WO2017078115A1 - 力率改善装置、双方向ａｃ／ｄｃ変換装置及びコンピュータプログラム - Google Patents

Abstract

コンデンサに無効電流が流れる回路を介して入力される交流電圧をスイッチングして直流電圧に変換するコンバータによるスイッチングを制御して上記回路込みの力率を改善する力率改善装置であって、前記コンバータに入力される交流電圧の大きさ及び前記コンデンサの容量に基づいて前記無効電流の大きさを算出し、算出した大きさと、前記コンバータに入力される交流電流の大きさ又は前記コンバータから出力される直流電力の大きさとに基づいて、前記交流電圧に対する前記交流電流の遅れ位相の目標値を算出し、算出した目標値に基づいて、前記スイッチングの位相を遅らせるための操作量を算出する。

Description

力率改善装置、双方向ＡＣ／ＤＣ変換装置及びコンピュータプログラム

　本発明は、力率改善装置、双方向ＡＣ／ＤＣ変換装置及びコンピュータプログラムに関する。
　本出願は、２０１５年１１月　６日出願の日本出願第２０１５－２１８４５７号に基づく優先権を主張し、前記日本出願に記載された全ての記載事項を援用するものである。

　家庭用の商用電源から供給された交流電圧を直流電圧に変換するＡＣ／ＤＣ変換装置を搭載し、該ＡＣ／ＤＣ変換装置にて変換された直流電圧でバッテリを充電するプラグインハイブリッド車（ＰＨＥＶ：Ｐｌｕｇ－ｉｎ　Ｈｙｂｒｉｄ　Ｅｌｅｃｔｒｉｃ　Ｖｅｈｉｃｌｅ）、電気自動車（Ｅｖ：Ｅｌｅｃｔｒｉｃ　Ｖｅｈｉｃｌｅ）等の電動車両が普及している。

　近年、プラグインハイブリッド車、電気自動車等の電動車両のバッテリを災害用又は非常用電源として利用することが期待されている。バッテリを非常用電源として利用するためには、交流電圧から直流電圧への変換と、直流電圧から交流電圧への変換とを双方向に行う必要がある。

　例えば特許文献１には、ＡＣ電源からの交流電圧及びバッテリからの直流電圧を双方向に変換する充電器制御システム（双方向ＡＣ／ＤＣ変換装置に相当）が開示されている。この充電器制御システムは、バッテリ充電時及び放電時の夫々において、力率改善機能を有するＰＦＣ（Ｐｏｗｅｒ　Ｆａｃｔｏｒ　Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）回路と、該ＰＦＣ回路に縦続接続された絶縁型の双方向のＤＣ／ＤＣコンバータとを備えている。

　ＤＣ／ＤＣコンバータは、トランスの一次側及び二次側に設けられた２つのフルブリッジ回路を備えており、各フルブリッジ回路がＤＣ／ＡＣインバータ及び整流回路として機能する。具体的には、バッテリの充電時に、ＰＦＣ回路側及びバッテリ側夫々のフルブリッジ回路が、ＤＣ／ＡＣインバータ及び整流回路として機能し、バッテリの放電時に、バッテリ側及びＰＦＣ回路側夫々のフルブリッジ回路が、ＤＣ／ＡＣインバータ及び整流回路として機能する。

　特許文献１に開示された類のＡＣ／ＤＣ変換装置では、ＰＦＣ回路及びＤＣ／ＤＣコンバータの回路損失の和によって全体の変換効率が定まる。そこで、特許文献１に記載された充電器制御システムでは、システム全体の変換効率を最適化するために、バッテリの充電時及び放電時の夫々について、ＰＦＣ回路が出力及び入力すべき直流電圧を最適化する構成を備えているが、力率改善（ＰＦＣ）そのものについては公知技術の範囲内で説明されている。

特開２０１３－２４７８１７号公報

　本発明の一態様に係る力率改善装置は、コンデンサに無効電流が流れる回路を介して入力される交流電圧をスイッチングして直流電圧に変換するコンバータと、該コンバータによるスイッチングを制御して前記回路に入力される交流電力の力率を改善する制御部とを備える力率改善装置であって、前記コンバータに入力される交流電圧の大きさを検出する電圧検出部と、前記コンバータに入力される交流電流の大きさ又は前記コンバータから出力される直流電力の大きさを検出する検出部とを備え、前記制御部は、前記電圧検出部で検出した大きさ及び前記コンデンサの容量に基づいて、前記交流電圧よりもπ／２進んだ位相で前記回路に流れる無効電流の大きさを算出する第１算出部と、該第１算出部で算出した大きさ及び前記検出部で検出した大きさに基づいて、前記交流電圧に対する前記交流電流の遅れ位相の目標値を算出する第２算出部と、該第２算出部で算出した目標値に基づいて、前記スイッチングの位相を遅らせるための操作量を算出する第３算出部とを有する。

　本発明の一態様に係る力率改善装置は、コンデンサに無効電流が流れる回路を介して入力される交流電圧を全波整流した脈流電圧をスイッチングして直流電圧に変換するコンバータと、該コンバータによるスイッチングを制御して前記回路に入力される交流電力の力率を改善する制御部とを備える力率改善装置であって、前記コンバータに入力される脈流電圧の大きさを検出する電圧検出部と、前記コンバータに入力される脈流電流の大きさ又は前記コンバータから出力される直流電力の大きさを検出する検出部とを備え、前記制御部は、前記電圧検出部で検出した大きさ及び前記コンデンサの容量に基づいて、前記交流電圧よりもπ／２進んだ位相で前記回路に流れる無効電流の大きさを算出する第１算出部と、該第１算出部で算出した大きさ及び前記検出部で検出した大きさに基づいて、前記脈流電圧に対する前記脈流電流の遅れ位相の目標値を算出する第２算出部と、該第２算出部で算出した目標値に基づいて、前記スイッチングの位相を遅らせるための操作量を算出する第３算出部とを有する。

　本発明の一態様に係る双方向ＡＣ／ＤＣ変換装置は、上述の力率改善装置と、直流電圧を双方向に変換するＤＣ／ＤＣコンバータとを備え、前記力率改善装置は、前記コンバータにフルブリッジ回路を有して交流電圧及び直流電圧を双方向に変換する。

　本発明の一態様に係るコンピュータプログラムは、コンデンサに無効電流が流れる回路を介して入力される交流電圧をスイッチングして直流電圧に変換するコンバータと、該コンバータに入力される交流電流の大きさ又は前記コンバータから出力される直流電力の大きさを検出する検出部と、前記コンバータに入力される交流電圧の大きさを検出する電圧検出部と、該コンバータによるスイッチングを制御して前記回路に入力される交流電力の力率を改善する制御部とを備える力率改善装置における前記制御部で実行可能なコンピュータプログラムであって、前記制御部を、前記電圧検出部で検出した大きさ及び前記コンデンサの容量に基づいて、前記交流電圧よりもπ／２進んだ位相で前記回路に流れる無効電流の大きさを算出する第１算出部、該第１算出部で算出した大きさ及び前記検出部で検出した大きさに基づいて、前記入力電圧に対する前記入力電流の遅れ位相の目標値を算出する第２算出部、並びに該第２算出部で算出した目標値に基づいて、前記スイッチングの位相を遅らせるための操作量を算出する第３算出部として機能させる。

　なお、本願は、このような特徴的な処理部を備える力率改善装置及び双方向ＡＣ／ＤＣ変換装置として実現したり、係る特徴的な処理部をコンピュータに実行させるためのコンピュータプログラムとして実現したりすることができるだけでなく、係る特徴的な処理をステップとする力率改善方法として実現することができる。また、力率改善装置及び双方向ＡＣ／ＤＣ変換装置の一部又は全部を半導体集積回路として実現したり、力率改善装置及び双方向ＡＣ／ＤＣ変換装置を含むその他のシステムとして実現したりすることができる。

本発明の実施の形態１に係る双方向ＡＣ／ＤＣ変換装置の構成例を示す回路図である。 力率改善装置に入力される交流電圧及び交流電流とコンバータによるスイッチングのタイミングとを模式的に示す説明図である。 本発明の実施の形態１に係る力率改善装置でスイッチングを遅延させる操作量を算出するＤＳＰの処理手順を示すフローチャートである。 操作量算出のサブルーチンに係るＤＳＰの処理手順を示すフローチャートである。 本発明の実施の形態１に係る双方向ＡＣ／ＤＣ変換装置で出力電力に対する力率の変化を示す図表である。 本発明の実施の形態１に係る双方向ＡＣ／ＤＣ変換装置で出力電力に対する全高調波歪の変化を示す図表である。 本発明の実施の形態２に係る力率改善装置でスイッチングを遅延させる操作量を算出するＤＳＰの処理手順を示すフローチャートである。 本発明の実施の形態３に係る力率改善装置でスイッチングを遅延させる操作量を設定するＤＳＰの処理手順を示すフローチャートである。 本発明の実施の形態４に係る双方向ＡＣ／ＤＣ変換装置で補正電流の大きさを算出するＤＳＰの処理手順を示すフローチャートである。 本発明の実施の形態４に係る双方向ＡＣ／ＤＣ変換装置で出力電力に対する力率の変化を示す図表である。 本発明の実施の形態４に係る双方向ＡＣ／ＤＣ変換装置で出力電力に対する全高調波歪の変化を示す図表である。 本発明の実施の形態５に係る力率改善装置の構成例を示す回路図である。

［本発明が開示しようとする課題］
　しかしながら、特許文献１に開示された技術では、例えばバッテリの充電動作時にＰＦＣ回路に入力される交流電圧及び交流電流が、交流電力の入力側に介装されたフィルタ回路とＰＦＣ回路との間に接続されているＡＣ電圧センサ及びＡＣ電流センサで検出されるため、フィルタ回路内でコンデンサに分流する進み位相の電流による無効電力がＰＦＣ回路で打ち消されないという問題があった。

　本発明は斯かる事情に鑑みてなされたものであり、その目的とするところは、交流電力の入力側に介装された回路内でコンデンサに分流する電流による無効電力を含めたトータルの交流電力の力率を改善することが可能な力率改善装置、該力率改善装置を備える双方向ＡＣ／ＤＣ変換装置及びコンピュータプログラムを提供することにある。

［本発明の効果］
　本願の開示によれば、交流電力の入力側に介装された回路内でコンデンサに分流する電流による無効電力を含めたトータルの交流電力の力率を改善することが可能となる。

