WO2017122519A1 - 電力変換装置及び電力変換装置の制御方法 - Google Patents

電力変換装置及び電力変換装置の制御方法 Download PDF

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隆章 佐野
有吉　剛
圭司 田代
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住友電気工業株式会社
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Definitions

  • the present invention relates to a power converter and a method for controlling the power converter.
  • This application claims priority based on Japanese Patent Application No. 2016-003696 filed on Jan. 12, 2016, and incorporates all the contents described in the Japanese application.
  • Plug-in hybrid vehicles PHEV: Plugin Hybrid Electric Vehicle
  • electric vehicles EV: Electric Vehicle
  • in-vehicle chargers for example, AC / DC converters
  • AC side AC side
  • in-vehicle high-voltage batteries AC side
  • V2G Vehicle to Grid
  • Such a bi-directional charger has a PFC (Power Factor Correction) function at the time of charging and converts alternating current into direct current, and at the time of discharging, an AC / DC converter circuit having an inverter function for converting direct current to alternating current, and a DC / DC converter Etc. Further, a noise filter circuit for removing noise from the system power supply (commercial power supply) is provided on the AC side of the AC / DC converter circuit (see Patent Document 1).
  • PFC Power Factor Correction
  • a power conversion device of the present disclosure includes a bidirectional conversion circuit capable of performing a first conversion for converting direct current to alternating current and a second conversion for converting alternating current to direct current, an alternating current side of the bidirectional conversion circuit, and a capacitor. And a filter circuit having a filter circuit, wherein the bidirectional conversion circuit controls to perform the first conversion in a preceding period in each half cycle of the AC voltage, and a subsequent period in each half cycle of the AC voltage.
  • the bidirectional conversion circuit includes a control unit that controls to perform the second conversion, and the control unit has an alternating current having a polarity opposite to that of the alternating voltage in the preceding period on the alternating current side of the bidirectional conversion circuit. And an AC current having the same polarity as the AC voltage is controlled to flow in the subsequent period.
  • the control method of the power conversion device is provided on the AC side of the bidirectional conversion circuit capable of performing the first conversion for converting direct current to alternating current and the second conversion for converting alternating current to direct current, and the bidirectional conversion circuit.
  • a filter circuit having a capacitor wherein the bidirectional conversion circuit controls the first conversion in the preceding stage within each half cycle of the AC voltage, and the AC
  • the control unit controls the bidirectional conversion circuit to perform the second conversion in a subsequent period in each half cycle of the voltage, and the control unit is connected to the AC side of the bidirectional conversion circuit in the previous period. Control is performed such that an alternating current having a polarity opposite to that of the alternating voltage is applied, and an alternating current having the same polarity as that of the alternating voltage is applied in the subsequent period.
  • the noise filter circuit removes noise (common mode noise and normal mode noise) from the system power supply, and therefore between the power supply lines and between each power supply line and the ground side. A capacitor is connected. For this reason, since the phase of the current flowing in the AC / DC converter circuit is greater than the phase of the AC voltage due to the shunt current that is shunted to the capacitor in the noise filter circuit, the power factor cannot be improved.
  • an object is to provide a power conversion device capable of improving the power factor and a control method of the power conversion device.
  • the power factor can be improved.
  • the power conversion device is provided on the AC side of the bidirectional conversion circuit capable of performing a first conversion for converting direct current to alternating current and a second conversion for converting alternating current to direct current.
  • a filter circuit having a capacitor wherein the bidirectional conversion circuit controls to perform the first conversion in a preceding period in each half cycle of the AC voltage, and in each half cycle of the AC voltage.
  • a control unit that controls the bidirectional conversion circuit to perform the second conversion in a subsequent stage period, and the control unit has a polarity opposite to that of the AC voltage in the previous period on the AC side of the bidirectional conversion circuit. And an AC current having the same polarity as the AC voltage is controlled to flow in the subsequent period.
  • the method for controlling the power conversion device includes a bidirectional conversion circuit capable of a first conversion for converting direct current to alternating current and a second conversion for converting alternating current to direct current, and an alternating current side of the bidirectional conversion circuit. And a filter circuit having a capacitor, wherein the control unit controls the bidirectional conversion circuit to perform the first conversion in a preceding period in each half cycle of the AC voltage.
  • the bidirectional conversion circuit controls the second conversion in the subsequent period in each half cycle of the AC voltage, and the control unit is connected to the front side of the bidirectional conversion circuit on the AC side. Control is performed such that an alternating current having a polarity opposite to that of the alternating voltage is supplied during the period, and an alternating current having the same polarity as that of the alternating voltage is supplied during the subsequent period.
  • the control unit controls the bidirectional conversion circuit to perform the first conversion (operation for converting direct current to alternating current, so-called inverter operation) in the preceding stage in each half cycle of the alternating voltage, and on the alternating current side of the bidirectional conversion circuit.
  • An alternating current having a polarity opposite to that of the alternating voltage is applied.
  • the control unit controls the bidirectional conversion circuit to perform the second conversion (operation for converting alternating current to direct current, so-called PFC operation) in the subsequent stage in each half cycle of the alternating voltage, and on the alternating current side of the bidirectional conversion circuit.
  • An alternating current having the same polarity as the alternating voltage is applied.
  • the phase of the alternating current is delayed from the phase of the alternating voltage by a period corresponding to the preceding period.
  • the AC voltage is a negative half cycle
  • a positive AC current is supplied in the preceding period and a negative AC current is supplied in the subsequent period.
  • the phase of the alternating current is delayed from the phase of the alternating voltage by a period corresponding to the preceding period.
  • the phase of the shunt current that is shunted to the capacitor of the filter circuit depends on the charging operation of the power converter (for example, the operation of charging the battery by converting the system voltage to direct current) and the discharging operation (for example, the direct current of the battery is AC During the operation of converting to AC and supplying to the system), the phase advances by approximately 90 ° with respect to the phase of the AC voltage. Due to the influence of the shunt current, the AC voltage on the AC side of the bidirectional conversion circuit and the AC current flowing on the AC side of the bidirectional conversion circuit are out of phase, and the power factor decreases.
  • the phase advance due to the shunt current is canceled out, and the alternating current phase and the alternating current flowing through the power converter
  • the power factor can be improved (for example, the power factor is brought close to 1).
  • the power conversion device includes a voltage detection unit that detects an AC side voltage of the bidirectional conversion circuit, a current detection unit that detects an AC side current of the bidirectional conversion circuit, and the voltage detection unit.
  • a delay with respect to the phase of the AC voltage in order to cancel the advance phase due to the shunt current shunted by the filter circuit based on the voltage detected by the current detector, the current detected by the current detector and the predetermined value relating to the capacitor of the filter circuit A setting unit configured to set a target value of the phase, wherein the preceding period is a phase up to the target value in each half cycle, and the subsequent period is after the target value in each half cycle. It is a phase.
  • the voltage detection unit detects the voltage on the AC side of the bidirectional conversion circuit.
  • the current detection unit detects a current on the AC side of the bidirectional conversion circuit.
  • the setting unit cancels the advance phase due to the shunt current divided by the filter circuit.
  • the target value ⁇ of the delay phase with respect to the AC voltage phase is set.
  • the preceding period is a phase up to the target value ⁇ in each half cycle, and the latter period is a phase after the target value in each half cycle.
  • the phase of the positive half cycle of the AC voltage is 0 ° to 180 °
  • the phase of the negative half cycle is 180 ° to 360 °.
  • the preceding period is a period from 0 ° to ⁇
  • the following period is a period from ⁇ to 180 °.
  • the former period is a period from 180 ° to 180 ° + ⁇
  • the latter period is a period from 180 ° + ⁇ to 360 °.
  • the target value ⁇ of the delayed phase of the AC current with respect to the phase of the AC voltage can be set, and the power factor can be improved.
  • the alternating current on the alternating current side of the bidirectional conversion circuit becomes small, it becomes more susceptible to the leading phase due to the shunt current that is shunted to the filter circuit, but the alternating voltage is in phase to the target value in each half cycle of the alternating voltage.
  • AC current with the opposite polarity can be passed, so that the phase advance due to the shunt current is offset and the phase of the AC voltage and the phase of the AC current flowing through the power converter are matched to improve the power factor can do.
  • the bidirectional conversion circuit includes a first series circuit in which a first switching element and a second switching element are connected in series, and is connected in parallel to the first series circuit.
  • a second series circuit in which three switching elements and a fourth switching element are connected in series; and a diode connected in antiparallel to each switching element; and the control unit includes the preceding stage of each positive half cycle of the AC voltage Repeating the state in which the first switching element and the fourth switching element are turned on and the state in which the fourth switching element is turned on in the period, and the second switching element in the preceding period of each negative half cycle of the AC voltage And controlling to repeat the state in which the third switching element is turned on and the state in which the second switching element is turned on. The state where the second switching element is turned on in the subsequent period of each half cycle is repeated, and the state where the fourth switching element is turned on is repeated in the latter period of each negative half cycle of the AC voltage.
