JPWO2019082246A1 - 直流電源装置および空気調和機 - Google Patents
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Abstract
Description
その他の手段については、発明を実施するための形態のなかで説明する。
図1は、本発明の実施形態に係る直流電源装置1の構成図である。
図1に示すように、直流電源装置1は、交流電源VSから供給される交流電源電圧Vsを直流電圧Vdに変換し、この直流電圧Vdを負荷H(インバータ、モータなど)に出力するコンバータである。直流電源装置1は、その入力側が交流電源VSに接続され、出力側が負荷Hに接続されている。
直流電源装置1は、リアクトルL1と、平滑コンデンサC1と、MOSFET(Q1,Q2,Q3,Q4)、およびシャント抵抗R1を含むブリッジ整流回路10とを備えている。直流電源装置1は更に、ゲイン制御部12と、交流電圧検出部13と、ゼロクロス判定部14と、負荷検出部15と、昇圧比制御部16と、直流電圧検出部17と、コンバータ制御部18(制御部)とを備えている。
MOSFET(Q3)のソースは、MOSFET(Q4)のドレインに接続されている。MOSFET(Q3)のソースとMOSFET(Q4)のドレインとの接続点P2は、配線hbを介して交流電源VSの一端に接続されている。
MOSFET(Q3,Q4)は、例えばSJ−MOSFET(Super-Junction MOS-FET)である。また、MOSFET(Q1,Q2)は、例えばSJ−MOSFETまたはSiC(Silicon Carbide)−MOSFETである。
平滑コンデンサC1は、MOSFET(Q1,Q2,Q3,Q4)を通して整流された電圧を平滑化して、直流電圧Vdとする。平滑コンデンサC1は、ブリッジ整流回路10の出力側に接続されており、正極側が配線hcに接続され、負極側が配線hdに接続される。
ここで、MOSFET(Q1)は、その内部に寄生ダイオードD11を有している。同様に、MOSFET(Q2)、MOSFET(Q3)、MOSFET(Q4)は、その内部に寄生ダイオードD21、D31、D41を有している。
図9は、電源電圧波形を示す図であり、上から順に、不検出区間、ゼロクロス付近の拡大波形、ノイズが重畳した拡大波形をそれぞれ示す。
図9の不検出区間の図に示すように、ゼロクロス判定後には不検出区間が設けられている。不検出区間は、ゼロクロス判定後、次のゼロクロスが来るであろう数秒先(10msec程度)までの間はゼロクロスをまたぐような電圧があってもノイズと判断してゼロクロス判定を行わない期間である(従来からある仕様)。
図9のゼロクロス付近の拡大波形図に示すように、ゼロクロス判定後、検出した電源電圧の極性と逆の電圧(逆電圧)(すなわち検出した電源電圧の極性と逆の論理)を判定する逆論理判定区間を設ける。逆論理判定区間は、不検出区間内に設けられる期間であり、本実施形態では、ゼロクロス判定後の不検出区間の1/3程度の期間である。ただし、逆論理判定区間を、不検出区間と一致させることも可能である。逆論理判定区間を設けることで、雷サージなどの電源電圧の変動による不正なゼロクロスを判定し除外することができる。
図9のゼロクロス付近の拡大波形図に示すように、逆論理判定区間内でゼロクロス判定直後からの短期間を判定禁止区間として設定する。逆論理判定区間内のはじめの期間は、ノイズが重畳しやすい。例えば、図9のノイズが重畳した拡大波形図に示すように、ゼロクロス付近の逆論理判定区間で電源電圧波形にノイズが乗っている。特に、ゼロクロス判定直後は、電源電圧波形の立上り(立下り)で電源電圧の値が小さいので、ノイズが重畳した場合、このノイズがゼロクロスとなる。このように、ゼロクロス付近は、雷サージでなくとも逆論理判定をしてしまうので、逆電圧の回数を多く検出して、整流側のコンバータ素子が誤ってオフされやすく、この場合には効率的な運転を阻害してしまうことになる。