［本発明の実施形態の説明］
　最初に本発明の実施態様を列記して説明する。なお、以下に記載する実施形態の少なくとも一部を任意に組み合わせてもよい。

（１）本発明の一態様に係る力率改善装置は、コンデンサに無効電流が流れる回路を介して入力される交流電圧をスイッチングして直流電圧に変換するコンバータと、該コンバータによるスイッチングを制御して前記回路に入力される交流電力の力率を改善する制御部とを備える力率改善装置であって、前記コンバータに入力される交流電圧の大きさを検出する電圧検出部と、前記コンバータに入力される交流電流の大きさ又は前記コンバータから出力される直流電力の大きさを検出する検出部とを備え、前記制御部は、前記電圧検出部で検出した大きさ及び前記コンデンサの容量に基づいて、前記交流電圧よりもπ／２進んだ位相で前記回路に流れる無効電流の大きさを算出する第１算出部と、該第１算出部で算出した大きさ及び前記検出部で検出した大きさに基づいて、前記交流電圧に対する前記交流電流の遅れ位相の目標値を算出する第２算出部と、該第２算出部で算出した目標値に基づいて、前記スイッチングの位相を遅らせるための操作量を算出する第３算出部とを有する。

　本願にあっては、交流電圧の入力側に介装された回路内のコンデンサに進み位相の無効電流が分流しており、上記回路を介して入力される交流電圧をコンバータがスイッチング素子を用いてスイッチングして直流電圧に変換する際に、上記回路に入力される交流電力の力率を制御部が改善する。制御部は、コンバータに入力される交流電圧の大きさと上記回路内のコンデンサの容量とに基づき、交流電圧に対してπ／２の進み位相でコンデンサに流れる無効電流の大きさを第１算出部で算出し、算出した無効電流の大きさとコンバータに入力される交流電流の大きさ又はコンバータから出力される直流電力の大きさとに基づいて、この交流電流が上記進み位相の無効電流と相殺する遅れ位相の電流となるように制御するために、交流電流の遅れ位相の目標値を第２算出部で算出し、算出した目標値に基づいて、コンバータのスイッチング素子をオン及びオフに駆動する位相を遅らせるための操作量を第３算出部で算出する。
　これにより、コンバータに入力される交流電圧及び交流電流夫々の大きさ、又は入力される交流電圧及び出力される直流電力夫々の大きさと、上記コンデンサの容量とに応じて、コンデンサに分流する進み位相の無効電流を打ち消すべくコンバータのスイッチング素子のオン／オフ位相を遅らせるための操作量が算出され、算出された操作量に応じて、コンバータに入力される交流電流の位相の遅れ量が制御される。

（２）本発明の一態様に係る力率改善装置は、コンデンサに無効電流が流れる回路を介して入力される交流電圧を全波整流した脈流電圧をスイッチングして直流電圧に変換するコンバータと、該コンバータによるスイッチングを制御して前記回路に入力される交流電力の力率を改善する制御部とを備える力率改善装置であって、前記コンバータに入力される脈流電圧の大きさを検出する電圧検出部と、前記コンバータに入力される脈流電流の大きさ又は前記コンバータから出力される直流電力の大きさを検出する検出部とを備え、前記制御部は、前記電圧検出部で検出した大きさ及び前記コンデンサの容量に基づいて、前記交流電圧よりもπ／２進んだ位相で前記回路に流れる無効電流の大きさを算出する第１算出部と、該第１算出部で算出した大きさ及び前記検出部で検出した大きさに基づいて、前記脈流電圧に対する前記脈流電流の遅れ位相の目標値を算出する第２算出部と、該第２算出部で算出した目標値に基づいて、前記スイッチングの位相を遅らせるための操作量を算出する第３算出部とを有する。

　本願にあっては、交流電圧の入力側に介装された回路内のコンデンサに進み位相の無効電流が分流しており、上記回路を介して入力される交流電圧を全波整流した脈流電圧をコンバータがスイッチング素子を用いてスイッチングして直流電圧に変換する際に、上記回路に入力される交流電力の力率を制御部が改善する。制御部は、コンバータに入力される脈流電圧の大きさと上記回路内のコンデンサの容量とに基づき、交流電圧に対してπ／２の進み位相でコンデンサに流れる無効電流の大きさを第１算出部で算出し、算出した無効電流の大きさと、コンバータに入力される脈流電流の大きさ又は前記コンバータから出力される直流電力の大きさとに基づいて、この脈流電流が上記進み位相の無効電流と相殺する遅れ位相の電流となるように制御するために、脈流電流の遅れ位相の目標値を第２算出部で算出し、算出した目標値に基づいて、コンバータのスイッチング素子をオン及びオフに駆動する位相を遅らせるための操作量を第３算出部で算出する。
　これにより、コンバータに入力される脈流電圧及び脈流電流夫々の大きさ、又は入力される脈流電圧及び出力される直流電力夫々の大きさと、上記コンデンサの容量とに応じて、コンデンサに分流する進み位相の無効電流を打ち消すべくコンバータのスイッチング素子のオン／オフ位相を遅らせるための操作量が算出され、算出された操作量に応じてコンバータに入力される脈流電流の位相の遅れ量が制御される。
（３）前記第３算出部は、前記検出部で検出した大きさが基準値より小さいほど低減した操作量を算出することが好ましい。

　本願にあっては、コンバータに入力される交流電流の大きさ又はコンバータから出力される直流電力の大きさが基準値より小さいほど、コンバータのスイッチング素子のオン／オフ位相を遅らせるための操作量を低減する。
　これにより、上記コンデンサに分流する進み位相の無効電流に対して、コンバータに入力される電流又はコンバータから出力される電力が比較的小さくなった場合に、操作量に応じた遅れ位相の交流電流が計算上逆向きの電流となる状況が回避される。

（４）前記第３算出部は、所定の割合で低減した操作量を算出することが好ましい。

　本願にあっては、第３算出部で算出した操作量を更に所定の割合で低減した操作量を第３算出部の算出結果とする。
　これにより、力率改善を多少犠牲にしてでも全高調波歪の低減が図れる。

（５）前記第３算出部は、算出した操作量が第１操作量より大きい場合、前記第１操作量を算出した操作量とすることが好ましい。

　本願にあっては、第３算出部で算出した操作量が所定の第１操作量より大きい場合、第１操作量を第３算出部の算出結果とする。
　これにより、コンバータに入力される電流又はコンバータから出力される電力が減少して操作量が増大した場合であっても、操作量の上限が第１操作量に抑えられるため、操作量に応じた遅れ位相の交流電流が計算上逆向きの電流となる状況が回避される。

（６）前記第３算出部は、前記検出部で検出した大きさが所定の閾値より小さい場合、第２操作量を算出した操作量とすることが好ましい。

　本願にあっては、コンバータに入力される交流電流の大きさ又はコンバータから出力される直流電力の大きさが所定の閾値より小さい場合に、所定の第２操作量を第３算出部の算出結果とする。
　これにより、コンバータに入力される電流の大きさ又はコンバータから出力される電力の大きさが減少して所定の閾値より小さくなった場合に、操作量を第２操作量に固定することにより、ある程度の力率改善効果が得られると共に、操作量に応じた遅れ位相の交流電流が計算上逆向きの電流となる状況が回避される。

（７）本発明の一態様に係る双方向ＡＣ／ＤＣ変換装置は、上述の力率改善装置と、直流電圧を双方向に変換するＤＣ／ＤＣコンバータとを備え、前記力率改善装置は、前記コンバータにフルブリッジ回路を有して交流電圧及び直流電圧を双方向に変換する。

　本願にあっては、力率改善装置が、フルブリッジ回路を用いてＡＣ／ＤＣ及びＤＣ／ＡＣの双方向に変換を行い、ＤＣ／ＤＣコンバータが、外部に対する直流電圧と、力率改善装置に対する直流電圧とを双方向に変換する。
　これにより。交流電力の入力側に介装された回路内でコンデンサに分流する電流による無効電力を含めたトータルの交流電力の力率を改善する力率改善装置が、双方向ＡＣ／ＤＣ変換装置に適用される。

（８）本発明の一態様に係るコンピュータプログラムは、コンデンサに無効電流が流れる回路を介して入力される交流電圧をスイッチングして直流電圧に変換するコンバータと、該コンバータに入力される交流電流の大きさ又は前記コンバータから出力される直流電力の大きさを検出する検出部と、前記コンバータに入力される交流電圧の大きさを検出する電圧検出部と、該コンバータによるスイッチングを制御して前記回路に入力される交流電力の力率を改善する制御部とを備える力率改善装置における前記制御部で実行可能なコンピュータプログラムであって、前記制御部を、前記電圧検出部で検出した大きさ及び前記コンデンサの容量に基づいて、前記交流電圧よりもπ／２進んだ位相で前記回路に流れる無効電流の大きさを算出する第１算出部、該第１算出部で算出した大きさ及び前記検出部で検出した大きさに基づいて、前記入力電圧に対する前記入力電流の遅れ位相の目標値を算出する第２算出部、並びに該第２算出部で算出した目標値に基づいて、前記スイッチングの位相を遅らせるための操作量を算出する第３算出部として機能させる。

　本願にあっては、制御部でコンピュータプログラムを実行するコンピュータを、コンバータに入力される交流電圧の大きさと上記回路内のコンデンサの容量とに基づき、交流電圧に対してπ／２の進み位相でコンデンサに流れる無効電流の大きさを算出する第１算出部、算出した無効電流の大きさとコンバータに入力される交流電流の大きさ又はコンバータから出力される直流電力の大きさとに基づいて、この交流電流が上記進み位相の無効電流と相殺する遅れ位相の電流となるように制御するために、交流電流の遅れ位相の目標値を算出する第２算出部、並びに、算出した目標値に基づいて、コンバータのスイッチング素子をオン及びオフに駆動する位相を遅らせるための操作量を算出する第３算出部として機能させる。
　これにより、コンバータに入力される交流電圧及び交流電流夫々の大きさ、又は入力される交流電圧及び出力される直流電力夫々の大きさと、上記コンデンサの容量とに応じて、コンデンサに分流する進み位相の無効電流を打ち消すべくコンバータのスイッチング素子のオン／オフ位相を遅らせるための操作量が算出され、算出された操作量に応じて、コンバータに入力される交流電流の位相の遅れ量が制御される。

［本発明の実施形態の詳細］
　本発明の実施形態に係る力率改善装置、双方向ＡＣ／ＤＣ変換装置及びコンピュータプログラムの具体例を、以下に図面を参照しつつ説明する。なお、本発明はこれらの例示に限定されるものではなく、請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。また、各実施の形態で記載されている技術的特徴は、お互いに組み合わせることが可能である。

