JP2020014272A - コンバータ装置、制御信号特定方法及びプログラム - Google Patents

Abstract

【課題】同期整流制御を確実に行うことのできるコンバータ装置を提供する。【解決手段】コンバータ装置は、交流電源から入力される入力電流の電流値を取得する入力電流取得部と、前記入力電流の電流値に基づいて、前記交流電源から出力される交流電圧の半周期について、前記入力電流が流れ始める第１タイミングから流れなくなる第２タイミングまでの第１期間を特定する第１期間特定部と、前記第１タイミングの直前及び前記第２タイミングの直後の少なくとも一方に延長したときの延長した期間と、前記第１期間との総和である第２期間を特定する第２期間特定部と、前記第２期間に基づいて、スイッチング素子をオン状態にする制御信号を特定する制御信号特定部と、を備える。【選択図】図３

Description

本発明は、コンバータ装置、制御信号特定方法及びプログラムに関する。

コンバータ装置は、交流電力を直流電力に変換する装置である。コンバータ装置では、交流電力を直流電力に変換するときの変換効率の向上が求められている。
特許文献１には、関連する技術として、同期整流制御に関する技術が記載されている。

特開２０１８−００７３２８号公報

ところで、コンバータ装置において同期整流制御を行って交流電力から直流電力への変換効率を向上させる場合には、整流を行うブリッジ回路におけるスイッチング素子を切り替えるタイミングの制御が重要であり、スイッチング素子の切り替えタイミングによっては、交流電力から直流電力への変換効率を悪化させる可能性がある。

本発明は、上記の課題を解決することのできるコンバータ装置、制御信号特定方法及びプログラムを提供することを目的としている。

本発明の第１の態様によれば、コンバータ装置は、交流電源から入力される入力電流の電流値を取得する入力電流取得部と、前記入力電流の電流値に基づいて、前記交流電源から出力される交流電圧の半周期について、前記入力電流が流れ始める第１タイミングから流れなくなる第２タイミングまでの第１期間を特定する第１期間特定部と、前記第１タイミングの直前及び前記第２タイミングの直後の少なくとも一方に延長したときの延長した期間と、前記第１期間との総和である第２期間を特定する第２期間特定部と、前記第２期間に基づいて、スイッチング素子をオン状態にする制御信号を特定する制御信号特定部と、を備える。

本発明の第２の態様によれば、第１の態様におけるコンバータ装置は、２つのスイッチング素子を有し、前記交流電源の出力する電力を整流するブリッジ回路と、前記制御信号を適用する前記半周期において、前記２つのスイッチング素子の一方へ前記制御信号を出力する制御信号出力部と、を備えるものであってもよい。

本発明の第３の態様によれば、第１の態様または第２の態様におけるコンバータ装置において、前記第２期間は、前記半周期内にあってもよい。

本発明の第４の態様によれば、第１の態様から第３の態様の何れか１つにおけるコンバータ装置において、前記入力電流の電流値は、前記制御信号が適用される半周期より前の半周期における入力電流の電流値であってもよい。

本発明の第５の態様によれば、第４の態様におけるコンバータ装置において、前記入力電流の電流値は、前記制御信号が適用される半周期の直前の半周期における入力電流の電流値であってもよい。

本発明の第６の態様によれば、第１の態様から第３の態様の何れか１つにおけるコンバータ装置において、前記入力電流の電流値は、過去の複数の半周期における入力電流の電流値の平均値であってもよい。

本発明の第７の態様によれば、第１の態様から第６の態様の何れか１つにおけるコンバータ装置は、前記交流電圧のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出部と、前記ゼロクロス点に基づいて前記半周期の基準となるタイミングを特定する基準特定部と、を備えるものであってもよい。

本発明の第８の態様によれば、第１の態様から第７の態様の何れか１つにおけるコンバータ装置は、前記入力電流に係る物理量に基づいて前記入力電流の電流値を特定する入力電流特定部、を備え、前記入力電流取得部は、前記入力電流特定部が特定した前記電流値を取得するものであってもよい。

本発明の第９の態様によれば、制御信号特定方法は、交流電源から入力される入力電流の電流値を取得することと、前記入力電流の電流値に基づいて、前記交流電源から出力される交流電圧の半周期について、前記入力電流が流れ始める第１タイミングから流れなくなる第２タイミングまでの第１期間を特定することと、前記第１タイミングの直前及び前記第２タイミングの直後の少なくとも一方に延長したときの延長した期間と、前記第１期間との総和である第２期間を特定することと、前記第２期間に基づいて、スイッチング素子をオン状態にする制御信号を特定することと、を含む。

本発明の第１０の態様によれば、プログラムは、コンピュータに、交流電源から入力される入力電流の電流値を取得することと、前記入力電流の電流値に基づいて、前記交流電源から出力される交流電圧の半周期について、前記入力電流が流れ始める第１タイミングから流れなくなる第２タイミングまでの第１期間を特定することと、前記第１タイミングの直前及び前記第２タイミングの直後の少なくとも一方に延長したときの延長した期間と、前記第１期間との総和である第２期間を特定することと、前記第２期間に基づいて、スイッチング素子をオン状態にする制御信号を特定することと、を実行させる。

