電圧ＶＣＴの供給が停止されるまで、導通角の検知を定期的に実施する。なお、導通角の検知は、例えば、交流電圧ＶＣＴの半波毎に毎回行ってもよいし、所定数の半波毎に行ってもよい。

図５（ａ）〜図５（ｃ）は、実施形態に係る制御部の動作を表すグラフ図である。
図５（ａ）〜図５（ｃ）は、逆位相制御方式と判定された場合の動作例を表す。
図５（ａ）〜図５（ｃ）の横軸は、時間ｔである。図５（ａ）の縦軸は、検出電圧ＶＲの絶対値である。図５（ｂ）の縦軸は、導通角検知信号ＣＤＳである。図５（ｃ）の縦軸は、制御信号ＣＧＳである。
図５（ａ）〜図５（ｃ）に表したように、制御部２１は、交流電圧ＶＣＴの導通角制御が逆位相制御方式であるか否かを判定し、逆位相制御方式であると判定した場合、まず、位相制御方式の場合と同様に、検出電圧ＶＲの絶対値が閾値電圧Ｖｔｈｃ以上であるか否かを判定する。導通角検知信号ＣＤＳを設定し、時間Ｔｏｎと時間Ｔｏｆｆとの比率から交流電圧ＶＣＴの導通角を検知する。そして、検知した導通角に応じたデューティ比の制御信号ＣＴＬを生成し、直流電圧変換部３４に入力する。これにより、逆位相制御方式においても、交流電圧ＶＣＴに応じて、照明光源１６を調光することができる。

逆位相制御方式では、フィルタコンデンサ２６に蓄積された電荷の影響により、調光器３の実際の導通区間の時間Ｔ１よりも、時間Ｔｏｎが、長くなってしまう。時間Ｔｏｎが時間Ｔ１よりも長くなると、例えば、制御信号ＣＴＬのデューティ比が変化し、照明光源１６の調光の度合いが変化してしまう。

そこで、制御部２１は、電流調整部２３を導通状態とすることで導通角検知信号ＣＤＳのＨｉの時間Ｔｏｎが時間Ｔ１になるように動作する。

つまり、電流調整部２３を導通状態にして、電源供給経路２５を流れる電流の一部を分岐経路２４に流すことにより、フィルタコンデンサ２６に蓄積された電荷を、電流調整部２３に引き抜くことができる。これにより、電源回路１４では、逆位相制御された交流電圧ＶＣＴの導通角をより確実に検知し、より高精度に照明光源１６の調光を行うことができる。

制御部２１は、導通角検知信号ＣＤＳをＬｏからＨｉに切り替えたときから、次に制御信号ＣＧＳをＬｏからＨｉに切り替えるまでの時間Ｔｇを、前回検知した導通角検知信号ＣＤＳのＨｉの時間Ｔｏｎ１よりもΔｔ（調整時間）だけ早くして、制御信号ＣＧＳをＬｏからＨｉに切り替える。すなわち、制御部２１は、Ｔｇ＝Ｔｏｎ１−Δｔとして、制御信号ＣＧＳをＬｏからＨｉに切り替える。Δｔは、例えば、交流電圧ＶＣＴの１周期の時間に対して１％〜２％程度の時間に設定される。交流電源２が商用電源である場合、Δｔは、例えば、１５０μｓｅｃ程度である。

制御部２１は、時間ｔｇで制御信号ＣＧＳをＬｏからＨｉに切り替えたときの導通角検知信号ＣＤＳのＨｉの時間Ｔｏｎ２を基に、制御信号ＣＧＳをＬｏからＨｉに切り替えるタイミングをΔｔだけ短くする制御を行う。すなわち、制御部２１は、Ｔｇ＝Ｔｏｎ２−Δｔとして、制御信号ＣＧＳをＬｏからＨｉに切り替える制御を行う。

例えば、時間Ｔｏｎ１が、調光器３の実際の導通区間の時間Ｔ１よりも長い場合には、上記のように制御を行うことにより、時間Ｔｏｎ２が、時間Ｔｏｎ１よりもΔｔだけ短くなる。従って、上記のようにΔｔだけ短くする制御を繰り返すことにより、導通角検知信号ＣＤＳのＨｉの時間Ｔｏｎを、調光器３の実際の導通区間の時間Ｔ１に近づけることができる。

