JP2013158168A - 共振型コンバータ - Google Patents

Abstract

【課題】インダクタと磁気的に結合する結合回路を備える共振型コンバータについて、電力損失を低減することを目的とする。
【解決手段】共振型コンバータは、スイッチング素子２０と、スイッチング素子２０に対し並列に一方向の電流経路を形成するダイオード２６と、スイッチング素子２０をスイッチング制御する制御部２２と、電力供給源１０とスイッチング素子２０との間の経路にある補助インダクタ１２および１次側インダクタ１６と、スイッチング素子２０に並列接続された共振用キャパシタ２４と、１次側インダクタ１６と磁気的に結合する結合回路とを備える。制御部２２は、共振周波数、および、ダイオード２６の導通状態に応じて、スイッチング素子２０をスイッチング制御する
【選択図】図１

Description

本発明は、共振型コンバータに関し、特に、共振周波数に応じたスイッチングを行うコンバータに関する。

ハイブリッド自動車、電気自動車、電気機関車等の電動車両や、産業用ロボット、工作機械、昇降機等の電動機を用いる動力機械には、直流電圧を変換するＤＣ／ＤＣコンバータが用いられる。ＤＣ／ＤＣコンバータは、電力供給源から与えられた直流電圧を昇圧または降圧し、電動車両、動力機械等を制御する。

ＤＣ／ＤＣコンバータには、下記の特許文献および非特許文献に記載されているように、電磁誘導および共振を利用する共振型コンバータがある。例えば、特許文献１に記載されている一石電流共振型ＤＣ／ＤＣコンバータでは、直流入力電源１から共振用インダクタンス１３に流れる電流が、半導体スイッチ素子７によってスイッチングされ、共振用インダクタンス１３および共振用コンデンサ６から構成される共振回路を共振させる。そして、共振および電磁誘導に基づいて共振用インダクタンス１３に現れた電圧と、直流入力電源１の出力電圧とに基づく電圧が高周波トランスの１次側に印加され、高周波トランスの２次側から負荷電圧が出力される。また、特許文献５、非特許文献１および２には、スイッチング損失を低減するための技術が記載されている。

特開平５−２６０７４５号公報 特開平５−１２２９３２号公報 特開平２−９７２７２号公報 特開昭６４−８９９６４号公報 米国特許６３４４９７９号明細書

江沢徹、関屋大雄、呂建明、谷萩隆嗣、「Ｅ級スイッチング回路の数値計算法」電子情報通信学会技術研究報告．ＥＥ，電子通信エネルギー技術 １０６（４９４），５９−６４，２００７−０１−１８ Daocheng Huang et.al "High Power Density High Efficiency DC/DC Converter", Energy Conversion Congress and Exposition (ECCE), 2011 IEEE,pp1392 - 1399 ,17-22 Sept. 2011

一般に、共振型コンバータに用いられるスイッチング素子の損失は、共振型コンバータに形成される共振回路の共振周波数と、スイッチング周波数との関係に応じて定まる。そのため、共振型コンバータに形成される共振回路の共振周波数に基づき、スイッチング周波数が定められることが多い。

また、共振型コンバータでは、トランスを用いて負荷回路側とスイッチング素子側とが電気的に分離されることがある。ところが、トランスを含めた共振回路の動作は、負荷回路に供給される電力に応じて変化する。そのため、スイッチング素子の損失が負荷供給電力に応じて変化し、負荷供給電力の大きさによって、スイッチング素子の損失が増大することがある。

本発明は、インダクタと磁気的に結合する結合回路を備える共振型コンバータについて、電力損失を低減することを目的とする。

本発明は、スイッチング素子と、前記スイッチング素子に対し、並列に一方向の電流経路を形成する整流素子と、前記スイッチング素子をスイッチング制御する制御部と、電力供給源と前記スイッチング素子との間の経路にあるインダクタと、前記スイッチング素子に並列接続された経路にあるキャパシタと、前記インダクタと磁気的に結合する結合回路と、を備え、前記制御部は、前記インダクタ、前記キャパシタ、および前記結合回路によって定まる共振周波数、および、前記整流素子の導通状態に応じて、前記スイッチング素子をスイッチング制御することを特徴とする。

また、本発明は、スイッチング素子と、前記スイッチング素子に対し、並列に一方向の電流経路を形成する整流素子と、前記スイッチング素子をスイッチング制御する制御部と、電力供給源と前記スイッチング素子との間の経路にあるインダクタと、前記スイッチング素子に並列接続された経路にあるキャパシタと、前記インダクタと磁気的に結合する結合回路と、を備え、前記制御部は、前記インダクタ、前記キャパシタ、および前記結合回路によって定まる共振周波数、および、前記結合回路の動作状態に応じて、前記スイッチング素子をスイッチング制御することを特徴とする。

また、本発明に係る共振型コンバータにおいては、望ましくは、前記制御部は、さらに、前記整流素子の導通状態に応じて、前記スイッチング素子をスイッチング制御する。

また、本発明に係る共振型コンバータにおいては、望ましくは、前記制御部は、前記結合回路に流れる電流に応じて、前記スイッチング素子のスイッチングのデューティ比を変化させる。