  • the bidirectional conversion circuit includes a first series circuit in which a first switching element and a second switching element are connected in series, and a parallel connection to the first series circuit, and a third switching element and a fourth switching element connected in series.
  • a second series circuit That is, a bridge circuit is constituted by four switching elements from the first switching element to the fourth switching element.
  • the controller repeats a state in which the first switching element and the fourth switching element are turned on and a state in which the fourth switching element is turned on in the preceding stage of each positive half cycle of the AC voltage, Control is performed so as to perform the first conversion by repeating the state in which the second switching element and the third switching element are turned on and the state in which the second switching element is turned on in the preceding stage of the half cycle.
  • control unit repeats the state of turning on the second switching element in the subsequent period of each positive half cycle of the AC voltage, and turns on the fourth switching element in the subsequent period of each negative half cycle of the AC voltage. The state is repeated to control the second conversion.
  • the bidirectional conversion circuit can be operated as a so-called inverter, and an alternating current having a polarity different from the input / output alternating voltage can flow.
  • the bidirectional conversion circuit can be operated as a so-called inverter, and an alternating current having a polarity different from the input / output alternating voltage can flow.
  • FIG. 1 is an explanatory diagram illustrating an example of a circuit configuration of the power conversion device 1 according to the present embodiment.
  • the power conversion device 1 according to the present embodiment is an insulating conversion device that is mounted on, for example, a plug-in hybrid vehicle or an electric vehicle, and that performs AC / DC conversion in both directions.
  • the power conversion device 1 includes a filter circuit 4, a bidirectional conversion circuit 5 having a PFC (Power Factor Correction) function, and a bidirectional conversion circuit 6 constituting a bidirectional DC-DC conversion circuit (for example, an insulated DC / DC converter).
  • the control unit 9 includes a setting unit 91.
  • the bidirectional conversion circuit 5 has a function as a conversion circuit, and can perform a first conversion (so-called inverter operation) for converting direct current to alternating current and a second conversion (so-called PFC operation) for converting alternating current to direct current. It is.
  • the bidirectional conversion circuit 5 includes a transistor 51 as a first switching element, a first series circuit in which 52 as a second switching element are connected in series, a transistor 53 as a third switching element, and 54 as a fourth switching element.
  • Each of the second series circuits connected in series has a circuit connected in parallel.
  • an IGBT Insulated Gate Bipolar Transistor
  • MOSFET Metal Oxide Semiconductor Field Field Effect Transistor
  • diodes 55, 56, 57, and 58 are connected in antiparallel between the collectors and emitters of the transistors 51, 52, 53, and 54 (the cathode is connected to the collector and the anode is connected to the emitter).
  • One end of the coil L1 is connected to the connection point between the emitter of the transistor 51 and the collector of the transistor 52, and one end of the coil L2 is connected to the connection point between the emitter of the transistor 53 and the collector of the transistor 54. Yes, the other ends of the coils L1 and L2 are connected to the AC terminals T1 and T2 via the noise filter 4.
  • a capacitor C1 is connected between the other ends of the coils L1 and L2.
  • a system power source 2 such as a commercial power source is connected to the AC terminals T1 and T2.
  • the filter circuit 4 is provided on the AC side of the bidirectional conversion circuit 5 and mainly has capacitors 42 and 43 for removing normal mode noise between power supply lines, and a capacitor for mainly removing common mode noise of the power supply lines. 44, 45, a coil 41, and the like.
  • the configuration of the filter circuit 4 is not limited to the example shown in FIG.
  • a voltage detection unit 31 that detects an AC voltage on the AC side of the bidirectional conversion circuit 5 and a current detection unit 32 that detects an AC current on the AC side of the bidirectional conversion circuit 5. It is.
  • the voltage detection unit 31 outputs the detected voltage to the control unit 9, and the current detection unit 32 outputs the detected current to the control unit 9.
  • the AC voltage on the AC side of the bidirectional conversion circuit 5 is also referred to as a system voltage.
  • the bidirectional conversion circuit 6 includes a first series circuit in which the transistor 61 and the transistor 62 are connected in series, and a second series circuit in which the transistor 63 and the transistor 64 are connected in series.
  • the first series circuit and the second series circuit are connected to each other. Connected in parallel. Specifically, the emitter of the transistor 61 and the collector of the transistor 62 are connected, and the emitter of the transistor 63 and the collector of the transistor 64 are connected.
  • the collectors of the transistors 61 and 63 are connected to each other, and the emitters of the transistors 62 and 64 are connected to each other.
  • the emitters of the transistors 62 and 64 are connected to the emitters of the transistors 52 and 54 of the bidirectional conversion circuit 5, and the collectors of the transistors 61 and 63 are connected to the collectors of the transistors 51 and 53 of the bidirectional conversion circuit 5. is there.
  • the other side of the transformer 7 is connected to the connection point between the emitter of the transistor 61 and the collector of the transistor 62 and the connection point between the emitter of the transistor 63 and the collector of the transistor 64. Further, diodes 65, 66, 67, and 68 are connected in antiparallel between the collectors and emitters of the transistors 61, 62, 63, and 64, respectively.
  • the capacitor C2 is connected to the bidirectional conversion circuit 5 side of the bidirectional conversion circuit 6. That is, the capacitor C2 is connected between the collector of the transistor 61 and the emitter of the transistor 62.
  • the control unit 9 controls each transistor 61, 62, 63, 64 to be turned on / off at a predetermined frequency (for example, 50 kHz, but not limited thereto).
  • a predetermined frequency for example, 50 kHz, but not limited thereto.
  • an IGBT Insulated Gate Bipolar Transistor
  • MOSFET Metal Metal Oxide Semiconductor Field Field Effect Transistor
  • the bidirectional conversion circuit 8 includes a first series circuit in which the transistor 81 and the transistor 82 are connected in series, and a second series circuit in which the transistor 83 and the transistor 84 are connected in series.
  • the first series circuit and the second series circuit are connected to each other. Connected in parallel. Specifically, the emitter of the transistor 81 and the collector of the transistor 82 are connected, and the emitter of the transistor 83 and the collector of the transistor 84 are connected.
  • the collectors of the transistors 81 and 83 are connected to each other, and the emitters of the transistors 82 and 84 are connected to each other.
  • the emitters of the transistors 82 and 84 are connected to the DC terminal T4.
  • One end of the inductor L3 is connected to the collectors of the transistors 81 and 83, and the other end of the inductor L3 is connected to the DC terminal T3.
  • a capacitor C3 is connected between the DC terminals T3 and T4.
  • a battery 3 is connected between the DC terminals T3 and T4.
  • One side of the transformer 7 is connected to a connection point between the emitter of the transistor 81 and the collector of the transistor 82 and a connection point between the emitter of the transistor 83 and the collector of the transistor 84. Further, diodes 85, 86, 87, 88 are connected in antiparallel between the collectors and emitters of the transistors 81, 82, 83, 84, respectively.
  • the controller 9 controls the transistors 81, 82, 83, and 84 to be turned on / off at a predetermined frequency (for example, 50 kHz, but not limited to this).
  • a predetermined frequency for example, 50 kHz, but not limited to this.
  • an IGBT Insulated Gate Bipolar Transistor
  • the transistors 81, 82, 83, and 84 are not limited to this, and instead of the IGBT, a MOSFET (Metal
  • the alternating current from the system power supply 2 applied between the AC terminals T1 and T2 is improved in power factor by the bidirectional conversion circuit 5 and converted into direct current.
  • the converted direct current is temporarily converted into alternating current by the bidirectional conversion circuit 6. And further rectified by the bidirectional conversion circuit 8 to charge the battery 3.
  • the direct current from the battery 3 is once converted into alternating current by the bidirectional conversion circuit 8, further rectified by the bidirectional conversion circuit 6 and converted into direct current, and the converted direct current is converted into alternating current by the bidirectional conversion circuit 5. Converted and outputs alternating current.
  • FIG. 2 is a schematic diagram showing an example of voltage and current during charging of the power conversion apparatus 1 of the present embodiment.
  • the first diagram from the top in FIG. 2 shows the AC voltage Vac between the AC terminals T1 and T2 and the AC current Iac flowing through the AC terminals T1 and T2 when the filter circuit 4 is not provided.
  • the phases of the AC voltage Vac and the AC current Iac coincide with each other, and the power factor becomes 1 or a value close to 1.
  • the impedance of the power conversion device 1 viewed from the AC terminals T1 and T2 includes not only a simple resistance component but also an inductance and a capacitance.
  • the PFC operation controls the current so that the current waveform flowing through the AC terminals T1 and T2 changes in the same phase as the voltage waveform between the AC terminals T1 and T2. Note that the PFC operation also has a function of reducing the harmonic current.
  • the second diagram from the top in FIG. 2 shows the phase relationship between the shunt current Ic that is shunted through the capacitor in the filter circuit 4 and the AC voltage Vac between the AC terminals T1 and T2 when the filter circuit 4 is connected.
