WO2015105069A1 - 電力変換装置及び三相交流電源装置 - Google Patents

電力変換装置及び三相交流電源装置 Download PDF

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waveform
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綾井　直樹
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住友電気工業株式会社
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Definitions

  • the present invention relates to a three-phase AC power supply device that generates three-phase AC power from DC power and a power conversion device used therefor.
  • a power converter that boosts the DC voltage input from the DC power supply using a DC / DC converter and converts it to an AC voltage using an inverter, and outputs it to a stand-alone power supply or UPS (Uninterruptible Power Supply) Many are used.
  • the DC / DC converter always performs a switching operation, and the inverter also always performs a switching operation.
  • the voltage of the DC power supply can be converted into a three-phase AC voltage (see, for example, Patent Document 1 (FIG. 7)).
  • FIG. 16 is an example of a circuit diagram of a power converter used when power is supplied from a DC power source to a three-phase AC load.
  • the power conversion device 200 generates AC power based on the DC power received from the DC power supply 201 and supplies the power to the three-phase AC load 220.
  • the power conversion device 200 includes a capacitor 202, for example, three sets of booster circuits 203, a smoothing circuit 205 that smoothes the voltage of the DC bus 204, a three-phase inverter circuit 207, three sets of AC reactors 208 to 210, and capacitors. 211 to 213.
  • the smoothing circuit 205 is formed by connecting capacitors 206 in two series for securing withstand voltage performance and in six parallels for securing capacity.
  • the capacitance of the smoothing circuit as a whole is, for example, several mF.
  • the booster circuit 203 boosts the voltage, which has been increased in frequency by switching, by the insulating transformer 203t, and then rectifies it.
  • the three sets of booster circuits 203 are connected in parallel to the common DC bus 204.
  • the outputs of the three sets of booster circuits 203 are smoothed by the large-capacity smoothing circuit 205 and become the voltage of the DC bus 204.
  • the three-phase inverter circuit 207 By switching this voltage by the three-phase inverter circuit 207, a three-phase AC voltage including a high-frequency component is generated.
  • the high-frequency component is removed by the AC reactors 208 to 210 and the capacitors 211 to 213, and a three-phase AC voltage (power) that can be provided to the three-phase AC load 220 is obtained.
  • the line voltage of the three-phase AC load 220 is 400V.
  • the voltage of the DC bus 204 needs a peak value of AC 400V or more, and is about 566V at 400 ⁇ ⁇ 2, but it is set to 600V with some margin.
  • the voltage of the DC bus 204 is 600 V
  • the switching element in the three-phase inverter circuit 207 is turned off, a voltage greatly exceeding 600 V is applied to the switching element due to resonance caused by the stray inductance and the capacitance of the switching element. Therefore, for example, in order to reliably prevent the dielectric breakdown of the switching element, a withstand voltage performance of 1200 V that is twice the voltage of the DC bus is required.
  • the smoothing circuit 205 also requires a withstand voltage performance of 1200 V, and in the configuration of FIG. 16, each capacitor needs a withstand voltage performance of 600 V.
  • the present invention provides a three-phase AC power supply device that converts a DC voltage input from a DC power source into a three-phase AC voltage and a power converter used therefor, to reduce power loss associated with the conversion. Objective.
  • the present invention is a power conversion device for converting a DC voltage input from a DC power source into a three-phase AC voltage, wherein the DC voltage input from the DC power source is a first phase with respect to a neutral point of the three-phase AC.
  • a first phase conversion device that converts the voltage to an AC waveform voltage to be output to the second phase, and a second voltage that converts a DC voltage input from the DC power source to an AC waveform voltage to be output to the second phase relative to the neutral point.
  • a phase converter for converting a DC voltage input from the DC power source to a voltage of an AC waveform to be output to the third phase with respect to the neutral point, the first phase converter, A second phase converter, and a control unit for controlling the third phase converter,
  • Each of the first phase conversion device, the second phase conversion device, and the third phase conversion device includes a DC / DC converter including an insulating transformer and a smoothing capacitor, and the control unit includes the DC / DC converter.
  • a second converter that has a full-bridge inverter, and the control unit controls the full-bridge inverter so that the voltage including the pulsating current waveform is inverted in polarity every cycle and converted to the AC waveform voltage; It is equipped with.
  • the present invention is a three-phase AC power supply apparatus, wherein a DC power supply and a DC voltage input from the DC power supply are converted into a voltage of an AC waveform to be output to the first phase with respect to the neutral point of the three-phase AC.
  • Each of the first phase conversion device, the second phase conversion device, and the third phase conversion device includes a DC / DC converter including an insulating transformer and a smoothing capacitor, and the control unit includes the DC / DC converter.
  • a second converter that has a full-bridge inverter, and the control unit controls the full-bridge inverter so that the voltage including the pulsating current waveform is inverted in polarity every cycle and converted to the AC waveform voltage; It is equipped with.
  • the power conversion device and the three-phase AC power supply device of the present invention it is possible to reduce power loss accompanying conversion.
  • FIG. 1 It is a circuit diagram which shows the three-phase alternating current power supply device which concerns on 1st Embodiment. It is a figure which shows the internal circuit of the converter for 1 phase in FIG. 1 in detail. It is a figure which shows the gate drive pulse with respect to a full bridge circuit. It is a figure which shows an example of the production method of a gate drive pulse.
  • A) is the command value (ideal value) of the output waveform of a 1st conversion part
  • (b) is the voltage of the pulsating current waveform which actually appears.
  • It is the gate drive pulse of the switching element which comprises the full bridge inverter of a 2nd conversion part.
  • (a) is a target voltage (ideal value)
  • (b) is the voltage which a voltage sensor actually detects.
  • It is a circuit diagram which shows the three-phase alternating current power supply device which concerns on 2nd Embodiment. It is a figure which shows the internal circuit of the converter for 1 phase in FIG. 8 in detail. It is a figure which shows the gate drive pulse with respect to a full bridge circuit.
  • (A) is the command value (ideal value) of the output waveform of the 1st conversion part which is going to be obtained with the gate drive pulse of FIG.
  • (B) is the voltage of the pulsating current waveform that actually appears.
  • (A) is the figure which added the waveform of the target voltage of the zero cross vicinity to the figure similar to (b) of FIG. 11 with the dotted line.
  • (b) and (c) are gate drive pulses of the switching elements that constitute the full-bridge inverter of the second conversion unit.
  • It is a graph showing the alternating voltage output via a filter circuit from a 2nd conversion part, (a) is a target voltage (ideal value), (b) is the voltage which a voltage sensor actually detects.
  • It is a circuit diagram of the converter for 1 phase in the three-phase alternating current power supply device and power converter device which concern on 3rd Embodiment. It is a figure which shows the point of the production
  • It is an example of the circuit diagram of the conventional power converter device used when supplying electric power from a DC power supply to a three-phase AC load.
  • the gist of the embodiment of the present invention includes at least the following.
  • a first phase conversion device that converts an AC waveform voltage to be output to one phase, and a DC voltage input from the DC power source to an AC waveform voltage to be output to the second phase with respect to the neutral point
  • a second phase converter a third phase converter for converting a DC voltage input from the DC power source into an AC waveform voltage to be output to the third phase with respect to the neutral point
  • the first phase converter A control unit for controlling the second phase conversion device and the third phase conversion device,
  • Each of the first phase conversion device, the second phase conversion device, and the third phase conversion device includes a DC / DC converter including an insulating transformer and a smoothing capacitor, and the control unit includes the DC / DC converter.
  • a second converter that has a full-bridge inverter, and the control unit controls the full-bridge inverter so that the voltage including the pulsating current waveform is inverted in polarity every cycle and converted to the AC waveform voltage; It is equipped with.
  • ⁇ ⁇ Switching loss of the switching element decreases due to the voltage reduction of the DC bus. Moreover, even when there is a reactor in the apparatus, the iron loss is reduced. Furthermore, the switching element and the smoothing capacitor connected to the DC bus can be used even if they have low withstand voltage performance. A switching element having a lower withstand voltage performance has a lower on-resistance, so that conduction loss can be reduced.
  • the hardware configuration of the first conversion unit is a DC / DC converter, but it does not convert a DC voltage into a simple DC voltage but corresponds to an absolute value of an AC waveform. Convert to voltage including pulsating waveform. Therefore, the waveform that is the basis of the AC waveform is generated by the first converter. And a 2nd conversion part inverts the polarity of the voltage containing a pulsating flow waveform for every period, and converts it into the target voltage of an alternating current waveform.
  • the full bridge inverter of the second conversion unit has a drastic reduction in the number of times of switching compared to the conventional inverter operation, and the voltage at the time of switching is low.
  • the switching loss of the second conversion unit is greatly reduced. Moreover, even when a reactor is provided in the 2nd conversion part, the iron loss becomes small. Furthermore, the capacitor of the first conversion unit smoothes only high-frequency voltage fluctuations, and does not smooth the low-frequency pulsating waveform. Therefore, a low-capacitance capacitor can be used.
  • the first conversion unit may convert the DC voltage into a voltage having a continuous pulsating waveform.
