JPWO2017145242A1 - コンバータ回路、インバータ回路および空気調和機の電力変換装置 - Google Patents

Abstract

コンバータ回路１０１のコンバータ制御回路１４は、コンバータ制御回路１４に設定された第１の目標母線電圧と交流電源１から力率改善回路６へ印加される電源電圧との差分が一定値より小さいとき、第１の目標母線電圧より高い第２の目標母線電圧を設定する。またコンバータ回路１０１のコンバータ制御回路１４は、コンバータ制御回路１４に設定された第１の目標母線電圧とコンバータ回路１０１が停止中にコンバータ制御回路１４の出力側の直流母線に印加される母線電圧との差分が一定値より小さいとき、第１の目標母線電圧より高い第２の目標母線電圧を設定する。

Description

本発明は、リアクトルを介して交流電源から供給される電流をスイッチング制御して力率を改善する力率改善回路と、力率改善回路のオンオフ動作を制御するコンバータ制御回路とを備えたコンバータ回路、インバータ回路および空気調和機の電力変換装置に関するものである。

特許文献１に示される電力変換装置および空気調和装置は、平滑コンデンサが劣化し、またはインバータ負荷が大きくなった場合、出力電圧が入力電圧を下回らないようリップル電圧の大きさに応じて出力電圧の昇圧量を調整する。

特許文献２に示される電力変換装置の非平滑回路では、出力電圧の目標値を一定とした場合、入力電流波形に乱れが生じ入力力率が低下する。そこで出力電圧波形を入力電圧波形と相似な波形に制御することで力率を安定化している。

また従来の直流電源装置では交流電源電圧が下がった場合、コンデンサのリップル電流が増大する。特許文献３に示される直流電源装置は、交流電源電圧の低下に応じて目標直流電圧を低下させることでコンデンサに流れるリップル電流の最大値を低減するように構成されている。

特許文献４に示される制御装置および充電装置は、入力電圧を検出するための電圧検出回路を設けなくとも、回路上の電流センサを使用することで入力電源を推定し力率改善制御を行う。

特開２０１５−８０３１３号公報 特開２０１３−２３３０３９号公報 特開２００８−９９５１０号公報 特開２０１４−６０８４７号公報

従来の室外機に搭載されるインバータ基板では、電源電圧をコンバータ回路にて目標とする電圧まで昇圧動作を行い平滑コンデンサへ充電する。以下では、平滑コンデンサに充電される電圧を母線電圧と称し、昇圧電圧レベルを目標母線電圧と称する。

しかし電源電圧ばらつきにより電源電圧が定格電圧よりも高くなった場合、ユニット停止状態においても平滑コンデンサに充電される電源電圧のピーク値と目標母線電圧との差分が小さくなる。その結果、コンバータ回路で昇圧動作が不要となるため、空気調和機が運転を開始してコンバータが動作を開始した時にコンバータ回路のスイッチングが間欠運転となってしまう。コンバータ回路のスイッチングが間欠運転になると力率が低下し、電流波形の高調波成分が悪化すると共にスイッチング周波数が低下することにより、リアクトルのスイッチング音が人間の可聴域に入り音として聞こえるため、クレームにつながることがある。

この問題に対して特許文献１の技術は、リップル電圧が増加すれば出力電圧の昇圧量を補正することでコンバータ回路のスイッチングが間欠運転に入らないように制御を行っている。しかし特許文献１の技術では、リップル電圧が小さい場合においても母線電圧と目標母線電圧との差分が少ない条件が揃うとコンバータ回路のスイッチングが間欠運転となり力率が悪化する。

特許文献２の技術は、出力電圧の目標値を入力電圧と相似な値にすることで力率改善を図っている。しかし特許文献２の技術は非平滑型のコンバータ回路を対象としており、特許文献２の技術とは異なる平滑型のコンバータ回路において出力電圧を入力電圧と相似にしてしまうと制御が不安定になる。

特許文献３の技術は、平滑コンデンサに流れるリップル電流を減らすために、電源電圧低下に応じて目標直流電圧を減らすことでリップル電流を低減している。しかし特許文献３の技術は、電源電圧が高くなる場合を想定していないだけでなく、電源電圧低下時に目標直流電圧を減らしてしまうとコンバータが間欠運転に入りやすい条件になるため力率が悪化してしまう。