また、本発明に係る共振型コンバータにおいては、望ましくは、前記制御部は、前記整流素子が導通しているときに、前記スイッチング素子をオフからオンに制御する。

また、本発明に係る共振型コンバータにおいては、望ましくは、前記インダクタおよび前記キャパシタの各定数が、前記整流素子に流れる電流に応じて、または、前記整流素子に電流が流れないように定められている。

また、本発明に係る共振型コンバータにおいては、望ましくは、前記電力供給源と前記スイッチング素子との間の経路にあり、前記インダクタ、前記キャパシタ、および前記結合回路と共に共振回路を形成する補助インダクタを備える。

また、本発明に係る共振型コンバータにおいては、望ましくは、前記結合回路は、前記インダクタから与えられる交流電力を直流電力に変換し、その直流電力を負荷回路に与える整流回路を備える。

また、本発明に係る共振型コンバータにおいては、望ましくは、前記結合回路は、前記インダクタと共にトランスを形成する結合回路インダクタを備え、前記トランスは、前記インダクタに含まれるＵ字形状の１次側コアと、前記結合回路インダクタに含まれるＵ字形状の２次側コアと、を備え、前記１次側コアおよび前記２次側コアは、それぞれの両端を向かい合わせて配置され、それぞれの両端に形成されたエアギャップを通る磁路を形成する。

また、本発明に係る共振型コンバータにおいては、望ましくは、前記電力供給源は出力電圧を調整し、前記結合回路に供給される電力を調整する。

また、本発明に係る共振型コンバータにおいては、望ましくは、前記結合回路は、非接触電力伝送システムの送電コイルを備える。

本発明によれば、インダクタと磁気的に結合する結合回路を備える共振型コンバータについて、電力損失を低減することができる。

本発明に係る共振型コンバータの構成を示す図である。 スイッチング制御電圧、スイッチング素子電流、スイッチング素子電圧、および、ダイオード電流の各時間波形を示す図である。 一石共振型コンバータの構成を示す図である。 スイッチング制御電圧、スイッチング素子電圧、１次側インダクタに流れる電流、および、平滑キャパシタの端子間電圧の各時間波形を示す図である。 スイッチング制御電圧、スイッチング素子電流、スイッチング素子電圧、および、ダイオード電流の各時間波形を示す図である。 第２実施形態に係る共振型コンバータの構成を示す図である。 第２実施形態に係る共振型コンバータのシミュレーション結果を示す図である。 ＰＦＣ回路の構成を示す図である。 電力供給源としてＰＦＣ回路を採用した場合のシミュレーション結果および実験結果を示す図である。 トランスの構成例を示す図である。 非接触電力伝送システムの構成を示す図である。

（１）共振型コンバータの構成および動作
図１には、本発明の実施形態に係る共振型コンバータの構成が示されている。共振型コンバータは、電磁誘導および共振を利用して電力供給源１０の出力電圧を変換し、変換後の電圧を負荷回路３０に出力する。

電力供給源１０の正極端子には、補助インダクタ１２の一端が接続されている。補助インダクタ１２の他端は、トランス１４の１次側インダクタ１６の一端に接続されている。１次側インダクタ１６の他端は、スイッチング素子２０の一端に接続され、スイッチング素子２０の他端は電力供給源１０の負極端子に接続されている。スイッチング素子２０には、共振用キャパシタ２４が並列に接続され、さらに、電力供給源１０の負極端子側をアノード端子としてダイオード２６が並列に接続されている。制御部２２は、スイッチング素子２０に対し、オンオフの繰り返し制御、すなわち、スイッチング制御を行う。

トランス１４の２次側インダクタ１８、整流・平滑回路２８、および負荷回路３０は、１次側インダクタ１６と磁気的に結合する結合回路をなす。２次側インダクタ１８には、整流・平滑回路２８が接続され、整流・平滑回路２８には、負荷回路３０が接続されている。

次に、図１および図２を参照して、共振型コンバータの動作について説明する。図２（ａ）〜（ｄ）の横軸は時間を示す。図２（ａ）の縦軸は、スイッチング素子２０を制御するスイッチング制御電圧を示す。スイッチング制御電圧がゼロのときにスイッチング素子２０はオフとなり、ＶＨのときにスイッチング素子２０はオンとなる。図２（ｂ）の縦軸は、スイッチング素子２０に流れるスイッチング素子電流を示す。スイッチング素子電流は、１次側インダクタ１６側の端子から流入する電流を正とする。図２（ｃ）の縦軸は、スイッチング素子２０の端子間電圧であるスイッチング素子電圧を示す。スイッチング素子電圧は、電力供給源１０の負極端子側の電圧をゼロとする。なお、スイッチング素子２０および共振用キャパシタ２４は並列に接続されているため、スイッチング素子電圧と、共振用キャパシタ２４の端子間電圧は等しい。図２（ｄ）の縦軸は、ダイオード２６に流れるダイオード電流を示す。ダイオード電流は、アノード端子からカソード端子に流れる電流、すなわち、順方向電流を負とする。以下では、ダイオード２６の順方向の障壁電圧は十分小さく、ゼロであるものとして説明する。