  • the advance phase due to the shunt current Ic that is shunted by the filter circuit 4 is canceled, and the phase of the AC current Iin that flows through the AC terminals T1 and T2 is the AC voltage Vac.
  • a target current Itg having a lag phase with respect to the phase of the AC voltage Vac is caused to flow to the AC side of the bidirectional conversion circuit 5 so as to match the phase. That is, by flowing a target current Itg having a lagging phase with respect to the phase of the AC voltage Vac, the AC current Iin having a leading phase with respect to the phase of the AC voltage Vac matches the phase of the AC voltage Vac like the AC current Iac. To do. Thereby, the power factor of the power converter device 1 can be set to 1 or close to 1.
  • the power converter 1 of the present embodiment performs the following operation.
  • FIG. 3 is an explanatory diagram showing an example of an operation based on the phase relationship between the system voltage and the target current of the bidirectional conversion circuit 5 of the present embodiment.
  • the system voltage is an AC voltage on the AC side of the bidirectional conversion circuit 5
  • the target current is an AC current that flows on the AC side of the bidirectional conversion circuit 5.
  • one cycle of the system voltage is divided into four periods D1, D2, D3, and D4 based on the phase relationship between the system voltage (AC voltage) and the target current.
  • the phase of the target current is delayed from the phase of the system voltage by an amount corresponding to the period D1 or D3. That is, the target value ⁇ of the delay phase of the target current is a phase corresponding to the period D1 or D3.
  • the period D1 is a preceding stage in the positive half cycle of the system voltage.
  • the preceding stage is a period from 0 ° to ⁇ . .
  • the system voltage becomes positive
  • the target current becomes negative
  • the system voltage and the target current have opposite polarities.
  • an operation P1 first conversion, inverter operation described later is performed.
  • the period D2 is a subsequent period in the positive half cycle of the system voltage.
  • the subsequent period is a period from ⁇ to 180 °. .
  • the system voltage becomes positive
  • the target current becomes positive
  • the system voltage and the target current have the same polarity.
  • an operation P2 second conversion, PFC operation described later is performed.
  • the period D3 is a preceding stage in the negative half cycle of the system voltage. If the phase of one cycle of the system voltage is 0 ° to 360 °, the preceding period is a period from 180 ° to 180 ° + ⁇ . It is. In the period D3, the system voltage is negative, the target current is positive, and the system voltage and the target current are opposite in polarity. In period D3, operation P3 (first conversion, inverter operation) described later is performed.
  • the period D4 is a latter period in the negative half cycle of the system voltage.
  • the phase of one cycle of the system voltage is 0 ° to 360 °
  • the latter period is a period from 180 ° + ⁇ to 360 °. It is.
  • the system voltage becomes negative
  • the target current becomes negative
  • the system voltage and the target current have the same polarity.
  • operation P4 second conversion, PFC operation
  • control unit 9 controls the bidirectional conversion circuit 5 to perform the first conversion (operation for converting direct current to alternating current, so-called inverter operation) in the preceding stage in each half cycle of the alternating voltage (system voltage), An alternating current having a polarity opposite to that of the alternating voltage (a target current in FIG. 3) is supplied to the alternating current side of the bidirectional conversion circuit 5.
  • control unit 9 controls the bidirectional conversion circuit 5 to perform the second conversion (operation for converting alternating current into direct current, so-called PFC operation) in the subsequent period in each half cycle of the alternating voltage, and the bidirectional conversion circuit.
  • An AC current having the same polarity as the AC voltage (target current in FIG. 3) is supplied to the AC side of 5.
  • a negative AC current is allowed to flow in the preceding period, and a positive AC current (target current in FIG. 3) is allowed to flow in the subsequent period.
  • the phase of the AC current is delayed from the phase of the AC voltage by a period corresponding to the preceding period (period D1 in FIG. 3).
  • a negative AC current is supplied in the preceding period, and a negative AC current (target current in FIG. 3) is supplied in the subsequent period.
  • the phase of the alternating current is delayed from the phase of the alternating voltage by a period corresponding to the preceding period (period D3 in FIG. 3).
  • the phase of the shunt current that is shunted to the capacitor of the filter circuit 4 is determined during the charging operation of the power conversion device 1 (for example, during the operation of charging the battery 3 by converting the system voltage to direct current) and during the discharging operation (for example, the battery 3).
  • the phase advances by approximately 90 ° with respect to the phase of the alternating voltage. Due to the influence of the shunt current, the AC voltage on the AC side of the bidirectional conversion circuit 5 and the AC current flowing on the AC side of the bidirectional conversion circuit 5 are out of phase, and the power factor decreases.
  • the phase advance due to the shunt current is canceled out, and the alternating voltage phase and the power conversion device
  • the power factor can be improved (for example, the power factor is brought close to 1) by matching the phase of the alternating current flowing through 1 (the alternating current flowing through the AC terminals T1 and T2).
  • the setting unit 91 sets the peak value V of the AC voltage Vac detected by the voltage detection unit 31, the peak value I of the AC current (target current) Itg detected by the current detection unit 32, and the predetermined value C related to the capacitor of the filter circuit 4. Based on this, the target value ⁇ of the delay phase with respect to the phase of the AC voltage is set in order to cancel the advance phase due to the shunt current that is shunted by the filter circuit 4.
  • the target value ⁇ of the delayed phase of the AC current with respect to the phase of the AC voltage can be set, and the power factor can be improved. Further, when the alternating current on the alternating current side of the bidirectional conversion circuit 5 becomes small, it becomes easy to be influenced by the leading phase due to the shunt current that is shunted to the filter circuit 4, but at the phase up to the target value in each half cycle of the AC voltage.
  • the advance of the phase due to the shunt current is offset, and the phase of the alternating voltage and the phase of the alternating current flowing through the power conversion device 1 are matched.
  • the rate can be improved.
  • FIG. 4 is an explanatory diagram showing an example of the operation in the period D1 of the bidirectional conversion circuit 5 of the present embodiment.
  • the control unit 9 turns on the transistors 51 and 54 and turns off the transistors 52 and 53 in the period D1 (the preceding stage of each positive half cycle of the AC voltage) (the upper stage of FIG. 4). And the state in which only the transistor 54 is turned on (the lower diagram in FIG. 4) is repeated.
  • the target current Itg flows from the positive side of the DC side of the bidirectional conversion circuit 5 via the transistor 51, the inductor L1, the inductor L2, and the transistor 54 in the state shown in the upper diagram of FIG.
  • the target current Itg is converted from the energy stored in the inductors L ⁇ b> 1 and L ⁇ b> 2 into the inductor L ⁇ b> 1, the inductor L ⁇ b> 2, the transistor 54, and the transistor 52 connected in antiparallel. ).
  • the bidirectional conversion circuit 5 can be operated as a so-called inverter, and an alternating current (target current) Itg having a polarity different from the input / output alternating voltage Vac can be passed.
  • FIG. 5 is an explanatory diagram showing an example of the operation in the period D2 of the bidirectional conversion circuit 5 of the present embodiment.
  • the control unit 9 turns off all the transistors 51 to 54 in the period D2 (the latter period of each positive half cycle of the AC voltage) (the upper diagram in FIG. 5), and the transistor 52 The state of turning on only (the lower diagram in FIG. 5) is repeated.
  • the inductor L 1 In the state shown in the upper diagram of FIG. 5, the inductor L 1, the diode (55) connected in antiparallel to the transistor 51, the DC side of the bidirectional conversion circuit 5, and the diode (58) connected in anti-parallel to the transistor 54.
  • the target current Itg flows through the inductor L2.
  • the target current Itg is converted from the energy stored in the inductors L1 and L2 into a diode (58) connected in reverse parallel to the inductor L1, the transistor 52, and the transistor 54. Since the current flows through L2, the bidirectional conversion circuit 5 can be caused to perform a so-called PFC operation, and an alternating current (target current) Itg having the same polarity as the alternating voltage Vac to be input and output can be supplied.
  • FIG. 6 is an explanatory diagram showing an example of the operation in the period D3 of the bidirectional conversion circuit 5 of the present embodiment.
  • the controller 9 turns on the transistors 52 and 53 and turns off the transistors 51 and 54 in the period D3 (the preceding stage of each negative half cycle of the AC voltage) (the upper stage in FIG. 6). And the state in which only the transistor 52 is turned on (the lower diagram in FIG. 6) is repeated.
  • the target current Itg flows through the transistor 53, the inductor L2, the inductor L1, and the transistor 52 from the positive side on the DC side of the bidirectional conversion circuit 5.
  • the target current Itg is converted from the energy stored in the inductors L1 and L2 into the inductor L1, the transistor 52, and the transistor 54 connected in antiparallel with the inductor (58). Since the current flows through L2, the bidirectional conversion circuit 5 can be operated as a so-called inverter so that an alternating current (target current) Itg having a polarity different from the input / output alternating voltage Vac can be passed.