特許文献４の技術は、入力電圧検出回路を使用せずとも電流検出回路により入力電圧を推定し、出力電圧の昇圧レベルを可変することができる。しかし、この方法では入力電圧を推定するシーケンスはコンバータ回路が駆動する以前に行わなくてはならない。そのため、コンバータ動作中に電圧変動が起こった場合にコンバータの出力電圧の目標値を変えることができない。そのため、逐次変化する電源変動に追従することができないためコンバータ回路が間欠運転となり力率が悪化する。

本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、力率低下を抑制すると共にリアクトルから発生する音鳴りを抑制するコンバータ回路を得ることを目的とする。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明のコンバータ回路は、リアクトルを介して交流電源から供給される電流をスイッチング制御して力率を改善する力率改善回路と、力率改善回路のオンオフ動作を制御するコンバータ制御回路とを備えたコンバータ回路であって、コンバータ制御回路は、コンバータ制御回路に設定された第１の目標母線電圧と交流電源から力率改善回路へ印加される電源電圧との差分が一定値より小さいとき、第１の目標母線電圧より高い第２の目標母線電圧を設定することを特徴とする。

本発明によれば、力率低下を抑制すると共にリアクトルから発生する音鳴りを抑制できる、という効果を奏する。

実施の形態に係る空気調和機の電力変換装置の構成図 図１に示すコンバータ回路が通常の動作を行うときに２つのリアクトルのそれぞれに流れる電流の波形を示す図 実施の形態に係る電力変換装置が目標母線電圧を可変制御しない場合の動作を説明するための図 図３（Ｂ）に示す定格電圧よりも高い電源電圧ａが印加されたときのコンバータ動作により２つのリアクトルのそれぞれに流れる電流の波形を示す図 実施の形態に係る電力変換装置が電源電圧検出回路を用いて目標母線電圧を可変制御するときの動作を説明するためのフローチャート 図５のＳ６で計算される目標母線電圧の変化量βと差分Ｖ_ｄｉｆｆとの関係を示す図 目標母線電圧レベルを経時的にステップ状に高める処理を説明するための図 実施の形態に係る電力変換装置が母線電圧検出回路を用いて目標母線電圧可変制御を行うときの動作を説明するためのフローチャート

以下に、本発明の実施の形態に係るコンバータ回路、インバータ回路および空気調和機の電力変換装置を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。

実施の形態．
図１は実施の形態に係る空気調和機の電力変換装置の構成図である。以下では空気調和機の電力変換装置を単に電力変換装置と称する。

交流電源１の電圧を検出する電源電圧検出回路２と、電源電圧検出回路２を介して交流電源１に接続されるダイオードブリッジ３と、ダイオードブリッジ３に接続され２つのリアクトル４，５と力率改善回路６と２つのシャント抵抗７，８と平滑コンデンサ９とコンバータ制御回路１４とを有するコンバータ回路１０１と、直流電力を交流電力に変換し図示しない圧縮機に内蔵されるモータ１３を駆動するインバータ回路１０２とを備える。コンバータ回路１０１およびインバータ回路１０２は、正極側直流母線Ｐおよび負極側直流母線Ｎを介して相互に接続される。

ダイオードブリッジ３は４つのダイオードを組み合わせて構成され全波整流回路である。ダイオードブリッジ３の構成はこれに限定されるものではなく、単方向導通素子であるＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ−Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を組み合わせて構成してもよい。

力率改善回路６は、２つのダイオード２０，２１と２つのＭＯＳＦＥＴ２２，２３とを有する。ダイオード２０およびダイオード２１のカソードは正極側直流母線Ｐに接続される。ＭＯＳＦＥＴ２２のドレインはダイオード２０のアノードに接続され、ＭＯＳＦＥＴ２２のソースはシャント抵抗７の一端に接続される。ＭＯＳＦＥＴ２３のドレインはダイオード２１のアノードに接続され、ＭＯＳＦＥＴ２３のソースはシャント抵抗８の一端に接続される。ＭＯＳＦＥＴ２２およびＭＯＳＦＥＴ２３のゲートにはコンバータ制御回路１４が接続される。