図２（ａ）〜（ｄ）における時刻ｓ０およびｓ２はスイッチング素子２０がオフからオンになる時刻であり、時刻ｓ１および時刻ｓ３は、スイッチング素子２０がオンからオフになる時刻である。

まず、時刻ｓ０においてダイオード２６には、補助インダクタ１２および１次側インダクタ１６による誘導電流が流れている。この電流は、ダイオード２６から１次側インダクタ１６および補助インダクタ１２を介して電力供給源１０に流入する。また、ダイオード２６が導通しているため、このときの共振用キャパシタ２４の端子間電圧はゼロである。

時刻ｓ０にスイッチング素子２０がオンになった後、補助インダクタ１２および１次側インダクタ１６による誘導電流は、時刻ｔ１にゼロとなり流れる向きが反転する。これによって、ダイオード電流は時刻ｔ１にゼロとなり、その後は、電力供給源１０から補助インダクタ１２および１次側インダクタ１６を介してスイッチング素子２０に電流が流入し、スイッチング素子電流が増加する。スイッチング素子電流が、所定の値Ｉｏｎに達し、１次側インダクタ１６および補助インダクタ１２に所定の磁気的エネルギーが蓄えられるに至った時刻ｓ１にスイッチング素子２０はオフとなる。

時刻ｓ１にスイッチング素子２０がオフになることで、スイッチング素子電流はゼロとなる。その後、スイッチング素子電流は、次にダイオード電流が流れてゼロになる時刻ｔ４までゼロとなる。

スイッチング素子２０がオフになった時刻ｓ１より後は、自らに流れる電流の変化に応じて補助インダクタ１２および１次側インダクタ１６に誘導起電力Ｅ２が発生する。ここで、誘電起電力Ｅ２の極性は、スイッチング素子２０側の電位が電力供給源１０側の電位に対して高い場合を正として定義する。これによって、共振用キャパシタ２４の端子間には、電力供給源１０の出力電圧Ｅ１に、誘導起電力Ｅ２が加えられた電圧が印加される。そして、時刻ｓ１から時刻ｔ２までの時間において共振用キャパシタ２４が充電され、スイッチング素子電圧は、電力供給源１０の出力電圧Ｅ１よりも大きい最大電圧Ｅｍに達する。

スイッチング素子電圧が最大電圧Ｅｍに達すると、補助インダクタ１２および１次側インダクタ１６の誘導電流が電力供給源１０に向かう方向に転じる。これによって、時刻ｔ２より後は共振用キャパシタ２４が放電し、共振用キャパシタ２４から１次側インダクタ１６および補助インダクタ１２を介して電力供給源１０に電流が流入する。そして、共振用キャパシタ２４の端子間電圧、すなわち、スイッチング素子電圧は減少し、時刻ｔ３にゼロとなる。その後、スイッチング素子電圧は、次にスイッチング素子２０がオンからオフになる時刻ｓ３までゼロとなる。

共振用キャパシタ２４は、時刻ｓ１から時刻ｔ２までの間は、電荷がゼロの状態を初期状態として充電され、時刻ｔ２から時刻ｔ３までの間は、電荷がゼロになるまで放電する。コンデンサが１回の充電および放電を行う時間Ｔｃｄは、共振用キャパシタ２４、補助インダクタ１２、およびトランス１４からなる直列共振回路の共振周期Ｔｒに依存する。共振周期Ｔｒは補助インダクタ１２、１次側インダクタ１６、２次側インダクタ１８、および、トランス１４の相互インダクタの各インダクタンス値、ならびに、共振用キャパシタ２４のキャパシタンス値の他、２次側インダクタ１８に流れる電流に基づいて定まる。

時刻ｔ３において、１次側インダクタ１６および補助インダクタ１２は、引き続き電力供給源１０に向かう方向に誘導電流を流し続けようとする。ところが、このときの共振用キャパシタ２４の充電電荷はゼロであるため共振用キャパシタ２４から放電電流は流れず、代わりにダイオード２６に電流が流れ始める。これによって、時刻ｔ３より後はダイオード２６が導通し、ダイオード２６から１次側インダクタ１６および補助インダクタ１２を介して電力供給源１０に電流が流入する。ダイオード電流は、時刻ｔ３より後は減少し、１次側インダクタ１６および補助インダクタ１２の誘導電流の向きが反転する時刻ｔ４にゼロとなる。

スイッチング素子電圧がゼロとなる時刻ｔ３と、ダイオード電流がゼロとなる時刻ｔ４との間の時刻ｓ２においてスイッチング素子２０はオフからオンになる。そして、時刻ｓ０から時刻ｓ１に至るまでの動作と同一の動作を経て、時刻ｓ３にスイッチング素子２０はオンからオフになる。以後、同様にして、スイッチング素子２０のオンおよびオフが繰り返される。