本発明の実施形態によるコンバータ装置、制御信号特定方法及びプログラムによれば、コンバータ装置において、同期整流制御を確実に行うことができる。

本発明の一実施形態によるモータ駆動装置の構成を示す図である。 本発明の一実施形態における電源電圧、入力電流、制御信号の一例を示す図である。 本発明の一実施形態によるコンバータ制御部の構成を示す図である。 本発明の一実施形態におけるスイッチング素子をオン状態にする期間を説明するための図である。 本発明の一実施形態による制御信号生成部の構成の一例を示す図である。 本発明の一実施形態によるコンバータ制御部の処理フローを示す図である。 本発明の別の実施形態における電源電圧、入力電流、制御信号の一例を示す図である。 少なくとも１つの実施形態に係るコンピュータの構成を示す概略ブロック図である。

＜実施形態＞
以下、図面を参照しながら実施形態について詳しく説明する。
本発明の一実施形態によるモータ駆動装置について説明する。
図１は、本発明の一実施形態によるモータ駆動装置１の構成を示す図である。モータ駆動装置１は、図１に示すように、コンバータ装置２、インバータ装置３、を備える。
コンバータ装置２の第１端子は、交流電源４の第１端子に接続される。コンバータ装置２の第２端子は、交流電源４の第２端子に接続される。コンバータ装置２の第３端子は、インバータ装置３の第１端子に接続される。コンバータ装置２の第４端子は、インバータ装置３の第２端子に接続される。インバータ装置３の第３端子は、モータ５の第１端子に接続される。インバータ装置３の第４端子は、モータ５の第２端子に接続される。インバータ装置３の第５端子は、モータ５の第３端子に接続される。モータ駆動装置１は、交流電源４からの交流電力をコンバータ装置２によって直流電力に変換し、その直流電力をインバータ装置３によって三相交流電力に変換してモータ５に出力する装置である。

交流電源４は、単相の交流電力をコンバータ装置２に供給する。交流電源４は、例えば、図２において電源電圧と記載されている電圧と、図２において入力電流と記載されている電流とをコンバータ装置２に供給する。
モータ５は、インバータ装置３から供給される三相交流電力に応じて回転する。モータ５は、例えば、空気調和機に用いられる圧縮機モータである。

コンバータ装置２は、図１に示すように、整流回路２１、入力電流特定部２２、ゼロクロス検出部２３、コンバータ制御部２４を備える。整流回路２１は、図１に示すように、ブリッジ回路２００、リアクタ２１１、コンデンサ２１６を備える。ブリッジ回路２００は、ダイオード２１２ａ、２１３ａ、コンデンサ２１２ｂ、２１３ｂ、抵抗２１２ｃ、２１３ｃ、スイッチング素子２１４、２１５を備える。
コンバータ装置２は、交流電源４から供給される入力電流の流れる第１期間と、その第１期間の直前及び直後の少なくとも一方へ延びた期間との総和である第２期間において、スイッチング素子２１４または２１５に電流を流すこと（すなわち、同期整流制御を行うこと）により、交流電源４からの交流電力を効率よく直流電力に変換する装置である。コンバータ装置２は、その直流電力をインバータ装置３に出力する。

整流回路２１において、リアクタ２１１の第１端子は、ダイオード２１２ａのアノード、抵抗２１２ｃの第１端子、スイッチング素子２１４の第１端子それぞれに接続される。ダイオード２１２ａのカソードは、コンデンサ２１２ｂの第１端子、ダイオード２１３ａのカソード、コンデンサ２１３ｂの第１端子、コンデンサ２１６の第１端子それぞれに接続される。コンデンサ２１２ｂの第２端子は、抵抗２１３ｃの第２端子に接続される。ダイオード２１３ａのアノードは、抵抗２１３ｃの第１端子、スイッチング素子２１５の第１端子それぞれに接続される。スイッチング素子２１４の第２端子は、スイッチング素子２１５の第２端子、コンデンサ２１６の第２端子それぞれに接続される。リアクタ２１１の第２端子は、整流回路２１の第１端子に接続される。ダイオード２１３ａのアノードは、整流回路２１の第２端子に接続される。ダイオード２１２ａのカソードは、整流回路２１の第３端子に接続される。スイッチング素子２１４の第２端子は、整流回路２１の第４端子に接続される。スイッチング素子２１４の第３端子は、整流回路２１の第５端子に接続される。スイッチング素子２１５の第３端子は、整流回路２１の第６端子に接続される。
なお、ダイオード２１２ａ、コンデンサ２１２ｂ、抵抗２１２ｃから成る回路を第１回路２１２と呼ぶ。また、ダイオード２１３ａ、コンデンサ２１３ｂ、抵抗２１３ｃから成る回路を第２回路２１３と呼ぶ。

整流回路２１の第１端子は、入力電流特定部２２の第１端子、ゼロクロス検出部２３の第１端子それぞれに接続される。整流回路２１の第２端子は、ゼロクロス検出部２３の第２端子に接続される。整流回路２１の第５端子は、コンバータ制御部２４の第１端子に接続される。整流回路２１の第６端子は、コンバータ制御部２４の第２端子に接続される。入力電流特定部２２の第２端子は、コンバータ制御部２４の第３端子に接続される。ゼロクロス検出部２３の第３端子は、コンバータ制御部２４の第４端子に接続される。
整流回路２１の第１端子は、コンバータ装置２の第１端子に接続される。整流回路２１の第２端子は、コンバータ装置２の第２端子に接続される。整流回路２１の第３端子は、コンバータ装置２の第３端子に接続される。整流回路２１の第４端子は、コンバータ装置２の第４端子に接続される。