シャント抵抗７およびシャント抵抗８の他端は負極側直流母線Ｎに接続される。

リアクトル４およびリアクトル５の一端はダイオードブリッジ３に接続され、リアクトル４の他端はダイオード２１のアノードとＭＯＳＦＥＴ２３との接続端に接続され、リアクトル５の他端はダイオード２０のアノードとＭＯＳＦＥＴ２２との接続端に接続される。

平滑コンデンサ９は力率改善回路６から出力された電圧を平滑する。平滑コンデンサ９の一端は正極側直流母線Ｐに接続され、平滑コンデンサ９の他端は負極側直流母線Ｎに接続される。

分圧抵抗１０および分圧抵抗１１で構成される直列回路の一端は正極側直流母線Ｐに接続され、当該直列回路の他端は負極側直流母線Ｎに接続される。分圧抵抗１０，１１は平滑コンデンサ９の充電電圧を分圧し、母線電圧検出回路１５で検出可能な電圧範囲に制限する。

インバータ回路１０２は電力半導体素子群１２およびインバータ制御回路１６を有する。

電力半導体素子群１２は図示しない６つのスイッチング素子を有する。正極側直流母線Ｐ側に配置された３つのスイッチング素子が上アームスイッチング素子群を構成し、負極側直流母線Ｎ側に配置された３つのスイッチング素子が下アームスイッチング素子群を構成する。上アームスイッチング素子群と下アームスイッチング素子群との接続端にはモータ１３が接続される。電力半導体素子群１２を構成する６つのスイッチング素子は、ＩＰＭ（Ｉｎｔｅｌｉｇｅｎｔ Ｐｏｗｅｒ Ｍｏｄｕｌｅ）、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、ＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＣＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｔｈｙｒｉｓｔｏｒ）、またはＦＥＴ（Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）といった半導体スイッチである。

電力半導体素子群１２の出力電力で駆動するモータ１３は三相誘導モータまたは三相同期モータである。

また電力変換装置は、正極側直流母線Ｐと負極側直流母線Ｎとの間に接続された２つの分圧抵抗１０，１１と、分圧抵抗１０と分圧抵抗１１との接続端に接続され平滑コンデンサ９が平滑した母線電圧を検出する母線電圧検出回路１５と、電源電圧検出回路２、コンバータ制御回路１４、母線電圧検出回路１５およびインバータ制御回路１６に接続される制御マイコン１７とを備える。

次に電力変換装置の動作を説明する。

交流電源１から出力される交流電圧の実効値またはピーク値が電源電圧検出回路２により検出され、交流電源１から出力される交流電圧がダイオードブリッジ３で全波整流される。

目標母線電圧に関する情報が制御マイコン１７からコンバータ制御回路１４に送信され、コンバータ制御回路１４には当該目標母線電圧が設定される。目標母線電圧が設定されたコンバータ制御回路１４は、平滑コンデンサ９に充電される電圧、すなわち母線電圧が目標母線電圧と一致するようにＭＯＳＦＥＴ２２およびＭＯＳＦＥＴ２３のオンオフ制御を行う。

図２は図１に示すコンバータ回路が通常の動作を行うときに２つのリアクトルのそれぞれに流れる電流の波形を示す図である。実線の波形は、交流電源１の半周期中にＭＯＳＦＥＴ２３がオンオフ動作を複数回行うことによりリアクトル４に流れる電流を表す。点線の波形は、交流電源１の半周期中にＭＯＳＦＥＴ２２がオンオフ動作を複数回行うことによりリアクトル５に流れる電流を表す。

ＭＯＳＦＥＴ２２，２３がオンのタイミングでリアクトル４，５にエネルギーが蓄えられ、ＭＯＳＦＥＴ２２，２３がオフのタイミングでリアクトル４，５に蓄えられたエネルギーがダイオード２０，２１を通り平滑コンデンサ９へ充電される。この動作が繰り返されることにより、平滑コンデンサ９に充電される電圧を目標母線電圧まで昇圧できる。なおＭＯＳＦＥＴ２２，２３のオンオフ時間の制御は、平滑コンデンサ９の充電電圧を母線電圧検出回路１５が検出し、母線電圧検出回路１５で検出された電圧と目標母線電圧とに基づき、コンバータ制御回路１４がスイッチングのデューティーを決定することで行われる。