また、時間Ｔ１の区間で供給される電力は、調光器３から実際に供給される電力である。調光器３から供給される電力の容量は、フィルタコンデンサ２６に蓄積された電荷の容量に比べて非常に大きい。このため、スイッチング素子５２をオンにしたとしても、調光器３から実際に供給される電力が、完全に電流調整部２３に引き抜かれることはない。このため、上記の処理を繰り返し、時間Ｔｇが、時間Ｔ１より短くなったとしても、時間Ｔｏｎが、時間Ｔ１より短くなることはない。この場合、時間Ｔｏｎは、時間Ｔ１と実質的に同じとなる。

制御部２１は、前回検知した導通角に基づいて、電流調整部２３を非導通状態から導通状態に切り替えるタイミングを所定の調整時間だけ早くする。時間Ｔｏｎが時間Ｔ１と同じになると、それ以上、時間Ｔｏｎが短くなることはない。このため、前回検知した時間Ｔｏｎを基にΔｔだけ早いタイミングで制御信号ＣＧＳをＬｏからＨｉに切り替えるような制御を続けると、時間Ｔｏｎが時間Ｔ１となり、常に時間Ｔ１よりもΔｔだけ早いタイミングで制御信号ＣＧＳをＬｏからＨｉに制御する状態で定常状態となる。

このように、電源回路１４では、導通角検知信号ＣＤＳのＨｉの時間Ｔｏｎを、調光器３による実際の導通区間の時間Ｔ１と実質的に同じにすることができ、逆位相制御された交流電圧ＶＣＴの導通角をより確実に検知することができる。照明光源１６の調光を、より高精度に行うことができる。

図６（ａ）〜図６（ｃ）は、実施形態に係る制御部の別の動作を表すグラフ図である。 図６（ａ）〜図６（ｃ）は、導通角と時間Δｔとを関連付けたプロファイルデータを表している。プロファイルデータでは、導通角に応じて時間Δｔを変化させる。プロファイルデータは、図６（ａ）及び図６（ｂ）に表したように、導通角に応じて時間Δｔを連続的に変化させてもよいし、図６（ｃ）に表したように、導通角に応じて時間Δｔを段階的に変化させてもよい。

上記実施形態では、電流調整部２３を非導通状態から導通状態に切り替えるタイミングを所定時間早くする際に、一定値の時間Δｔを用いている。これに限ることなく、図６（ａ）〜図６（ｃ）に表したようなプロファイルデータを予め記憶させておき、検知した導通角に応じて、時間Δｔの値を変化させてもよい。

例えば、制御部２１は、逆位相制御方式であると判定した場合に、交流電圧ＶＣＴの導通角を検知した後、プロファイルデータを参照する。制御部２１は、検知した導通角に対応した時間Δｔをプロファイルデータから読み出す。そして、制御部２１は、電流調整部２３を非導通状態から導通状態に切り替えるタイミングを早める制御を、読み出したΔｔを用いて実施する。これにより、検知した導通角に応じて時間Δｔを変化させることができる。

図６（ａ）〜図６（ｃ）では、９０°の導通角において、時間Δｔが最も短くなるようにしている。導通角９０°の逆位相制御では、ノイズの影響などにより、制御部２１による導通角の検知精度が低下する傾向にある。そこで、図６（ａ）〜図６（ｃ）に表したように、９０°の導通角において時間Δｔを最も短くすることにより、より確実に導通角を検知することができる。なお、プロファイルデータは、上記に限ることなく、任意に設定してよい。

以上、具体例を参照しつつ実施形態について説明したが、それらに限定されるものではなく、種々の変形が可能である。

例えば、上記実施形態では、逆位相制御の場合に電流調整部２３を用いているが、これに限ることなく、例えば、位相制御の場合に、検知した導通角の導通区間において電流調整部２３を非導通状態とし、検知した導通角の遮断区間において電流調整部２３を導通状態としてもよい。