１次側インダクタ１６に流れる電流の変化によって、２次側インダクタ１８には誘導起電力が発生する。整流・平滑回路２８は、２次側インダクタ１８に現れる誘導起電力を整流および平滑化し、負荷回路３０に出力する。これによって、電力供給源１０の出力電圧Ｅ１のレベルが変換された電圧が負荷回路３０に出力され、負荷回路３０に適切な電力が供給される。

スイッチング制御電圧の周波数およびデューティ比は、ダイオード２６が導通している間にスイッチング素子２０をオンにさせるという条件が成立するよう定められている。この条件は、次の最適スイッチング条件に基づいて、スイッチング周波数およびデューティ比を定めることで成立する。

（ａ）スイッチング素子２０をオンに維持する時間帯を、ダイオード２６が導通している時間帯の時刻から、１次側インダクタ１６および補助インダクタ１２に所定の電流Ｉｏｎが流れるに至るまでの時刻とする。

（ｂ）スイッチング素子２０をオンにする時刻を、ダイオード２６が導通している時間帯における時刻とする。

すなわち、スイッチング周波数およびデューティ比は、上記の最適スイッチング条件が成立するよう、電力供給源１０の出力電圧Ｅ１、トランス１４の１次側の直列共振回路の共振周波数Ｔｒ等に応じて定められている。

このような共振型コンバータの構成および動作によれば、次のような効果が得られる。スイッチング素子２０がオンになるときはダイオード２６が導通しており、共振用キャパシタ２４の充電電圧はゼロとなっている。そのため、スイッチング素子２０がオンになった直後にスイッチング素子２０に印加される電圧、および、スイッチング素子２０に流れる電流はゼロとなる。また、スイッチング素子２０がオフになるときは、スイッチング素子電圧はゼロである。このような、ゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ： Zero Current Switching）およびゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ： Zero Voltage Switching）により、スイッチング素子２０において生じる損失が低減される。なお、ＺＣＳおよびＺＶＳを行う動作は、一般にＥ級動作と称され、本実施形態に係る共振型コンバータは、Ｅ級動作型のコンバータであるといえる。

また、上記のような共振型コンバータの構成および動作によれば、トランス１４が用いられることで、電力供給源１０側の回路から整流・平滑回路２８および負荷回路３０が電気的に絶縁される。これによって、整流・平滑回路２８および負荷回路３０からの感電の可能性が回避され、保守、点検等が容易となる。

なお、図２（ｃ）および（ｄ）に示されているように、共振用キャパシタ２４の放電が終了した後には、ダイオード２６が導通し、ダイオード電流が流れる。このダイオード電流は、補助インダクタ１２、１次側インダクタ１６、２次側インダクタ１８、トランス１４の相互インダクタ、および共振用キャパシタ２４の各回路定数を適切に決定することで低減され得る。したがって、これらの回路定数を、ダイオード電流が低減あるいはゼロとなるよう決定することで、ダイオード２６において生じる損失が低減される。

また、トランス１４の１次側の共振条件を成立させ、負荷回路３０に十分な電力が供給可能である場合には、補助インダクタンス１２を用いず、この部分を短絡してもよい。

（２）一石共振型コンバータ
次に、第１実施形態に係る共振型コンバータの具体的な構成例として、一石共振型コンバータについて説明する。図３には、一石共振型コンバータの回路図が示されている。図１に示される構成要素と同一の構成要素については、同一の符号を付してその説明を省略する。

電力供給源１０には、充電容量を増加させるための電源キャパシタ３２が並列接続されている。電力供給源１０の正極端子には、補助インダクタ１２の一端が接続されている。補助インダクタ１２の他端にはトランス１４の１次側インダクタ１６の一端が接続されている。１次側インダクタ１６の他端には、スイッチング素子としてのＦＥＴ３４（Field Effect Transistor）のドレイン端子が接続されている。ＦＥＴ３４のソース端子は、電力供給源１０の負極端子に接続されている。ＦＥＴ３４のドレイン端子には、ダイオード２６のカソード端子が接続され、ソース端子には、ダイオード２６のアノード端子が接続されている。ＦＥＴ３４のゲート端子は、制御回路３６に接続されている。

ＦＥＴ３４および制御回路３６は、それぞれ、図１の共振型コンバータにおけるスイッチング素子２０および制御部２２に対応する。ＦＥＴ３４には、スイッチング周波数、印加される電圧等に応じて、適切な周波数特性、耐圧特性等を有するものが用いられる。ＦＥＴ３４には、ＧａＮ−ＦＥＴ（窒化ガリウム電界効果トランジスタ）、ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ（SiC-Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor、炭化珪素金属酸化膜半導体型電界効果トランジスタ）等を用いてもよい。また、スイッチング周波数、印加電圧等の条件によっては、一般的なＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）等を用いてもよい。

ハイブリッド自動車、電気自動車等に搭載される充電器等のＤＣ／ＤＣ変換回路として共振型コンバータが用いられる場合、電力供給源１０には、出力電圧Ｅ１が２００Ｖ〜４００Ｖ程度であるものが用いられる。これに対するスイッチング素子電圧のピークは、例えば、４００Ｖ〜１２００Ｖ程度を見込んで設計される。ＦＥＴ３４としては、このような設計条件にドレイン端子−ソース端子間の耐圧が適合するものが用いられる。