リアクタ２１１は、昇圧動作を実現するために設けられるリアクタである。
ブリッジ回路２００は、コンバータ制御部２４による制御に基づいて、交流電力を直流電力に整流する。スイッチング素子２１４、２１５それぞれは、例えば、スーパージャンクションＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ−Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ−Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等である。図１は、スイッチング素子２１４、２１５それぞれがスーパージャンクションＭＯＳＦＥＴである場合の例を示している。スイッチング素子２１４、２１５それぞれがスーパージャンクションＭＯＳＦＥＴである場合、スイッチング素子２１４、２１５それぞれにおいて、第１端子はドレインであり、第２端子はソースであり、第３端子はゲートである。スイッチング素子２１４は、図１に示すように、トランジスタ部２１４ａ、ソース−ドレイン間の寄生ダイオード２１４ｂを有する。また、スイッチング素子２１５は、図１に示すように、トランジスタ部２１５ａ、ソース−ドレイン間の寄生ダイオード２１５ｂを有する。

コンデンサ２１６は、ブリッジ回路２００の出力する直流電力を平滑化するコンデンサである。コンデンサ２１６によって、電圧値の変動の少ない直流電圧がコンバータ装置２からインバータ装置３へ供給される。コンデンサ２１６は、例えば、電解コンデンサである。

入力電流特定部２２は、交流電源４からコンバータ装置２へ供給される入力電流の電流値を、交流電源４が出力する交流電圧の周期よりも充分に短い周期ごとに特定する。例えば、入力電流特定部２２は、交流電源４とコンバータ装置２との間に設けられた電流センサを含み、その電流センサの読み取った入力電流の電流値（入力電流に係る物理量の一例）を特定する。また、例えば、入力電流特定部２２は、交流電源４とコンバータ装置２との間に設けられたシャント抵抗を含み、そのシャント抵抗の両端の電位差（入力電流に係る物理量の一例）を抵抗値で除算して電流値を特定するものであってもよい。
入力電流特定部２２は、検出した入力電流の電流値をコンバータ制御部２４に与える。

ゼロクロス検出部２３は、交流電源４が出力する電圧のゼロクロス点を検出する。ゼロクロス点は、交流電源４が出力する電圧がゼロボルトを交差するタイミングを示し、そのタイミングがモータ駆動装置１の処理において基準のタイミングとなる。ゼロクロス検出部２３は、ゼロクロス点の情報を含むゼロクロス信号を生成する。ゼロクロス検出部２３は、ゼロクロス信号をコンバータ制御部２４に出力する。

コンバータ制御部２４は、入力電流特定部２２から入力電流の情報を受ける。コンバータ制御部２４は、スイッチング素子２１４、２１５それぞれのオン状態となる期間とオフ状態となる期間とを制御する。
スイッチング素子２１４、２１５の両方を同時にオン状態にすることはなく、スイッチング素子２１４、２１５の両方をオフ状態にし、または、スイッチング素子２１４をオフ状態かつスイッチング素子２１５をオン状態にする。また、コンバータ制御部２４は、交流電源４の第１端子の電位が第２端子の電位よりも低い場合、スイッチング素子２１４、２１５の両方を同時にオン状態にすることはなく、スイッチング素子２１４、２１５の両方をオフ状態にし、または、スイッチング素子２１４をオン状態かつスイッチング素子２１５をオフ状態にする。

例えば、スイッチング素子２１４、２１５それぞれがスーパージャンクションＭＯＳＦＥＴであり、交流電源４の第１端子の電位が第２端子の電位よりも高く、コンバータ制御部２４がスイッチング素子２１４、２１５の両方をオフ状態にした場合（条件１の場合）、交流電源４の第１端子からリアクタ２１１、第１回路２１２、コンデンサ２１６、寄生ダイオード２１５ｂ、交流電源４の第２端子へと電流が流れて、コンデンサ２１６が充電される。
また、例えば、スイッチング素子２１４、２１５それぞれがスーパージャンクションＭＯＳＦＥＴであり、交流電源４の第１端子の電位が第２端子の電位よりも高く、スイッチング素子２１４がオフ状態かつスイッチング素子２１５がオン状態である場合（条件２の場合）、交流電源４の第１端子からリアクタ２１１、第１回路２１２、コンデンサ２１６、トランジスタ部２１５ａ、交流電源４の第２端子へと電流が流れて、コンデンサ２１６が充電される。
なお、条件２の場合においてトランジスタ部２１５ａのソース−ドレイン間電圧はほぼゼロであるのに対して、条件１の場合における寄生ダイオード２１５ｂでは順方向電圧分の電圧降下が生じる。そのため、コンバータ制御部２４は、交流電源４の第１端子からコンバータ装置２に電流を供給する場合には、スイッチング素子２１５をオフ状態にして寄生ダイオード２１５ｂに電流を流すよりも、スイッチング素子２１５をオン状態にしてトランジスタ部２１５ａに電流を流した方が寄生ダイオード２１５ｂによる順方向電圧の分だけ交流電力から直流電力への変換効率をよくすることができる。