（実施の形態１）
　図１は、本発明の実施の形態１に係る双方向ＡＣ／ＤＣ変換装置の構成例を示す回路図である。図中１は双方向ＡＣ／ＤＣ変換装置であり、双方向ＡＣ／ＤＣ変換装置１は、例えば、プラグインハイブリッド車、電気自動車等の電動車両に搭載されて交流電圧及び直流電圧を双方向に変換する絶縁型の変換装置である。

　双方向ＡＣ／ＤＣ変換装置１の交流入出力端子Ｔ１，Ｔ２は、例えば電動車両のインレットに着脱可能に装着される充電ケーブル（何れも不図示）及びノイズフィルタ３を介して系統電源２及び不図示の電力負荷に接続されている。双方向ＡＣ／ＤＣ変換装置１の直流入出力端子Ｔ３，Ｔ４の夫々は、バッテリＢ１のプラス端子及びマイナス端子に接続されている。

　ノイズフィルタ（コンデンサに無効電流が流れる回路に相当）３は、コモンモードチョークコイル３１を介して相互に接続された２つの入出力端子対を有し、系統電源２側及び交流入出力端子Ｔ１，Ｔ２側夫々の入出力端子対にコンデンサ３２及び３３が接続されている。交流入出力端子Ｔ１，Ｔ２側の入出力端子対には、更に、高周波ノイズを除去するためのコンデンサ３４及び３５の直列回路が接続されており、コンデンサ３４及び３５の接続点は接地電位に接続されている。ノイズフィルタ３の各入出力端子対から見たインピーダンスは、容量性リアクタンスが支配的であるが、これに限定されるものではない。

　双方向ＡＣ／ＤＣ変換装置１は、交流入出力端子Ｔ１，Ｔ２から交流電力を入出力する入出力部４と、該入出力部４に交流入出力端Ｔ５１，Ｔ５２が接続されており、交流電圧及び直流電圧を双方向に変換するコンバータ５と、該コンバータ５の直流入出力端Ｔ５３，Ｔ５４に一の直流入出力端Ｔ６１，Ｔ６２が接続されて、直流電圧を双方向に変換するコンバータ９と、コンバータ５及びコンバータ９による電圧変換の制御を行う制御部１０とを備える。コンバータ５の直流入出力端Ｔ５３，Ｔ５４及びコンバータ９の一の直流入出力端Ｔ６１，Ｔ６２には、直流電圧を平滑化するコンデンサＣ２が接続されている。コンデンサＣ２の直流電圧は、制御部１０に内蔵された電圧センサで検出される。制御部１０は、例えばＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｓｉｇｎａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）である。

　入出力部４は、交流入出力端子Ｔ１，Ｔ２夫々に一端が接続されたリレー接点４１，４２と、交流入出力端子Ｔ１，Ｔ２から入出力される交流電力について漏電を検出する零相変流器（ＺＣＴ＝Ｚｅｒｏ－ｐｈａｓｅ　Ｃｕｒｒｅｎｔ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ）４３と、コンバータ５に入出力される交流電圧を検出する交流電圧検出部（電圧検出部に相当）４４と、コンバータ５に入出力される交流電流を検出する交流電流検出部（交流電力の大きさを検出する検出部に相当）４５とを有する。

　零相変流器４３、交流電圧検出部４４及び交流電流検出部４５夫々の検出端子は、制御部１０に接続されている。リレー接点４１，４２は、制御部１０によりオン又はオフされる。リレー接点４１の他端は、交流入出力端Ｔ５１に接続されている。リレー接点４２の他端は、交流電流検出部４５を介して交流入出力端Ｔ５２に接続されている。交流電流検出部４５は、例えば変流器（ＣＴ＝Ｃｕｒｒｅｎｔ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ）であり、リレー接点４２に流れる電流を検出するが、リレー接点４１に流れる電流を検出してもよい。

　コンバータ９は、直流電圧及び交流電圧を双方向に変換するインバータ６及び８と、該インバータ６及び８を相互に接続する変成器７とを含んでなる。変成器７は、一次側及び二次側の間が絶縁されており、一次側及び二次側の夫々がインバータ６の交流入出力端Ｔ６３，Ｔ６４及びインバータ８の交流入出力端Ｔ８１，Ｔ８２に接続されている。コンバータ９の一の直流入出力端Ｔ６１，Ｔ６２はインバータ６の直流入出力端Ｔ６１，Ｔ６２でもあり、コンバータ９の他の直流入出力端Ｔ８３，Ｔ８４はインバータ８の直流入出力端Ｔ８３，Ｔ８４でもある。

　コンバータ９の他の直流入出力端Ｔ８３，Ｔ８４には、コンバータ９が第２方向（直流入出力端Ｔ６１，Ｔ６２から直流入出力端Ｔ８３，Ｔ８４に向かう方向）に変換した直流電圧を平滑化するインダクタＬ３及びコンデンサＣ３の直列回路が接続されている。コンデンサＣ３の両端は、直流入出力端子Ｔ３，Ｔ４に接続されている。コンバータ９が直流入出力端Ｔ８３，Ｔ８４から入出力する直流電流は、検出端子が制御部１０に接続された電流センサ１１で検出される。コンバータ９が直流入出力端Ｔ８３，Ｔ８４から入出力する直流電圧、即ちコンデンサＣ３の電圧は、制御部１０に内蔵された電圧センサで検出される。

　コンバータ５は、交流入出力端Ｔ５１，Ｔ５２夫々に一端が接続されたインダクタＬ１，Ｌ２と、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　Ｂｉｐｏｌａｒ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ－Ｏｘｉｄｅ－Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ　Ｆｉｅｌｄ　Ｅｆｆｅｃｔ　Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等のスイッチング素子を用いたフルブリッジ回路５０とを有する。本実施の形態１では、スイッチング素子としてＩＧＢＴ５１，５２，５３，５４を用いる。交流入出力端Ｔ５１，Ｔ５２の間には、コンバータ５が変換した交流電圧のノイズを除去するコンデンサＣ１が並列に接続されている。

　インダクタＬ１の他端は、ＩＧＢＴ５１のエミッタ及びＩＧＢＴ５２のコレクタに接続されている。インダクタＬ２の他端は、ＩＧＢＴ５３のエミッタ及びＩＧＢＴ５４のコレクタに接続されている。ＩＧＢＴ５１，５３夫々のコレクタは、コンバータ５の直流入出力端Ｔ５３に接続されている。ＩＧＢＴ５２，５４夫々のエミッタは、コンバータ５の直流入出力端Ｔ５４に接続されている。ＩＧＢＴ５１，５２，５３，５４夫々のコレクタ及びエミッタ間には、ダイオード５５，５６，５７，５８が逆並列に接続されている。

　コンバータ５が交流電圧を直流電圧に変換する場合は、交流入出力端Ｔ５１，Ｔ５２からインダクタＬ１，Ｌ２夫々の一端に入力された交流電圧をＩＧＢＴ５２（又は５４）でスイッチングし、インダクタＬ１，Ｌ２に誘起する直流電圧をダイオード５５，５８（又は５７，５６）を介して直流入出力端Ｔ５３，Ｔ５４に出力する。コンバータ５が直流電圧を交流電圧に変換する場合は、ＩＧＢＴ５１，５４とＩＧＢＴ５３，５２とを交互にオン／オフさせることにより、直流入出力端Ｔ５３，Ｔ５４に印加された直流電圧の極性を交互に反転させて交流入出力端Ｔ５１，Ｔ５２から出力する。

　インバータ６は、ＩＧＢＴ６１，６２，６３，６４をフルブリッジ回路６０に構成してある。インバータ６の直流入出力端Ｔ６１には、ＩＧＢＴ６１，６３夫々のコレクタが接続されている。インバータ６の直流入出力端Ｔ６２には、ＩＧＢＴ６２，６４夫々のエミッタが接続されている。ＩＧＢＴ６１のエミッタ及びＩＧＢＴ６２のコレクタは、インバータ６の交流入出力端Ｔ６３に接続されている。ＩＧＢＴ６３のエミッタ及びＩＧＢＴ６４のコレクタは、インバータ６の交流入出力端Ｔ６４に接続されている。ＩＧＢＴ６１，６２，６３，６４夫々のコレクタ及びエミッタ間には、ダイオード６５，６６，６７，６８が逆並列に接続されている。

　インバータ６が直流電圧を交流電圧に変換する場合は、制御部１０が不図示の駆動部を用いて（以下同様）ＩＧＢＴ６１，６４とＩＧＢＴ６３，６２とを交互にオン／オフさせることにより、直流入出力端Ｔ６１，Ｔ６２に印加された直流電圧の極性が交互に反転されて交流入出力端Ｔ６３，Ｔ６４から出力される。この交流電圧は、変成器７を介してインバータ８の交流入出力端Ｔ８１，Ｔ８２に印加される。インバータ６が交流電圧を直流電圧に変換する場合は、制御部１０がＩＧＢＴ６１，６２，６３，６４をオフさせている間に、交流入出力端Ｔ６３，Ｔ６４に印加された交流電圧が、ダイオード６５，６６，６７，６８からなるダイオードブリッジで全波整流されて直流入出力端Ｔ６１，Ｔ６２から出力される。

　インバータ８は、ＩＧＢＴ８１，８２，８３，８４をフルブリッジ回路８０に構成してある。インバータ８の交流入出力端Ｔ８１には、ＩＧＢＴ８１のエミッタ及びＩＧＢＴ８２のコレクタが接続されている。インバータ８の交流入出力端Ｔ８２には、ＩＧＢＴ８３のエミッタ及びＩＧＢＴ８４のコレクタが接続されている。ＩＧＢＴ８１，８３夫々のコレクタは、インバータ８の直流入出力端Ｔ８３に接続されている。ＩＧＢＴ８２，８４夫々のエミッタは、インバータ８の直流入出力端Ｔ８４に接続されている。ＩＧＢＴ８１，８２，８３，８４夫々のコレクタ及びエミッタ間には、ダイオード８５，８６，８７，８８が逆並列に接続されている。

　インバータ８が交流電圧を直流電圧に変換する場合は、制御部１０がＩＧＢＴ８１，８２，８３，８４をオフさせている間に、交流入出力端Ｔ８１，Ｔ８２に印加された交流電圧が、ダイオード８５，８６，８７，８８からなるダイオードブリッジで全波整流されて直流入出力端Ｔ８３，Ｔ８４から出力される。インバータ８が直流電圧を交流電圧に変換する場合は、制御部１０がＩＧＢＴ８１，８４とＩＧＢＴ８３，８２とを交互にオン／オフさせることにより、直流入出力端Ｔ８３，Ｔ８４に印加された直流電圧の極性が交互に反転されて交流入出力端Ｔ８１，Ｔ８２から出力される。この交流電圧は、変成器７を介してインバータ６の交流入出力端Ｔ６３，Ｔ６４に印加される。