トランス１４の２次側インダクタ１８には、整流・平滑回路２８が接続されている。整流・平滑回路２８は、整流ダイオード３８Ａ、整流ダイオード３８Ｂ、平滑キャパシタ４０、および平滑インダクタ４２を備える。２次側インダクタ１８の一端には、整流ダイオード３８Ａのアノード端子が接続され、２次側インダクタ１８の他端には、整流ダイオード３８Ｂのアノード端子が接続されている。整流ダイオード３７Ａおよび３８Ｂの各カソード端子は共通に接続され、さらに、平滑キャパシタ４０の一端に接続されている。平滑キャパシタ４０の他端は、２次側インダクタ１８のセンタータップに接続されている。平滑キャパシタ４０の一端には、平滑インダクタ４２の一端が接続され、平滑インダクタ４２の他端および平滑キャパシタ４０の他端の間には、負荷回路３０が接続されている。

制御回路３６は、図２（ａ）に示されるスイッチング制御電圧に基づき、ＦＥＴ３４のスイッチング制御を行う。これによって、スイッチング素子電流、スイッチング素子電圧、および、ダイオード電流は、それぞれ、図２（ｂ）、（ｃ）および（ｄ）のように変化する。

１次側インダクタ１６に流れる電流の変化によって、２次側インダクタ１８には誘導起電力が発生する。整流ダイオード３８Ａは、センタータップから図の上側の巻線部分に発生する誘電起電力に基づき、順方向に電流を流して平滑キャパシタ４０を充電する。充電電圧の極性は、センタータップ側が負極性となる。同様に、整流ダイオード３８Ｂは、センタータップから図の下側の巻線部分に発生する誘電起電力に基づき、順方向に電流を流して平滑キャパシタ４０を充電する。充電電圧の極性は、センタータップ側が負極性となる。平滑インダクタ４２は、平滑キャパシタ４０の端子間電圧に基づいて負荷回路３０に流れる電流の交流成分を低減する。このような動作によって、２次側インダクタ１８に発生した誘導起電力は、整流および平滑化され、負荷回路３０に出力される。

一石共振型コンバータの構成および動作によれば、図１に示された共振型コンバータと同様の原理によって、ＦＥＴ３４において生じる損失が低減される。また、トランス１４が用いられることで、電力供給源１０側の回路から整流・平滑回路２８および負荷回路３０が電気的に絶縁される。これによって、整流・平滑回路２８および負荷回路３０からの感電の可能性が回避され、保守、点検等が容易となる。

図４には、一石共振コンバータの試作実験結果が示されている。横軸は時間を示し、縦軸は、各時間波形の値を示す。ただし、この図は各時間波形を比較するためものであり、縦軸の絶対的な値そのものは意義を有さない。試作実験では、電力供給源１０の出力電圧Ｅ１を６０Ｖとし、スイッチング周波数を１．３ＭＨｚとした。また、負荷回路３０は５０Ωの抵抗とし、負荷供給電力を３０Ｗとした。

符号「４４」で示される時間波形は、スイッチング制御電圧を示し、符号「４６」で示される時間波形は、スイッチング素子電圧を示す。また、符号「４８」で示される時間波形は１次側インダクタ１６に流れる電流を示し、符号「５０」で示される時間波形は、平滑キャパシタ４０の端子間電圧を示す。この試作実験では電力伝送効率が８６％であった。ただし、電力伝送効率は、電力供給源１０の出力電力に対する負荷回路３０に供給される電力として定義される。

（３）負荷回路の動作状態に応じた制御
次に、第２実施形態に係る共振型コンバータについて説明する。上記のように第１実施形態に係る共振型コンバータにおいては、スイッチング素子２０のスイッチング周波数およびデューティ比が、最適スイッチング条件が成立するように定められている。

ここで、ダイオード２６が導通する時間帯は、充放電時間Ｔｃｄに依存し、さらに、充放電時間Ｔｃｄはトランス１４の１次側の直列共振回路の共振周期Ｔｒに依存する。共振周期Ｔｒは、負荷回路３０に対する供給電力が変化し、２次側インダクタ１８に流れる電流が変化することで変化する。その理由は、２次側インダクタ１８に流れる電流が変化することで、トランス１４の相互インダクタによって、トランス１４の１次側の見かけ上のインダクタンス値が変化するためである。

したがって、負荷供給電力の変化によって、共振周期Ｔｒおよび充放電時間Ｔｃｄが変化し、ダイオード２６が導通する時間帯が変化した場合には、最適スイッチング条件が成立しないことがある。例えば、負荷供給電力が増加し、２次側インダクタ１８に流れる電流が増加した場合には共振周期Ｔｒおよび充放電時間Ｔｃｄが短くなる。これによって、ダイオード２６が導通している時間帯が早期に現れ、この時間帯が経過した後にスイッチング素子２０がオンになることがある。