  • all (1/2) period waveforms that form the basis of the AC waveform are generated by the first conversion unit, and the second conversion unit performs only polarity reversal at a frequency that is twice the frequency of the output AC waveform. That is, the second conversion unit does not perform inverter operation with high-frequency switching. Therefore, no AC reactor is required on the output side of the second conversion unit, and loss due to the AC reactor can be eliminated.
  • the control unit when the voltage output from the first converter is within a predetermined ratio or less with respect to the peak value of the pulsating waveform, the control unit May generate the voltage of the AC waveform within the period by operating the full-bridge inverter at a high frequency.
  • the period within a predetermined ratio or less with respect to the peak value of the pulsating current waveform means the vicinity of the zero cross of the target voltage.
  • the second converter contributes to the generation of the AC waveform near the zero cross of the target voltage
  • the first converter contributes to the generation of the AC waveform otherwise. If an attempt is made to generate the entire region of the pulsating flow waveform only by the first conversion unit, waveform distortion may occur in the vicinity of the zero cross, but such a waveform can be obtained by locally utilizing the inverter operation of the second conversion unit. Distortion can be prevented, and a smoother AC waveform output can be obtained. Since the period during which the second converter is operated as an inverter is short, there is less loss compared to the conventional inverter operation. Loss due to AC reactor is also reduced.
  • the predetermined ratio in (3) is preferably 18% to 35%. In this case, it is possible to prevent waveform distortion in the vicinity of the zero cross and to sufficiently ensure the effect of reducing loss. For example, when the “predetermined ratio” is less than 18%, there is a possibility that slight distortion near the zero cross may remain. If it is larger than 35%, the high-frequency inverter operation period in the second conversion unit 2 becomes longer, and the loss reduction effect is reduced accordingly.
  • the capacitor smoothes high-frequency voltage fluctuation due to switching in the first converter, but the pulsating waveform is smoothed. It is preferable to have a capacity that does not. In this case, a desired pulsating waveform can be obtained while removing high-frequency voltage fluctuations associated with switching.
  • a DC power source and a DC voltage input from the DC power source are converted into an AC waveform voltage to be output to the first phase with respect to the neutral point of the three-phase AC.
  • a first phase conversion device, a second phase conversion device that converts a DC voltage input from the DC power source into an AC waveform voltage to be output to the second phase with respect to the neutral point, and an input from the DC power source A third phase conversion device that converts a DC voltage to an AC waveform voltage to be output to the third phase with respect to the neutral point, the first phase conversion device, the second phase conversion device, and the third A control unit for controlling the phase conversion device,
  • Each of the first phase conversion device, the second phase conversion device, and the third phase conversion device includes a DC / DC converter including an insulating transformer and a smoothing capacitor, and the control unit includes the DC / DC converter.
  • a second converter that has a full-bridge inverter, and the control unit controls the full-bridge inverter so that the voltage including the pulsating current waveform is inverted in polarity every cycle and converted to the AC waveform voltage; It is equipped with. Also in this case, the same effects as the power conversion device of (1) are exhibited.
  • FIG. 1 is a circuit diagram showing a three-phase AC power supply apparatus 500 according to the first embodiment.
  • the three-phase AC power supply device 500 includes a power conversion device 100P and a DC power source 5 made of, for example, a storage battery, and is connected to a three-phase AC load 6.
  • the power conversion device 100P is configured by three sets of conversion devices (first conversion device, second conversion device, and third conversion device) 100 provided corresponding to each phase of three-phase alternating current.
  • the converter 100 converts the DC power input from the DC power supply 5 into AC power and supplies the AC power to the three-phase AC load 6.
  • each of the three sets of converters 100 independently supplies AC power with a phase voltage with respect to the neutral point N of the three-phase AC, and in the entire three sets, each phase load 6p (first phase (u), first phase) AC power is supplied to the second phase (v) and the third phase (w) with a line voltage.
  • the phase voltage is about 231 V (400 V / ⁇ 3).
  • Each converter 100 to output the phase voltage, as the voltage of the DC bus L B, are necessary about 327V ((400V / ⁇ 3) ⁇ ⁇ 2). This means that in comparison with the case of supplying a line voltage for three-phase AC load 6 (400V) with a single three-phase inverter, the voltage of the DC bus L B is reduced (566V ⁇ 327V). Therefore, the withstand voltage performance of the switching element and other electronic devices is not required to be 1200V, and is approximately 600V.
  • FIG. 2 is a diagram showing the internal circuit of the conversion device 100 for one phase in FIG. 1 in more detail.
  • the conversion device 100 converts an input DC voltage VDC into an AC voltage VAC, which is a target voltage having an AC waveform, and outputs the AC voltage.
  • the conversion device 100 can also convert from alternating current to direct current, but here, description will be given mainly focusing on conversion from direct current to alternating current (the same applies to the second and third embodiments). .)
  • the conversion device 100 is configured with a first conversion unit 1, a second conversion unit 2, and a control unit 3 as main components.
  • a DC voltage VDC is input to the first conversion unit 1 via a smoothing capacitor 4.
  • the direct current voltage VDC is detected by the voltage sensor 5 s and information on the detected voltage is sent to the control unit 3.
  • AC voltage V AC is the second output voltage of the converter unit 2 is detected by a voltage sensor 6s, information of the detected voltage is sent to the control unit 3.
  • the first converter 1 includes a DC / DC converter 10 and a smoothing capacitor 14.
  • the DC / DC converter 10 includes, in order from the input side, a full bridge circuit 11 including four switching elements Q1, Q2, Q3, and Q4, an insulating transformer 12, and four switching elements Q5, Q6, Q7, and Q8.
  • the rectifier circuit 13 is configured, and these are connected as illustrated.
  • the second conversion unit 2 includes a full bridge inverter 21 including four switching elements Q9, Q10, Q11, and Q12, and a capacitor 22.
  • the output of the second converter 2 becomes an AC voltage V AC of the desired AC waveform.
  • the switching elements Q1 to Q12 are controlled by the control unit 3.
  • an IGBT Insulated Gate Bipolar Transistor
  • an FET Field Effect Transistor
  • the voltage of the DC bus L B is reduced, switching converter 100
  • the switching loss of elements Q5 to Q12 is reduced.
  • the iron loss of the insulation transformer 12 is also reduced.
  • DC bus L switching elements Q5 ⁇ Q12 and a capacitor 14 for smoothing is connected to B is also made available as low withstand voltage performance.
  • a switching element having a lower withstand voltage performance has a lower on-resistance, so that conduction loss can be reduced.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating gate drive pulses for the full bridge circuit 11.
  • a waveform indicated by two-dot chain line, an AC voltage V AC is the target voltage.
  • the frequency of the gate drive pulse is much higher than the frequency (50 or 60 Hz) of the AC voltage VAC (for example, 20 kHz), so individual pulses cannot be drawn, but the pulse width is the peak of the absolute value of the AC waveform. Becomes the widest and becomes narrower as the absolute value approaches zero.
  • FIG. 4 is a diagram showing an example of how to generate a gate drive pulse.
  • the upper stage is a diagram showing a high-frequency carrier wave and an absolute value of an AC waveform sine wave as a reference wave. Since the time on the horizontal axis is very short, the reference wave appears to be linear, but is rising toward 0 to ⁇ / 2, for example.
  • Two sets of carrier waves (a thick line and a thin line) are displayed in an overlapping manner, and are composed of two trapezoidal waveforms that are temporally shifted from each other by a half cycle. That is, it rises diagonally, keeps level 1 for a while, and then suddenly drops to 0 is one cycle of one trapezoidal waveform, such a waveform appears continuously, and the two sets of waveforms are shifted by a half cycle ing.
  • a PWM-controlled gate drive pulse shown in the lower stage is obtained.
  • the gate drive pulse a pulse for turning on switching elements Q1 and Q4 and a pulse for turning on switching elements Q2 and Q3 are alternately output.
  • a positive voltage and a negative voltage are alternately and evenly applied to the primary winding of the insulating transformer 12. Since the pulse width is not easily generated in the vicinity of the zero cross of the reference wave (sine wave), as shown in FIG. 3, the vicinity of the zero cross is in a state equivalent to no gate drive pulse being output.
  • the output of the full bridge circuit 11 driven by the gate drive pulse as described above is transformed by the insulation transformer 12 at a predetermined turn ratio, then rectified by the rectifier circuit 13 and smoothed by the capacitor 14. Smoothing works to the extent that it eliminates traces of high-frequency switching, but it cannot smooth low frequencies such as commercial frequencies. That is, the capacity of the capacitor 14 is selected to an appropriate value so as to obtain such a result. If the capacity is much larger than the appropriate value, the waveform is smoothed down to a low frequency such as the commercial frequency, and the waveform shape is distorted. By selecting an appropriate value, a desired pulsating waveform can be obtained while removing high-frequency voltage fluctuations associated with switching.
  • the rectifier circuit 13 can perform rectification by a diode built in the element even when the gate drive pulse is not given from the control unit 3 (even when the switching elements Q5 to Q8 are all off). Synchronous rectification can be performed. That is, when diode rectification is performed, a gate drive pulse is applied from the control unit 3 to the switching elements Q5 to Q8 at a timing when current flows through the diode. If it does so, it will become a synchronous rectification system, and since an electric current flows through the semiconductor element, the power loss of the whole rectifier circuit 13 can be reduced.