　制御部１０は、ＩＧＢＴ５１，５２，５３，５４のオン／オフを制御することにより、コンバータ５による変換をオン／オフする制御及びコンバータ５による変換の方向の制御を行う。制御部１０は、また、ＩＧＢＴ６１，６２，６３，６４のオン／オフと、ＩＧＢＴ８１，８２，８３，８４のオン／オフとを関連付けて制御することにより、インバータ６，８を含んでなるコンバータ９の変換の方向を制御する。即ち、コンバータ９による変換の方向を第１方向（直流入出力端Ｔ８３，Ｔ８４から直流入出力端Ｔ６１，Ｔ６２に向かう方向）とする場合、制御部１０は、インバータ８に直流電圧を交流電圧に変換させると共にインバータ６に交流電圧を直流電圧に変換させる。また、コンバータ９による変換の方向を第２方向とする場合、制御部１０は、インバータ６に直流電圧を交流電圧に変換させると共にインバータ８に交流電圧圧を直流電圧に変換させる。

　制御部１０は、更に、ＩＧＢＴ５１，５２，５３，５４のオン／オフと、ＩＧＢＴ６１，６２，６３，６４のオン／オフと、ＩＧＢＴ８１，８２，８３，８４のオン／オフとを関連付けて制御することにより、コンバータ５及びコンバータ９による変換の方向を整合させる。即ち、双方向ＡＣ／ＤＣ変換装置１で交流電圧を直流電圧に変換する場合、制御部１０は、コンバータ５に交流電圧を直流電圧に変換させると共にコンバータ９による変換の方向を第２方向とする。また、双方向ＡＣ／ＤＣ変換装置１で直流電圧を交流電圧に変換する場合、制御部１０は、コンバータ９による変換の方向を第１方向にすると共にコンバータ５に直流電圧を交流電圧に変換させる。

　上述の構成において、バッテリＢ１に対する充放電が行われる場合、先ずリレー接点４１，４２がオンされる。但し、リレー接点４１，４２がオンされている間に零相変流器４３により漏電が検出された場合は、リレー接点４１，４２がオフされる。その後、制御部１０は、例えばＥＣＵ（Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ　Ｃｏｎｔｒｏｌ　Ｕｎｉｔ）から不図示の通信インタフェースを介して受信した指示信号に基づく制御を行うことにより、双方向ＡＣ／ＤＣ変換装置１をＡＣ／ＤＣコンバータ又はＤＣ／ＡＣインバータとして動作させる。この場合にコンバータ５及びコンバータ９の間で受け渡しされる直流電圧は、制御部１０に内蔵された電圧センサにより、コンデンサＣ２の電圧として検出される。

　例えば、制御部１０がバッテリＢ１に対する充電指示を通知された場合、不図示の駆動部を用いて（以下同様）コンバータ５に交流電圧を直流電圧に変換させると共にコンバータ９による変換の方向を第２方向とする。これにより、交流入出力端子Ｔ１，Ｔ２から入力された交流電圧が直流電圧に変換され、直流入出力端子Ｔ３，Ｔ４から出力された直流電圧によってバッテリＢ１が充電される。バッテリＢ１に供給される直流電圧及び直流電流の夫々は、制御部１０に内蔵された電圧センサ及び電流センサ１１で検出される。検出される直流電圧及び直流電流が目標の電圧及び電流となるように、制御部１０のＤＳＰがコンバータ５及びコンバータ９の各ＩＧＢＴをオン／オフするが、ここでは詳細な動作説明を省略する。

　また、制御部１０がバッテリＢ１の放電指示を通知された場合、コンバータ９による変換の方向を第１方向にすると共にコンバータ５に直流電圧を交流電圧に変換させる。これにより、バッテリＢ１から直流入出力端子Ｔ３，Ｔ４に入力された直流電圧が交流電圧に変換され、変換された交流電圧が交流入出力端子Ｔ１，Ｔ２及びノイズフィルタ３を介して、系統電源２又は該系統電源２から電力が供給されている不図示の電力負荷に供給される。バッテリＢ１から供給される直流電流は電流センサ１１で検出される。この電流が目標の電流となるように、制御部１０のＤＳＰがコンバータ５及びコンバータ９の各ＩＧＢＴをオン／オフするが、ここでは詳細な動作説明を省略する。また、この場合に必要となる系統連系制御の詳細については、説明を省略する。

　次に、入出力部４、コンバータ５及び制御部１０によって実現される力率改善装置（ＰＦＣ回路）について説明する。
　図２は、力率改善装置に入力される交流電圧及び交流電流とコンバータ５によるスイッチングのタイミングとを模式的に示す説明図である。図２の上段には、入出力部４を介してコンバータ５に入力される交流電圧及び交流電流並びに交流電流の移動平均値の夫々を、太い実線及び細い実線並びに破線で示し、下段には、コンバータ５におけるＩＧＢＴ５２又は５４がオンとなるタイミングを実線で示す。図の縦軸は電圧、電流又はスイッチングの状態を表し、横軸は時間を表す。なお、交流電圧の極性は、交流入出力端Ｔ５２に対してＴ５１の電圧が高い場合を正とし、交流電流の極性は、交流入出力端Ｔ５１からコンバータ５に電流が流入する場合を正とする。

　図２では、例としていわゆる電流連続モードによるＰＦＣの場合を図示してあるが、電流臨界モード及び電流不連続モードであっても同様に説明される。本実施の形態１では、コンバータ５に入力される交流電圧の周波数が６０Ｈｚであり、コンバータ５によるスイッチングの周波数が略５０ｋＨｚであるため、交流電圧の１周期中に８３３回のスイッチングが発生するが、図２では模式的に１６回のスイッチングが発生するものとして説明する。

　コンバータ５に入力される交流電圧が正である場合、即ち図２の左半分に示す半周期（０からπまでの位相）にあっては、ＩＧＢＴ５２がオンしたときに、交流入出力端Ｔ５１からインダクタＬ１、ＩＧＢＴ５２、ダイオード５８、及びインダクタＬ２を介して電流が流入する（図２では正の電流）。この場合の電流は、インダクタＬ１，Ｌ２の誘導性リアクタンスにより、正の交流電圧に略比例する増加速度で直線的に増加する。一方、ＩＧＢＴ５２がオフしたときは、交流入出力端Ｔ５１からインダクタＬ１、ダイオード５５、コンデンサＣ２以降のバッテリＢ１側の各回路、ダイオード５８、及びインダクタＬ２を介して電流が還流しつつ、電流が時間の経過と共に減少する。

　コンバータ５に入力される交流電圧が負である場合、即ち図２の右半分に示す半周期（πから２πまでの位相）にあっては、ＩＧＢＴ５４がオンしたときに、交流入出力端Ｔ５２からインダクタＬ２、ＩＧＢＴ５４、ダイオード５６、及びインダクタＬ１を介して電流が流入する（図２では負の電流）。この場合の電流の絶対値は、インダクタＬ１，Ｌ２の誘導性リアクタンスにより、負の交流電圧の絶対値に略比例する増加速度で直線的に増加する。一方、ＩＧＢＴ５４がオフしたときは、交流入出力端Ｔ５２からインダクタＬ２、ダイオード５７、コンデンサＣ２以降のバッテリＢ１側の各回路、ダイオード５６、及びインダクタＬ１を介して電流が還流しつつ、電流の絶対値が時間の経過と共に減少する。

　電流連続モードでは、波線で示す交流電流の移動平均値が交流電圧に比例するように、コンバータ５によるスイッチングが制御される。その結果、ＩＧＢＴ５２又は５４がスイッチングされる時のデューティは、交流電圧の各周期における位相０及びπで最大となり、位相π／２及び３π／２で最小となる。但し、これは電流連続モードの場合の例であり、例えば電流臨界モードでは、ＩＧＢＴ５２又は５４がスイッチングされる時のデューティが一定であり、スイッチングの周期を交流電圧に応じて変化させることによって交流電流が調整される。

　一般的に、力率改善装置では、交流電流検出部４５で検出される交流電流が、交流電圧検出部４４で検出される交流電圧と同位相で変化するように制御される。この場合に検出される交流電流には、ノイズフィルタ３のコンデンサ３２，３３，３４，３５に分流する電流は含まれていない。しかしながら、コンデンサ３２，３３，３４，３５に分流する電流は、交流電圧検出部４４で検出される交流電圧に対して位相がπ／２だけ進んだ無効電流であり、コンバータ５に入力される交流電流の大きさが小さくなって上記の無効電流の大きさに近くなるほど、ノイズフィルタ３を介して系統電源２から供給されるトータルの交流電力の力率が低下する。

　そこで、本実施の形態１では、コンデンサ３２，３３，３４，３５に分流する進み位相の無効電流を打ち消すために、交流電流検出部４５で検出される交流電流が、交流電圧検出部４４で検出される交流電圧に対して遅れ位相の電流となるように調整する。具体的には、力率改善装置に含まれるコンバータ５に入力される交流電力の力率ができるだけ１に近くなるように、ＩＧＢＴ５２又は５４がオン及びオフとなるタイミングが制御されている状態で、ＤＳＰが遅れ位相の目標値を算出し、算出した目標値に応じて、ＩＧＢＴ５２又は５４がオン及びオフとなるタイミングを遅らせる操作量を算出する。以下では、上記の目標値及び操作量を算出する方法について詳述する。

　系統電源２の交流電圧Ｖａｃ、即ち交流電圧検出部４４で検出される交流電圧は、以下の式（１）で表される。また、コンバータ５に流入する交流電流ｉＬ、即ち交流電流検出部４５で検出される交流電流は、以下の式（２）で表される。

Ｖａｃ＝Ｅｓｉｎ（２πｆｔ）・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（１）
ｉＬ＝Ｉｓｉｎ（２πｆｔ＋θ）・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（２）
但し、
Ｅ：系統電源２の交流電圧の波高値（交流電圧の大きさ×√２に相当）
Ｉ：コンバータ５に流入する交流電流の波高値（交流電流の大きさ×√２に相当）
ｆ：系統電源２の周波数（Ｈｚ）
ｔ：時間
θ：遅れ位相