インバータ制御回路１６の制御により電力半導体素子群１２がスイッチング動作を行い、電力半導体素子群１２から出力される交流電力によりモータ１３の回転数が制御される。制御マイコン１７は電源電圧検出回路２、コンバータ制御回路１４、母線電圧検出回路１５、およびインバータ制御回路１６の各々を制御する。

本実施の形態に係る電力変換装置は、力率低下を抑制すると共にリアクトル４，５から発生する音鳴りを抑制するため、交流電源１の電源電圧が変動して定格電圧よりも高い値になったとき、コンバータ回路１０１が間欠運転となることを防ぐため目標母線電圧を高める制御を行う。本実施の形態では目標母線電圧を変化させる制御を目標母線電圧可変制御と称する。

図３，４を用いて電力変換装置が目標母線電圧可変制御をしない場合の動作を説明した後、図５，６，７，８を用いて目標母線電圧可変制御をする場合の動作を説明する。

図３は実施の形態に係る電力変換装置が目標母線電圧を可変制御しない場合の動作を説明するための図である。図３の縦軸は電圧を表し、横軸は時間を表す。正弦波状の電源電圧ａは電力会社から供給される交流電源１の電圧である。実線の直線で示される平滑コンデンサ充電電圧ｂは平滑コンデンサ９に充電される電圧のピーク値、すなわち母線電圧のピーク値を表す。点線の直線で示される目標母線電圧ｃはコンバータ制御回路１４に設定され、平滑コンデンサ充電電圧ｂの目標値である。

図３（Ａ）には、空気調和機が停止中に電力変換装置の定格電圧以下の電源電圧ａが印加されるときの平滑コンデンサ充電電圧ｂと目標母線電圧ｃとの関係が示される。図３（Ｂ）には、空気調和機に入力される交流電源１が変動して電力変換装置の定格電圧より高い電源電圧ａが印加されるときの平滑コンデンサ充電電圧ｂと目標母線電圧ｃとの関係が示される。

空気調和機が停止中に定格電圧以下の電源電圧ａが印加されると、図３（Ａ）に示すように目標母線電圧ｃと平滑コンデンサ充電電圧ｂとの間に差分が生じる。この状態で空気調和機の運転が開始されてモータ１３が一定の回転数に達すると、コンバータ制御回路１４により昇圧動作が開始され、目標母線電圧ｃまで昇圧された電圧により平滑コンデンサ９が充電される。

目標母線電圧ｃと平滑コンデンサ充電電圧ｂとの間に差分があるため、コンバータ制御回路１４によるスイッチングが間欠運転とならず、リアクトル４，５に流れる電流は、図２に示すようにコンバータ制御回路１４で決められたスイッチング周波数でスイッチングされる。その結果、空気調和機に入力される電流は、リアクトル４，５に流れる電流を足し合わせた波形となり、入力電圧波形と位相が同等となり、力率が改善される。

しかし空気調和機に入力される交流電源１が変動し、定格電圧よりも高い電源電圧ａが印加されると、図３（Ｂ）に示すように目標母線電圧ｃと平滑コンデンサ充電電圧ｂとの間の差分が小さくなる。その結果、交流電源１のピーク電圧付近では、コンバータ制御回路１４が昇圧動作をしなくても、目標母線電圧ｃに近い電圧で平滑コンデンサ９が充電されてしまう。そのためコンバータ回路１０１のスイッチングが間欠運転となりリアクトル４，５に流れる電流は図４に示すような波形になる。

図４は図３（Ｂ）に示す定格電圧よりも高い電源電圧ａが印加されたときのコンバータ動作により２つのリアクトルのそれぞれに流れる電流の波形を示す図である。実線の波形は、交流電源１の半周期中にＭＯＳＦＥＴ２３が間欠動作することによりリアクトル４に流れる電流を表す。点線の波形は、交流電源１の半周期中にＭＯＳＦＥＴ２２が間欠動作することによりリアクトル５に流れる電流を表す。