  • (A) of FIG. 5 is the command value (ideal value) of the output waveform of the 1st conversion part 1 which is going to be obtained in this way.
  • the horizontal axis represents time and the vertical axis represents voltage.
  • this is an AC waveform of the AC voltage V AC becomes pulsating waveform full-wave rectification.
  • the peak value is 282.8 V (200 ⁇ 2 1/2 ), and the effective value is 200 V.
  • FIG. 5B shows the voltage of the pulsating waveform that actually appears at both ends of the capacitor 14. As is clear from comparison with (a), a pulsating flow waveform almost equivalent to the command value is obtained.
  • FIG. 6 shows gate drive pulses of the switching elements Q9 to Q12 constituting the full bridge inverter of the second conversion unit 2.
  • (A) is a gate drive pulse for the switching elements Q9 and Q12
  • (b) is a gate drive pulse for the switching elements Q10 and Q11.
  • the polarity of the pulsating flow waveform of FIG. 5 is reversed every pulsating flow period.
  • Figure 7 is a graph showing the AC voltage V AC this manner is outputted, is (a) a target voltage (ideal value), (b) an AC voltage V AC for detecting the actual voltage sensor 6s . Although there is some distortion in the vicinity of the zero cross, an almost accurate AC waveform is obtained.
  • the hardware configuration of the first conversion unit 1 is a DC / DC converter.
  • the DC voltage is not simply converted into a DC voltage, but an absolute AC waveform is obtained. It is converted into a pulsating flow waveform corresponding to the value. Therefore, the waveform that is the basis of the AC waveform is generated by the first converter 1.
  • the 2nd conversion part 2 inverts the polarity of the voltage containing a pulsating flow waveform for every period, and converts it into the target voltage of an alternating current waveform.
  • the switching frequency of the full bridge inverter of the second conversion unit 2 is drastically reduced as compared with the conventional inverter operation. That is, for example, it is drastically reduced (1/200) from a high frequency of about 20 kHz to 100 Hz (for example, twice per cycle of 50 Hz).
  • the second converter 2 performs switching at the zero cross timing, the voltage at the time of switching is extremely low (ideally 0 V). Therefore, the switching loss of the second conversion unit 2 is greatly reduced.
  • the 2nd conversion part 2 does not perform the inverter operation
  • the conversion efficiency of the conversion device 100 can be improved. Further, the capacitor 14 of the first converter 1 only needs to smooth the high-frequency voltage fluctuation, and does not smooth the low-frequency pulsating waveform. Therefore, a capacitor having a low capacitance (for example, 10 ⁇ F or 22 ⁇ F) can be used.
  • FIG. 15 is a diagram illustrating a procedure for generating a three-phase AC voltage.
  • the control unit 3 controls the conversion devices (first conversion device, second conversion device, and third conversion device) 100 for each phase so that the phases of the AC waveforms output by these devices are shifted by (2/3) ⁇ from each other. To do.
  • the power converter device 100P can apply a three-phase alternating current voltage with respect to the three-phase alternating current load 6, and can supply alternating current power.
  • the conversion device 100 can also be used for conversion from alternating current to direct current.
  • an AC reactor (same as the AC reactor 23 (FIG. 9) in the second embodiment described later) in the electric path from the interconnection point of the switching elements Q9 and Q10 to the capacitor 22.
  • the AC reactor and the capacitor 22 constitute a filter circuit (low-pass filter).
  • the second converter 2 when power is supplied from the AC side, the second converter 2 is a “rectifier circuit”, and the rectifier circuit 13 of the first converter 1 is an “inverter”. The high-frequency component generated by the “inverter” does not leak to the AC side due to the presence of the filter circuit.
  • the full bridge circuit 11 is a “rectifier circuit”.
  • the control unit 3 sends power to the insulating transformer 12 by alternately turning on the switching elements Q5 and Q8 and the switching elements Q6 and Q7 at an appropriate switching frequency such that the insulating transformer 12 is not magnetically saturated.
  • the output of the insulation transformer 12 is rectified by a full bridge circuit 11 as a “rectifier circuit” to become a DC voltage.
  • FIG. 8 is a circuit diagram showing a three-phase AC power supply apparatus 500 according to the second embodiment.
  • the three-phase AC power supply device 500 includes a power conversion device 100P and a DC power source 5 made of, for example, a storage battery, and is connected to a three-phase AC load 6.
  • FIG. 9 is a diagram showing the internal circuit of the conversion device 100 for one phase in FIG. 8 in more detail.
  • the voltage sensor 9 differs from FIG. 2 in that the AC reactor 23 is provided on the output side of the full bridge inverter 21 in the second converter 2 and the output voltage of the first converter 1 is detected in FIG.
  • the voltage sensor 9 is provided, and the other hardware configuration is the same.
  • the AC reactor 23 and the capacitor 22 constitute a filter circuit (low-pass filter) that removes a high-frequency component contained in the output of the second conversion unit 2. Information on the voltage detected by the voltage sensor 9 is sent to the control unit 3.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating gate drive pulses for the full bridge circuit 11.
  • the frequency of the gate drive pulse is much higher than the frequency (50 or 60 Hz) of the AC voltage VAC (for example, 20 kHz), so individual pulses cannot be drawn, but the pulse width is the peak of the absolute value of the AC waveform. Becomes the widest and becomes narrower as the absolute value approaches zero.
  • the difference from FIG. 3 is that the gate drive pulse is not output in the vicinity of the zero cross of the AC waveform in a wider range than FIG.
  • (A) of FIG. 11 is the command value (ideal value) of the output waveform of the 1st conversion part 1 which is going to be obtained with the gate drive pulse of FIG.
  • the horizontal axis represents time and the vertical axis represents voltage. That is, this includes a pulsating waveform that is obtained by full-wave rectifying the AC waveform of the AC voltage VAC.
  • the peak value is 282.8 V (200 ⁇ 2 1/2 ).
  • (b) in FIG. 11 is the voltage of the pulsating waveform that actually appears at both ends of the capacitor 14.
  • a pulsating flow waveform almost equal to the command value is obtained, but within a period when the voltage is a predetermined ratio or less, for example, 100 V or less, with respect to the peak value of the target voltage, The waveform is slightly distorted.
  • FIG. 12 is a diagram in which the waveform of the target voltage in the vicinity of the zero cross is added by a dotted line to the same diagram as in (b) in FIG. 12B and 12C show gate drive pulses of the switching elements Q9 to Q12 constituting the full bridge inverter of the second conversion unit 2.
  • FIG. (B) is a gate drive pulse for the switching elements Q9 and Q12
  • (c) is a gate drive pulse for the switching elements Q10 and Q11.
  • PWM control is performed by high-frequency switching.
  • the gate drive pulses of (b) and (c) are alternately 1/0.
  • the pulsating flow waveform of (a) is inverted every pulsating flow cycle.
  • the control unit 3 switches the switching elements Q9 and Q12 when the voltage output from the first conversion unit 1 shown in (a) is 100 V or less, for example. Is switched at a high frequency to perform inverter operation. Thereby, a voltage is output from the 2nd conversion part 2 so that the target voltage near zero crossing may be approached.
  • control unit 3 switches the switching elements Q10 and Q11 at a high frequency to perform an inverter operation when the voltage is 100 V or less, for example. Thereby, a voltage is output from the 2nd conversion part 2 so that the voltage of the target voltage in the zero cross vicinity may be approximated.
  • FIG. 13 is a graph showing the AC voltage VAC output from the second conversion unit 2 through the filter circuit including the AC reactor 23 and the capacitor 22, where (a) is a target voltage (ideal value) and (b). is an AC voltage V AC to detect the actual voltage sensor 6s. As shown in (b), there is no distortion in the vicinity of the zero cross, and an AC waveform almost as the target voltage is obtained.
  • the hardware configuration of the first conversion unit 1 is a DC / DC converter.
  • an alternating current is used instead of converting a direct current voltage into a simple direct current voltage. It is converted into a pulsating waveform corresponding to the absolute value of the waveform (excluding the vicinity of the zero cross). Therefore, the waveform that is the basis of the AC waveform is mainly generated by the first converter 1.
  • the 2nd conversion part 2 inverts the polarity of the voltage containing the pulsating flow waveform which the 1st conversion part 1 output for every period, and converts it into the target voltage of an alternating current waveform.
  • the second conversion unit 2 performs an inverter operation only in the vicinity of the zero cross, and generates and outputs an AC waveform in the vicinity of the zero cross that the first conversion unit 1 did not generate.
  • the second converter 2 contributes to the generation of the AC waveform near the zero cross of the target voltage
  • the first converter 1 contributes to the generation of the AC waveform otherwise. If the entire region of the pulsating waveform is generated only by the first conversion unit 1, waveform distortion may occur in the vicinity of the zero cross, but this is achieved by utilizing the inverter operation of the second conversion unit 2 locally. It is possible to prevent distortion of the waveform and to obtain a smoother AC waveform output.
  • the loss is extremely small as compared with the conventional inverter operation. Further, the loss due to the AC reactor 23 is less than that of the conventional inverter operation. In addition, the relatively low voltage during the period near the zero cross in which the inverter is operated also contributes to reducing the loss due to switching and the loss due to the AC reactor. By reducing the loss as described above, the conversion efficiency of the conversion device 100 can be improved, and a smoother AC waveform output can be obtained.