また、上記実施形態では、負荷として、照明負荷１２を示しているが、これに限ることなく、例えば、ヒータなど、導通角制御の必要な任意の負荷でよい。上記実施形態では、電源回路として、照明装置１０に用いられる電源回路１４を示しているが、これに限ることなく、導通角制御の必要な負荷に対応する任意の電源回路でよい。

本発明のいくつかの実施形態および実施例を説明したが、これらの実施形態または実施例は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態または実施例は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態または実施例やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

２…交流電源、 ３…調光器、 ４〜８…端子、 １０…照明装置、 １２…照明負荷（負荷）、 １４…電源回路、 １６…照明光源、 ２０…電力変換部、 ２１…制御部、 ２２…制御用電源部、 ２３…電流調整部、 ２４…分岐経路、 ２５…電源供給経路、 ２６…フィルタコンデンサ、 ２７、２８、４４、４５、５１…抵抗、 ３０…整流回路、 ３０ａ〜３０ｄ…端子、 ３２…平滑コンデンサ、 ３４…直流電圧変換部、 ４０…配線部、 ４０ａ、４０ｂ…配線、 ４１〜４３…整流素子、 ４６…コンデンサ、 ４７…ツェナーダイオード、 ４８…半導体素子、 ５２…スイッチング素子

Claims (6)

1. 電源供給経路を介して供給される導通角制御された交流電圧を変換して負荷に供給する電力変換部と、
   前記電源供給経路に電気的に接続された分岐経路を有し、前記電源供給経路を流れる電流の一部を前記分岐経路に流す導通状態と、流さない非導通状態と、を切り替え可能な電流調整部と、
   前記交流電圧の導通角を検知し、検知した前記導通角に応じて前記電力変換部による電圧の変換を制御するとともに、検知した前記導通角に応じて前記電流調整部を制御する制御部と、
   を備え、
   前記制御部は、前記交流電圧の導通角制御が逆位相制御方式であるか否かを判定し、逆位相制御方式であると判定した場合に、検知した前記導通角の導通区間において前記電流調整部を前記非導通状態とし、検知した前記導通角の遮断区間において前記電流調整部を前記導通状態とするとともに、前回検知した前記導通角に基づいて、前記電流調整部を前記非導通状態から前記導通状態に切り替えるタイミングを所定の調整時間だけ早くする電源回路。
2. 前記制御部は、検知した導通角に応じて、前記調整時間を変化させる請求項１記載の電源回路。
3. 前記負荷は、照明光源を含む照明負荷であり、
   前記交流電圧は、調光器から供給され、
   前記制御部は、検知した前記導通角に応じて前記電力変換部と前記電流調整部とを制御することにより、前記調光器の導通角制御に応じて前記照明光源を調光する請求項１又は２に記載の電源回路。
4. 前記電力変換部は、前記交流電圧を整流する整流回路と、整流後の電圧を平滑化して第１直流電圧に変換する平滑コンデンサと、前記第１直流電圧を電圧値の異なる第２直流電圧に変換する直流電圧変換部と、を含み、
   前記電流調整部のグランドは、前記直流電圧変換部の入力側のグランドと共通化され、
   前記制御部のグランドは、前記直流電圧変換部の出力側のグランドと共通化されている請求項１〜３のいずれか１つに記載の電源回路。
5. 前記電源供給経路に電気的に接続された配線部と、前記配線部に流れる電流を調整する半導体素子と、を有し、前記配線部を介して入力される前記交流電圧を変換して前記制御部に供給する制御用電源部を、さらに備え、
   前記半導体素子は、
   第１主電極と、
   前記第１主電極よりも高い電位に設定される第２主電極と、
   前記第１主電極と前記第２主電極との間に電流の流れる第１状態と、前記第１主電極と前記第２主電極との間に流れる電流が前記第１状態よりも小さい第２状態と、を切り替えるための制御電極と、
   を有し、
   前記第２主電極には、前記平滑コンデンサにより平滑されていない電圧が印加され、
   前記制御電極には、前記平滑コンデンサにより平滑された電圧が印加される請求項４記載の電源回路。
6. 照明光源を含む照明負荷と、
   請求項１〜５のいずれか１つに記載の電源回路と、
   を備えた照明装置。

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