  • FIG. 7 is an explanatory diagram showing an example of the operation in the period D4 of the bidirectional conversion circuit 5 of the present embodiment.
  • the controller 9 turns off the transistors 51 to 54 in the period D4 (the latter period of each negative half cycle of the AC voltage) (the upper diagram in FIG. 7), and the transistor 54 The state of turning on only (the lower diagram in FIG. 7) is repeated.
  • the inductor (L2), a diode (57) connected in antiparallel to the transistor 53, the DC side of the bidirectional conversion circuit 5, and a diode (56) connected in antiparallel to the transistor 52 are shown.
  • the target current Itg flows through the inductor L2.
  • the target current Itg is converted from the energy stored in the inductors L ⁇ b> 1 and L ⁇ b> 2 to the inductor L ⁇ b> 2, the transistor 54, the transistor 52 connected in antiparallel, and the inductor 56. Since the current flows through L2, the bidirectional conversion circuit 5 can be caused to perform a so-called PFC operation, and an alternating current (target current) Itg having the same polarity as the alternating voltage Vac to be input and output can be supplied.
  • FIG. 8 is a flowchart showing an example of a processing procedure of the power conversion device 1 of the present embodiment.
  • FIG. 8 shows a processing procedure during the charging operation of the power conversion device 1, but the present embodiment can be applied similarly during the discharging operation.
  • the processing subject will be described as the control unit 9.
  • the control unit 9 determines whether or not the charging operation is performed (S11), and when the charging operation is not performed (NO in S11), the process of step S11 is continued. When it is a charging operation (YES in S11), the control unit 9 detects an alternating voltage (system voltage) (S12) and detects an alternating current (S13).
  • the AC voltage can be detected by the voltage detection unit 31, and the AC current can be detected by the current detection unit 32.
  • the control unit 9 sets the target value ⁇ of the delay phase of the target current Itg (S14), and determines whether the current phase is a phase before the target value ⁇ in each half cycle of the AC voltage (S15). ). When the current phase is a phase before the target value ⁇ (YES in S15), the control unit 9 causes the bidirectional conversion circuit 5 to perform an inverter operation (first conversion) (S16), and performs Step S18 described later.
  • control unit 9 When the current phase is not the phase before the target value ⁇ (NO in S15), the control unit 9 causes the bidirectional conversion circuit 5 to perform PFC operation (second conversion) (S17), and performs Step S18 described later.
  • the control unit 9 determines whether or not to end the process (S18). If the process is not ended (NO in S18), the process after step S12 is performed and the process is ended (YES in S18). Exit.
  • the power factor can be 1 or close to 1.
  • the present embodiment is not limited to this, and the present embodiment is also applied when the power conversion device 1 performs the discharging operation. be able to. That is, when the power conversion device 1 performs the discharging operation, the operation shown in FIG. 6 is performed in the period D1 shown in FIG. 3, the operation shown in FIG. 7 is performed in the period D2 shown in FIG. 4 may be performed in the period D3 shown, and the operation shown in FIG. 5 may be performed in the period D4 shown in FIG.
  • the circuit configuration of the bidirectional conversion circuits 6 and 8 of the present embodiment is not limited to the circuit configuration illustrated in FIG. 1, and can be realized by other circuit configurations.

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Abstract

電力変換装置は、直流を交流に変換する第１変換及び交流を直流に変換する第２変換が可能な双方向変換回路と、双方向変換回路の交流側に設けられ、キャパシタを有するフィルタ回路とを備える電力変換装置であって、交流電圧の各半サイクル内の前段期間で双方向変換回路が第１変換をすべく制御し、交流電圧の各半サイクル内の後段期間で双方向変換回路が第２変換をすべく制御する制御部を備え、制御部は、双方向変換回路の交流側に、前段期間にて交流電圧と逆極性の交流電流を流すように制御し、後段期間にて交流電圧と同極性の交流電流を流すように制御する。

Description

電力変換装置及び電力変換装置の制御方法
　本発明は、電力変換装置及び電力変換装置の制御方法に関する。
　本出願は、２０１６年１月１２日出願の日本出願第２０１６－００３６９６号に基づく優先権を主張し、前記日本出願に記載された全ての記載内容を援用するものである。