  • movement of the 2nd conversion part 2 with a high frequency is that it becomes below a predetermined ratio with respect to a peak value.
  • the threshold value for the predetermined ratio with respect to the peak value 282.8V is 100V
  • the predetermined ratio is 100V / 282.8V ⁇ 0.35.
  • 100V is a value that gives a margin, and in FIG. 5B, distortion appears at 50V or less. Therefore, the threshold value may be lowered to 50V.
  • the predetermined ratio is 50V / 282.8V ⁇ 0.18.
  • the “predetermined ratio” is preferably 18% to 35%.
  • the effective value of the voltage is other than 200 V, 18% to 35% is preferable with respect to the peak value. If the “predetermined ratio” is less than 18%, there is a possibility that a slight distortion remains in the vicinity of the zero cross. If it is larger than 35%, the high-frequency inverter operation period in the second conversion unit 2 becomes longer, and the loss reduction effect is reduced accordingly.
  • FIG. 14 is a circuit diagram of the conversion device 100 for one phase in the three-phase AC power supply device and the power conversion device according to the third embodiment.
  • the figure corresponding to FIG. 8 is omitted. That is, what replaced the converter 100 in FIG. 8 with the converter 100 of FIG. 14 is the three-phase alternating current power supply device and power converter which concern on 3rd Embodiment.
  • FIG. 14 differs from FIG. 9 (second embodiment) in that the primary side (left side in the figure) winding 12p of the isolation transformer 12 has a center tap, and in FIG. A certain point is a push-pull circuit 11A using a center tap.
  • the push-pull circuit 11A includes a DC reactor 15 and switching elements Qa and Qb, which are connected as illustrated.
  • the switching elements Qa and Qb are PWM-controlled by the control unit 3, and when the push-pull circuit 11A is operating, one is on and the other is off.
  • the current by the DC voltage V DC enters the isolation transformer 12 from the DC reactor 15 through the switching element Qa, Qb that is turned on, and exits from the center tap.
  • the switching element Qa, Qb that is turned on, and exits from the center tap.
  • transformation by the insulating transformer 12 can be performed.
  • PWM control By performing PWM control on the gate drive pulses of the switching elements Qa and Qb, the same function as that of the first conversion unit 1 in the second embodiment can be realized.
  • the command value (ideal value) of the output waveform of the first converter 1 in the third embodiment is shown in (a) of FIG. 11 as in the second embodiment.
  • the gate drive pulses for the switching elements Q9 and Q12 and the gate drive pulses for the switching elements Q10 and Q11 constituting the full-bridge inverter 21 of the second conversion unit 2 are the same as those in the second embodiment, as shown in FIG. (B) and (c).
  • FIG. (B) and (c) an AC waveform almost as shown in the target voltage as shown in FIG. 13B is obtained.
  • the conversion device 100 of the third embodiment a function similar to that of the second embodiment can be realized, and a smooth AC waveform output can be obtained.
  • the push-pull circuit 11A has fewer switching elements than the full bridge circuit 11 (FIG. 9) of the second embodiment, the switching loss is reduced accordingly.
  • the conversion device 100 of the first to third embodiments can be widely used in a power supply system (mainly for business use) that supplies AC power from a DC power supply such as a storage battery, a self-supporting power supply, a UPS, and the like. Further, in FIG. 1 or FIG. 8, the DC voltage is input from the common DC power supply 5 to the three sets of conversion devices 100.
  • the use of a common DC power supply in this way is also an advantage of the converter 100 using the insulating transformer 12.
  • the present invention is not limited to using a common DC power supply, and DC power supplies may be individually provided for a plurality of conversion devices.

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Abstract

　直流電源から入力される直流電圧を、三相交流の中性点に対する各相に出力すべき交流波形の電圧にそれぞれ変換する各相の変換装置と、これらを制御する制御部とを備えた電力変換装置であって、各変換装置は、絶縁トランスを含むＤＣ／ＤＣコンバータ及びコンデンサを有し、制御部がＤＣ／ＤＣコンバータを制御することにより、入力される直流電圧を、出力すべき交流波形の絶対値に相当する脈流波形を含む電圧に変換する第１変換部と、第１変換部より後段に設けられ、フルブリッジインバータを有し、制御部がフルブリッジインバータを制御することにより、脈流波形を含む電圧を１周期ごとに極性反転して交流波形の電圧に変換する第２変換部と、を備える。