コンバータ回路１０１のスイッチングが間欠運転になると、リアクトル４，５に流れる電流の波形は正弦波とならず力率が低下する。またコンバータ制御回路１４のスイッチング周波数は通常数十ｋＨｚであるが、間欠運転時には本来のスイッチング周波数よりも低い周波数でスイッチングすることになり、リアクトル４，５のスイッチング音が人間の可聴域に入り、このスイッチング音がユーザーからのクレームにつながる可能性がある。

次に電力変換装置が目標母線電圧を可変制御する場合の動作を説明する。

図５は実施の形態に係る電力変換装置が電源電圧検出回路を用いて目標母線電圧を可変制御するときの動作を説明するためのフローチャートである。なお電源電圧検出回路２の代わりに母線電圧検出回路１５を用いて目標母線電圧可変制御を行うことも可能であり、母線電圧検出回路１５を用いる場合の動作例は後述する。

Ｓ１において空気調和機の運転が開始されると、Ｓ２において交流電源１の電源電圧が電源電圧検出回路２で検出される。

Ｓ３においてコンバータ制御回路１４は、Ｓ２で検出した電源電圧から平滑コンデンサ９に充電される電圧Ｖ_ｄｃを推定する。すなわちコンバータ制御回路１４は電源電圧を平滑コンデンサ９に充電される電圧Ｖ_ｄｃに変換するため、電源電圧検出回路２の検出電圧が実効値Ｖ_ｒｍｓである場合、電圧Ｖ_ｄｃをＶ_ｄｃ＝（Ｖ_ｒｍｓ×√２）−３×Ｖ_ｆで計算する。Ｖ_ｆは、図１に示すダイオードブリッジ３を構成するダイオードの順方向電圧と、力率改善回路６が有する２つのダイオード２０，２１の順方向電圧との双方を表す。電源電圧検出回路２の検出電圧が電圧波形のピーク値Ｖ_ｐｅａｋである場合、電圧Ｖ_ｄｃはＶ_ｄｃ＝Ｖ_ｐｅａｋ−３×Ｖ_ｆで計算してもよい。

Ｓ４においてコンバータ制御回路１４は、Ｓ３で計算されたＶ_ｄｃとＶ_{ｔａｒｇｅｔ}との差分Ｖ_ｄｉｆｆを、Ｖ_ｄｉｆｆ＝Ｖ_{ｔａｒｇｅｔ}−Ｖ_ｄｃで計算する。Ｖ_{ｔａｒｇｅｔ}は制御マイコン１７で予め設定された目標母線電圧である。

Ｓ５においてコンバータ制御回路１４は、Ｓ４で計算された差分Ｖ_ｄｉｆｆと一定値αとを比較する。一定値αは、定格電圧を超える可能性がある電源電圧のピーク値を考慮して設定されるものとする。差分Ｖ_ｄｉｆｆが一定値αよりも小さい場合（Ｓ５，Ｙｅｓ）、Ｓ６においてコンバータ制御回路１４は、Ｖ_{ｔａｒｇｅｔ}＝Ｖ_{ｔａｒｇｅｔ}＿_{ｄｅｆａｕｌｔ}＋βで求めたＶ_{ｔａｒｇｅｔ}を、コンバータ制御回路１４に再設定する。Ｖ_{ｔａｒｇｅｔ}＿_{ｄｅｆａｕｌｔ}は目標母線電圧の初期値、すなわち第１の目標母線電圧である。再設定されるＶ_{ｔａｒｇｅｔ}は第２の目標母線電圧である。

図６は図５のＳ６で計算される目標母線電圧の変化量βと差分Ｖ_ｄｉｆｆとの関係を示す図である。空気調和機運転中に交流電源１の電圧が変動し定格電圧に近くなった場合、コンバータ制御回路１４は、目標母線電圧の変化量βを、図６のような線形の式β＝−Ａ×Ｖ_ｄｉｆｆ＋Ｂで計算する。ＡおよびＢは、コンバータ回路１０１が間欠運転とならないような定数であり、予め試験を行い決定した値である。