　プラグインハイブリッド車（ＰＨＥＶ：Plugin Hybrid Electric Vehicle）及び電気自動車（ＥＶ：Electric Vehicle）には、車載充電器（例えば、ＡＣ／ＤＣコンバータ）が搭載され、電力系統（ＡＣ側）から車載高圧バッテリ（ＤＣ側）を充電することができる。一方で、車載高圧バッテリを家庭用電源（Ｖ２Ｈ：Vehicle to Home）として、あるいは電力系統の安定化のためのバッファ（Ｖ２Ｇ：Vehicle to Grid）として利用するという期待が高まっている。そのためには、双方向に電力を変換することができる双方向充電器が必要となる。
　このような双方向充電器は、充電時にはＰＦＣ（Power Factor Correction）機能を有し交流を直流に変換するとともに、放電時には直流を交流に変換するインバータ機能を有する交直変換回路、及びＤＣ／ＤＣコンバータなどを備える。また、交直変換回路の交流側には、系統電源（商用電源）のノイズを除去するためのノイズフィルタ回路が設けられている（特許文献１参照）。
特開２０１３－２４７８１７号公報
　本開示の電力変換装置は、直流を交流に変換する第１変換及び交流を直流に変換する第２変換が可能な双方向変換回路と、該双方向変換回路の交流側に設けられ、キャパシタを有するフィルタ回路とを備える電力変換装置であって、交流電圧の各半サイクル内の前段期間で前記双方向変換回路が前記第１変換をすべく制御し、交流電圧の各半サイクル内の後段期間で前記双方向変換回路が前記第２変換をすべく制御する制御部を備え、該制御部は、前記双方向変換回路の交流側に、前記前段期間にて前記交流電圧と逆極性の交流電流を流すように制御し、前記後段期間にて前記交流電圧と同極性の交流電流を流すように制御する。
　本開示の電力変換装置の制御方法は、直流を交流に変換する第１変換及び交流を直流に変換する第２変換が可能な双方向変換回路と、該双方向変換回路の交流側に設けられ、キャパシタを有するフィルタ回路とを備える電力変換装置の制御方法であって、交流電圧の各半サイクル内の前段期間で前記双方向変換回路が前記第１変換をすべく制御部が制御し、交流電圧の各半サイクル内の後段期間で前記双方向変換回路が前記第２変換をすべく前記制御部が制御し、前記制御部は、前記双方向変換回路の交流側に、前記前段期間にて前記交流電圧と逆極性の交流電流を流すように制御し、前記後段期間にて前記交流電圧と同極性の交流電流を流すように制御する。
本実施の形態の電力変換装置の回路構成の一例を示す説明図である。 本実施の形態の電力変換装置の充電時の電圧・電流の一例を示す模式図である。 本実施の形態の双方向変換回路の系統電圧及び目標電流それぞれの位相関係に基づく動作の一例を示す説明図である。 本実施の形態の双方向変換回路の期間Ｄ１での動作の一例を示す説明図である。 本実施の形態の双方向変換回路の期間Ｄ２での動作の一例を示す説明図である。 本実施の形態の双方向変換回路の期間Ｄ３での動作の一例を示す説明図である。 本実施の形態の双方向変換回路の期間Ｄ４での動作の一例を示す説明図である。 本実施の形態の電力変換装置の処理手順の一例を示すフローチャートである。
[本開示が解決しようとする課題]
　しかし、特許文献１のシステムにあっては、ノイズフィルタ回路は、系統電源からのノイズ（コモンモードノイズ及びノーマルモードノイズ）を除去するため、電源線間及び各電源線と接地側との間にキャパシタを接続している。このため、ノイズフィルタ回路内のキャパシタに分流する分流電流のため、交直変換回路に流れる電流の位相は、交流電圧の位相より進むため、力率を改善することができない。
　そこで、力率を改善することができる電力変換装置及び該電力変換装置の制御方法を提供することを目的とする。
[本開示の効果]
　本開示によれば、力率を改善することができる。
［本願発明の実施形態の説明］
　本実施の形態に係る電力変換装置は、直流を交流に変換する第１変換及び交流を直流に変換する第２変換が可能な双方向変換回路と、該双方向変換回路の交流側に設けられ、キャパシタを有するフィルタ回路とを備える電力変換装置であって、交流電圧の各半サイクル内の前段期間で前記双方向変換回路が前記第１変換をすべく制御し、交流電圧の各半サイクル内の後段期間で前記双方向変換回路が前記第２変換をすべく制御する制御部を備え、該制御部は、前記双方向変換回路の交流側に、前記前段期間にて前記交流電圧と逆極性の交流電流を流すように制御し、前記後段期間にて前記交流電圧と同極性の交流電流を流すように制御する。
　本実施の形態に係る電力変換装置の制御方法は、直流を交流に変換する第１変換及び交流を直流に変換する第２変換が可能な双方向変換回路と、該双方向変換回路の交流側に設けられ、キャパシタを有するフィルタ回路とを備える電力変換装置の制御方法であって、交流電圧の各半サイクル内の前段期間で前記双方向変換回路が前記第１変換をすべく制御部が制御し、交流電圧の各半サイクル内の後段期間で前記双方向変換回路が前記第２変換をすべく前記制御部が制御し、前記制御部は、前記双方向変換回路の交流側に、前記前段期間にて前記交流電圧と逆極性の交流電流を流すように制御し、前記後段期間にて前記交流電圧と同極性の交流電流を流すように制御する。
　制御部は、交流電圧の各半サイクル内の前段期間で双方向変換回路が第１変換（直流を交流に変換する動作、いわゆるインバータ動作）をすべく制御し、双方向変換回路の交流側に交流電圧と逆極性の交流電流を流す。
　制御部は、交流電圧の各半サイクル内の後段期間で双方向変換回路が第２変換（交流を直流に変換する動作、いわゆるＰＦＣ動作）をすべく制御し、双方向変換回路の交流側に交流電圧と同極性の交流電流を流す。
　例えば、交流電圧が正の半サイクルの場合、前段期間では負の交流電流を流し、後段期間では正の交流電流を流す。これにより、交流電流の位相は、前段期間に相当する期間だけ交流電圧の位相よりも遅れることになる。同様に、交流電圧が負の半サイクルの場合、前段期間では正の交流電流を流し、後段期間では負の交流電流を流す。これにより、交流電流の位相は、前段期間に相当する期間だけ交流電圧の位相よりも遅れることになる。
　フィルタ回路のキャパシタに分流する分流電流の位相は、電力変換装置の充電動作時（例えば、系統電圧を直流に変換してバッテリを充電する動作時）及び放電動作時（例えば、バッテリの直流を交流に変換して系統へ供給する動作時）には、交流電圧の位相に対して略９０°進む。この分流電流の影響で双方向変換回路の交流側の交流電圧と双方向変換回路の交流側に流れる交流電流の位相はずれ、力率が低下する。そこで、交流電圧の各半サイクルの前段期間で交流電圧の極性と逆極性の交流電流を流すことにより、分流電流による位相の進みを相殺して、交流電圧の位相と電力変換装置に流れる交流電流の位相とを一致させて、力率を改善する（例えば、力率を１に近づける）ことができる。
　本実施の形態に係る電力変換装置は、前記双方向変換回路の交流側の電圧を検出する電圧検出部と、前記双方向変換回路の交流側の電流を検出する電流検出部と、前記電圧検出部で検出した電圧、前記電流検出部で検出した電流及び前記フィルタ回路のキャパシタに係る所定値に基づいて、前記フィルタ回路で分流する分流電流による進み位相を相殺すべく、交流電圧の位相に対する遅れ位相の目標値を設定する設定部とを備え、前記前段期間は、前記各半サイクル内の前記目標値までの位相であり、前記後段期間は、前記各半サイクル内の前記目標値より後の位相である。
　電圧検出部は、双方向変換回路の交流側の電圧を検出する。電流検出部は、双方向変換回路の交流側の電流を検出する。
　設定部は、電圧検出部で検出した電圧Ｖ、電流検出部で検出した電流Ｉ及びフィルタ回路のキャパシタに係る所定値Ｃに基づいて、フィルタ回路で分流する分流電流による進み位相を相殺すべく、交流電圧の位相に対する遅れ位相の目標値θを設定する。目標値θは、例えば、θ＝－arcsin（ωＣＶ／Ｉ）で算出することができる。ここで、所定値Ｃは、例えば、フィルタ回路のキャパシタの合成キャパシタンスであり、ωは交流電圧の角周波数（ω＝２πｆ）である。
　前段期間は、各半サイクル内の目標値θまでの位相であり、後段期間は、各半サイクル内の目標値より後の位相である。例えば、交流電圧の正の半サイクルの位相を０°～１８０°とし、負の半サイクルの位相を１８０°～３６０°とする。交流電圧の正の半サイクルにおいて、前段期間は、位相が０°～θまでの期間であり、後段期間は、位相がθ～１８０°までの期間となる。また、交流電圧の負の半サイクルにおいて、前段期間は、位相が１８０°～１８０°＋θまでの期間であり、後段期間は、位相が１８０°＋θ～３６０°までの期間となる。
　双方向変換回路の交流側の交流電圧又は交流電流が変化した場合でも、交流電圧の位相に対する交流電流の遅れ位相の目標値θを設定することができ、力率を改善することができる。また、双方向変換回路の交流側の交流電流が小さくなると、フィルタ回路に分流する分流電流による進み位相の影響を受けやすくなるが、交流電圧の各半サイクル内の目標値までの位相で交流電圧の極性と逆極性の交流電流を流すことができるので、分流電流による位相の進みを相殺して、交流電圧の位相と電力変換装置に流れる交流電流の位相とを一致させて、力率を改善することができる。
　本実施の形態に係る電力変換装置は、前記双方向変換回路は、第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子を直列に接続した第１直列回路と、該第１直列回路に並列に接続され、第３スイッチング素子及び第４スイッチング素子を直列に接続した第２直列回路と、各スイッチング素子に逆並列に接続されたダイオードとを備え、前記制御部は、交流電圧の正の各半サイクルの前記前段期間で前記第１スイッチング素子及び第４スイッチング素子をオンにする状態と前記第４スイッチング素子をオンにする状態とを繰り返し、交流電圧の負の各半サイクルの前記前段期間で前記第２スイッチング素子及び第３スイッチング素子をオンにする状態と前記第２スイッチング素子をオンにする状態とを繰り返すべく制御し、さらに、交流電圧の正の各半サイクルの前記後段期間で前記第２スイッチング素子をオンにする状態を繰り返し、交流電圧の負の各半サイクルの前記後段期間で前記第４スイッチング素子をオンにする状態を繰り返すべく制御する。