また、スイッチング素子２１４、２１５それぞれがスーパージャンクションＭＯＳＦＥＴであり、交流電源４の第１端子の電位が第２端子の電位よりも低く、コンバータ制御部２４がスイッチング素子２１４、２１５の両方をオフ状態にした場合（条件３の場合）、交流電源４の第２端子から第２回路２１３、コンデンサ２１６、寄生ダイオード２１４ｂ、リアクタ２１１、交流電源４の第１端子へと電流が流れて、コンデンサ２１６が充電される。
また、スイッチング素子２１４、２１５それぞれがスーパージャンクションＭＯＳＦＥＴであり、交流電源４の第１端子の電位が第２端子の電位よりも低く、スイッチング素子２１４がオン状態かつスイッチング素子２１５がオフ状態である場合（条件４の場合）、交流電源４の第２端子から第２回路２１３、コンデンサ２１６、トランジスタ部２１４ａ、リアクタ２１１、交流電源４の第１端子へと電流が流れて、コンデンサ２１６が充電される。
なお、条件４の場合においてトランジスタ部２１４ａのソース−ドレイン間電圧はほぼゼロであるのに対して、条件３の場合における寄生ダイオード２１４ｂでは順方向電圧分の電圧降下が生じる。そのため、コンバータ制御部２４は、交流電源４の第２端子からコンバータ装置２に電流を供給する場合には、スイッチング素子２１４をオフ状態にして寄生ダイオード２１４ｂに電流を流すよりも、スイッチング素子２１４をオン状態にしてトランジスタ部２１４ａに電流を流した方が寄生ダイオード２１４ｂによる順方向電圧の分だけ交流電力から直流電力への変換効率をよくすることができる。

すなわち、本発明の一実施形態によるコンバータ制御部２４は、交流電源４の第１端子からコンバータ装置２に電流を供給する場合に、スイッチング素子２１５をオフ状態にして寄生ダイオード２１５ｂに電流を流すのではなく、スイッチング素子２１５をオン状態にしてトランジスタ部２１５ａに電流を流すことによって交流電力から直流電力への変換効率をよくする制御部である。また、本発明の一実施形態によるコンバータ制御部２４は、交流電源４の第２端子からコンバータ装置２に電流を供給する場合に、スイッチング素子２１４をオフ状態にして寄生ダイオード２１４ｂに電流を流すのではなく、スイッチング素子２１４をオン状態にしてトランジスタ部２１４ａに電流を流すことによって交流電力から直流電力への変換効率をよくする制御部である。

コンバータ制御部２４は、図３に示すように、基準特定部２４１、入力電流取得部２４２、制御信号生成部２４３、記憶部２４４を備える。
基準特定部２４１は、基準となるタイミングを特定する。例えば、基準特定部２４１は、ゼロクロス検出部２３からゼロクロス信号を取得する。基準特定部２４１は、取得したゼロクロス信号の示す基準のタイミングを特定する。基準特定部２４１は、特定した基準のタイミングを制御信号生成部２４３に出力する。

入力電流取得部２４２は、入力電流特定部２２から入力電流の電流値（すなわち、交流電源４からコンバータ装置２へ入力される入力電流の電流値）を、入力電流特定部２２の入力電流の検出タイミングごとに取得する。入力電流取得部２４２は、取得した電流値を制御信号生成部２４３に出力する。

制御信号生成部２４３は、基準特定部２４１から基準のタイミングを取得する。また、制御信号生成部２４３は、入力電流取得部２４２から入力電流の電流値を取得する。制御信号生成部２４３は、基準特定部２４１から取得した基準のタイミングにおける位相を位相θの基準０度とする。そして、制御信号生成部２４３は、位相０度から１８０度までの間オフ状態に制御されているスイッチング素子（スイッチング素子２１４または２１５）を、位相０度から１８０度までの間に入力電流特定部２２が入力電流を検出した第１期間（第１期間において入力電流が流れ始めるタイミングが第１タイミングの一例であり、第１期間において入力電流が流れなくなるタイミングが第２タイミングの一例である）と、その期間の直前及び直後の少なくとも一方に延長した期間との総和である第２期間に、オン状態にする信号を特定する。
例えば、制御信号生成部２４３は、入力電流の電流値がゼロである場合のノイズを入力電流として誤検出しないように、ノイズよりも大きい値の電流しきい値（例えば、図４に示す電流しきい値３アンペア）を予め設定する。制御信号生成部２４３は、入力電流特定部２２から入力電流の電流値を取得する度に、取得した入力電流の電流値とその電流しきい値とを比較する。
制御信号生成部２４３は、比較結果に基づいて、入力電流の電流値が電流しきい値を超えている期間（例えば、図４に示す期間β１）を特定する。入力電流の電流値が電流しきい値を超えている期間β１の値（期間β１の始まりの位相と終わりの位相との位相差）ごとに、入力電流が流れ始めてから流れ終わるまでの期間（例えば、図４に示す期間β２）を特定するため、すなわち第１期間を特定するための位相の補正値であるθ１、θ２を関連付けて、例えば、記憶部２４４が予め記憶する。補正値θ１は、期間を直前へ延長する補正値である。補正値θ２は、期間を直後へ延長する補正値である。制御信号生成部２４３は、比較結果に基づいて、入力電流の電流値が電流しきい値を超えている期間β１があると判定した場合、その期間β１を直前へθ１延長し直後へθ２延長した期間β２に対して、さらに、直前及び直後の少なくとも一方へαだけ延長した期間（図４に示す例では、期間β２に対して、直前及び直後の両方にそれぞれαを延長した期間）を、スイッチング素子をオン状態にする第２期間と特定する。そして、制御信号生成部２４３は、特定した期間にスイッチング素子をオン状態にする信号を特定する。
制御信号生成部２４３は、特定した信号の位相を１８０度遅延させて、次の半周期（制御信号を適用する半周期の一例）の制御信号である第１制御信号としてスイッチング素子（スイッチング素子２１４または２１５）に出力する。また、制御信号生成部２４３は、位相０度から１８０度までの間にオン状態に制御されたスイッチング素子を次の半周期の間オフ状態にする第２制御信号を、その位相０度から１８０度までの間に特定する。そして、制御信号生成部２４３は、次の半周期に特定した第２制御信号を、第１制御信号を出力するスイッチング素子とは別のスイッチング素子（スイッチング素子２１５または２１４）に出力する。
なお、入力電流の検出された第１期間を含む第２期間への延長は、その半周期の期間の始まりが限界となる。また、入力電流の検出された第１期間を含む第２期間への延長は、その半周期の期間の終わりが限界となる。