図５（ａ）および（ｂ）には、このときのスイッチング制御電圧およびスイッチング素子電流がそれぞれ示されている。また、図５（ｃ）および（ｄ）には、このときのスイッチング素子電圧およびダイオード電流が示されている。図２（ａ）〜（ｄ）に示される符号と同一の事項については同一の符号を付してその説明を省略する。ここでは、図２（ａ）および図５（ａ）に示されるスイッチング制御電圧の周波数およびデューティ比は同一であるものとする。

図５（ｃ）に示されるように、充放電時間Ｔｃｄは、図２（ｃ）に示されている充放電時間Ｔｃｄよりも短い。これによって、時刻ｓ２よりも早期にダイオード２６の導通が終了し、スイッチング素子２０は、ダイオード２６が導通する時間帯Ｔｄが経過した時刻ｓ２にオンになる。この場合、ダイオード電流がゼロになった時刻ｔ４には、スイッチング素子２０がオフであるため、その時刻ｔ４から共振用キャパシタ２４の次の周期の充電が開始される。これによって、スイッチング素子電圧は、図５（ｃ）の符号「５２」で示される時間波形のようにダイオード電流がゼロになった時刻ｔ４から増加し、スイッチング素子２０がオフになる直前にはＶｃまで増加する。したがって、スイッチング素子２０は、共振用キャパシタ２４にある程度の電荷が充電された状態でオンになる。これによって、スイッチング素子２０がオンになったときには、共振用キャパシタ２４に充電されていた電荷によって、スイッチング素子２０に突発的な電流５４が流れて損失が生じる。このような損失を低減するためには、ダイオード２６が導通している時間帯Ｔｄにスイッチング素子２０をオンにすることが好ましい。

そこで、第２実施形態に係る共振型コンバータでは、負荷供給電力に応じてスイッチンのタイミングを調整し、最適スイッチング条件を成立させる。具体的には、スイッチング周波数を一定に維持しつつデューティ比を調整する。

図６には、第２実施形態に係る共振型コンバータの構成が示されている。このコンバータは、最適スイッチング条件を成立させる構成要素を図１の共振型コンバータに付加したものである。図１に示される構成要素と同一の構成要素には、同一の符号を付してその説明を省略する。

この共振型コンバータにおいては、整流・平滑回路２８から負荷回路３０に至る経路に、電流センサ５６が設けられている。電流センサ５６は、整流・平滑回路２８から負荷回路３０に至る経路に流れる電流を負荷電流として検出し、検出結果を制御部２２に出力する。制御部２２は、スイッチング周波数を一定としつつ、負荷電流の検出結果に応じてスイッチング制御電圧のデューティ比を調整する。負荷回路３０が抵抗成分であれば、電流センサ５６によって検出される電流は負荷供給電力の平方根に比例し、負荷供給電力に応じた制御が行われる。

制御部２２は、検出された負荷電流が大きい程デューティ比を大きくし、スイッチング素子２０をオンにする時間を長くする。逆に、負荷電流が小さい程デューティ比を小さくし、スイッチング素子２０をオンにする時間を短くする。これによって、最適スイッチング条件を成立させることができ、スイッチング素子２０における損失が低減される。

図７には、第２実施形態に係る共振型コンバータのシミュレーション結果が示されている。負荷回路３０は抵抗とし、負荷抵抗を変化させたときの負荷供給電力、および負荷抵抗に印加される負荷電圧の変化が求められた。図７の横軸は、負荷抵抗を示し、左側の縦軸は負荷供給電力を、右側の縦軸は負荷電圧を示す。図７の実線で示された特性は、負荷供給電力の特性を示し、破線で示された特性は負荷電圧の特性を示す。

なお、ここでは、図１の共振型コンバータに最適スイッチング条件を成立させる構成要素を付加したものを採り上げたが、図３の一石共振型コンバータに対し、同様の構成要素を付加してもよい。この場合、整流・平滑回路２８から負荷回路３０に至る経路に電流センサ５６が設けられる。制御回路３６は、負荷電流の検出結果に応じてスイッチング制御電圧のデューティ比を調整する。

また、ここでは、負荷電流に基づいてデューティ比を調整する例について説明した。このような制御の他、整流・平滑回路２８および負荷回路３０の動作状態を表す各部の電圧または電流に基づいて、負荷供給電力、または、負荷供給電力を間接的に示す値を検出し、検出結果に応じてデューティ比を調整してもよい。

（４）電力供給源の構成例
図８には、電力供給源１０として用いられるＰＦＣ（Ｐｏｗｅｒ Ｆａｃｔｏｒ Ｃｏｎｔｒｏｌ）回路の構成が示されている。ＰＦＣ回路は、交流電圧源５８から出力される交流電圧を、力率を最適にしながら直流電圧に変換し、その直流電圧を出力する。

交流電圧源５８は、２組の上下ダイオード対６０に接続されている。各上下ダイオード対６０は、図の上側のＰＦＣ用ダイオード６２のアノード端子に、図の下側のＰＦＣ用ダイオード６２のカソード端子が接続されたものである。交流電圧源５８の一端は、一方の上下ダイオード対６０における上下のＰＦＣ用ダイオード６２の接続節点に接続され、交流電圧源５８の他端は、他方の上下ダイオード対６０における上下のＰＦＣ用ダイオード６２の接続節点に接続されている。