Description

電力変換装置及び三相交流電源装置
　本発明は、直流電力から三相交流電力を生成する三相交流電源装置及び、これに用いる電力変換装置に関する。
　直流電源から入力される直流電圧をＤＣ／ＤＣコンバータにより昇圧し、さらに、インバータで交流電圧に変換して出力する電力変換装置は、自立電源やＵＰＳ（Uninterruptible Power Supply：無停電電源装置）等に多く用いられている。このような電力変換装置内で、ＤＣ／ＤＣコンバータは常にスイッチング動作を行い、また、インバータも常にスイッチング動作を行っている。
　一方、三相インバータを用いることにより、直流電源の電圧を三相交流電圧に変換することもできる（例えば、特許文献１（図７）参照。）。
　図１６は、直流電源から三相交流負荷に電力供給する場合に用いられる電力変換装置の回路図の一例である。図において、電力変換装置２００は、直流電源２０１から受けた直流電力に基づいて交流電力を生成し、三相交流負荷２２０へ電力を供給する。
　電力変換装置２００は、コンデンサ２０２と、例えば３組の昇圧回路２０３と、ＤＣバス２０４の電圧を平滑化する平滑回路２０５と、三相インバータ回路２０７と、３組のＡＣリアクトル２０８～２１０及びコンデンサ２１１～２１３とを備えている。平滑回路２０５は、耐電圧性能確保のため２直列、容量確保のため６並列に、コンデンサ２０６を接続して成るものである。この平滑回路全体としての容量は、例えば数ｍＦである。
　昇圧回路２０３は、スイッチングにより高周波化した電圧を、絶縁トランス２０３ｔにより昇圧し、その後整流する。また、３組の昇圧回路２０３は、共通のＤＣバス２０４に対して並列に接続されている。３組の昇圧回路２０３の出力は、大容量の平滑回路２０５によって平滑され、ＤＣバス２０４の電圧となる。この電圧を三相インバータ回路２０７でスイッチングすることにより、高周波成分を含んだ三相交流電圧が生成される。高周波成分はＡＣリアクトル２０８～２１０及びコンデンサ２１１～２１３により取り除かれ、三相交流負荷２２０に提供可能な三相交流電圧（電力）が得られる。なお、三相交流負荷２２０の線間電圧は４００Ｖとする。
　ここで、ＤＣバス２０４の電圧としては、交流４００Ｖの波高値以上が必要であり、４００×√２で約５６６Ｖであるが、若干の余裕を見て、６００Ｖとする。ＤＣバス２０４の電圧が６００Ｖである場合、三相インバータ回路２０７におけるスイッチング素子のターンオフ時に、浮遊インダクタンスとスイッチング素子の容量とによる共振によって６００Ｖを大きく超える電圧がスイッチング素子に印加される。そのため、スイッチング素子の絶縁破壊を確実に防止するには例えば、ＤＣバスの電圧の２倍の１２００Ｖの耐電圧性能が必要となる。また、平滑回路２０５にも１２００Ｖの耐電圧性能が必要であり、図１６の構成では各コンデンサに６００Ｖの耐電圧性能が必要となる。
特許第５２６００９２号公報
　上記のような従来の電力変換装置においては、変換効率のさらなる改善が求められる。変換効率を改善するには、スイッチング損失を低減することが効果的である。一般に、ＤＣバスの電圧が高いほど、スイッチング損失その他が大きくなる。従って、ＤＣバスの電圧をいかにして下げるかが課題となる。また、電圧を下げること以外でもスイッチング損失その他の電力損失を低減したい。
　かかる課題に鑑み、本発明は、直流電源から入力される直流電圧を、三相交流電圧に変換する三相交流電源装置及びこれに用いる電力変換装置において、変換に伴う電力損失を低減することを目的とする。
　本発明は、直流電源から入力される直流電圧を、三相交流電圧に変換する電力変換装置であって、前記直流電源から入力される直流電圧を、三相交流の中性点に対する第１相に出力すべき交流波形の電圧に変換する第１相変換装置と、前記直流電源から入力される直流電圧を、前記中性点に対する第２相に出力すべき交流波形の電圧に変換する第２相変換装置と、前記直流電源から入力される直流電圧を、前記中性点に対する第３相に出力すべき交流波形の電圧に変換する第３相変換装置と、前記第１相変換装置、前記第２相変換装置、及び、前記第３相変換装置を制御する制御部と、を備え、
　前記第１相変換装置、前記第２相変換装置及び前記第３相変換装置の各々は、絶縁トランスを含むＤＣ／ＤＣコンバータ及び平滑用のコンデンサを有し、前記制御部が前記ＤＣ／ＤＣコンバータを制御することにより、入力される直流電圧を、出力すべき交流波形の絶対値に相当する脈流波形を含む電圧に変換する第１変換部と、前記第１変換部より後段に設けられ、フルブリッジインバータを有し、前記制御部が前記フルブリッジインバータを制御することにより、前記脈流波形を含む電圧を１周期ごとに極性反転して前記交流波形の電圧に変換する第２変換部と、を備えている。
　また、本発明は、三相交流電源装置であって、直流電源と、前記直流電源から入力される直流電圧を、三相交流の中性点に対する第１相に出力すべき交流波形の電圧に変換する第１相変換装置と、前記直流電源から入力される直流電圧を、前記中性点に対する第２相に出力すべき交流波形の電圧に変換する第２相変換装置と、前記直流電源から入力される直流電圧を、前記中性点に対する第３相に出力すべき交流波形の電圧に変換する第３相変換装置と、前記第１相変換装置、前記第２相変換装置、及び、前記第３相変換装置を制御する制御部と、を備え、
　前記第１相変換装置、前記第２相変換装置及び前記第３相変換装置の各々は、絶縁トランスを含むＤＣ／ＤＣコンバータ及び平滑用のコンデンサを有し、前記制御部が前記ＤＣ／ＤＣコンバータを制御することにより、入力される直流電圧を、出力すべき交流波形の絶対値に相当する脈流波形を含む電圧に変換する第１変換部と、前記第１変換部より後段に設けられ、フルブリッジインバータを有し、前記制御部が前記フルブリッジインバータを制御することにより、前記脈流波形を含む電圧を１周期ごとに極性反転して前記交流波形の電圧に変換する第２変換部と、を備えている。
　本発明の電力変換装置及び三相交流電源装置によれば、変換に伴う電力損失を低減することができる。
第１実施形態に係る三相交流電源装置を示す回路図である。 図１における１相分の変換装置の内部回路を、より詳細に示す図である。 フルブリッジ回路に対するゲート駆動パルスを示す図である。 ゲート駆動パルスの作り方の一例を示す図である。 （ａ）は、第１変換部の出力波形の指令値（理想値）であり、（ｂ）は、実際に現れる脈流波形の電圧である。 第２変換部のフルブリッジインバータを構成するスイッチング素子のゲート駆動パルスである。 交流電圧を表すグラフであり、（ａ）は目標電圧（理想値）、（ｂ）は実際に電圧センサが検知する電圧である。 第２実施形態に係る三相交流電源装置を示す回路図である。 図８における１相分の変換装置の内部回路を、より詳細に示す図である。 フルブリッジ回路に対するゲート駆動パルスを示す図である。 （ａ）は、図１０のゲート駆動パルスによって得ようとしている第１変換部の出力波形の指令値（理想値）である。（ｂ）は、実際に現れる脈流波形の電圧である。 （ａ）は、図１１の（ｂ）と同様の図に、ゼロクロス近傍の目標電圧の波形を点線で書き加えた図である。また、（ｂ）、（ｃ）は、第２変換部のフルブリッジインバータを構成するスイッチング素子のゲート駆動パルスである。 第２変換部からフィルタ回路を介して出力される交流電圧を表すグラフであり、（ａ）は目標電圧（理想値）、（ｂ）は実際に電圧センサが検知する電圧である。 第３実施形態に係る三相交流電源装置及び電力変換装置における、１相分の変換装置の回路図である。 三相交流電圧の生成の要領を示す図である。 直流電源から三相交流負荷に電力供給する場合に用いられる、従来の電力変換装置の回路図の一例である。
　［実施形態の要旨］
　本発明の実施形態の要旨としては、少なくとも以下のものが含まれる。
　（１）これは、直流電源から入力される直流電圧を、三相交流電圧に変換する電力変換装置であって、前記直流電源から入力される直流電圧を、三相交流の中性点に対する第１相に出力すべき交流波形の電圧に変換する第１相変換装置と、前記直流電源から入力される直流電圧を、前記中性点に対する第２相に出力すべき交流波形の電圧に変換する第２相変換装置と、前記直流電源から入力される直流電圧を、前記中性点に対する第３相に出力すべき交流波形の電圧に変換する第３相変換装置と、前記第１相変換装置、前記第２相変換装置、及び、前記第３相変換装置を制御する制御部と、を備え、
　前記第１相変換装置、前記第２相変換装置及び前記第３相変換装置の各々は、絶縁トランスを含むＤＣ／ＤＣコンバータ及び平滑用のコンデンサを有し、前記制御部が前記ＤＣ／ＤＣコンバータを制御することにより、入力される直流電圧を、出力すべき交流波形の絶対値に相当する脈流波形を含む電圧に変換する第１変換部と、前記第１変換部より後段に設けられ、フルブリッジインバータを有し、前記制御部が前記フルブリッジインバータを制御することにより、前記脈流波形を含む電圧を１周期ごとに極性反転して前記交流波形の電圧に変換する第２変換部と、を備えている。
　上記（１）の電力変換装置では、変換装置（第１相，第２相，第３相）が相ごとに設けられ、相電圧を出力するので、三相交流における線間電圧の（１／√３）が変換装置の出力すべき電圧ＶＡＣ（実効値）となる。ＤＣバスの電圧ＶＢは、電圧ＶＡＣの波高値であれば足り、ＶＢ＝√２・ＶＡＣ、となる。この結果、線間電圧を単一の三相インバータで供給する場合と比べて、ＤＣバスの電圧が低減される。
　ＤＣバスの電圧低減により、スイッチング素子のスイッチング損失が低下する。また、装置内にリアクトルがある場合でも、その鉄損が小さくなる。さらに、ＤＣバスに接続されるスイッチング素子及び平滑用のコンデンサは、耐電圧性能の低いものでも使用できるようになる。スイッチング素子は耐電圧性能が低い方が、オン抵抗が低いため、導通損を低減することができる。