なお目標母線電圧Ｖ_{ｔａｒｇｅｔ}がインバータ基板上の部品耐圧を超える値以上となった場合、部品耐圧に対応した電圧γを目標母線電圧Ｖ_{ｔａｒｇｅｔ}の上限としてもよい。インバータ基板はコンバータ回路１０１およびインバータ回路１０２を含む回路を実装した基板であり空気調和機の室外機内部の電気品箱に配置されるものである。

図７は目標母線電圧レベルを経時的にステップ状に高める処理を説明するための図である。Ｓ６において、短時間中に一度の処理で第１の目標母線電圧から第２の目標母線電圧に変化させると、平滑コンデンサ９への充電電圧が急激に上昇し、検出される母線電圧が第２の目標母線電圧をオーバーシュートすることが考えられる。このような母線電圧のオーバーシュートを防ぐため、コンバータ制御回路１４は、図７に示すように第１の目標母線電圧から第２の目標母線電圧までの電圧レベルを経時的にステップ状に高める処理を行う構成を備えてもよい。

本実施の形態に係る第１の目標母線電圧を第２の目標母線電圧に変化させる処理はコンバータ制御回路１４により行われ、第２の目標母線電圧に設定された後にコンバータ制御回路１４が取得した母線電圧はインバータ制御回路１６へフィードバックされる。インバータ制御回路１６は、コンバータ制御回路１４からフィードバックされた母線電圧によりモータ１３の駆動制御定数を調整しても良い。

図５のＳ７においてコンバータ制御回路１４はスイッチングのディーティー比を決定し、Ｓ８においてコンバータ制御回路１４はコンバータ動作開始条件を満たす場合（Ｓ８，Ｙｅｓ）、Ｓ９においてコンバータ動作を開始する。なおコンバータ動作開始条件は、運転開始信号が制御マイコン１７に送られていることと、モータ１３の回転数が異常な値を示していないことと、または電源電圧検出回路２で検出された電圧値が異常な値を示していないこととを例示できる。

上記のＳ１からＳ８までの動作により、平滑コンデンサ９に充電される電圧が高くなり、目標母線電圧ｃと平滑コンデンサ充電電圧ｂとの間に一定値以上の差分ができる。そのためコンバータ制御回路１４が間欠運転になることを防ぐことができる。

なお空気調和機運転中に交流電源１が変動した場合に備え、Ｓ１０においてコンバータ制御回路１４は、目標母線電圧可変制御、すなわちＳ２からＳ７までの動作を定期的に実行し、その時の電圧レベルに応じて目標母線電圧を可変する。目標母線電圧可変制御を実行するタイミングは、タイマーが一定時刻となったときに実行することでもよいし、電源電圧変動があった場合のみ目標母線電圧可変制御を割り込み処理することでもよい。

Ｓ５において、交流電源１の電圧が定格電圧に戻ることにより差分Ｖ_ｄｉｆｆが一定値αよりも大きくなった場合（Ｓ５，Ｎｏ）、Ｓ１１においてコンバータ制御回路１４は、目標母線電圧Ｖ_{ｔａｒｇｅｔ}をＶ_{ｔａｒｇｅｔ}＝Ｖ_{ｔａｒｇｅｔ}＿_{ｄｅｆａｕｌｔ}で計算し、目標母線電圧を初期値に戻すこともできる。Ｓ１１の計算の後はＳ７の処理が行われる。

Ｓ８においてコンバータ制御回路１４はコンバータ動作開始条件を満たさない場合（Ｓ８，Ｎｏ）、Ｓ１２においてコンバータを停止させ、再びＳ８の処理を行う。

図８は実施の形態に係る電力変換装置が母線電圧検出回路を用いて目標母線電圧可変制御を行うときの動作を説明するためのフローチャートである。

Ｓ１−１において空気調和機の運転が開始されると、Ｓ１−２においてコンバータ制御回路１４は、母線電圧検出回路１５で検出された電圧を用いて平滑コンデンサ９に充電される電圧Ｖ_ｄｃをＶ_ｄｃ＝Ｖ_ｐｅａｋ−３×Ｖ_ｆで計算する。