直流電源装置1は、全波整流を行う場合と、スイッチングによって昇圧を行う場合がある。例えばインバータやモータなどの負荷が大きい場合には、直流電圧Vdを昇圧する必要がある。
スイッチングによる昇圧は、コンバータがアクティブ動作をするモードであり、ブリッジ整流回路10に短絡電流を通流させることで直流電圧Vdの昇圧と力率の改善を行うモードである。
まず、直流電源装置1の全波整流動作について説明する。
交流電源電圧Vsの極性に応じてMOSFET(Q1,Q2,Q3,Q4)をスイッチング制御することにより、同期整流制御を行う。
図2は、交流電源電圧Vsが正の極性の場合において、全波整流を行ったときに回路に流れる電流経路を示す図である。
図2に示すように、交流電源電圧Vsが正の半サイクルの期間では、破線矢印で示す向きに電流が流れる。すなわち電流は、交流電源VS→リアクトルL1→MOSFET(Q1)→平滑コンデンサC1→シャント抵抗R1→MOSFET(Q4)→交流電源VSの順に流れる。このとき、MOSFET(Q1)は常時オン、MOSFET(Q2)は常時オフ状態である。
図3に示すように、交流電源電圧Vsが負の半サイクルの期間では、破線矢印で示す向きに電流が流れる。すなわち、交流電源VS→MOSFET(Q3)→平滑コンデンサC1→シャント抵抗R1→MOSFET(Q2)→リアクトルL1→交流電源VSの順に電流が流れる。このとき、MOSFET(Q2)は常時オン、MOSFET(Q1)は常時オフ状態である。
以上、電源電圧の極性に応じて全波整流を行った場合の電流の流れと、MOSFET(Q1,Q2、Q3、Q4)のスイッチング動作について説明した。
次に、高速スイッチング動作について説明する。
高速スイッチング動作モードでは、あるスイッチング周波数でMOSFET(Q1,Q2)をスイッチング制御して、回路に短絡電流を通流させることで、直流電圧Vdの昇圧と力率の改善を行う。
回路を短絡させた場合の動作について説明する。
交流電源電圧Vsが正のサイクルで全波整流を行った場合の電流の流れは、図2の通りであり、MOSFET(Q1,Q2)の動作については前記した通りである。
図4に示すように、短絡電流ispの経路としては、交流電源VS→リアクトルL1→MOSFET(Q2)→MOSFET(Q4)→交流電源VS、の順である。このとき、リアクトルL1にエネルギが蓄えられ、後に、このエネルギが平滑コンデンサC1に放出されることで、直流電圧Vdが昇圧される。
交流電源電圧Vsが負のサイクルで全波整流を行った場合の電流の流れは、図3の通りであり、MOSFET(Q1,Q2)の動作については前記の通りである。
図5に示すように、電流の経路としては、交流電源VS→MOSFET(Q3)→MOSFET(Q1)→リアクトルL1、の順となる。このときも、前記したようにリアクトルL1にエネルギが蓄えられ、後に、そのエネルギによって直流電圧Vdが昇圧される。以下、動作の説明において、MOSFET(Q1、Q2)を昇圧側コンバータ素子、MOSFET(Q3、Q4)を整流側コンバータ素子と呼ぶ。
<ゼロクロス判定と不検出区間>
図6は、交流電源電圧が乱れた場合に整流側のコンバータ素子に送信する信号を示す図であり、上から順に、乱れが発生した電源電圧信号、ゼロクロス信号、MOSFET(Q3)信号、MOSFET(Q4)信号、MOSFET(Q1)信号、MOSFET(Q2)信号をそれぞれ示す。(Q3)信号および(Q4)信号は、整流側のコンバータ素子のオン信号の波形である。また、MOSFET(Q1)およびMOSFET(Q2)は、動作停止がない。
なお、図6の電源電圧信号の図における破線実線は、電源電圧に乱れがない時の電源電圧の波形である。
図6のゼロクロス信号の図に示すように、直流電源装置1のゼロクロス判定部14(図1参照)は、交流電源の正負が切り替わるゼロクロスを判定する。ここで、ゼロクロス判定直後から所定期間については、不検出区間(図6のゼロクロス信号の矢印参照)を設ける。不検出区間は、ゼロクロス信号判定後に、不要なゼロクロス信号を判定しないようにするものであり、従来から設けられていた。不検出区間を設けることで、意図しない不要なゼロクロス判定を防止している。