　交流電流検出部４５で検出される交流電流の波高値から式（２）のＩを求める場合、Ｉはコンバータ５によるスイッチングの位相の調整前の値であるため、Ｉが好適とは言えない可能性がある。また、交流電流検出部４５を用いずに力率改善装置の制御を行う場合は、他の手段でＩを求める必要がある。この場合、一般的に以下の式（３）及び（４）が成立するから、式（３）の右辺に式（４）の左辺を代入して変形し、得られた以下の式（５）によりＩを算出してもよい。これにより、コンバータ５の出力電力の大きさに基づいて間接的にＩが算出される。なお、式（５）では、簡単のためにｃｏｓθ＝１、コンバータ５の効率＝１としてもよい。

コンバータ５の出力電力＝コンバータ５の入力電力×コンバータ５の効率・・・（３）
コンバータ５の入力電力＝（Ｅ／√２）（Ｉ／√２）ｃｏｓθ・・・・・・・・（４）
Ｉ＝コンバータ５の出力電力×２／（コンバータ５の効率×Ｅｃｏｓθ）・・・（５）

　次に、簡単のために、系統電源２から見たノイズフィルタ３の容量性リアクタンスを１／２πｆＣとする。Ｃは、概ねコンデンサ３２，３３，３４，３５の合成容量（Ｆ）であるが、コモンモードチョークコイル３１による誘導性リアクタンス分を減算してもよいし、予め実測によって正確に求めてもよい。系統電源２からノイズフィルタ３に分流する進み位相の無効電流ｉＣは、以下の式（６）により算出される。よって、系統電源２からノイズフィルタ３を介して流入するトータルの交流電流ｉａｃは、以下の式（７）で表される。

ｉＣ＝（２πｆＣＥ）ｃｏｓ（２πｆｔ）・・・・・・・・・・・・・・・・・（６）
ｉａｃ＝ｉＣ＋ｉＬ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（７）
但し、
２πｆＣＥ：無効電流の波高値（無効電流の大きさ×√２に相当）

　式（７）の右辺に式（６）及び式（２）夫々の左辺を代入し、代入した式に三角関数の加法定理を適用することにより、式（７）は以下の式（８）のとおり変形される。

ｉａｃ＝（２πｆＣＥ）ｃｏｓ（２πｆｔ）＋Ｉｓｉｎ（２πｆｔ＋θ）
　　　＝（Ｉｃｏｓθ）ｓｉｎ（２πｆｔ）
　　　　＋（２πｆＣＥ＋Ｉｓｉｎθ）ｃｏｓ（２πｆｔ）・・・・・・・・・（８）

　最終的に変形された式（８）の右辺におけるｃｏｓ（２πｆｔ）の係数が０であれば、トータルの交流電流ｉａｃの位相が系統電源２の交流電圧Ｖａｃと同位相になり、ノイズフィルタ３の内部でコンデンサ３２，３３，３４，３５に分流する電流を含めたトータルの交流電力の力率が改善される。つまり遅れ位相θの目標値θａは、以下の式（９）により算出される。

θａ＝－ａｒｃｓｉｎ（２πｆＣＥ／Ｉ）・・・・・・・・・・・・・・・・・（９）

　実際に交流電流検出部４５で検出される交流電流の遅れ位相が、式（９）で表される遅れ位相の目標値θａにできるだけ近い値となるように、上述の操作量を以下の式（１０）、（１１）、（１２）及び（１３）夫々で表されるα1、α２、α３及びα４のうちの何れかにより算出する。

α1＝ｆｃｏｕｎｔ×（θａ／２π）／２・・・・・・・・・・・・・・・・・（１０）α２＝α1×（Ｔａｒｇｅｔ／ＢａｓｅＶａｌｕｅ）・・・・・・・・・・・・（１１）α３＝α２×Ａｄｊｕｓｔｍｅｎｔ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（１２）α４＝α１×Ａｄｊｕｓｔｍｅｎｔ・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（１３）但し、
ｆｃｏｕｎｔ＝８３３（交流電圧の１周期中のスイッチング回数）
Ｔａｒｇｅｔ：コンバータ５の出力電力の大きさ
ＢａｓｅＶａｌｕｅ：電力の基準値
Ａｄｊｕｓｔｍｅｎｔ：０．２～０．５の範囲内の低減係数（ここでは０．４とする）

　式（１０）で算出される操作量α1は、上記トータルの交流電力の力率を改善するのに理論上最適な操作量であり、コンバータ５の出力電力が電力の基準値より大きい場合に適用することが好ましい。例えば、式（４）及び（３）より、ｉａｃの大きさに対するｉＣの大きさの比が２０％を超える付近のｉＬの大きさを電流の基準値とし、このときの出力電力を電力の基準値とする。本実施の形態１では、系統電源２の交流電圧の大きさ（実効値）がＡＣ２４０Ｖの場合、電力の基準値は８００Ｗである。式（１０）の右辺を２で除算しているのは、操作量の調整を交流電圧の半周期毎に実行するのに合わせて、半周期におけるスイッチング回数を８３３／２とするためである。コンバータ５の出力電力が電力の基準値より大きい場合、式（１０）で算出される操作量α１は相対的に非常に小さい値になるため、実際の処理上はα１＝０（即ち調整を行わないことを示す）としてもよい。

　式（１１）で算出される操作量α２は、コンバータ５の出力電力が電力の基準値より小さい場合に適用することが好ましい。これは、コンバータ５の出力電力の大きさが、コンデンサ３２，３３，３４，３５に分流する進み位相の電流による無効電力の大きさに近くなった場合に、コンバータ５に流入する遅れ位相の交流電力によって上記進み位相の無効電力を打ち消し切れなくなる状況に陥るのを回避するためである。

　なお、式（１１）の右辺の（Ｔａｒｇｅｔ／ＢａｓｅＶａｌｕｅ）を、（Ｔａｒｇｅｔ／ＢａｓｅＶａｌｕｅ）^x （ｘは正の実数）で置き換えてもよい。また、Ｔａｒｇｅｔとしてコンバータ５に入力される皮相電力の大きさ、即ち交流電圧検出部４４及び交流電流検出部４５夫々で検出される交流電圧及び交流電流の大きさの積を適用してもよい。何れにせよ、式（１１）によれば、式（１０）で算出される理想的な操作量α１が、コンバータ５の入出力電力の大きさの減少に応じて低減される。換言すれば、系統電源２の交流電圧の大きさが略一定であるから、コンバータ５に入力される交流電流の大きさの減少に応じて操作量が低減されると言える。このことから、式（１１）における（Ｔａｒｇｅｔ／ＢａｓｅＶａｌｕｅ）を、上記電流の基準値に対するコンバータ５に入力される交流電流の大きさとして算出してもよい。

　式（１２）及び（１３）の夫々で算出される操作量α３及びα４は、系統電源２からノイズフィルタ３を介して供給される交流電力の力率改善のみならず、全高調波歪（ＴＨＤ＝Ｔｏｔａｌ　Ｈａｒｍｏｎｉｃ　Ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ）の低減が更に必要とされる場合に適用することが好ましい。

　以下では、上述した制御部１０の動作を、それを示すフローチャートを用いて説明する。以下に示す処理は、制御部１０を構成するＤＳＰが、プログラムメモリに予め格納されたプログラムに従って積和演算及び判定処理を繰り返すことにより実行される。なお、算出された操作量に基づいて、実際に制御部１０が各ＩＧＢＴをオン／オフするタイミングを遅延させて調整する処理については、詳細な説明を省略する。

　図３は、本発明の実施の形態１に係る力率改善装置でスイッチングを遅延させる操作量を算出するＤＳＰの処理手順を示すフローチャートであり、図４は、操作量算出のサブルーチンに係るＤＳＰの処理手順を示すフローチャートである。図３の処理は、例えば系統電源２の交流電圧の１周期毎に起動される。

　図３の処理が起動された場合、ＤＳＰは、上述の式（１０）で表される操作量α1を算出するために、操作量算出に係るサブルーチンを呼び出して実行する（Ｓ１０）。サブルーチンからリターンした場合、ＤＳＰは、コンバータ９から出力される直流電圧の大きさを検出する（Ｓ１１）と共に、コンバータ９から出力される直流電流の大きさを電流センサ１１により検出し（Ｓ１２）、検出した直流電圧の大きさと直流電流の大きさとの積を算出する（Ｓ１３：直流電力の大きさを検出する検出部に相当）。この積の値が、式（１１）における「Ｔａｒｇｅｔ」なる直流電力の大きさである。ここでは、コンバータ９の出力電力の大きさを、コンバータ５の出力電力の大きさとして扱うが、コンバータ９の変換効率を考慮しても割り増ししてもよい。また、コンバータ５から出力される直流電力の大きさを検出回路で直接的に検出してもよい。

　その後、ＤＳＰは、算出した直流電力の大きさが電力の基準値より小さいか否かを判定し（Ｓ１４）、小さい場合（Ｓ１４：ＹＥＳ）、サブルーチンで算出した操作量α１と、算出した直流電力の大きさとを乗算する（Ｓ１５）。更に、ＤＳＰは、乗算結果を基準値で除算して（Ｓ１６：低減した操作量を算出する第３算出部に相当）、式（１１）で表される操作量α２を算出し、除算結果に所定の低減率である「Ａｄｊｕｓｔｍｅｎｔ」を乗算して（Ｓ１７：所定の割合で低減した操作量を算出する第３算出部に相当）、式（１２）で表される操作量α３を算出する。

　一方、ステップＳ１４で、算出した直流電力の大きさが基準値より小さくない場合（Ｓ１４：ＮＯ）ＤＳＰは、サブルーチンで算出した操作量α１に所定の低減率である「Ａｄｊｕｓｔｍｅｎｔ」を乗算して（Ｓ１８）、式（１３）で表される操作量α４を算出する。ステップＳ１７又はＳ１８に処理を終えた場合、ＤＳＰは、ステップＳ１７又はＳ１８における乗算結果の操作量α３又はα４を不図示のデータメモリに記憶して（Ｓ１９）図３の処理を終了する。
　なお、ステップＳ１８では、強制的に操作量α４を０としてもよい。

　図４に移って、操作量算出に係るサブルーチンが呼び出された場合、ＤＳＰは、交流電圧検出部４４により交流電圧の大きさ（Ｅ／√２）を検出し（Ｓ２１）、更に交流電流検出部４５により交流電流の大きさ（Ｉ／√２）を検出する（Ｓ２２）。その後、ＤＳＰは、検出した交流電圧の大きさを式（６）の右辺に適用して、ノイズフィルタ３に分流する無効電流の大きさ（２πｆＣＥ／√２）を算出し（Ｓ２３：第１算出部に相当）、算出した無効電流の大きさ及び交流電流の大きさを式（９）の右辺に適用して、交流電流の遅れ位相の目標値θａを算出する（Ｓ２４：第２算出部に相当）。