例えば、位相０度から１８０度までの間に制御信号生成部２４３がスイッチング素子２１５をオン状態にする制御を行い、入力電流特定部２２が図２に示す入力電流を検出した場合、制御信号生成部２４３は、図３に示す入力電流が正の電流値である期間から前後それぞれに位相α分だけ期間を延ばした信号を特定する。そして、制御信号生成部２４３は、生成した信号の位相に対して位相１８０度を加える。すなわち、制御信号生成部２４３は、特定した信号を次の半周期（位相１８０度から３６０度までの期間）におけるスイッチング素子２１４の制御信号とする。制御信号生成部２４３は、位相１８０度から３６０度までの期間にその制御信号をスイッチング素子２１４に出力する。また、制御信号生成部２４３は、スイッチング素子２１５を、位相１８０度から３６０度までの期間オフ状態にする制御信号を特定する。制御信号生成部２４３は、特定した制御信号を位相１８０度から３６０度までの期間にスイッチング素子２１５に出力する。それ以降、制御信号生成部２４３は、図３に示す入力電流が負の電流値である期間についても上記処理と同様の処理を行うことで、半周期ごとに第２期間に基づいて次の半周期の制御信号を特定し、特定した制御信号をスイッチング素子２１４、２１５それぞれに出力する。
制御信号生成部２４３は、第１期間特定部の一例、第２期間特定部の一例、制御信号特定部の一例、制御信号出力部の一例である。すなわち、制御信号生成部２４３は、図５に示すように、第１期間特定部、第２期間特定部、制御信号特定部、制御信号出力部を含む。

第１期間特定部は、入力電流の電流値に基づいて、交流電源４から出力される交流電圧の半周期について、入力電流が流れ始める第１タイミングから流れなくなる第２タイミングまでの第１期間を特定する。
第２期間特定部は、第１タイミングの直前及び第２タイミングの直後の少なくとも一方に延長したときの延長した期間と、第１期間との総和である第２期間を特定する。
制御信号特定部は、第２期間に基づいて、スイッチング素子（例えば、スイッチング素子２１４、２１５）をオン状態にする制御信号を特定する。
制御信号出力部は、制御信号を適用する半周期において、２つのスイッチング素子の一方へ制御信号を出力する。

記憶部２４４は、コンバータ制御部２４が行う処理に必要な種々の情報を記憶する。例えば、記憶部２４４は、入力電流の電流値が電流しきい値を超えている期間β１の値ごとに、入力電流の電流値が流れる始めてから流れ終わるまでの期間（例えば、図４に示す期間β２）、すなわち第１期間を特定するための位相の補正値であるθ１、θ２を関連付けて予め記憶する。

インバータ装置３は、ＩＰＭ（Ｉｎｔｅｌｌｉｇｅｎｔ Ｐｏｗｅｒ Ｍｏｄｕｌｅ）３１、インバータ制御部３２を備える。
ＩＰＭ３１は、インバータ制御部３２による制御に基づいて、直流電力から三相交流電力を生成する。ＩＰＭ３１は、生成した三相交流電力をモータに供給する。ＩＰＭ３１は、例えば、６つのスイッチング素子から成るブリッジ回路である。

インバータ制御部３２は、ＩＰＭ３１を制御する。具体的には、インバータ制御部３２は、ＩＰＭ３１に直流電力から三相交流電力を生成させる。例えば、ＩＰＭ３１が６つのスイッチング素子から成るブリッジ回路である場合、インバータ制御部３２は、６つのスイッチング素子それぞれのオン状態となる期間とオフ状態となる期間とを切り替えることによって、６つのスイッチング素子それぞれに流れる電流を制御することで、ＩＰＭ３１に直流電力から三相交流電力を生成させる。