図6のゼロクロス信号の図に示すように、ゼロクロス判定後、検出した電源電圧の極性と逆の電圧(逆電圧)を判定する逆論理判定区間を設ける。コンバータ制御部18(図1参照)は、逆論理判定区間内で検出した電源電圧の極性と逆の電圧をX回検出する。
図6の符号○×は、ゼロクロス判定部14(図1参照)が所定タイミング毎(μsオーダ)で行うゼロクロス判定を示す。図6の符号○は、ゼロクロス判定後、逆論理判定区間内で検出した電源電圧の極性と逆の電圧の判定結果(正常)であり、図6の符号×は、逆論理判定区間内で検出した電源電圧の極性と逆の電圧の判定結果(異常)である。ただし、このときのゼロクロスは、電源電圧に重畳したノイズによる不正なゼロクロスの可能性がある。
図6のゼロクロス信号の図に示すように、逆論理判定区間内でゼロクロス判定直後からの短期間を判定禁止区間として設定する。ゼロクロス判定部14は、判定禁止区間ではゼロクロス判定を行わない。または、コンバータ制御部18は、ゼロクロス判定部14が、判定禁止区間で行ったゼロクロス判定結果を無視する(使用しない)。
コンバータ制御部18は、通常時(電源電圧の大きな乱れが発生しない時)、交流電源電圧Vsが負のサイクルでは前記図3に示す全波整流を行う。そして、交流電源電圧Vsが正のサイクルでは前記図4に示す短絡電流を通流させる。
図6の電源電圧信号の図に示すように、雷サージなどで電源電圧に大きな乱れが発生している。図6の例では、電源電圧が正から負に切り替わるときに雷サージの影響を受け、電源電圧の負側において電源電圧の極性が正負に振れる乱れ(t1−t5区間参照)が発生している。すなわち、図6のt1区間では、電源電圧が負側に急峻に振れている。同様に、図6のt2区間では、電源電圧が正側に、図6のt3区間では、電源電圧が負側に、図6のt4区間では、電源電圧が正側に、図6のt5区間では、電源電圧が負側にそれぞれ短時間で急峻に振れている。図6のt1区間は、電源電圧が負であり、本来の極性と同じ負側ではあるものの、過大な電源電圧となっている。図6のt2,t4区間は、本来、負側の極性であるべきところが、正に逆転している。
雷サージのような電源電圧の大きな乱れがない場合、コンバータ制御部18は、電源電圧が負のサイクルである場合の全波整流を行うため、図3に示すMOSFET(Q1,Q2、Q3、Q4)のオンオフを行う。これにより、図3の破線に示す、交流電源VS→MOSFET(Q3)→平滑コンデンサC1→シャント抵抗R1→MOSFET(Q2)→リアクトルL1→交流電源VSの電流経路が形成される。
コンバータ制御部18(マイコン)は、ゼロクロス検出をもとに、図3に示す交流電源電圧Vsの正負の極性と同様の極性、つまり図7中にカッコ書きで示す正負の極性の符号であるとして、全波整流を行うようにMOSFET(Q1,Q2,Q3,Q4)をスイッチングする。
また、電源電圧の乱れによって何度もMOSFETに高電圧がかかってしまうことがあり、この場合には素子の急激な温度上昇をもたらして素子を破壊に至らしめてしまう。さらに、図7および図8に示すように、整流モードと短絡モードのどちらの場合もシャント抵抗R1(電流検出部)を通る電流経路がなくなり、電流検出結果が制御に反映されないことから制御が不安定になってしまい誤動作を起こす可能性がある。
ここでは、図6のMOSFET(Q3)信号の図に示すように、整流側のコンバータ素子(Q3)のオン信号を停止する。整流側のコンバータ素子は、効率を良くするためにオンにしている。このため、整流側のコンバータ素子(Q3)がオフになったとしても、寄生ダイオードを通るため直流電源装置1または空気調和機1000(後記)としては問題なく稼働することができる。
例えば、図6のゼロクロス信号の図に示すように、ゼロクロス判定後の不検出区間中に、検出した方向と逆の論理をX回(例えば図6の符号×が3回目)検出した場合、整流側のコンバータ素子(Q3)をオフにする(図6のMOSFET(Q3)信号の図参照)。