　次いで、ＤＳＰは、算出した遅れ位相の目標値θａを式（１０）の右辺に適用して、コンバータ５によるスイッチングの位相を遅らせるための操作量α１を算出し（Ｓ２５：操作量を算出する第３算出部に相当）、呼び出されたルーチンにリターンする。

　なお、図３の処理では、コンバータ９から出力される直流電圧及び直流電流の大きさの積により算出した直流電力の大きさが電力の基準値より小さいか否かを判定したが、上述の式（１１）に係る説明内容に基づき、サブルーチン内で検出した交流電圧の大きさ（Ｅ／√２）と交流電流の大きさ（Ｉ／√２）の積により算出される皮相電力の大きさが電力の基準値より小さいか否かをステップＳ１４で判定してもよい。この場合、ステップＳ１５では、サブルーチンで算出した操作量α１と、算出した交流電力の大きさとを乗算することとなる。同様に上述の式（１１）に係る説明内容に基づき、サブルーチン内で検出した交流電流の大きさ（Ｉ／√２）が電流の基準値より小さいか否かをステップＳ１４で判定してもよい。この場合、ステップＳ１５では、サブルーチンで算出した操作量α１と、検出した交流電流の大きさとを乗算し、ステップＳ１６では、乗算結果を電流の基準値で除算することとなる。

　また、図４のステップＳ２２では、交流電流検出部４５により交流電流の大きさ（Ｉ／√２）を検出したが、検出した交流電流の大きさに代えて、上述の式（５）により算出したＩを√２で除算したものを用いてもよい。この場合、式（５）の右辺に代入するコンバータ５の出力電力には、本来コンバータ５の出力電圧及び出力電流の積を適用すべきであるが、本実施の形態１では、コンデンサＣ３の電圧として検出されるコンバータ９の出力電圧と、電流センサ１１で検出されるコンバータ９の出力電流との積を適用する。

　以下では、本発明の実施の形態１に係る双方向ＡＣ／ＤＣ変換装置１における発明の効果について、シミュレーション結果を用いて説明する。
　図５は、本発明の実施の形態１に係る双方向ＡＣ／ＤＣ変換装置１で出力電力に対する力率の変化を示す図表であり、図６は、本発明の実施の形態１に係る双方向ＡＣ／ＤＣ変換装置１で出力電力に対する全高調波歪の変化を示す図表である。図５及び図６夫々の縦軸は力率及び全高調波歪（％）を表し、何れの図も横軸は直流の出力電力（Ｗ）を表す。図５及び図６の何れの場合も、入力される交流電圧の大きさ（実効値）はＡＣ２４０Ｖであり、出力電圧はＤＣ３００Ｖである。また、調整による対策前の特性を細い実線で示し、調整による対策後の特性を太い実線で示す。

　図５で、出力電力が２００Ｗ、３００Ｗ、４００Ｗ、６００Ｗ及び８００Ｗ夫々の場合における力率は、対策前が０．８００、０．８８３、０．９２７、０９６６及び０．９８２であるのに対し、対策後は０．９０８、０．９５６、０．９７７、０．９８８及び０．９８０である。出力電力が電力の標準値以下の場合に、出力電力が低下するほど力率が更に改善される効果がみられる。

　図６で、出力電力が１５０Ｗ、２５０Ｗ、４００Ｗ、６００Ｗ及び８００Ｗ夫々の場合における全高調波歪は、対策前が１２．０％、６．５８％、４．１５％、２．７９％及び２．０５％であるのに対し、対策後は６．８１％、３．７７％、２．７４％、２．２８％及び１．９３％である。出力電力が電力の標準値以下の場合に、概ね出力電力が低下するほど全高調波歪が更に低減される効果がみられる。

　以上のように本実施の形態１によれば、交流電圧の入力側に介装されたノイズフィルタ３内のコンデンサに進み位相の無効電流が分流しており、ノイズフィルタ３を介して入力される交流電圧をコンバータ５がＩＧＢＴ５２及び５４を用いてスイッチングして直流電圧に変換する際に、ノイズフィルタ３に入力される交流電力の力率を制御部１０のＤＳＰが改善する。ＤＳＰは、コンバータ５に入力される交流電圧の大きさとノイズフィルタ３内のコンデンサの容量とに基づき、交流電圧に対してπ／２の進み位相でコンデンサに流れる無効電流の大きさを第１算出部で算出し、算出した無効電流の大きさとコンバータ５に入力される交流電流の大きさ又はコンバータ５から出力される直流電力の大きさとに基づいて、この交流電流が上記進み位相の無効電流と相殺する遅れ位相の電流となるように制御するために、交流電流の遅れ位相の目標値θａを第２算出部で算出し、算出した目標値θａに基づいて、コンバータ５のＩＧＢＴ５２及び５４をオン及びオフに駆動する位相を遅らせるための操作量α１を第３算出部で算出する。
　これにより、コンバータ５に入力される交流電圧及び交流電流夫々の大きさ、又は入力される交流電圧及び出力される直流電力夫々の大きさと、上記コンデンサの容量とに応じて、コンデンサに分流する進み位相の無効電流を打ち消すべくコンバータ５のＩＧＢＴ５２及び５４のオン／オフ位相を遅らせるための操作量α１が算出され、算出された操作量α１に応じて、コンバータ５に入力される交流電流の位相の遅れ量が制御される。
　従って、交流電力の入力側に介装された回路内でコンデンサに分流する電流による無効電力を含めたトータルの交流電力の力率を改善することが可能となる。

　また、本実施の形態１によれば、コンバータ５に入力される交流電流の大きさ又はコンバータ５から出力される直流電力の大きさが基準値（ＢａｓｅＶａｌｕｅ）より小さいほど、コンバータ５のＩＧＢＴ５２及び５４のオン／オフ位相を遅らせるための操作量α１を低減してα２とする。
　従って、上記コンデンサに分流する進み位相の無効電流に対して、コンバータ５に入力される電流又はコンバータ５から出力される電力が比較的小さくなった場合に、操作量α１に応じた遅れ位相の交流電流が計算上逆向きの電流となる状況を回避することが可能となる。

　更に、本実施の形態１によれば、算出した操作量α２（又はα１）を更に所定の割合（Ａｄｊｕｓｔｍｅｎｔ）で低減した操作量α３（又はα４）を算出結果とする。
　従って、力率改善を多少犠牲にしてでも全高調波歪の低減を図ることが可能となる。

（実施の形態２）
　実施の形態１が、式（１２）又は（１３）によって操作量α３又はα４を算出し、算出した操作量の大きさを問わない形態であるのに対し、実施の形態２は、算出した操作量の大きさに上限を設ける形態である。実施の形態２における双方向ＡＣ／ＤＣ変換装置１及びノイズフィルタ３の構成については、実施の形態１と同様であるため、その説明を省略し、制御部１０の動作についてフローチャートを用いて説明する。

　図７は、本発明の実施の形態２に係る力率改善装置でスイッチングを遅延させる操作量を算出するＤＳＰの処理手順を示すフローチャートである。図７の処理は、例えば系統電源２の交流電圧の１周期毎に起動される。

　図７の処理が起動された場合、ＤＳＰは、上述の式（１０）で表される操作量α1を算出するために、操作量算出に係るサブルーチンを呼び出して実行する（Ｓ３１）。サブルーチンからリターンした場合、ＤＳＰは、サブルーチンで算出した操作量α１が所定の第１操作量より大きいか否かを判定し（Ｓ３２）、第１操作量より大きい場合（Ｓ３２：ＹＥＳ）、第１操作量を算出した操作量とする（Ｓ３３：第３算出部に相当）。この第１操作量が操作量の上限である。

　サブルーチンで算出した操作量α１が第１操作量より大きくない場合（Ｓ３２：ＮＯ）、又はステップＳ３３の処理を終えた場合、ＤＳＰは、ステップＳ３１又はＳ３３で算出した操作量（ここではα１又は第１操作量）を不図示のデータメモリに記憶して（Ｓ３４）図７の処理を終了する。

　なお、本実施の形態２にあっては、操作量α１が第１操作量より大きいか否かを判定したが、実施の形態１における図３のステップＳ１５、Ｓ１７及びＳ１７夫々で算出される操作量α２、α３及びα４の何れかがが第１操作量より大きいか否かを判定するようにしてもよい。

　以上のように本実施の形態２によれば、算出した操作量α１、α２、α３又はα４が所定の第１操作量より大きい場合、第１操作量を算出結果とする。
　従って、コンバータ５に入力される電流又はコンバータ５から出力される電力が減少して操作量が増大した場合であっても、操作量の上限が第１操作量に抑えられるため、操作量に応じた遅れ位相の交流電流が計算上逆向きの電流となる状況を回避することが可能となる。

（実施の形態３）
　実施の形態１が、操作量α２、α３又はα４を算出する形態であるのに対し、実施の形態３は、力率改善装置が入力する交流電流の大きさ又は力率改善装置が出力する直流電力の大きさが一定の大きさより小さい場合に、操作量を一定値にする形態である。実施の形態３における双方向ＡＣ／ＤＣ変換装置１及びノイズフィルタ３の構成については、実施の形態１と同様であるため、その説明を省略し、制御部１０の動作についてフローチャートを用いて説明する。

　図８は、本発明の実施の形態３に係る力率改善装置でスイッチングを遅延させる操作量を設定するＤＳＰの処理手順を示すフローチャートである。図８の処理は、例えば系統電源２の交流電圧の１周期毎に起動される。なお、図８のフローチャートでは、力率改善装置が出力する直流電力の検出に代えて、コンバータ９が第２方向に出力する直流電力を検出する。

　図８に示すステップＳ４０からＳ４３までの処理は、実施の形態１の図３に示すステップＳ１０からＳ１３までの処理と同様であるため、これらのステップにおける処理の説明を省略する。
　その他、実施の形態１に対応する箇所には同様の符号を付して、その説明を省略する。

　図８でステップＳ４３の処理を終えた場合、ＤＳＰは、算出した直流電力の大きさ、即ちコンバータ９から出力される直流電力の大きさが所定の閾値より小さいか否かを判定し（Ｓ４４）、小さい場合（Ｓ４４：ＹＥＳ）、所定の第２操作量を算出した操作量とする（Ｓ４５：第３算出部に相当）。