　一方、上記のような電力変換装置において、第１変換部のハードウェア構成はＤＣ／ＤＣコンバータであるが、直流電圧を、単なる直流電圧に変換するのではなく、交流波形の絶対値に相当する脈流波形を含む電圧に変換する。従って、交流波形の基になる波形は第１変換部によって生成される。そして、第２変換部は、脈流波形を含む電圧を１周期ごとに極性反転して交流波形の目標電圧に変換する。この場合の、第２変換部のフルブリッジインバータは、従来のインバータ動作に比べてスイッチング回数が激減し、かつ、スイッチングを行う際の電圧が低い。従って、第２変換部のスイッチング損失が大幅に低減される。また、第２変換部にリアクトルが設けられる場合でも、その鉄損が小さくなる。さらに、第１変換部のコンデンサは、高周波の電圧変動のみ平滑化し、低周波の脈流波形は平滑化しない。従って、低容量のコンデンサを使用することができる。
　（２）また、（１）の電力変換装置において、前記第１変換部は、前記直流電圧を、連続した前記脈流波形の電圧に変換するようにしてもよい。
　この場合、交流波形の基になる（１／２）周期の波形は全て第１変換部によって生成され、第２変換部は出力する交流波形の周波数の２倍の周波数で極性反転のみを行う。すなわち、第２変換部は、高周波のスイッチングを伴うインバータ動作を行わない。そのため、第２変換部の出力側にＡＣリアクトルは不要となり、ＡＣリアクトルによる損失を排除することができる。
　（３）また、（１）の電力変換装置において、前記第１変換部の出力する電圧が、前記脈流波形の波高値に対して所定の割合以下となる期間内にあるとき、前記制御部は、前記フルブリッジインバータを、高周波でインバータ動作させることにより、前記期間内の前記交流波形の電圧を生成するようにしてもよい。
　脈流波形の波高値に対して所定の割合以下となる期間内とは、目標電圧のゼロクロス近傍を意味している。すなわちこの場合、目標電圧のゼロクロス近傍では第２変換部が交流波形の生成に寄与し、それ以外は第１変換部が交流波形の生成に寄与する。第１変換部のみによって脈流波形の全域を生成しようとすると、ゼロクロス近傍で波形の歪みが生じる場合があるが、第２変換部のインバータ動作を局部的に活用することにより、このような波形の歪みを防止し、より滑らかな交流波形の出力を得ることができる。第２変換部をインバータ動作させる期間は短いので、従来のインバータ動作に比べて損失が少ない。ＡＣリアクトルによる損失も少なくなる。
　（４）また、（３）における所定の割合とは、１８％～３５％であることが好ましい。
　この場合、ゼロクロス近傍での波形の歪みを防止し、かつ、損失低減の効果も十分に確保することができる。例えば、「所定の割合」を１８％未満にすると、ゼロクロス近傍での僅かな歪みが残る可能性がある。３５％より大きくすると、第２変換部２における高周波のインバータ動作期間が長くなるので、その分、損失低減の効果が薄れる。
　（５）また、（１）～（４）のいずれかの電力変換装置において、前記コンデンサは、前記第１変換部におけるスイッチングによる高周波の電圧変動を平滑化するが、前記脈流波形は平滑化しない程度の容量を有することが好ましい。
　この場合、スイッチングに伴う高周波の電圧変動は除去しつつ、所望の脈流波形を得ることができる。
　（６）一方、三相交流電源装置としては、直流電源と、前記直流電源から入力される直流電圧を、三相交流の中性点に対する第１相に出力すべき交流波形の電圧に変換する第１相変換装置と、前記直流電源から入力される直流電圧を、前記中性点に対する第２相に出力すべき交流波形の電圧に変換する第２相変換装置と、前記直流電源から入力される直流電圧を、前記中性点に対する第３相に出力すべき交流波形の電圧に変換する第３相変換装置と、前記第１相変換装置、前記第２相変換装置、及び、前記第３相変換装置を制御する制御部と、を備え、
　前記第１相変換装置、前記第２相変換装置及び前記第３相変換装置の各々は、絶縁トランスを含むＤＣ／ＤＣコンバータ及び平滑用のコンデンサを有し、前記制御部が前記ＤＣ／ＤＣコンバータを制御することにより、入力される直流電圧を、出力すべき交流波形の絶対値に相当する脈流波形を含む電圧に変換する第１変換部と、前記第１変換部より後段に設けられ、フルブリッジインバータを有し、前記制御部が前記フルブリッジインバータを制御することにより、前記脈流波形を含む電圧を１周期ごとに極性反転して前記交流波形の電圧に変換する第２変換部と、を備えている。
　この場合も、（１）の電力変換装置と同様の作用効果を奏する。
　［実施形態の詳細］
　以下、発明の実施形態について、図面を参照して詳細に説明する。
　《三相交流電源装置／電力変換装置の第１実施形態》
　図１は、第１実施形態に係る三相交流電源装置５００を示す回路図である。三相交流電源装置５００は、電力変換装置１００Ｐと、例えば蓄電池からなる直流電源５とを備え、三相交流負荷６に接続される。
　電力変換装置１００Ｐは、三相交流の各相に対応して設けられた３組の変換装置（第１変換装置、第２変換装置、第３変換装置）１００によって構成されている。変換装置１００は、直流電源５から入力される直流電力を交流電力に変換して、三相交流負荷６に供給する。また、３組の変換装置１００は、それぞれ単独では、三相交流の中性点Ｎに対する相電圧で交流電力を供給し、３組全体では、各相負荷６ｐ（第１相（ｕ）、第２相（ｖ）、第３相（ｗ））に、線間電圧で交流電力を供給する。
　三相交流負荷６の線間電圧を４００Ｖとすると、相電圧は約２３１Ｖ（４００Ｖ／√３）である。この相電圧を出力する各変換装置１００には、ＤＣバスＬＢの電圧として、約３２７Ｖ（（４００Ｖ／√３）×√２）が必要となる。これは、三相交流負荷６に対する線間電圧（４００Ｖ）を単一の三相インバータで供給する場合と比べて、ＤＣバスＬＢの電圧が低減（５６６Ｖ→３２７Ｖ）されることを意味する。従って、スイッチング素子その他の電子デバイスの耐電圧性能は、１２００Ｖも必要ではなくなり、６００Ｖ程度で足りる。
　図２は、図１における１相分の変換装置１００の内部回路を、より詳細に示す図である。
　この変換装置１００は、入力される直流電圧ＶＤＣを、交流波形の目標電圧である交流電圧ＶＡＣに変換して出力する。なお、変換装置１００は、交流から直流への変換も可能であるが、ここでは、主として直流から交流への変換に着目して説明する（第２実施形態及び第３実施形態においても同様である。）。
　図２において、変換装置１００は、第１変換部１と、第２変換部２と、制御部３とを主要な構成要素として、構成されている。第１変換部１には、直流電圧ＶＤＣが、平滑用のコンデンサ４を介して入力される。直流電圧ＶＤＣは、電圧センサ５ｓによって検知され、検知した電圧の情報は、制御部３に送られる。第２変換部２の出力電圧である交流電圧ＶＡＣは、電圧センサ６ｓによって検知され、検知した電圧の情報は、制御部３に送られる。
　上記第１変換部１は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０及び平滑用のコンデンサ１４を備えている。
　ＤＣ／ＤＣコンバータ１０は、入力側から順に、４つのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４によって構成されるフルブリッジ回路１１と、絶縁トランス１２と、４つのスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６，Ｑ７，Ｑ８によって構成される整流回路１３とを備え、これらは図示のように接続されている。
　第２変換部２は、４つのスイッチング素子Ｑ９，Ｑ１０，Ｑ１１，Ｑ１２によって構成されるフルブリッジインバータ２１と、コンデンサ２２とを備えている。第２変換部２の出力は、所望の交流波形の交流電圧ＶＡＣとなる。
　上記スイッチング素子Ｑ１～Ｑ１２は、制御部３によって制御される。スイッチング素子Ｑ１～Ｑ１２としては、例えばＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）やＦＥＴ（Field Effect Transistor）を用いることができる。
　前述のように、三相交流負荷６に対する線間電圧（４００Ｖ）を単一の三相インバータで供給する場合と比べて、ＤＣバスＬＢの電圧が低減されるため、変換装置１００内のスイッチング素子Ｑ５～Ｑ１２のスイッチング損失が低下する。また、絶縁トランス１２の鉄損も低下する。
　さらに、ＤＣバスＬＢに接続されるスイッチング素子Ｑ５～Ｑ１２及び平滑用のコンデンサ１４は、耐電圧性能の低いものでも使用できるようになる。スイッチング素子は耐電圧性能が低い方が、オン抵抗が低いため、導通損を低減することができる。
　次に、上記変換装置１００の動作について説明する。まず、制御部３は、第１変換部１のフルブリッジ回路１１（スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４）を、ＰＷＭ制御する。
　図３は、フルブリッジ回路１１に対するゲート駆動パルスを示す図である。図中、二点鎖線で示す波形が、目標電圧である交流電圧ＶＡＣである。ゲート駆動パルスの周波数は、交流電圧ＶＡＣの周波数（５０又は６０Ｈｚ）に比べて格段に高周波（例えば２０ｋＨｚ）であるため、個々のパルスは描けないが、交流波形の絶対値のピークでパルス幅が最も広くなり、絶対値が０に近づくほど狭くなる。
　図４は、ゲート駆動パルスの作り方の一例を示す図である。上段は、高周波の搬送波と、参照波としての交流波形の正弦波の絶対値とを示す図である。なお、横軸の時間は、非常に短い時間を拡大しているため、参照波は直線状に見えているが、例えば０～π／２に向かって上昇しているところである。搬送波は２組（太めの線と、細めの線）重ねて表示してあり、時間的に互いに半周期ずれた２つの台形状波形からなる。すなわち、斜めに立ち上がってレベル１を少し保ち、その後０に急落するのが１つの台形波形の１サイクルであり、このような波形が連続的に出現し、かつ、２組の波形は半周期ずれている。