　双方向変換回路は、第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子を直列に接続した第１直列回路と、第１直列回路に並列に接続され、第３スイッチング素子及び第４スイッチング素子を直列に接続した第２直列回路とを備える。すなわち、第１スイッチング素子から第４スイッチング素子までの４個のスイッチング素子によりブリッジ回路を構成してある。
　制御部は、交流電圧の正の各半サイクルの前段期間で第１スイッチング素子及び第４スイッチング素子をオンにする状態と第４スイッチング素子をオンにする状態とを繰り返し、交流電圧の負の各半サイクルの前段期間で第２スイッチング素子及び第３スイッチング素子をオンにする状態と第２スイッチング素子をオンにする状態とを繰り返して第１変換をすべく制御する。
　さらに、制御部は、交流電圧の正の各半サイクルの後段期間で第２スイッチング素子をオンにする状態を繰り返し、交流電圧の負の各半サイクルの後段期間で第４スイッチング素子をオンにする状態を繰り返して第２変換をすべく制御する。
　すなわち、交流電圧の正の半サイクル内の前段期間では、第１スイッチング素子及び第４スイッチング素子をオンにし、第２スイッチング素子及び第３スイッチング素子をオフにする状態と、第４スイッチング素子だけをオンにする状態とを繰り返すことにより、双方向変換回路をいわゆるインバータ動作させて、入出力する交流電圧と異なる極性の交流電流を流すことができる。
　また、交流電圧の正の半サイクル内の後段期間では、第２スイッチング素子だけをオンにする状態と、第１スイッチング素子から第４スイッチング素子までのすべてをオフにする状態とを繰り返すことにより、双方向変換回路をいわゆるＰＦＣ動作させて、入出力する交流電圧と同じ極性の交流電流を流すことができる。
　また、交流電圧の負の半サイクル内の前段期間では、第２スイッチング素子及び第３スイッチング素子をオンにし、第１スイッチング素子及び第４スイッチング素子をオフにする状態と、第２スイッチング素子だけをオンにする状態とを繰り返すことにより、双方向変換回路をいわゆるインバータ動作させて、入出力する交流電圧と異なる極性の交流電流を流すことができる。
　また、交流電圧の負の半サイクル内の後段期間では、第４スイッチング素子だけをオンにする状態と、第１スイッチング素子から第４スイッチング素子までのすべてをオフにする状態とを繰り返すことにより、双方向変換回路をいわゆるＰＦＣ動作させて、入出力する交流電圧と同じ極性の交流電流を流すことができる。
［本願発明の実施形態の詳細］
　以下、本発明を実施の形態を示す図面に基づいて説明する。図１は本実施の形態の電力変換装置１の回路構成の一例を示す説明図である。本実施の形態の電力変換装置１は、例えば、プラグインハイブリッド車又は電気自動車に搭載され、交流及び直流を双方向に交直変換する絶縁型の変換装置である。電力変換装置１は、フィルタ回路４、ＰＦＣ（Power Factor Correction）機能を有する双方向変換回路５、双方向ＤＣ－ＤＣ変換回路（例えば、絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータ）を構成する双方向変換回路６、変圧器７及び双方向変換回路８、各変換回路を構成する後述のスイッチング素子のオン／オフの制御を行う制御部９などを備える。制御部９は、設定部９１を備える。
　双方向変換回路５は、変換回路としての機能を有し、直流を交流に変換する第１変換（いわゆるインバータ動作）及び交流を直流に変換する第２変換（いわゆるＰＦＣ動作）をすることが可能である。
　双方向変換回路５は、第１スイッチング素子としてのトランジスタ５１、第２スイッチング素子としての５２を直列に接続した第１直列回路及び第３スイッチング素子としてのトランジスタ５３、第４スイッチング素子としての５４を直列に接続した第２直列回路それぞれを並列に接続した回路を有する。トランジスタ５１、５２、５３、５４は、例えば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）を用いることができるが、これに限定されるものではなく、ＩＧＢＴに代えて、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）を用いることもできる。また、トランジスタ５１、５２、５３、５４それぞれのコレクタ・エミッタ間には、ダイオード５５、５６、５７、５８が逆並列に接続（コレクタにカソードを接続し、エミッタにアノードを接続）してある。
　トランジスタ５１のエミッタとトランジスタ５２のコレクタとの接続点には、コイルＬ１の一端を接続してあり、トランジスタ５３のエミッタとトランジスタ５４のコレクタとの接続点には、コイルＬ２の一端を接続してあり、コイルＬ１、Ｌ２の他端は、ノイズフィルタ４を介して、交流端子Ｔ１、Ｔ２に接続してある。また、コイルＬ１、Ｌ２の他端間には、キャパシタＣ１を接続してある。交流端子Ｔ１、Ｔ２には、商用電源などの系統電源２が接続される。
　フィルタ回路４は、双方向変換回路５の交流側に設けられ、主に電源線間のノーマルモードノイズを除去するためのキャパシタ４２、４３、主に電源線のコモンモードノイズを除去するためのキャパシタ４４、４５、コイル４１などを備える。なお、フィルタ回路４の構成は、図１に示す例に限定されるものではない。
　双方向変換回路５の交流側には、双方向変換回路５の交流側の交流電圧を検出する電圧検出部３１、双方向変換回路５の交流側の交流電流を検出する電流検出部３２を接続してある。電圧検出部３１は、検出した電圧を制御部９へ出力し、電流検出部３２は、検出した電流を制御部９へ出力する。なお、双方向変換回路５の交流側の交流電圧を系統電圧とも称する。
　双方向変換回路６は、トランジスタ６１及びトランジスタ６２を直列に接続した第１直列回路、トランジスタ６３及びトランジスタ６４を直列に接続した第２直列回路を備え、第１直列回路と第２直列回路とを並列に接続してある。具体的には、トランジスタ６１のエミッタとトランジスタ６２のコレクタとを接続し、トランジスタ６３のエミッタとトランジスタ６４のコレクタとを接続してある。また、トランジスタ６１、６３のコレクタ同士を接続してあり、トランジスタ６２、６４のエミッタ同士を接続してある。トランジスタ６２、６４のエミッタは、双方向変換回路５のトランジスタ５２、５４のエミッタに接続してあり、トランジスタ６１、６３のコレクタは、双方向変換回路５のトランジスタ５１、５３のコレクタに接続してある。
　トランジスタ６１のエミッタとトランジスタ６２のコレクタとの接続点、及びトランジスタ６３のエミッタとトランジスタ６４のコレクタとの接続点には、トランス７の他方側を接続してある。また、各トランジスタ６１、６２、６３、６４のコレクタ・エミッタ間には、それぞれダイオード６５、６６、６７、６８を逆並列に接続してある。
　双方向変換回路６の双方向変換回路５側には、キャパシタＣ２を接続してある。すなわち、トランジスタ６１のコレクタとトランジスタ６２のエミッタ間に、キャパシタＣ２を接続してある。
　制御部９は、各トランジスタ６１、６２、６３、６４を所定周波数（例えば、５０ｋＨｚであるが、これに限定されない）でオン／オフすべく制御する。トランジスタ６１、６２、６３、６４は、例えば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）を用いることができるが、これに限定されるものではなく、ＩＧＢＴに代えて、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）を用いることもできる。
　双方向変換回路８は、トランジスタ８１及びトランジスタ８２を直列に接続した第１直列回路、トランジスタ８３及びトランジスタ８４を直列に接続した第２直列回路を備え、第１直列回路と第２直列回路とを並列に接続してある。具体的には、トランジスタ８１のエミッタとトランジスタ８２のコレクタとを接続し、トランジスタ８３のエミッタとトランジスタ８４のコレクタとを接続してある。また、トランジスタ８１、８３のコレクタ同士を接続してあり、トランジスタ８２、８４のエミッタ同士を接続してある。トランジスタ８２、８４のエミッタは、直流端子Ｔ４に接続してある。
　トランジスタ８１、８３のコレクタには、インダクタＬ３の一端を接続してあり、インダクダＬ３の他端は直流端子Ｔ３に接続してある。直流端子Ｔ３、Ｔ４間にはキャパシタＣ３を接続してある。直流端子Ｔ３、Ｔ４間には、バッテリ３が接続してある。
　トランジスタ８１のエミッタとトランジスタ８２のコレクタとの接続点、及びトランジスタ８３のエミッタとトランジスタ８４のコレクタとの接続点には、トランス７の一方側を接続してある。また、各トランジスタ８１、８２、８３、８４のコレクタ・エミッタ間には、それぞれダイオード８５、８６、８７、８８を逆並列に接続してある。
　制御部９は、各トランジスタ８１、８２、８３、８４を所定周波数（例えば、５０ｋＨｚであるが、これに限定されない）でオン／オフすべく制御する。トランジスタ８１、８２、８３、８４は、例えば、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）を用いることができるが、これに限定されるものではなく、ＩＧＢＴに代えて、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）を用いることもできる。