Ｓ１−３においてコンバータ制御回路１４は、Ｓ１−２で計算されたＶ_ｄｃとＶ_{ｔａｒｇｅｔ}との差分Ｖ_ｄｉｆｆを、Ｖ_ｄｉｆｆ＝Ｖ_{ｔａｒｇｅｔ}−Ｖ_ｄｃで計算する。

Ｓ１−４においてコンバータ制御回路１４は、Ｓ１−３で計算された差分Ｖ_ｄｉｆｆと一定値αとを比較する。差分Ｖ_ｄｉｆｆが一定値αよりも小さい場合（Ｓ１−４，Ｙｅｓ）、Ｓ１−５においてコンバータ制御回路１４は、Ｖ_{ｔａｒｇｅｔ}＝Ｖ_{ｔａｒｇｅｔ}＿_{ｄｅｆａｕｌｔ}＋βで求めたＶ_{ｔａｒｇｅｔ}を、コンバータ制御回路１４に再設定する。Ｖ_{ｔａｒｇｅｔ}＿_{ｄｅｆａｕｌｔ}は目標母線電圧の初期値、すなわち第１の目標母線電圧である。再設定されるＶ_{ｔａｒｇｅｔ}は第２の目標母線電圧である。

Ｓ１−５で計算される目標母線電圧の変化量βと差分Ｖ_ｄｉｆｆとの関係は図６に示される通りであり、コンバータ制御回路１４は、目標母線電圧の変化量βをβ＝−Ａ×Ｖ_ｄｉｆｆ＋Ｂで計算する。

なお前述した母線電圧のオーバーシュートを防ぐため、Ｓ１−５において、コンバータ制御回路１４は、図７に示すように第１の目標母線電圧から第２の目標母線電圧までの電圧レベルを経時的にステップ状に高める処理を行う構成を備えてもよい。

図８のＳ１−６においてコンバータ制御回路１４はディーティー比を決定し、Ｓ１−７においてコンバータ制御回路１４はコンバータ動作開始条件を満たす場合（Ｓ１−７，Ｙｅｓ）、Ｓ１−８においてコンバータ動作を開始する。

上記のＳ１−１からＳ１−７までの動作により、平滑コンデンサ９に充電される電圧が高くなり、目標母線電圧ｃと平滑コンデンサ充電電圧ｂとの間に一定値以上の差分ができる。そのためコンバータ制御回路１４が間欠運転になることを防ぐことができる。

Ｓ１−４において、交流電源１の電圧が定格電圧に戻ることにより差分Ｖ_ｄｉｆｆが一定値αよりも大きくなった場合（Ｓ１−４，Ｎｏ）、Ｓ１−９においてコンバータ制御回路１４は、目標母線電圧Ｖ_{ｔａｒｇｅｔ}をＶ_{ｔａｒｇｅｔ}＝Ｖ_{ｔａｒｇｅｔ}＿_{ｄｅｆａｕｌｔ}で計算し、目標母線電圧を初期値に戻すこともできる。Ｓ１−９の計算の後はＳ１−６の処理が行われる。

Ｓ１−７においてコンバータ制御回路１４はコンバータ動作開始条件を満たさない場合（Ｓ１−７，Ｎｏ）、Ｓ１−１０においてコンバータを停止させ、再びＳ１−７の処理を行う。

なお図８に示すように母線電圧検出回路１５を用いて平滑コンデンサ９へ充電される電源電圧ピーク値を算出した場合、ユニット運転中ではコンバータ制御回路１４により平滑コンデンサ９の電圧が目標母線電圧に昇圧されるため、母線電圧検出回路１５による電圧取得はコンバータ回路１０１が停止しているタイミングで行われる。