　上記のような搬送波と参照波とを比較し、正弦波の絶対値の方が大きい区間に対応したパルスを出現させると、下段に示すＰＷＭ制御されたゲート駆動パルスが得られる。なお、ゲート駆動パルスは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４をオンにするパルスと、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ３をオンにするパルスが交互に出力される。これにより、絶縁トランス１２の１次巻線に正電圧と負電圧とが交互に、かつ、均等に与えられる。なお、参照波（正弦波）のゼロクロス近傍は、パルス幅が出にくいので、図３に示した様に、ゼロクロス近傍はゲート駆動パルスが出力されないに等しい状態となる。
　上記のようなゲート駆動パルスで駆動されたフルブリッジ回路１１の出力は絶縁トランス１２によって所定の巻数比で変圧された後、整流回路１３によって整流されるとともに、コンデンサ１４によって平滑される。平滑は高周波のスイッチングの痕跡を消す程度には作用するが、商用周波数程度の低周波を平滑化することはできない。すなわち、そのような結果となるよう、コンデンサ１４の容量は、適正値に選定されている。容量が適正値より格段に大きいと、商用周波数程度の低周波まで平滑化されて、波形の形状がなまってしまう。適正値を選択することにより、スイッチングに伴う高周波の電圧変動は除去しつつ、所望の脈流波形を得ることができる。
　なお、整流回路１３は、制御部３からゲート駆動パルスを与えなくても（スイッチング素子Ｑ５～Ｑ８が全てオフでも）、素子内蔵のダイオードにより整流を行うことができるが、ゲート駆動パルスを与えれば同期整流を行うことができる。すなわち、ダイオード整流をする場合にダイオードに電流が流れるタイミングで、制御部３からスイッチング素子Ｑ５～Ｑ８にゲート駆動パルスを与える。そうすれば同期整流方式となって、電流は半導体素子の方を流れるため、整流回路１３全体の電力損失を低減することができる。
　図５の（ａ）は、このようにして得ようとする第１変換部１の出力波形の指令値（理想値）である。なお、横軸が時間、縦軸が電圧を表している。すなわち、これは、交流電圧ＶＡＣの交流波形を全波整流した脈流波形となる。この場合、目標電圧である交流電圧ＶＡＣの周波数は、例えば５０Ｈｚである。従って、脈流波形の１周期は、（１／５０）秒＝０．０２秒のさらに１／２であり、０．０１秒である。また、この例では、波高値が２８２．８Ｖ（２００×２１／２）、実効値は２００Ｖである。
　また、図５の（ｂ）は、実際にコンデンサ１４の両端に現れる脈流波形の電圧である。（ａ）との比較により明らかなように、ほぼ、指令値通りの脈流波形が得られる。
　図６は、第２変換部２のフルブリッジインバータを構成するスイッチング素子Ｑ９～Ｑ１２のゲート駆動パルスである。（ａ）は、スイッチング素子Ｑ９，Ｑ１２に対するゲート駆動パルス、（ｂ）は、スイッチング素子Ｑ１０，Ｑ１１に対するゲート駆動パルスである。図示のように、交互に１／０となることにより、図５の脈流波形は、脈流１周期ごとに極性反転する。
　図７は、このようにして出力される交流電圧ＶＡＣを表すグラフであり、（ａ）は目標電圧（理想値）、（ｂ）は実際に電圧センサ６ｓが検知する交流電圧ＶＡＣである。ゼロクロス付近に若干の歪みはあるが、ほぼ正確な交流波形が得られている。
　以上のように、上記の変換装置１００によれば、第１変換部１のハードウェア構成はＤＣ／ＤＣコンバータであるが、直流電圧を、単なる直流電圧に変換するのではなく、交流波形の絶対値に相当する脈流波形に変換する。従って、交流波形の基になる波形は第１変換部１によって生成される。そして、第２変換部２は、脈流波形を含む電圧を１周期ごとに極性反転して交流波形の目標電圧に変換する。
　この場合の、第２変換部２のフルブリッジインバータは、従来のインバータ動作に比べてスイッチング回数が激減する。すなわち、例えば２０ｋＨｚ程度の高周波から、１００Ｈｚ（例えば５０Ｈｚの交流１周期あたりに２回）に激減（１／２００）する。また、第２変換部２がスイッチングを行うのは、ゼロクロスのタイミングであるため、スイッチングをする際の電圧が極めて低い（理想的には０Ｖ）。従って、第２変換部２のスイッチング損失が大幅に低減される。また、第２変換部２は、高周波のスイッチングを伴うインバータ動作を行わないので、第２変換部２の出力側にＡＣリアクトルは不要となり、ＡＣリアクトルによる電力の損失を排除することができる。
　以上のような電力損失の低減により、変換装置１００の変換効率を向上させることができる。
　また、第１変換部１のコンデンサ１４は、高周波の電圧変動のみ平滑化すればよく、低周波の脈流波形は平滑化しない。従って、低容量（例えば１０μＦや２２μＦ）のコンデンサを使用することができる。
　図１５は、三相交流電圧の生成の要領を示す図である。
　制御部３は、各相の変換装置（第１変換装置，第２変換装置，第３変換装置）１００を、これらが出力する交流波形の位相が相互に（２／３）πずれるように制御する。これにより、電力変換装置１００Ｐは、三相交流電圧を三相交流負荷６に対して印加し、交流電力を供給することができる。
　（補足）
　なお、前述のように、変換装置１００は、交流から直流への変換にも使用可能である。但し、この場合は、スイッチング素子Ｑ９，Ｑ１０の相互接続点からコンデンサ２２までの電路にＡＣリアクトル（後述する第２実施形態におけるＡＣリアクトル２３（図９）と同じ。）を挿入することが好ましい。
　この場合、ＡＣリアクトルはコンデンサ２２と共に、フィルタ回路（ローパスフィルタ）を構成する。図２において、交流側から給電する場合には、第２変換部２は「整流回路」となり、第１変換部１の整流回路１３が「インバータ」となる。この「インバータ」が発生する高周波成分は、上記のフィルタ回路の存在により交流側には漏出しない。
　また、この場合のフルブリッジ回路１１は、「整流回路」となる。制御部３は、絶縁トランス１２が磁気飽和しない程度の適切なスイッチング周波数でスイッチング素子Ｑ５及びＱ８と、スイッチング素子Ｑ６及びＱ７を、交互にオンさせることで絶縁トランス１２に電力を送り込む。絶縁トランス１２の出力は「整流回路」としてのフルブリッジ回路１１により整流され、直流電圧となる。
　《三相交流電源装置／電力変換装置の第２実施形態》
　図８は、第２実施形態に係る三相交流電源装置５００を示す回路図である。三相交流電源装置５００は、電力変換装置１００Ｐと、例えば蓄電池からなる直流電源５とを備え、三相交流負荷６に接続される。
　また、図９は、図８における１相分の変換装置１００の内部回路を、より詳細に示す図である。
　図９が、図２と異なるのは、図９において、第２変換部２におけるフルブリッジインバータ２１の出力側に、ＡＣリアクトル２３を設けた点、及び、第１変換部１の出力電圧を検知する電圧センサ９を設けた点であり、その他のハードウェア構成は同じである。ＡＣリアクトル２３及びコンデンサ２２は、第２変換部２の出力に含まれる高周波成分を取り除くフィルタ回路（ローパスフィルタ）を構成する。電圧センサ９が検知した電圧の情報は、制御部３に送られる。
　図１０は、フルブリッジ回路１１に対するゲート駆動パルスを示す図である。図中、二点鎖線で示す波形が、目標電圧の交流電圧ＶＡＣである。ゲート駆動パルスの周波数は、交流電圧ＶＡＣの周波数（５０又は６０Ｈｚ）に比べて格段に高周波（例えば２０ｋＨｚ）であるため、個々のパルスは描けないが、交流波形の絶対値のピークでパルス幅が最も広くなり、絶対値が０に近づくほど狭くなる。図３との違いは、交流波形のゼロクロス近傍において図３よりも広い範囲で、ゲート駆動パルスが出力されない点である。
　図１１の（ａ）は、図１０のゲート駆動パルスによって得ようとしている第１変換部１の出力波形の指令値（理想値）である。なお、横軸が時間、縦軸が電圧を表している。すなわち、これは、交流電圧ＶＡＣの交流波形を全波整流したような脈流波形を含むものとなっている。この場合、目標電圧である交流電圧ＶＡＣの周波数は、例えば５０Ｈｚである。従って、脈流波形の１周期は、（１／５０）秒＝０．０２秒のさらに１／２であり、０．０１秒である。また、この例では、波高値が２８２．８Ｖ（２００×２１／２）である。
　また、図１１の（ｂ）は、実際にコンデンサ１４の両端に現れる脈流波形の電圧である。（ａ）との比較により明らかなように、ほぼ、指令値通りの脈流波形が得られるが、目標電圧の波高値に対して所定の割合以下、例えば１００Ｖ以下の電圧となる期間内で、波形が少し歪んでいる。
　図１２の（ａ）は、図１１の（ｂ）と同様の図に、ゼロクロス近傍の目標電圧の波形を点線で書き加えた図である。また、図１２の（ｂ）、（ｃ）は、第２変換部２のフルブリッジインバータを構成するスイッチング素子Ｑ９～Ｑ１２のゲート駆動パルスである。（ｂ）は、スイッチング素子Ｑ９，Ｑ１２に対するゲート駆動パルス、（ｃ）は、スイッチング素子Ｑ１０，Ｑ１１に対するゲート駆動パルスである。図中の縦方向の細かい線が入っている領域は、高周波のスイッチングによりＰＷＭ制御が行われる。
　図示のように、（ｂ）、（ｃ）のゲート駆動パルスは交互に１／０となる。これにより、（ａ）の脈流波形は、脈流１周期ごとに反転する。また、制御部３は、（ｂ）すなわちスイッチング素子Ｑ９，Ｑ１２の制御に関して、（ａ）に示す、第１変換部１が出力する電圧が例えば１００Ｖ以下である場合には、スイッチング素子Ｑ９，Ｑ１２を高周波でスイッチングさせ、インバータ動作を行わせる。これにより、ゼロクロス近傍での目標電圧に近づくように第２変換部２から電圧が出力される。また、制御部３は、（ｃ）においても同様に、例えば１００Ｖ以下の電圧である場合には、スイッチング素子Ｑ１０，Ｑ１１を高周波でスイッチングさせ、インバータ動作を行わせる。これにより、ゼロクロス近傍での目標電圧の電圧に近づくように、第２変換部２から電圧が出力される。
　図１３は、第２変換部２から、ＡＣリアクトル２３及びコンデンサ２２によるフィルタ回路を介して出力される交流電圧ＶＡＣを表すグラフであり、（ａ）は目標電圧（理想値）、（ｂ）は実際に電圧センサ６ｓが検知する交流電圧ＶＡＣである。（ｂ）に示すように、ゼロクロス付近の歪みも無く、ほぼ目標電圧通りの交流波形が得られている。