　充電時には、交流端子Ｔ１、Ｔ２間に印加された系統電源２からの交流が双方向変換回路５により力率改善されるとともに直流に変換され、変換された直流は双方向変換回路６により一旦交流に変換され、さらに双方向変換回路８により整流されてバッテリ３を充電する。
　放電時には、バッテリ３からの直流が双方向変換回路８により一旦交流に変換され、さらに双方向変換回路６により整流されて直流に変換され、変換された直流は、双方向変換回路５により交流に変換されて、交流を出力する。
　次に、本実施の形態の電力変換装置１、特に双方向変換回路５の動作について説明する。なお、以下では、電力変換装置１の充電時の動作について説明するが、放電時の動作についても同様である。
　図２は本実施の形態の電力変換装置１の充電時の電圧・電流の一例を示す模式図である。図２の上から１番目の図は、仮にフィルタ回路４を具備しないとしたときの、交流端子Ｔ１、Ｔ２間の交流電圧Ｖａｃ、交流端子Ｔ１、Ｔ２を流れる交流電流Ｉａｃを示す。図に示すように、双方向変換回路５のＰＦＣ動作により、交流電圧Ｖａｃ及び交流電流Ｉａｃそれぞれの位相は一致し、力率は１又は１に近い値となる。電力変換装置１を、交流端子Ｔ１、Ｔ２から見たインピーダンスは、単純な抵抗成分だけでなく、インダクタンスやキャパシタンスが含まれる。このため、交流端子Ｔ１、Ｔ２間の電圧波形と電流波形の位相がずれる。ＰＦＣ動作は、交流端子Ｔ１、Ｔ２を流れる電流波形が交流端子Ｔ１、Ｔ２間の電圧波形と同位相で変化するように電流を制御するものである。なお、ＰＦＣ動作は、高調波電流を低減する働きも有する。
　図２の上から２番目の図は、フィルタ回路４を接続した場合の、フィルタ回路４内のキャパシタを介して分流する分流電流Ｉｃと、交流端子Ｔ１、Ｔ２間の交流電圧Ｖａｃとの位相関係を示す。フィルタ回路４のキャパシタ４２、４３、４４、４５を合成したキャパシタＣで表し、コイル４１のインダクタンスを無視することができるとすると、分流電流Ｉｃの位相は、交流電圧Ｖａｃの位相に対して９０°進むことになる。コイル４１のインダクタンスを考慮するとしても、分流電流Ｉｃの位相は、交流電圧Ｖａｃの位相に対して略９０°進むことになる。
　図２の上から３番目の図に示すように、フィルタ回路４が接続された場合には、双方向変換回路５でＰＦＣ動作を行ったとしても、交流端子Ｔ１、Ｔ２を流れる交流電流Ｉｉｎの位相は、交流電圧Ｖａｃの位相に対して進むことになり、交流電圧Ｖａｃ及び交流電流Ｉａｃそれぞれの位相はずれ、力率が低下する。
　そこで、図２の上から４番目の図に示すように、フィルタ回路４で分流する分流電流Ｉｃによる進み位相を相殺して、交流端子Ｔ１、Ｔ２を流れる交流電流Ｉｉｎの位相が交流電圧Ｖａｃの位相と一致するように、交流電圧Ｖａｃの位相に対して遅れ位相の目標電流Ｉｔｇを双方向変換回路５の交流側に流す。すなわち、交流電圧Ｖａｃの位相に対して遅れ位相の目標電流Ｉｔｇを流すことにより、交流電圧Ｖａｃの位相に対して進み位相の交流電流Ｉｉｎが、交流電流Ｉａｃのように交流電圧Ｖａｃの位相に一致する。これにより、電力変換装置１の力率を１にする、又は１に近づけることができる。
　ここで、双方向変換回路５をＰＦＣ動作させた場合でも、双方向変換回路５の交流側の交流電圧Ｖａｃと目標電流Ｉｔｇとが同一極性であれば、ＰＦＣ動作で所要の波高値の電流を流すことができるが、交流電圧（系統電圧）Ｖａｃと目標電流Ｉｔｇとが逆極性の期間（図２の上から４番目の図の模様を付した期間）では、実際に電流を流すことができない。そこで、本実施の形態の電力変換装置１では、以下のような動作をさせる。
　図３は本実施の形態の双方向変換回路５の系統電圧及び目標電流それぞれの位相関係に基づく動作の一例を示す説明図である。図３において、系統電圧は、双方向変換回路５の交流側の交流電圧であり、目標電流は、双方向変換回路５の交流側に流れる交流電流である。図３に示すように、系統電圧（交流電圧）及び目標電流それぞれの位相関係に基づいて、系統電圧の１サイクル内を４つの期間Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４に区分している。目標電流の位相は、系統電圧の位相に対して期間Ｄ１又はＤ３に相当する分だけ遅れている。すなわち、目標電流の遅れ位相の目標値θは、期間Ｄ１又はＤ３に相当する位相となる。
　期間Ｄ１は、系統電圧の正の半サイクル内の前段期間であり、系統電圧の１サイクル分の位相を０°～３６０°とすると、前段期間は、位相が０°～θまでの期間である。期間Ｄ１では、系統電圧が正となり、目標電流が負となり、系統電圧と目標電流とは逆極性となる。期間Ｄ１では後述の動作Ｐ１（第１変換、インバータ動作）を行う。
　期間Ｄ２は、系統電圧の正の半サイクル内の後段期間であり、系統電圧の１サイクル分の位相を０°～３６０°とすると、後段期間は、位相がθ～１８０°までの期間である。期間Ｄ２では、系統電圧が正となり、目標電流が正となり、系統電圧と目標電流とは同極性となる。期間Ｄ２では後述の動作Ｐ２（第２変換、ＰＦＣ動作）を行う。
　期間Ｄ３は、系統電圧の負の半サイクル内の前段期間であり、系統電圧の１サイクル分の位相を０°～３６０°とすると、前段期間は、位相が１８０°～１８０°＋θまでの期間である。期間Ｄ３では、系統電圧が負となり、目標電流が正となり、系統電圧と目標電流とは逆極性となる。期間Ｄ３では後述の動作Ｐ３（第１変換、インバータ動作）を行う。
　期間Ｄ４は、系統電圧の負の半サイクル内の後段期間であり、系統電圧の１サイクル分の位相を０°～３６０°とすると、後段期間は、位相が１８０°＋θ～３６０°までの期間である。期間Ｄ４では、系統電圧が負となり、目標電流が負となり、系統電圧と目標電流とは同極性となる。期間Ｄ４では後述の動作Ｐ４（第２変換、ＰＦＣ動作）を行う。
　すなわち、制御部９は、交流電圧（系統電圧）の各半サイクル内の前段期間で双方向変換回路５が第１変換（直流を交流に変換する動作、いわゆるインバータ動作）をすべく制御し、双方向変換回路５の交流側に交流電圧と逆極性の交流電流（図３の目標電流）を流す。
　また、制御部９は、交流電圧の各半サイクル内の後段期間で双方向変換回路５が第２変換（交流を直流に変換する動作、いわゆるＰＦＣ動作）をすべく制御し、双方向変換回路５の交流側に交流電圧と同極性の交流電流（図３の目標電流）を流す。
　例えば、交流電圧が正の半サイクルの場合、前段期間では負の交流電流を流し、後段期間では正の交流電流（図３の目標電流）を流す。これにより、交流電流の位相は、前段期間（図３の期間Ｄ１）に相当する期間だけ交流電圧の位相よりも遅れることになる。同様に、交流電圧が負の半サイクルの場合、前段期間では正の交流電流を流し、後段期間では負の交流電流（図３の目標電流）を流す。これにより、交流電流の位相は、前段期間（図３の期間Ｄ３）に相当する期間だけ交流電圧の位相よりも遅れることになる。
　フィルタ回路４のキャパシタに分流する分流電流の位相は、電力変換装置１の充電動作時（例えば、系統電圧を直流に変換してバッテリ３を充電する動作時）及び放電動作時（例えば、バッテリ３の直流を交流に変換して系統へ供給する動作時）には、交流電圧の位相に対して略９０°進む。この分流電流の影響で双方向変換回路５の交流側の交流電圧と双方向変換回路５の交流側に流れる交流電流の位相はずれ、力率が低下する。そこで、交流電圧の各半サイクルの前段期間で交流電圧の極性と逆極性の交流電流（目標電流）を流すことにより、分流電流による位相の進みを相殺して、交流電圧の位相と電力変換装置１に流れる交流電流（交流端子Ｔ１、Ｔ２に流れる交流電流）の位相とを一致させて、力率を改善する（例えば、力率を１に近づける）ことができる。
　設定部９１は、電圧検出部３１で検出した交流電圧Ｖａｃの波高値Ｖ、電流検出部３２で検出した交流電流（目標電流）Ｉｔｇの波高値Ｉ及びフィルタ回路４のキャパシタに係る所定値Ｃに基づいて、フィルタ回路４で分流する分流電流による進み位相を相殺すべく、交流電圧の位相に対する遅れ位相の目標値θを設定する。
　目標値θは、例えば、θ＝－arcsin（ωＣＶ／Ｉ）で算出することができる。ここで、所定値Ｃは、例えば、フィルタ回路のキャパシタの合成キャパシタンスであり、ωは交流電圧の角周波数（ω＝２πｆ）である。
　双方向変換回路５の交流側の交流電圧又は交流電流が変化した場合でも、交流電圧の位相に対する交流電流の遅れ位相の目標値θを設定することができ、力率を改善することができる。また、双方向変換回路５の交流側の交流電流が小さくなると、フィルタ回路４に分流する分流電流による進み位相の影響を受けやすくなるが、交流電圧の各半サイクル内の目標値までの位相で交流電圧の極性と逆極性の交流電流を流すことができるので、分流電流による位相の進みを相殺して、交流電圧の位相と電力変換装置１に流れる交流電流の位相とを一致させて、力率を改善することができる。
　次に、各期間Ｄ１～Ｄ４での動作の詳細について説明する。図４は本実施の形態の双方向変換回路５の期間Ｄ１での動作の一例を示す説明図である。図４に示すように、制御部９は、期間Ｄ１（交流電圧の正の各半サイクルの前段期間）でトランジスタ５１、５４をオンにし、トランジスタ５２、５３をオフにする状態（図４の上段の図）と、トランジスタ５４だけをオンにする状態（図４の下段の図）とを繰り返す。
　図４の上段の図に示す状態では、双方向変換回路５の直流側の正側から目標電流Ｉｔｇがトランジスタ５１、インダクタＬ１、インダクタＬ２、トランジスタ５４を経由して流れる。また、図４の下段の図に示す状態では、インダクタＬ１、Ｌ２に蓄えられたエネルギーにより、目標電流Ｉｔｇが、インダクタＬ１、インダクタＬ２、トランジスタ５４、トランジスタ５２に逆並列に接続されたダイオード（５６）を経由して流れるので、双方向変換回路５をいわゆるインバータ動作させて、入出力する交流電圧Ｖａｃと異なる極性の交流電流（目標電流）Ｉｔｇを流すことができる。