そして、図6のゼロクロス信号の図に示すように、次のゼロクロス判定のときに正常な電源電圧のサイクル(ここでは正のサイクル)の場合、整流側のコンバータ素子(Q4)のオン制御を再開する(図6のMOSFET(Q4)信号の図参照)。
<基本動作>
コンバータ制御部18は、ゼロクロス判定部14の判定後、判定された電圧と逆の電圧を検出した場合に整流側のコンバータ素子をオフにするコンバータ素子保護動作を実行する。
ゼロクロス判定部14の判定後、判定された電圧と逆の電圧を検出した場合に、直ちにコンバータ素子保護動作を実行するようにすれば、整流側のコンバータ素子の破壊をより迅速に防止することができる。例えば、図6のゼロクロス信号の図に示すように、ゼロクロス判定後に検出した方向と逆の論理を1回目で検出した場合、整流側のコンバータ素子(Q3)をオフにすることで、整流側のコンバータ素子の素子破壊を迅速に防止することができる。
ただし、図6の電源電圧信号の図に示すように、雷サージなどによる電源電圧の極性の乱れは、サージの発生状況により不定形であること、電源電圧にはノイズも乗る(図9のゼロクロス付近の拡大波形図参照)ことから、上記逆電圧は不正なゼロクロスである場合もある。整流側のコンバータ素子をオフにすることは、導通損失増加による効率の低下を招くため、上記逆電圧の1回目検出がエラーであった場合に、整流側のコンバータ素子(Q3)をオフしてしまうと、その分の効率の低下を招く。
コンバータ制御部18は、コンバータ素子保護動作が実行され、整流側のコンバータ素子がオフになっている場合、次のゼロクロス判定時に正常な電源の正負動作を検出したとき、整流側のコンバータ素子動作を通常の制御に戻す。例えば、図6のMOSFET(Q3)信号の図に示すように、次のエッジが正常な場合、整流側のコンバータ素子(Q4)の動作を通常の制御に復帰させる。整流側のコンバータ素子(Q4)のオン制御を速やかに再開して効率向上を図ることができる。
昇圧側のコンバータ素子(MOSFET(Q1、Q2))のゲート抵抗定数と比較して、整流側のコンバータ素子(MOSFET(Q3、Q4))のゲート抵抗定数を大きくする。これにより、整流側のコンバータ素子(Q3,Q4)にかかる急激な電圧上昇を防いで、整流側のコンバータ素子(Q3,Q4)の保護を行うことができる。
図10は、本実施形態における空気調和機の室内機、室外機、およびリモコンの正面図である。
図10に示すように、空気調和機1000は、いわゆるルームエアコンであり、室内機100と、室外機200と、リモコンReと、不図示の直流電源装置1(図1参照)とを備えている。室内機100と室外機200とは冷媒配管300で接続され、周知の冷媒サイクルによって、室内機100が設置されている室内を空調する。また、室内機100と室外機200とは、通信ケーブル(図示せず)を介して互いに情報を送受信するようになっている。直流電源装置1は、この室内機100と室外機200とに直流電力を供給する。
高負荷運転とは、例えば「JISB8615-1に記載の過負荷運転条件下での運転」であるが、定格運転よりも更に入力が大きい運転領域であればよい。
中間運転とは、「定格運転の半分の運転能力」のことをいい、JISC9612に記載されている。
負荷に、閾値#1,#2を設けて、かつ機器として空気調和機1000を考えた場合、負荷が小さい中間領域において、直流電源装置1は全波整流を行い、定格運転時には部分スイッチングを行い、必要に応じて高速スイッチングを行う。
定格運転よりも更に負荷が大きい低温暖房運転領域などにおいて、直流電源装置1は高速スイッチングを行い、必要に応じて部分スイッチングを行う。
以上のように、直流電源装置1は、空気調和機1000の運転領域に応じた最適な動作モードに切り替えることで、高効率動作を行いつつ、高調波電流の低減を行うことが可能である。
以上のように直流電源装置1は、負荷の大きさに応じた最適な動作モードに切り替えることで、高効率動作を行いつつ、高調波電流の低減を行うことが可能である。
10 ブリッジ整流回路(整流回路)