　以上のように、第２実施形態の変換装置１００によれば、第１変換部１のハードウェア構成はＤＣ／ＤＣコンバータであるが、直流電圧を、単なる直流電圧に変換するのではなく、交流波形の絶対値に相当する脈流波形（但し、ゼロクロス近傍を除く。）に変換する。従って、交流波形の基になる波形は主として第１変換部１によって生成される。また、第２変換部２は、第１変換部１が出力した脈流波形を含む電圧を１周期ごとに極性反転して交流波形の目標電圧に変換する。さらに、第２変換部２は、ゼロクロス近傍についてのみ、インバータ動作を行って第１変換部１が生成しなかったゼロクロス近傍の交流波形を生成し、出力する。
　すなわちこの場合、目標電圧のゼロクロス近傍では第２変換部２が交流波形の生成に寄与し、それ以外は第１変換部１が交流波形の生成に寄与する。第１変換部１のみによって脈流波形の全域を生成しようとすると、ゼロクロス近傍で波形の歪みが生じる場合があるが、第２変換部２のインバータ動作を局部的に活用することにより、このような波形の歪みを防止し、より滑らかな交流波形の出力を得ることができる。
　なお、第２変換部２をインバータ動作させる期間は短いので、従来のインバータ動作に比べれば損失が極めて少ない。また、ＡＣリアクトル２３による損失も、従来のインバータ動作に比べれば損失が少ない。さらに、インバータ動作するゼロクロス近傍の期間は比較的電圧が低いことも、スイッチングによる損失及びＡＣリアクトルによる損失を低減させることに寄与する。
　以上のような損失の低減により、変換装置１００の変換効率を向上させることができ、しかも、より滑らかな交流波形の出力を得ることができる。
　なお、第２変換部２を高周波でインバータ動作させる期間を決める基準は、波高値に対して所定の割合以下となること、である。上記の例では波高値２８２．８Ｖに対して所定の割合とする閾値を１００Ｖとしたので、所定の割合とは、１００Ｖ／２８２．８Ｖ≒０．３５である。但し１００Ｖは、余裕を見た値であり、図５の（ｂ）では５０Ｖ以下で歪みが現れている。従って、閾値を５０Ｖまで下げてもよい。５０Ｖの場合には、所定の割合とは、５０Ｖ／２８２．８Ｖ≒０．１８である。
　従って、「所定の割合」としては、１８％～３５％が好適であると考えられる。電圧の実効値が２００Ｖ以外の場合も同様に、波高値に対して１８％～３５％が好適である。「所定の割合」を１８％未満にすると、ゼロクロス近傍での僅かな歪みが残る可能性がある。３５％より大きくすると、第２変換部２における高周波のインバータ動作期間が長くなるので、その分、損失低減の効果が薄れる。
　《三相交流電源装置／電力変換装置の第３実施形態》
　図１４は、第３実施形態に係る三相交流電源装置及び電力変換装置における、１相分の変換装置１００の回路図である。ここでは、図８に対応する図は省略する。すなわち、図８における変換装置１００を、図１４の変換装置１００に入れ替えたものが、第３実施形態に係る三相交流電源装置及び電力変換装置である。
　図１４において、図９（第２実施形態）との違いは、絶縁トランス１２の１次側（図の左側）巻線１２ｐがセンタータップ付きである点、及び、図９ではフルブリッジ回路１１である部分が、センタータップを利用したプッシュプル回路１１Ａである点である。プッシュプル回路１１Ａは、ＤＣリアクトル１５及びスイッチング素子Ｑａ，Ｑｂを備え、図示のように接続されている。スイッチング素子Ｑａ，Ｑｂは、制御部３によりＰＷＭ制御され、プッシュプル回路１１Ａの動作時には、一方がオンのとき他方はオフである。
　図１４において、直流電圧ＶＤＣによる電流は、ＤＣリアクトル１５からスイッチング素子Ｑａ，Ｑｂのうちオンになっている方を通って絶縁トランス１２に入り、センタータップから出る。スイッチング素子Ｑａ，Ｑｂの交互のオン・オフが繰り返されることにより、絶縁トランス１２による変圧を行うことができる。スイッチング素子Ｑａ，Ｑｂのゲート駆動パルスをＰＷＭ制御することにより、第２実施形態における第１変換部１と同様の機能を実現することができる。
　すなわち、第３実施形態における第１変換部１の出力波形の指令値（理想値）は、第２実施形態と同様に、図１１の（ａ）に示されるものである。
　また、第２変換部２のフルブリッジインバータ２１を構成するスイッチング素子Ｑ９，Ｑ１２に対するゲート駆動パルス、及び、スイッチング素子Ｑ１０，Ｑ１１に対するゲート駆動パルスは、それぞれ、第２実施形態と同様に、図１２の（ｂ）、（ｃ）に示すものとなる。
　こうして、第２実施形態と同様に、図１３の（ｂ）に示すような、ほぼ目標電圧通りの交流波形が得られる。
　以上のように、第３実施形態の変換装置１００によれば、第２実施形態と同様の機能を実現し、滑らかな交流波形の出力を得ることができる。また、プッシュプル回路１１Ａは、スイッチング素子の数が第２実施形態のフルブリッジ回路１１（図９）より少ないため、その分、スイッチング損失が少ない。
　《その他》
　なお、上記各実施形態では、電力変換装置１００Ｐを三相交流負荷６に接続する場合について説明したが、かかる電力変換装置１００Ｐを、単相負荷や電力系統に接続することも可能である。
　また、第１～第３実施形態の変換装置１００は、蓄電池等の直流電源から交流電力を供給する電源システム（主として事業用）、自立電源、ＵＰＳ等に広く用いることができる。
　また、図１又は図８では、３組の変換装置１００に対して共通の直流電源５から直流電圧を入力する構成とした。このように共通の直流電源を使用することができるのは、絶縁トランス１２を用いる変換装置１００の利点でもある。しかしながら、共通の直流電源を使用することに限定される訳ではなく、複数の変換装置に対して個別に直流電源を設けてもよい。
　なお、今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内での全ての変更が含まれることが意図される。
　１　第１変換部
　２　第２変換部
　３　制御部
　４　コンデンサ
　５　直流電源
　５ｓ　電圧センサ
　６　三相交流負荷
　６ｐ　相負荷
　６ｓ　電圧センサ
　９　電圧センサ
　１０　ＤＣ／ＤＣコンバータ
　１１　フルブリッジ回路
　１１Ａ　プッシュプル回路
　１２　絶縁トランス
　１２ｐ　１次側巻線
　１３　整流回路
　１４　コンデンサ
　１５　ＤＣリアクトル
　２１　フルブリッジインバータ
　２２　コンデンサ
　２３　ＡＣリアクトル
　１００　変換装置
　１００Ｐ　電力変換装置
　５００　三相交流電源装置
　ＬＢ　ＤＣバス
　Ｎ　中性点
　Ｑ１～Ｑ１２，Ｑａ，Ｑｂ　スイッチング素子

Claims (6)

  1. 　直流電源から入力される直流電圧を、三相交流電圧に変換する電力変換装置であって、
    　前記直流電源から入力される直流電圧を、三相交流の中性点に対する第１相に出力すべき交流波形の電圧に変換する第１相変換装置と、
    　前記直流電源から入力される直流電圧を、前記中性点に対する第２相に出力すべき交流波形の電圧に変換する第２相変換装置と、
    　前記直流電源から入力される直流電圧を、前記中性点に対する第３相に出力すべき交流波形の電圧に変換する第３相変換装置と、
    　前記第１相変換装置、前記第２相変換装置、及び、前記第３相変換装置を制御する制御部と、を備え、
    　前記第１相変換装置、前記第２相変換装置及び前記第３相変換装置の各々は、
    　絶縁トランスを含むＤＣ／ＤＣコンバータ及び平滑用のコンデンサを有し、前記制御部が前記ＤＣ／ＤＣコンバータを制御することにより、入力される直流電圧を、出力すべき交流波形の絶対値に相当する脈流波形を含む電圧に変換する第１変換部と、
    　前記第１変換部より後段に設けられ、フルブリッジインバータを有し、前記制御部が前記フルブリッジインバータを制御することにより、前記脈流波形を含む電圧を１周期ごとに極性反転して前記交流波形の電圧に変換する第２変換部と、
    　を備えている電力変換装置。
  2. 　前記第１変換部は、前記直流電圧を、連続した前記脈流波形の電圧に変換する請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 　前記第１変換部の出力する電圧が、前記脈流波形の波高値に対して所定の割合以下となる期間内にあるとき、前記制御部は、前記フルブリッジインバータを、高周波でインバータ動作させることにより、前記期間内の前記交流波形の電圧を生成する請求項１に記載の電力変換装置。
  4. 　前記所定の割合とは、１８％～３５％である請求項３に記載の電力変換装置。
  5. 　前記コンデンサは、前記第１変換部におけるスイッチングによる高周波の電圧変動を平滑化するが、前記脈流波形は平滑化しない程度の容量を有する請求項１～請求項４のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  6. 　直流電源と、
    　前記直流電源から入力される直流電圧を、三相交流の中性点に対する第１相に出力すべき交流波形の電圧に変換する第１相変換装置と、
    　前記直流電源から入力される直流電圧を、前記中性点に対する第２相に出力すべき交流波形の電圧に変換する第２相変換装置と、
    　前記直流電源から入力される直流電圧を、前記中性点に対する第３相に出力すべき交流波形の電圧に変換する第３相変換装置と、
    　前記第１相変換装置、前記第２相変換装置、及び、前記第３相変換装置を制御する制御部と、を備え、
    　前記第１相変換装置、前記第２相変換装置及び前記第３相変換装置の各々は、
    　絶縁トランスを含むＤＣ／ＤＣコンバータ及び平滑用のコンデンサを有し、前記制御部が前記ＤＣ／ＤＣコンバータを制御することにより、入力される直流電圧を、出力すべき交流波形の絶対値に相当する脈流波形を含む電圧に変換する第１変換部と、
    　前記第１変換部より後段に設けられ、フルブリッジインバータを有し、前記制御部が前記フルブリッジインバータを制御することにより、前記脈流波形を含む電圧を１周期ごとに極性反転して前記交流波形の電圧に変換する第２変換部と、
    　を備えている三相交流電源装置。
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