　算出した直流電力の大きさが所定の閾値より小さくない場合（Ｓ４４：ＮＯ）、又はステップＳ４５の処理を終えた場合、ＤＳＰは、ステップＳ４０のサブルーチンで算出した操作量α１又は第２操作量を不図示のデータメモリに記憶して（Ｓ３４）図７の処理を終了する。

　なお、図８の処理では、コンバータ９から出力される直流電圧及び直流電流の大きさの積により算出した直流電力の大きさが所定の閾値より小さいか否かを判定したが、これに限定されるものではない。例えば、コンバータ９から出力される直流電力の大きさが小さくなる場合に、系統電源２の交流電圧が一定であるときは、コンバータ５に入力される交流電流の大きさも小さくなるため、交流電流検出部４５で検出した交流電流の大きさが所定の閾値より小さいか否かをステップＳ４４で判定するようにしてもよい。

　以上のように本実施の形態３によれば、コンバータ５に入力される交流電流の大きさ又はコンバータ５から出力される直流電力の大きさが所定の閾値より小さい場合に、所定の第２操作量を第３算出部の算出結果とする。
　従って、コンバータ５に入力される電流の大きさ又はコンバータ５から出力される電力の大きさが減少して所定の閾値より小さくなった場合に、操作量を第２操作量に固定することにより、ある程度の力率改善効果が得られると共に、操作量に応じた遅れ位相の交流電流がコンバータ５の入力側から出力すべき電流となる状況を回避することが可能となる。

（実施の形態４）
　実施の形態１が、双方向ＡＣ／ＤＣ変換装置１で交流電圧を直流電圧に変換する形態であるのに対し、実施の形態４は、双方向ＡＣ／ＤＣ変換装置１で直流電圧を交流電圧に変換する形態である。実施の形態４における双方向ＡＣ／ＤＣ変換装置１及びノイズフィルタ３の構成については、実施の形態１と同様である。
　その他、実施の形態１に対応する箇所には同様の符号を付して、その説明を省略する。

　双方向ＡＣ／ＤＣ変換装置１で直流電圧を交流電圧に変換する場合、系統電源２に供給すべき交流電圧Ｖａｃは上述の式（１）で表され、インバータとして動作するコンバータ５からノイズフィルタ３に分流する進み位相の無効電流ｉＣは上述の式（６）で算出されるから、コンバータ５から出力すべき交流電流には、式（６）で表される無効電流ｉＣを打ち消すだけの進み位相の無効電流が含まれるようにすればよい。この無効電流の補正量の実効値（以下、補正電流の大きさという）をβ１及びβ２とし、本実施の形態４ではβ１及びβ２を以下の式（１４）及び（１５）により算出する。以下の式（１）及び（６）は再掲したものである。

Ｖａｃ＝Ｅｓｉｎ（２πｆｔ）・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・（１）
ｉＣ＝（２πｆＣＥ）ｃｏｓ（２πｆｔ）・・・・・・・・・・・・・・・・・（６）
β１＝（２πｆＣＥ／√２）×Ａｄｊｕｓｔｍｅｎｔ／２・・・・・・・・・・（１４）β２＝β１×（Ｔａｒｇｅｔ／ＢａｓｅＶａｌｕｅ）・・・・・・・・・・・・（１５）但し、
Ｔａｒｇｅｔ：コンバータ５の入力電力の大きさ
ＢａｓｅＶａｌｕｅ：電力の基準値
Ａｄｊｕｓｔｍｅｎｔ：０．２～０．５の範囲内の低減係数（ここでは０．４とする）

　以下では、制御部１０の動作を、それを示すフローチャートを用いて説明する。
　図９は、本発明の実施の形態４に係る双方向ＡＣ／ＤＣ変換装置１で補正電流の大きさを算出するＤＳＰの処理手順を示すフローチャートである。図９の処理は、例えば系統電源２の交流電圧の１周期毎に起動される。

　図９の処理が起動された場合、ＤＳＰは、交流電圧検出部４４により交流電圧の大きさ（Ｅ／√２）を検出し（Ｓ５０）、検出した交流電圧の大きさを式（６）の右辺に適用して、ノイズフィルタ３に分流する無効電流の大きさ（２πｆＣＥ／√２）を算出する（Ｓ５１）。そして、ＤＳＰは、算出した無効電流の大きさを式（１４）に適用して、補正電流の大きさβ１を算出する（Ｓ５２）。

　更に、ＤＳＰは、直流入出力端Ｔ８３，Ｔ８４からコンバータ９に入力される直流電圧の大きさを検出する（Ｓ５３）と共に、コンバータ９に入力される直流電流の大きさを電流センサ１１により検出し（Ｓ５４）、検出した直流電圧の大きさと直流電流の大きさとの積を算出する（Ｓ５５）。この積の値が、式（１５）における「Ｔａｒｇｅｔ」なる直流電力の大きさである。ここでは、コンバータ９の入力電力の大きさを、コンバータ５の入力電力の大きさとして扱うが、コンバータ９の変換効率を考慮しても割り引いてもよい。

　その後、ＤＳＰは、算出した直流電力の大きさが電力の基準値より小さいか否かを判定し（Ｓ５６）、小さい場合（Ｓ５６：ＹＥＳ）、ステップＳ５２で算出した補正電流の大きさβ１と、算出した直流電力の大きさとを乗算する（Ｓ５７）。更に、ＤＳＰは、乗算結果を基準値で除算して（Ｓ５８）、式（１５）で表される補正電流の大きさβ２を算出する。

　ステップＳ５６で、算出した直流電力の大きさが基準値より小さくない場合（Ｓ５６：ＮＯ）、又はステップＳ５８の処理を終えた場合、ＤＳＰは、ステップＳ５２又はＳ５８で算出した補正電流の大きさβ１又はβ２を不図示のデータメモリに記憶して（Ｓ５９）図９の処理を終了する。

　以下では、本発明の実施の形態４に係る双方向ＡＣ／ＤＣ変換装置１における発明の効果について、シミュレーション結果を用いて説明する。
　図１０は、本発明の実施の形態４に係る双方向ＡＣ／ＤＣ変換装置１で出力電力に対する力率の変化を示す図表であり、図１１は、本発明の実施の形態４に係る双方向ＡＣ／ＤＣ変換装置１で出力電力に対する全高調波歪の変化を示す図表である。図１０及び図１１夫々の縦軸は力率及び全高調波歪（％）を表し、何れの図も横軸は交流の出力電力（Ｗ）を表す。図１０及び図１１の何れの場合も、入力電圧はＤＣ３００Ｖであり、出力される交流電圧の大きさ（実効値）はＡＣ２４０Ｖである。また、調整による対策前の特性を細い実線で示し、調整による対策後の特性を太い実線で示す。

　図１０で、出力電力が２００Ｗ、３００Ｗ、４００Ｗ、６００Ｗ及び８００Ｗ夫々の場合における力率は、対策前が０．８２８、０．９１７、０．９５３、０９７８及び０．９８９であるのに対し、対策後は０．８６６、０．９４９、０．９７７、０．９９１及び０．９９０である。出力電力が電力の標準値以下の場合に、出力電力が低下するほど力率が更に改善される効果がみられる。

　図１１で、出力電力が２５０Ｗ、３５０Ｗ、５００Ｗ及び７００Ｗ夫々の場合における全高調波歪は、対策前が１１．４％、７．５７％、５．５８％及び３．９４％であるのに対し、対策後は１５．５％、１０．６％、６．５０％及び４．５３％である。出力電力が電力の標準値以下の場合に、全高調波歪が良好に抑制されている。

　以上のように本実施の形態４及び上述の実施の形態１によれば、力率改善装置が、フルブリッジ回路５０を用いてＡＣ／ＤＣ及びＤＣ／ＡＣの双方向に変換を行い、コンバータ９が、バッテリＢ１に対する直流電圧と、力率改善装置に対する直流電圧とを双方向に変換する。
　従って、交流電力の入力側に介装された回路内でコンデンサに分流する電流による無効電力を含めたトータルの交流電力の力率を改善する力率改善装置を、双方向ＡＣ／ＤＣ変換装置１に適用することが可能となる。

（実施の形態５）
　実施の形態１及び４は、力率改善装置のコンバータ５がフルブリッジ回路５０を有しており、交流電圧及び直流電圧を双方向に変換する形態であるのに対し、実施の形態５は、力率改善装置のコンバータが脈流電圧を直流電圧に変換する形態である。
　図１２は、本発明の実施の形態５に係る力率改善装置の構成例を示す回路図である。図中１００は力率改善装置であり、力率改善装置１００は、系統電源２からの交流電力がノイズフィルタ３を介して交流入力端子Ｔ１ａ，Ｔ２ａから入力されており、直流出力端子Ｔ３ａ，Ｔ４ａの夫々がバッテリＢ１のプラス端子及びマイナス端子に接続されている。

　力率改善装置１００は、交流入力端子Ｔ１ａ，Ｔ２ａから交流電力を入力する入力部４ａと、該入力部４ａを介して入力された交流電圧を全波整流するダイオードブリッジである全波整流回路４６と、該全波整流回路４６で整流した脈流電圧をスイッチングして直流電圧に変換する昇圧型のコンバータ５ａと、該コンバータ５ａによる電圧変換の制御を行う制御部１０ａとを備える。全波整流回路４６から出力される脈流電圧は、制御部１０ａに内蔵された電圧センサ（電圧検出部に相当）で検出されると共に、脈流電圧の参照電圧として制御部１０ａに取り込まれる。

　コンバータ５ａの出力側には、直流電圧を平滑化するコンデンサＣ２が接続されている。コンデンサＣ２の直流電圧、即ちコンバータ５ａの出力電圧は、制御部１０ａに内蔵された電圧センサで検出される。コンバータ５ａが直流出力端子Ｔ３ａ，Ｔ４ａから出力する直流電流は、検出端子が制御部１０ａに接続された電流センサ１１で検出される。制御部１０ａは、例えばＤＳＰである。コンバータ５ａから出力される直流電力は、ＤＳＰにより、検出された直流電圧及び直流電流の積として算出される（直流電力の大きさを検出する検出部に相当）が、検出回路で直接的に検出するようにしてもよい。

　コンバータ５ａは、全波整流回路４６のプラス側の出力端に一端が接続されたインダクタＬ３と、該インダクタＬ３の他端にドレイン端子が接続されたＮチャネル型のＭＯＳＦＥＴ（以下、トランジスタという）Ｑ１と、該トランジスタＱ１のソース端子及び全波整流回路４６のマイナス側出力端の間に接続された抵抗器Ｒ１とを有する。インダクタＬ３の他端には、ダイオードＤ１のアノード端子が接続されており、ダイオードＤ１のカソード端子が、コンバータ５ａの出力端となる。