11 電流検出部
12 ゲイン制御部
13 交流電圧検出部
14 ゼロクロス判定部(極性検出部)
15 負荷検出部
16 昇圧比制御部
17 直流電圧検出部
18 コンバータ制御部(制御部)
100 室内機
200 室外機
300 冷媒配管
1000 空気調和機
Q1,Q2 MOSFET(第1のスイッチング素子と第2のスイッチング素子)
Q3,Q4 MOSFET(第1のコンバータ素子と第2のコンバータ素子)
Vs 交流電源
L1 リアクトル
C1 平滑コンデンサ
R1 シャント抵抗(電流検出部)
ha,hb,hc,hd 配線
Re リモコン
Claims (9)
- 整流側に設けられたスイッチング素子である第1のコンバータ素子と第2のコンバータ素子、および第1のスイッチング素子と第2のスイッチング素子がブリッジ接続される整流回路と、
交流電源と前記整流回路との間に設けられるリアクトルと、
前記整流回路の出力側に接続され、前記整流回路から印加される電圧を平滑化する平滑コンデンサと、
交流電源の正負が切り替わるゼロクロスを判定するゼロクロス判定部と、
前記ゼロクロス判定部の判定後、判定された電圧と逆の電圧を検出した場合に整流側の前記第1のコンバータ素子と前記第2のコンバータ素子をオフにするコンバータ素子保護動作を実行する制御部と、
を備えることを特徴とする直流電源装置。 - 前記制御部は、ゼロクロス判定後、検出した電源電圧の極性と逆の電圧を判定する逆論理判定区間を設け、
前記逆論理判定区間で、検出した電源電圧の極性と逆の電圧をX(Xは任意の自然数)回検出した場合、整流側の前記第1のコンバータ素子と前記第2のコンバータ素子をオフにする
ことを特徴とする請求項1に記載の直流電源装置。 - 前記制御部は、ゼロクロス判定後、検出した電源電圧の極性と逆の電圧を判定する逆論理判定区間を設け、
前記逆論理判定区間で、検出した電源電圧の電圧と逆の電圧が所定の値以上の場合、整流側の前記第1のコンバータ素子と前記第2のコンバータ素子をオフにする
ことを特徴とする請求項1に記載の直流電源装置。 - 前記制御部は、ゼロクロス判定直後からの短期間を判定禁止区間として設け、
前記判定禁止区間経過後の前記逆論理判定区間で、検出した電源電圧の極性と逆の電圧をX(Xは任意の自然数)回検出した場合、整流側の前記第1のコンバータ素子と前記第2のコンバータ素子をオフにする
ことを特徴とする請求項1に記載の直流電源装置。 - 前記制御部は、前記コンバータ素子保護動作が実行され、整流側の前記第1のコンバータ素子と前記第2のコンバータ素子がオフになっている場合、次のゼロクロス判定時に正常な電源の正負動作を検出したとき、整流側の前記第1のコンバータ素子と前記第2のコンバータ素子の動作をオン制御に復帰させる
ことを特徴とする請求項1に記載の直流電源装置。 - 前記制御部は、前記コンバータ素子保護動作が実行され、整流側の前記第1のコンバータ素子と前記第2のコンバータ素子がオフになっている場合、正常な電源の正負判定を所定回数検出したとき、整流側の前記第1のコンバータ素子と前記第2のコンバータ素子の動作をオン制御に復帰させる
ことを特徴とする請求項1に記載の直流電源装置。 - 整流側の前記第1のコンバータ素子と前記第2のコンバータ素子のゲート抵抗定数は、昇圧側の第1のスイッチング素子と第2のスイッチング素子のゲート抵抗定数よりも大きい
ことを特徴とする請求項1に記載の直流電源装置。 - 前記制御部は、前記交流電源の電圧の極性に同期して前記第1のスイッチング素子と前記第2のスイッチング素子を双方向にスイッチングして負荷に電流を流す同期整流制御を実行するとともに、前記交流電源の半周期間に前記リアクトルを前記交流電源に短絡する回路短絡制御を繰り返し実行する
ことを特徴とする請求項1に記載の直流電源装置。 - 請求項1ないし請求項8のうち何れか1項に記載の直流電源装置を備える
ことを特徴とする空気調和機。
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