２組の上下ダイオード対６０のそれぞれの上側のＰＦＣ用ダイオード６２のカソード端子は共通に接続され、電圧変換インダクタ６４の一端に接続されている。２組の上下ダイオード対６０のそれぞれの下側のＰＦＣ用ダイオード６２のアノード端子は共通に接続され、接地線Ｇに接続されている。

電圧変換インダクタ６４の他端は、ＦＥＴ６６のドレイン端子に接続されている。ＦＥＴ６６のソース端子は、接地線Ｇに接続されている。ＦＥＴ６６のゲート端子は、ＰＦＣ制御回路６８に接続されている。ＦＥＴ６６のドレイン端子には、整流ダイオード７０のアノード端子が接続されている。整流ダイオード７０のカソード端子と、接地線Ｇとの間には、出力キャパシタ７２が接続されている。出力キャパシタ７２の両端は、直流電圧出力端子７４Ｐおよび７４Ｇに接続されている。

交流電圧源５８から２組の上下ダイオード対６０には交流電圧が与えられ、各ＰＦＣ用ダイオードには順方向の電流が流れる。ＰＦＣ制御回路６８は、ＦＥＴ６６をスイッチング制御する。ＦＥＴ６６は、２組の上下ダイオード対６０によって整流され、電圧変換インダクタ６４に流れる電流をスイッチングする。これによって、電圧変換インダクタ６４には誘導起電力が発生する。そして、２組の上下ダイオード対６０によって出力される整流後の電圧に、電圧変換インダクタ６４の誘導起電力を加えた電圧により、整流ダイオード７０を介して出力キャパシタ７２が充電される。出力キャパシタ７２の端子間電圧は、直流電圧出力端子７４Ｐおよび７４Ｇから出力電圧Ｅ１として出力される。

このような電圧変換動作において、ＰＦＣ制御回路６８は、ＦＥＴ６６のスイッチング制御のタイミングを最適化し、交流電圧源５８の出力電圧および出力電流の力率を最適化する。また、スイッチング制御のタイミングを調整し、出力電圧Ｅ１を調整する。

図９には、図３の一石共振型コンバータの電力供給源１０としてＰＦＣ回路を採用した場合のシミュレーション結果および実験結果が示されている。ＦＥＴ６６のスイッチング周波数は７００ｋＨｚとし、負荷回路３０は１００Ωの抵抗とした。横軸は出力電圧Ｅ１を示し、縦軸は負荷供給電力を示す。破線はシミュレーション結果を示し、黒丸は実験結果を示す。これより、ＰＦＣ回路の出力電圧Ｅ１を変化させることで、負荷供給電力を調整することが可能であることが示された。

一般に、負荷供給電力を調整する方式としては、共振型コンバータのスイッチング周波数またはデューティ比を調整する方式が考えられる。しかし、スイッチング素子の損失を低減するという観点から、スイッチング周波数およびデューティ比の可変範囲は制限される。そこで、電力供給源１０としてＰＦＣ回路を採用し、スイッチング周波数およびデューティ比を一定に維持しつつ出力電圧Ｅ１を変化させることで、負荷供給電力の調整が可能となる。

（５）トランスの構成例
図１および図３の共振型コンバータにおいて補助インダクタ１２を設けた場合には、１次側インダクタ１６のインダクタンス値を小さくすることができる。この場合、トランス１４の１次側と２次側の磁気的結合が大きい場合に、負荷供給電力が小さい場合から大きい場合のあらゆる動作条件においてトランス１４の１次側で直列共振が起こる。

一方、１次側と２次側の磁気的結合が小さい場合や、負荷供給電力が小さい場合には、補助インダクタ１２を省略しても１次側インダクタ１６のインダクタンス値を小さくすることができるため、以下に説明するようなトランス１４の構成が可能となる。図１０にはトランス１４の構成例が示されている。このトランス１４は、１次側インダクタ１６を形成する１次側コア７６と、２次側インダクタ１８を形成する２次側コア７８とを分離したものである。１次側インダクタ１６は、１次側コア７６に導線８０を巻きつけることで形成され、２次側インダクタ１８は、２次側コア７８に導線８０を巻きつけることで形成されている。１次側コア７６および２次側コア７８はそれぞれＵ次型に形成され、それぞれの両端を向い合わせて配置されている。

１次側コア７６および２次側コア７８は、図の破線で示される磁路８２を形成する。１次側コア７６および２次側コア７８のそれぞれ両端においてはエアギャップ８４が形成され、磁路８２の一部はエアギャップ８４を通る。このように、１次側コア７６と２次側コア７８とを分離することで、１次側インダクタ１６および２次インダクタを独立に製造することが可能となる。