　トランジスタＱ１のゲート端子は、制御部１０ａに接続されており、不図示の駆動部からＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号が与えられる。抵抗器Ｒ１の両端は、インダクタＬ３に流れる電流、即ち全波整流回路４６からコンバータ５ａに流入する脈流電流を検出するために、制御部１０ａに接続されている。

　ノイズフィルタ３は、実施の形態１におけるノイズフィルタ３と同一構成である。入力部４ａは、実施の形態１における入出力部４から交流電圧検出部４４及び交流電流検出部４５を削除したものである。その他、実施の形態１に対応する箇所には同様の符号を付して、その説明を省略する。

　制御部１０ａは、取り込んだ脈流電圧及びコンバータ５ａの出力電圧を乗算器で乗算して得た脈流電圧と、抵抗器Ｒ１の検出電圧とを比較し、比較結果に基づいてトランジスタＱ１のゲート端子に印加するＰＷＭ信号をオン／オフするタイミングを制御する。トランジスタＱ１のドレイン電圧は、ダイオードＤ１及びコンデンサＣ２で平滑化され、直流電圧として直流出力端子Ｔ３ａ，Ｔ４ａから出力される。

　力率改善装置１００では、抵抗器Ｒ１で検出される脈流電流が、全波整流回路４６からコンバータ５ａに入力される脈流電圧と同位相で変化するように制御される。この場合に検出される脈流電流には、ノイズフィルタ３のコンデンサ３２，３３，３４，３５に分流する電流は含まれていない。よって、実施の形態１の場合と同様に、コンバータ５ａに入力される脈流電流の大きさが小さくなって上記の無効電流の大きさに近くなるほど、ノイズフィルタ３を介して系統電源２から供給されるトータルの交流電力の力率が低下する。

　ここで、仮に入力部４ａにて交流電圧及び交流電流を検出した場合、実施の形態１における式（１）から式（１３）までと全く同じ式が成り立つ。そして、式（９）におけるＥ及びＩ夫々は、コンバータ５ａに入力される脈流電圧及び脈流電流の波高値（即ち、脈流電圧及び脈流電流の大きさの√２倍）として検出される。実施の形態１では、操作量の調整を交流電圧の半周期毎に実行していたが、本実施の形態５では上記の半周期に相当する脈流電圧の１周期毎に操作量を調整すればよい。よって、ここではＤＳＰによる操作量α１、α２、α３及びα４の算出処理の説明を省略する。

　以上のように本実施の形態５によれば、交流電圧の入力側に介装されたノイズフィルタ３内のコンデンサに進み位相の無効電流が分流しており、ノイズフィルタ３を介して入力される交流電圧を全波整流した脈流電圧をコンバータ５ａがトランジスタＱ１を用いてスイッチングして直流電圧に変換する際に、ノイズフィルタ３に入力される交流電力の力率を制御部１０ａのＤＳＰが改善する。ＤＳＰは、コンバータ５ａに入力される脈流電圧の大きさとノイズフィルタ３内のコンデンサの容量とに基づき、交流電圧に対してπ／２の進み位相でコンデンサに流れる無効電流の大きさを第１算出部で算出し、算出した無効電流の大きさと、コンバータ５ａに入力される脈流電流の大きさ又はコンバータ５ａから出力される直流電力の大きさとに基づいて、この脈流電流が上記進み位相の無効電流と相殺する遅れ位相の電流となるように制御するために、脈流電流の遅れ位相の目標値θａを第２算出部で算出し、算出した目標値θａに基づいて、コンバータ５ａのトランジスタＱ１をオン及びオフに駆動する位相を遅らせるための操作量を第３算出部で算出する。
　これにより、コンバータ５ａに入力される脈流電圧及び脈流電流夫々の大きさ、又は入力される脈流電圧及び出力される直流電力夫々の大きさと、上記コンデンサの容量とに応じて、コンデンサに分流する進み位相の無効電流を打ち消すべくコンバータ５ａのトランジスタＱ１のオン／オフ位相を遅らせるための操作量α１が算出され、算出された操作量α１に応じてコンバータ５ａに入力される脈流電流の位相の遅れ量が制御される。
　従って、交流電力の入力側に介装された回路内でコンデンサに分流する電流による無効電力を含めたトータルの交流電力の力率を改善することが可能となる。

　１　双方向ＡＣ／ＤＣ変換装置
　１００　力率改善装置
　Ｔ１，Ｔ２　交流入出力端子
　Ｔ１ａ，Ｔ２ａ　交流入力端子
　Ｔ３，Ｔ４　直流入出力端子
　Ｔ３ａ，Ｔ４ａ　直流出力端子
　２　系統電源
　３　ノイズフィルタ
　３１　コモンモードチョークコイル
　３２、３３、３４、３５　コンデンサ
　４　入出力部
　４ａ　入力部
　４１、４２　リレー接点
　４３　零相変流器
　４４　交流電圧検出部
　４５　交流電流検出部
　４６　全波整流回路
　４７　電流センサ
　５、５ａ　コンバータ
　５０　フルブリッジ回路
　５１，５２，５３，５４　ＩＧＢＴ
　５５，５６，５７，５８　ダイオード
　Ｔ５１，Ｔ５２　交流入出力端
　Ｔ５３，Ｔ５４　直流入出力端
　６　インバータ
　６０　フルブリッジ回路
　６１，６２，６３，６４　ＩＧＢＴ
　６５，６６，６７，６８　ダイオード
　Ｔ６１，Ｔ６２　直流入出力端
　Ｔ６３，Ｔ６４　交流入出力端
　７　変成器
　８　インバータ
　８０　フルブリッジ回路
　８１，８２，８３，８４　ＩＧＢＴ
　８５，８６，８７，８８　ダイオード
　Ｔ８１，Ｔ８２　交流入出力端
　Ｔ８３，Ｔ８４　直流入出力端
　９　コンバータ
　１０、１０ａ　制御部
　１１　電流センサ
　Ｂ１　バッテリ
　Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３　コンデンサ
　Ｄ１　ダイオード
　Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３　インダクタ
　Ｑ１　トランジスタ
　Ｒ１　抵抗器

Claims (8)

1. 　コンデンサに無効電流が流れる回路を介して入力される交流電圧をスイッチングして直流電圧に変換するコンバータと、該コンバータによるスイッチングを制御して前記回路に入力される交流電力の力率を改善する制御部とを備える力率改善装置であって、
   　前記コンバータに入力される交流電圧の大きさを検出する電圧検出部と、
   　前記コンバータに入力される交流電流の大きさ又は前記コンバータから出力される直流電力の大きさを検出する検出部と
   　を備え、
   　前記制御部は、
   　前記電圧検出部で検出した大きさ及び前記コンデンサの容量に基づいて、前記交流電圧よりもπ／２進んだ位相で前記回路に流れる無効電流の大きさを算出する第１算出部と、
   　該第１算出部で算出した大きさ及び前記検出部で検出した大きさに基づいて、前記交流電圧に対する前記交流電流の遅れ位相の目標値を算出する第２算出部と、
   　該第２算出部で算出した目標値に基づいて、前記スイッチングの位相を遅らせるための操作量を算出する第３算出部と
   　を有する力率改善装置。
2. 　コンデンサに無効電流が流れる回路を介して入力される交流電圧を全波整流した脈流電圧をスイッチングして直流電圧に変換するコンバータと、該コンバータによるスイッチングを制御して前記回路に入力される交流電力の力率を改善する制御部とを備える力率改善装置であって、
   　前記コンバータに入力される脈流電圧の大きさを検出する電圧検出部と、
   　前記コンバータに入力される脈流電流の大きさ又は前記コンバータから出力される直流電力の大きさを検出する検出部と
   　を備え、
   　前記制御部は、
   　前記電圧検出部で検出した大きさ及び前記コンデンサの容量に基づいて、前記交流電圧よりもπ／２進んだ位相で前記回路に流れる無効電流の大きさを算出する第１算出部と、
   　該第１算出部で算出した大きさ及び前記検出部で検出した大きさに基づいて、前記脈流電圧に対する前記脈流電流の遅れ位相の目標値を算出する第２算出部と、
   　該第２算出部で算出した目標値に基づいて、前記スイッチングの位相を遅らせるための操作量を算出する第３算出部と
   　を有する力率改善装置。
3. 　前記第３算出部は、前記検出部で検出した大きさが基準値より小さいほど低減した操作量を算出する請求項１又は２に記載の力率改善装置。
4. 　前記第３算出部は、所定の割合で低減した操作量を算出する請求項１から３に記載の力率改善装置。
5. 　前記第３算出部は、算出した操作量が第１操作量より大きい場合、前記第１操作量を算出した操作量とする請求項１から４の何れか１項に記載の力率改善装置。
6. 　前記第３算出部は、前記検出部で検出した大きさが所定の閾値より小さい場合、第２操作量を算出した操作量とする請求項１から５の何れか１項に記載の力率改善装置。
7. 　請求項１から６の何れか１項に記載の力率改善装置と、
   　直流電圧を双方向に変換するＤＣ／ＤＣコンバータと
   　を備え、
   　前記力率改善装置は、前記コンバータにフルブリッジ回路を有して交流電圧及び直流電圧を双方向に変換する双方向ＡＣ／ＤＣ変換装置。
8. 　コンデンサに無効電流が流れる回路を介して入力される交流電圧をスイッチングして直流電圧に変換するコンバータと、該コンバータに入力される交流電流の大きさ又は前記コンバータから出力される直流電力の大きさを検出する検出部と、前記コンバータに入力される交流電圧の大きさを検出する電圧検出部と、該コンバータによるスイッチングを制御して前記回路に入力される交流電力の力率を改善する制御部とを備える力率改善装置における前記制御部で実行可能なコンピュータプログラムであって、
   　前記制御部を、
   　前記電圧検出部で検出した大きさ及び前記コンデンサの容量に基づいて、前記交流電圧よりもπ／２進んだ位相で前記回路に流れる無効電流の大きさを算出する第１算出部、
   　該第１算出部で算出した大きさ及び前記検出部で検出した大きさに基づいて、前記入力電圧に対する前記入力電流の遅れ位相の目標値を算出する第２算出部、並びに
   　該第２算出部で算出した目標値に基づいて、前記スイッチングの位相を遅らせるための操作量を算出する第３算出部
   　として機能させることを特徴とするコンピュータプログラム。

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