次に、本発明の一実施形態によるコンバータ制御部２４の処理について説明する。
ここでは、図６に示すコンバータ制御部２４の処理について説明する。
入力電流特定部２２は、交流電源４からコンバータ装置２へ供給される入力電流を、交流電源４が出力する交流電圧の周期よりも充分に短い周期ごとに検出する。入力電流特定部２２は、検出した入力電流の電流値をコンバータ制御部２４に与える。

ゼロクロス検出部２３は、交流電源４が出力する電圧のゼロクロス点を検出する。ゼロクロス検出部２３は、ゼロクロス点の情報を含むゼロクロス信号を生成する。ゼロクロス検出部２３は、ゼロクロス信号をコンバータ制御部２４に出力する。

基準特定部２４１は、ゼロクロス検出部２３からゼロクロス信号を取得する（ステップＳ１）。基準特定部２４１は、取得したゼロクロス信号の示す基準のタイミングを特定する（ステップＳ２）。基準特定部２４１は、特定した基準のタイミングを制御信号生成部２４３に出力する。

入力電流取得部２４２は、入力電流特定部２２から入力電流の電流値を、入力電流特定部２２の入力電流の検出タイミングごとに取得する（ステップＳ３）。入力電流取得部２４２は、取得した電流値を制御信号生成部２４３に出力する。

制御信号生成部２４３は、基準特定部２４１から基準のタイミングを取得する。また、制御信号生成部２４３は、入力電流取得部２４２から入力電流の電流値を取得する。制御信号生成部２４３は、基準特定部２４１から取得した基準のタイミングを位相θの基準０度とする（ステップＳ４）。制御信号生成部２４３は、位相０度から１８０度までの間オフ状態に制御されているスイッチング素子（スイッチング素子２１４または２１５）を、位相０度から１８０度までの間に第２期間に、オン状態にする第１制御信号を特定する（ステップＳ５）。
具体的には、制御信号生成部２４３は、入力電流の電流値がゼロである場合のノイズを入力電流として誤検出しないように、ノイズよりも大きい値の電流しきい値（例えば、図４に示す電流しきい値３アンペア）を予め設定する。制御信号生成部２４３は、入力電流特定部２２から入力電流の電流値を取得する度に、取得した入力電流の電流値とその電流しきい値とを比較する。制御信号生成部２４３は、比較結果に基づいて、入力電流の電流値が電流しきい値を超えている期間（例えば、図４に示す期間β１）を特定する。入力電流の電流値が電流しきい値を超えている期間β１の長さごとに、入力電流が流れ始めてから流れ終わるまでの期間（例えば、図４において期間β２）、すなわち第１期間を特定するための位相の補正値であるθ１、θ２が関連付けられている。補正値θ１は、期間を直前へ延長する補正値である。補正値θ２は、期間を直後へ延長する補正値である。制御信号生成部２４３は、入力電流の電流値が電流しきい値を超えている期間β１を直前へθ１延長し、直後へθ２延長した期間β２に対して、さらに、直前及び直後の少なくとも一方へαだけ延長した期間（図４に示す例では、期間β２に対して、直前及び直後の両方にそれぞれαを延長した期間）を、スイッチング素子をオン状態にする第２期間と特定する。
制御信号生成部２４３は、次の半周期に、特定した第１制御信号をスイッチング素子（スイッチング素子２１４または２１５）に出力する（ステップＳ６）。また、制御信号生成部２４３は、位相０度から１８０度までの間にオン状態に制御されたスイッチング素子を次の半周期の間オフ状態にする第２制御信号を、位相０度から１８０度までの間に特定する（ステップＳ７）。制御信号生成部２４３は、特定した第２制御信号を次の半周期の間にスイッチング素子（スイッチング素子２１５または２１４）に出力する（ステップＳ８）。制御信号生成部２４３は、ステップＳ１に処理を戻す。

以上、本発明の一実施形態によるモータ駆動装置１について説明した。
本発明の一実施形態によるコンバータ装置２において、入力電流取得部２４２は、交流電源４からコンバータ装置２へ入力される入力電流の電流値を取得する。制御信号生成部２４３（第１期間特定部の一例）は、入力電流の電流値に基づいて、交流電源４から出力される交流電圧の半周期について、入力電流が流れ始める第１タイミングから流れなくなる第２タイミングまでの第１期間を特定する。制御信号生成部２４３（第２期間特定部の一例）は、第１タイミングの直前及び第２タイミングの直後の少なくとも一方に延長したときの延長した期間と、第１期間との総和である第２期間を特定する。制御信号生成部２４３（制御信号特定部の一例）は、第２期間に基づいて、スイッチング素子をオン状態にする制御信号を特定する。
こうすることで、モータ駆動装置１のコンバータ装置２は、入力電流の流れる第１期間を含む第２期間に、スイッチング素子２１４または２１５に確実に電流を流す制御（同期整流制御）を行うことができる。そのため、コンバータ装置２は、ダイオードブリッジによって構成された整流回路を用いる場合に比べてダイオードの順方向電圧による電圧降下の分だけ確実に交流電力から直流電力への変換効率をよくすることができる。