以上に説明したように本実施の形態に係るコンバータ回路は、リアクトルを介して交流電源から供給される電流をスイッチング制御して力率を改善する力率改善回路と、力率改善回路のオンオフ動作を制御するコンバータ制御回路とを備えたコンバータ回路であって、コンバータ制御回路は、コンバータ制御回路に設定された第１の目標母線電圧と交流電源から力率改善回路へ印加される電源電圧との差分が一定値より小さいとき、第１の目標母線電圧より高い第２の目標母線電圧を設定する。また本実施の形態に係るコンバータ回路のコンバータ制御回路は、コンバータ制御回路に設定された第１の目標母線電圧とコンバータ回路が停止中にコンバータ制御回路の出力側の直流母線に印加される母線電圧との差分が一定値より小さいとき、第１の目標母線電圧より高い第２の目標母線電圧を設定する。

この構成により、交流電源の電圧が変動し定格電圧に対して高電圧になったとしても、力率改善回路が間欠運転となることを防止でき、力率低下とリアクトルからの音鳴りとを抑制できる。

また本実施の形態に係る空気調和機の電力変換装置によれば、例えば室外機のインバータ基板に本実施の形態に係るコンバータ回路が設けられている場合、空気調和機の室外機に供給される電源電圧が変動し定格電圧に対して高電圧になったとしても、リアクトルからの音鳴りを抑制できるため、リアクトルに起因して室外機から発生する騒音を防止できる。

以上の実施の形態に示した構成は、本発明の内容の一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。

１ 交流電源、２ 電源電圧検出回路、３ ダイオードブリッジ、４，５ リアクトル、６ 力率改善回路、７，８ シャント抵抗、９ 平滑コンデンサ、１０，１１ 分圧抵抗、１２ 電力半導体素子群、１３ モータ、１４ コンバータ制御回路、１５ 母線電圧検出回路、１６ インバータ制御回路、１７ 制御マイコン、２０，２１ ダイオード、２２，２３ ＭＯＳＦＥＴ、１０１ コンバータ回路、１０２ インバータ回路。

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明のコンバータ回路は、リアクトルを介して交流電源から供給される電流をスイッチング制御して力率を改善する力率改善回路と、力率改善回路のオンオフ動作を制御するコンバータ制御回路とを備えたコンバータ回路であって、コンバータ制御回路は、コンバータ制御回路に設定された第１の目標母線電圧と交流電源から力率改善回路へ印加され前記第１の目標母線電圧より低い電源電圧との差分が一定値より小さいとき、第１の目標母線電圧より高い第２の目標母線電圧を設定することを特徴とする。

Claims (5)

1. リアクトルを介して交流電源から供給される電流をスイッチング制御して力率を改善する力率改善回路と、前記力率改善回路のオンオフ動作を制御するコンバータ制御回路とを備えたコンバータ回路であって、
   前記コンバータ制御回路は、
   前記コンバータ制御回路に設定された第１の目標母線電圧と前記交流電源から前記力率改善回路へ印加される電源電圧との差分が一定値より小さいとき、前記第１の目標母線電圧より高い第２の目標母線電圧を設定することを特徴とするコンバータ回路。
2. リアクトルを介して交流電源から供給される電流をスイッチング制御して力率を改善する力率改善回路と、前記力率改善回路のオンオフ動作を制御するコンバータ制御回路とを備えたコンバータ回路であって、
   前記コンバータ制御回路は、
   前記コンバータ制御回路に設定された第１の目標母線電圧と前記コンバータ回路が停止中に前記コンバータ制御回路の出力側の直流母線に印加される母線電圧との差分が一定値より小さいとき、前記第１の目標母線電圧より高い第２の目標母線電圧を設定することを特徴とするコンバータ回路。
3. 前記コンバータ制御回路は、
   前記第１の目標母線電圧から前記第２の目標母線電圧までの電圧レベルを経時的にステップ状に高めることを特徴とする請求項１または請求項２に記載のコンバータ回路。
4. 請求項１から請求項３の何れか一項に記載のコンバータ回路に接続され、前記コンバータ制御回路が前記第２の目標母線電圧を設定した後、前記コンバータ制御回路の出力側の直流母線に印加される母線電圧を用いてモータの駆動制御定数を調整することを特徴とするインバータ回路。
5. 請求項１から請求項３の何れか一項に記載のコンバータ回路を備えたことを特徴とする空気調和機の電力変換装置。

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