　図５は本実施の形態の双方向変換回路５の期間Ｄ２での動作の一例を示す説明図である。図５に示すように、制御部９は、期間Ｄ２（交流電圧の正の各半サイクルの後段期間）でトランジスタ５１～５４をすべてオフにする状態（図５の上段の図）と、トランジスタ５２だけをオンにする状態（図５の下段の図）とを繰り返す。
　図５の上段の図に示す状態では、インダクタＬ１、トランジスタ５１に逆並列に接続されたダイオード（５５）、双方向変換回路５の直流側、トランジスタ５４に逆並列に接続されたダイオード（５８）、インダクタＬ２を経由して目標電流Ｉｔｇが流れる。また、図５の下段の図に示す状態では、インダクタＬ１、Ｌ２に蓄えられたエネルギーにより、目標電流Ｉｔｇが、インダクタＬ１、トランジスタ５２、トランジスタ５４に逆並列に接続されたダイオード（５８）、インダクタＬ２を経由して流れるので、双方向変換回路５をいわゆるＰＦＣ動作させて、入出力する交流電圧Ｖａｃと同一極性の交流電流（目標電流）Ｉｔｇを流すことができる。
　図６は本実施の形態の双方向変換回路５の期間Ｄ３での動作の一例を示す説明図である。図６に示すように、制御部９は、期間Ｄ３（交流電圧の負の各半サイクルの前段期間）でトランジスタ５２、５３をオンにし、トランジスタ５１、５４をオフにする状態（図６の上段の図）と、トランジスタ５２だけをオンにする状態（図６の下段の図）とを繰り返す。
　図６の上段の図に示す状態では、双方向変換回路５の直流側の正側から目標電流Ｉｔｇがトランジスタ５３、インダクタＬ２、インダクタＬ１、トランジスタ５２を経由して流れる。また、図６の下段の図に示す状態では、インダクタＬ１、Ｌ２に蓄えられたエネルギーにより、目標電流Ｉｔｇが、インダクタＬ１、トランジスタ５２、トランジスタ５４に逆並列に接続されたダイオード（５８）、インダクタＬ２を経由して流れるので、双方向変換回路５をいわゆるインバータ動作させて、入出力する交流電圧Ｖａｃと異なる極性の交流電流（目標電流）Ｉｔｇを流すことができる。
　図７は本実施の形態の双方向変換回路５の期間Ｄ４での動作の一例を示す説明図である。図７に示すように、制御部９は、期間Ｄ４（交流電圧の負の各半サイクルの後段期間）でトランジスタ５１～５４をすべてオフにする状態（図７の上段の図）と、トランジスタ５４だけをオンにする状態（図７の下段の図）とを繰り返す。
　図７の上段の図に示す状態では、インダクタＬ２、トランジスタ５３に逆並列に接続されたダイオード（５７）、双方向変換回路５の直流側、トランジスタ５２に逆並列に接続されたダイオード（５６）、インダクタＬ２を経由して目標電流Ｉｔｇが流れる。また、図７の下段の図に示す状態では、インダクタＬ１、Ｌ２に蓄えられたエネルギーにより、目標電流Ｉｔｇが、インダクタＬ２、トランジスタ５４、トランジスタ５２に逆並列に接続されたダイオード（５６）、インダクタＬ２を経由して流れるので、双方向変換回路５をいわゆるＰＦＣ動作させて、入出力する交流電圧Ｖａｃと同一極性の交流電流（目標電流）Ｉｔｇを流すことができる。
　図８は本実施の形態の電力変換装置１の処理手順の一例を示すフローチャートである。図８は電力変換装置１の充電動作時の処理手順を示すが、放電動作時も同様に、本実施の形態を適用することができる。以下では便宜上、処理の主体を制御部９として説明する。
　制御部９は、充電動作であるか否かを判定し（Ｓ１１）、充電動作でない場合（Ｓ１１でＮＯ）、ステップＳ１１の処理を続ける。充電動作である場合（Ｓ１１でＹＥＳ）、制御部９は、交流電圧（系統電圧）を検出し（Ｓ１２）、交流電流を検出する（Ｓ１３）。なお、交流電圧は電圧検出部３１により検出することができ、交流電流は電流検出部３２で検出することができる。
　制御部９は、目標電流Ｉｔｇの遅れ位相の目標値θを設定し（Ｓ１４）、交流電圧の各半サイクルで現在の位相が目標値θより前の位相であるか否かを判定する（Ｓ１５）。現在の位相が目標値θより前の位相である場合（Ｓ１５でＹＥＳ）、制御部９は、双方向変換回路５をインバータ動作（第１変換）させ（Ｓ１６）、後述のステップＳ１８を行う。
　現在の位相が目標値θより前の位相でない場合（Ｓ１５でＮＯ）、制御部９は、双方向変換回路５をＰＦＣ動作（第２変換）させ（Ｓ１７）、後述のステップＳ１８を行う。制御部９は、処理を終了するか否かを判定し（Ｓ１８）、処理を終了しない場合（Ｓ１８でＮＯ）、ステップＳ１２以降の処理を行い、処理を終了する場合（Ｓ１８でＹＥＳ）、処理を終了する。
　上述のように、本実施の形態によれば、キャパシタを有するフィルタ回路が双方向変換回路５の交流側に設けられている場合でも、フィルタ回路に分流する分流電流による進み位相を相殺して、力率を１にする、又は１に近づけることができる。
　上述の実施の形態では、電力変換装置１が充電動作を行う場合について説明したが、これに限定されるものではなく、電力変換装置１が放電動作を行う場合にも本実施の形態を適用することができる。すなわち、電力変換装置１が放電動作を行う場合には、図３に示す期間Ｄ１では、図６に示す動作を行い、図３に示す期間Ｄ２では、図７に示す動作を行い、図３に示す期間Ｄ３では、図４に示す動作を行い、図３に示す期間Ｄ４では、図５に示す動作を行うようにすればよい。
　本実施の形態の双方向変換回路６、８の回路構成は、図１に例示した回路構成に限定されるものではなく、他の回路構成で実現することもできる。
　以上に開示された実施の形態及び実施例は、全ての点で例示であって制限的なものではないと考慮されるべきである。本発明の範囲は、以上の実施の形態及び実施例ではなく、請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味及び範囲内での全ての修正や変形を含むものと意図される。
　４　フィルタ回路
　５、６、８　双方向変換回路
　７　トランス
　９　制御部
　４１　コイル
　４２、４３、４４、４５キャパシタ
　５１、５２、５３、５４　トランジスタ
　５５、５６、５７、５８　ダイオード
　６１、６２、６３、６４、８１、８２、８３、８４　トランジスタ
　６５、６６、６７、６８、８５、８６、８７、８８　ダイオード
　９１　設定部
　Ｌ１、Ｌ２、Ｌ３　インダクタ
 

Claims (4)

  1. 　直流を交流に変換する第１変換及び交流を直流に変換する第２変換が可能な双方向変換回路と、該双方向変換回路の交流側に設けられ、キャパシタを有するフィルタ回路とを備える電力変換装置であって、
    　交流電圧の各半サイクル内の前段期間で前記双方向変換回路が前記第１変換をすべく制御し、交流電圧の各半サイクル内の後段期間で前記双方向変換回路が前記第２変換をすべく制御する制御部を備え、
    　該制御部は、
    　前記双方向変換回路の交流側に、前記前段期間にて前記交流電圧と逆極性の交流電流を流すように制御し、前記後段期間にて前記交流電圧と同極性の交流電流を流すように制御する電力変換装置。
  2. 　前記双方向変換回路の交流側の電圧を検出する電圧検出部と、
    　前記双方向変換回路の交流側の電流を検出する電流検出部と、
    　前記電圧検出部で検出した電圧、前記電流検出部で検出した電流及び前記フィルタ回路のキャパシタに係る所定値に基づいて、前記フィルタ回路で分流する分流電流による進み位相を相殺すべく、交流電圧の位相に対する遅れ位相の目標値を設定する設定部と
    　を備え、
    　前記前段期間は、前記各半サイクル内の前記目標値までの位相であり、
    　前記後段期間は、前記各半サイクル内の前記目標値より後の位相である請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 　前記双方向変換回路は、
    　第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子を直列に接続した第１直列回路と、
    　該第１直列回路に並列に接続され、第３スイッチング素子及び第４スイッチング素子を直列に接続した第２直列回路と、
    　各スイッチング素子に逆並列に接続されたダイオードと
    　を備え、
    　前記制御部は、
    　交流電圧の正の各半サイクルの前記前段期間で前記第１スイッチング素子及び第４スイッチング素子をオンにする状態と前記第４スイッチング素子をオンにする状態とを繰り返し、交流電圧の負の各半サイクルの前記前段期間で前記第２スイッチング素子及び第３スイッチング素子をオンにする状態と前記第２スイッチング素子をオンにする状態とを繰り返すべく制御し、
    　さらに、交流電圧の正の各半サイクルの前記後段期間で前記第２スイッチング素子をオンにする状態を繰り返し、交流電圧の負の各半サイクルの前記後段期間で前記第４スイッチング素子をオンにする状態を繰り返すべく制御する請求項１又は請求項２に記載の電力変換装置。
  4. 　直流を交流に変換する第１変換及び交流を直流に変換する第２変換が可能な双方向変換回路と、該双方向変換回路の交流側に設けられ、キャパシタを有するフィルタ回路とを備える電力変換装置の制御方法であって、
    　交流電圧の各半サイクル内の前段期間で前記双方向変換回路が前記第１変換をすべく制御部が制御し、
    　交流電圧の各半サイクル内の後段期間で前記双方向変換回路が前記第２変換をすべく前記制御部が制御し、
    　前記制御部は、
    　前記双方向変換回路の交流側に、前記前段期間にて前記交流電圧と逆極性の交流電流を流すように制御し、前記後段期間にて前記交流電圧と同極性の交流電流を流すように制御する電力変換装置の制御方法。
     
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