なお、本発明の一実施形態では、制御信号生成部２４３は、基準のタイミングから半周期ごとにスイッチング素子２１４または２１５をオフ状態に制御するものとして説明した。しかしながら、本発明の別の実施形態では、制御信号生成部２４３は、基準のタイミングから半周期ごとにスイッチング素子２１４または２１５をオフ状態に制御する代わりに、入力電流を、交流電源４の出力する交流電圧の周期に近づけるとともに、正弦波に近づけるように（すなわち、高調波歪みを所望の歪み率以下にするように）、例えば、図７に示すようなＰＡＭ（Ｐｕｌｓｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御信号を用いたＰＡＭ制御を行うものであってもよい。なお、この場合、制御信号生成部２４３は、入力電流に応じてＰＡＭ制御信号を生成するＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）生成技術を用いればよい。制御信号生成部２４３がＰＡＭ制御を行った場合には、入力電流は、図７において実線によって示される波形から例えば図７において破線によって示される波形になる。その結果、入力電流の歪み率は改善される。なお、入力電流の検出された第１期間の直前への延長による第２期間への延長は、その半周期の期間の始まりが限界となる。また、入力電流の検出された第１期間の直後への延長による第２期間への延長は、その半周期の期間の終わりが限界となる。そのため、ＰＡＭ制御によって入力電流波形が交流電源４の出力する交流電圧の周期と同様の周期まで改善された場合には、制御信号生成部２４３は、入力電流の検出された第１期間から第２期間への延長を行わない。また、同期整流とＰＡＭ制御が同時に行われる場合において、スイッチング素子２１４、２１５の両方が同時にオン状態になる場合があることは、いうまでもない。

なお、本発明の一実施形態では、ブリッジ回路２００は、ダイオード２１２ａを含む第１回路２１２と、ダイオード２１３ａを含む第２回路２１３とを含むものとして説明した。しかしながら、本発明の別の実施形態では、第１回路２１２、第２回路２１３は、スイッチング素子であってもよい。第１回路２１２、第２回路２１３が、スイッチング素子である場合、第１回路２１２、第２回路２１３における電圧降下が改善され、さらに交流電力から直流電力への変換効率が向上する。なお、一般的に、スイッチング素子よりもダイオード、抵抗、コンデンサの方が安価であるという理由により、本発明の一実施形態におけるブリッジ回路２００は、第１回路２１２、第２回路２１３がスイッチング素子である別の実施形態に比べて安価に実現できるという効果が期待できる。

なお、本発明の上記各実施形態では、制御信号生成部２４３は、次の半周期の制御信号を直前の半周期における入力電流に基づいて特定するものとして説明した。しかしながら、本発明の別の実施形態では、制御信号生成部２４３は、直前の半周期の代わりに、直前の半周期より前の半周期（ただし、急激な入力電流の変化がない、すなわち、制御信号を適用するときの入力電流と同様の入力電流であった過去の期間における任意の半周期）における入力電流に基づいて、制御信号を特定するものであってもよい。なお、過去の期間における任意の半周期は、予め実験などを行って入力電流の波形が所定の違いの範囲内となる過去の期間を決定し、決定した期間内の任意の半周期とすればよい。
また、本発明の別の実施形態では、制御信号生成部２４３は、過去の複数の半周期における入力電流の平均電流値に基づいて、制御信号を特定するものであってもよい。

なお、本発明の別の実施形態では、第２期間に対して直前へ延長する期間αと直後へ延長する期間αとは異なる期間であってもよい。また、期間αは０（ゼロ）であってもよい。

なお、本発明の各実施形態における記憶部２４４、その他の記憶装置等は、適切な情報の送受信が行われる範囲においてどこに備えられていてもよい。また、記憶部２４４、その他の記憶装置等は、適切な情報の送受信が行われる範囲において複数存在しデータを分散して記憶していてもよい。

なお、本発明の実施形態における処理は、適切な処理が行われる範囲において、処理の順番が入れ替わってもよい。

本発明の実施形態について説明したが、上述のコンバータ制御部２４、インバータ制御部３２、その他の制御装置は内部に、コンピュータシステムを有していてもよい。そして、上述した処理の過程は、プログラムの形式でコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記憶されており、このプログラムをコンピュータが読み出して実行することによって、上記処理が行われる。コンピュータの具体例を以下に示す。
図８は、少なくとも１つの実施形態に係るコンピュータの構成を示す概略ブロック図である。
コンピュータ５０は、図８に示すように、ＣＰＵ６０、メインメモリ７０、ストレージ８０、インターフェース９０を備える。
例えば、上述のコンバータ制御部２４、インバータ制御部３２、その他の制御装置のそれぞれは、コンピュータ５０に実装される。そして、上述した各処理部の動作は、プログラムの形式でストレージ８０に記憶されている。ＣＰＵ６０は、プログラムをストレージ８０から読み出してメインメモリ７０に展開し、当該プログラムに従って上記処理を実行する。また、ＣＰＵ６０は、プログラムに従って、上述した各記憶部に対応する記憶領域をメインメモリ７０に確保する。

ストレージ８０の例としては、ＨＤＤ（Ｈａｒｄ Ｄｉｓｋ Ｄｒｉｖｅ）、ＳＳＤ（Ｓｏｌｉｄ Ｓｔａｔｅ Ｄｒｉｖｅ）、磁気ディスク、光磁気ディスク、ＣＤ−ＲＯＭ（Ｃｏｍｐａｃｔ Ｄｉｓｃ Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）、ＤＶＤ−ＲＯＭ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｖｅｒｓａｔｉｌｅ Ｄｉｓｃ Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）、半導体メモリ等が挙げられる。ストレージ８０は、コンピュータ５０のバスに直接接続された内部メディアであってもよいし、インターフェース９０または通信回線を介してコンピュータ５０に接続される外部メディアであってもよい。また、このプログラムが通信回線によってコンピュータ５０に配信される場合、配信を受けたコンピュータ５０が当該プログラムをメインメモリ７０に展開し、上記処理を実行してもよい。少なくとも１つの実施形態において、ストレージ８０は、一時的でない有形の記憶媒体である。

また、上記プログラムは、前述した機能の一部を実現してもよい。さらに、上記プログラムは、前述した機能をコンピュータシステムにすでに記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるファイル、いわゆる差分ファイル（差分プログラム）であってもよい。

本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例であり、発明の範囲を限定しない。これらの実施形態は、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の追加、種々の省略、種々の置き換え、種々の変更を行ってよい。

１・・・モータ駆動装置
２・・・コンバータ装置
３・・・インバータ装置
４・・・交流電源
５・・・モータ
２１・・・整流回路
２２・・・入力電流特定部
２３・・・ゼロクロス検出部
２４・・・コンバータ制御部
３１・・・ＩＰＭ
３２・・・インバータ制御部
５０・・・コンピュータ
６０・・・ＣＰＵ
７０・・・メインメモリ
８０・・・ストレージ
９０・・・インターフェース
２００・・・ブリッジ回路
２１１・・・リアクタ
２１２・・・第１回路
２１２ａ、２１３ａ・・・ダイオード
２１２ｂ、２１３ｂ、２１６・・・コンデンサ
２１２ｃ、２１３ｃ・・・抵抗
２１３・・・第２回路
２１４、２１５・・・スイッチング素子
２４１・・・基準特定部
２４２・・・入力電流取得部
２４３・・・制御信号生成部

Claims (10)

1. 交流電源から入力される入力電流の電流値を取得する入力電流取得部と、
   前記入力電流の電流値に基づいて、前記交流電源から出力される交流電圧の半周期について、前記入力電流が流れ始める第１タイミングから流れなくなる第２タイミングまでの第１期間を特定する第１期間特定部と、
   前記第１タイミングの直前及び前記第２タイミングの直後の少なくとも一方に延長したときの延長した期間と、前記第１期間との総和である第２期間を特定する第２期間特定部と、
   前記第２期間に基づいて、スイッチング素子をオン状態にする制御信号を特定する制御信号特定部と、
   を備えるコンバータ装置。
2. ２つのスイッチング素子を有し、前記交流電源の出力する電力を整流するブリッジ回路と、
   前記制御信号を適用する前記半周期において、前記２つのスイッチング素子の一方へ前記制御信号を出力する制御信号出力部と、
   を備える請求項１に記載のコンバータ装置。
3. 前記第２期間は、
   前記半周期内にある、
   請求項１または請求項２に記載のコンバータ装置。
4. 前記入力電流の電流値は、
   前記制御信号が適用される半周期より前の半周期における入力電流の電流値である、
   請求項１から請求項３の何れか一項に記載のコンバータ装置。
5. 前記入力電流の電流値は、
   前記制御信号が適用される半周期の直前の半周期における入力電流の電流値である、
   請求項４に記載のコンバータ装置。
6. 前記入力電流の電流値は、
   過去の複数の半周期における入力電流の電流値の平均値である、
   請求項１から請求項３の何れか一項に記載のコンバータ装置。
7. 前記交流電圧のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出部と、
   前記ゼロクロス点に基づいて前記半周期の基準となるタイミングを特定する基準特定部と、
   を備える請求項１から請求項６の何れか一項に記載のコンバータ装置。
8. 前記入力電流に係る物理量に基づいて前記入力電流の電流値を特定する入力電流特定部、
   を備え、
   前記入力電流取得部は、
   前記入力電流特定部が特定した前記電流値を取得する、
   請求項１から請求項７の何れか一項に記載のコンバータ装置。
9. 交流電源から入力される入力電流の電流値を取得することと、
   前記入力電流の電流値に基づいて、前記交流電源から出力される交流電圧の半周期について、前記入力電流が流れ始める第１タイミングから流れなくなる第２タイミングまでの第１期間を特定することと、
   前記第１タイミングの直前及び前記第２タイミングの直後の少なくとも一方に延長したときの延長した期間と、前記第１期間との総和である第２期間を特定することと、
   前記第２期間に基づいて、スイッチング素子をオン状態にする制御信号を特定することと、
   を含む制御信号特定方法。
10. コンピュータに、
    交流電源から入力される入力電流の電流値を取得することと、
    前記入力電流の電流値に基づいて、前記交流電源から出力される交流電圧の半周期について、前記入力電流が流れ始める第１タイミングから流れなくなる第２タイミングまでの第１期間を特定することと、
    前記第１タイミングの直前及び前記第２タイミングの直後の少なくとも一方に延長したときの延長した期間と、前記第１期間との総和である第２期間を特定することと、
    前記第２期間に基づいて、スイッチング素子をオン状態にする制御信号を特定することと、
    を実行させるプログラム。

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