この構成における磁気結合率は、例えば、０．５以上０．９以下程度とする。ここで、磁気結合率ｋは、相互インダクタンス値をＭ、１次側インダクタ１６のインダクタンス値をＬ１、２次側インダクタ１８のインダクタンス値をＬ２とした場合に、ｋ＝Ｍ／（Ｌ１・Ｌ２）^1/2として定義される。図１および図３の共振型コンバータは、トランス１４の１次側と２次側の磁気的結合が小さい場合や、負荷供給電力が小さい場合においても、１次側インダクタ１６のインダクタンス値を小さくすることができるため、トランス１４の１次側で直列共振する。そのため、磁気結合率が小さい範囲においてもコンバータとして動作する。これによって、１次側コア７６と２次側コア７８とを分離し、トランス１４の製造が容易化される。

（６）非接触電力伝送システム
本発明に係る共振型コンバータは、非接触電力伝送システムに用いてもよい。図１１には、非接触電力伝送システムの構成が示されている。図３に示される構成要素と同一の構成要素については、同一の符号を付してその説明を省略する。非接触電力伝送システムは、トランス１４の２次側に共鳴伝送回路を設けたものである。

共鳴伝送回路は、送波回路８６および受波回路８８を備える。送波回路８６は、直列共振回路の閉路を形成する２次側インダクタ１８、送波側共鳴用キャパシタ９０および送波コイル９２を備える。受波回路８８は、直列共振回路の閉路を形成する受波コイル９４、受波側共鳴用キャパシタ９６および受波側共鳴用インダクタ９８を備える。送波コイル９２および受波コイル９４は、例えば、空芯のループコイルによって形成される。

送波回路８６および受波回路８８は、同一の共振周波数を有する。送波コイル９２と受波コイル９４は電磁気的に結合し、送波回路８６および受波回路８８は共鳴する。これによって、２次側インダクタ１８を介して送波回路８６に与えられた電力は、送波回路８６から受波回路８８に共鳴伝送される。受波側共鳴用インダクタ９８の両端には、整流回路１００が接続されている。整流回路１００には、平滑キャパシタ１０２が接続され、平滑キャパシタ１０２の両端には負荷回路３０が接続されている。

共鳴伝送によって受波回路８８に与えられた電力に基づき、受波側共鳴用インダクタ９８には共振電圧が現れる。整流回路１００は、この共振電圧を整流して平滑キャパシタ１０２に印加する。平滑キャパシタ１０２は、整流回路１００から印加された整流電圧に基づいて充電され、交流成分が低減された充電電圧を負荷回路３０に出力する。

シミュレーションにおいては、電力供給源１０の出力電圧Ｅ１を２００Ｖとした場合において、８０％の電力伝送効率で１ｋＷの電力を負荷回路３０に伝送可能であることが確かめられた。ただし、このシミュレーションにおいては、スイッチング周波数を１．３ＭＨｚとし、送波コイル９２と受波コイル９４との磁気結合率を０．１とした。

このような非接触電力伝送システムでは、電力供給源１０から負荷回路３０に共鳴を用いて電力が伝送される。送波コイル９２および受波コイル９４の電磁気的な結合が疎であっても、共鳴現象が起これば、高効率で送波回路８６から受波回路８８への電力伝送が行われる。非接触電力伝送システムは、ハイブリッド自動車、電気自動車等に搭載される二次電池の充電に用いてもよい。送波回路８６から受波回路８８に伝送される電磁波の周波数を１３．５６ＭＨｚとしたものにも本発明の回路は適用可能である。非接触電力伝送システムを自動車に用いる場合、受波側の回路が二次電池の充電を行う回路として車両側に設けられ、送波側の回路が、サービスステーション、一般家庭等の充電設備に設けられる。

１０ 電力供給源、１２ 補助インダクタ、１４ トランス、１６ １次側インダクタ、１８ ２次側インダクタ、２０ スイッチング素子、２２ 制御部、２４ 共振用キャパシタ、２６ ダイオード、２８ 整流・平滑回路、３０ 負荷回路、３２ 電源キャパシタ、３４，６６ ＦＥＴ、３６ 制御回路、３８Ａ，３８Ｂ，７０ 整流ダイオード、４０，１０２ 平滑キャパシタ、４２ 平滑インダクタ、４４ スイッチング制御電圧、４６，５２ スイッチング素子電圧、４８ １次側インダクタに流れる電流、５０ 平滑キャパシタの端子間電圧、５４ スイッチング素子に流れる突発的な電流、５６ 電流センサ、５８ 交流電圧源、６０ 上下ダイオード対、６２ ＰＦＣ用ダイオード、６４ 電圧変換インダクタ、６８ ＰＦＣ制御回路、７２ 出力キャパシタ、７４Ｐ，７４Ｇ 直流電圧出力端子、７６ １次側コア、７８ ２次側コア、８０ 導線、８２ 磁路、８４ エアギャップ、８６ 送波回路、８８ 受波回路、９０ 送波側共鳴用キャパシタ、９２ 送波コイル、９４ 受波コイル、９６ 受波側共鳴用キャパシタ、９８ 受波側共鳴用インダクタ、１００ 整流回路。

Claims (11)

1. スイッチング素子と、
   前記スイッチング素子に対し、並列に一方向の電流経路を形成する整流素子と、
   前記スイッチング素子をスイッチング制御する制御部と、
   電力供給源と前記スイッチング素子との間の経路にあるインダクタと、
   前記スイッチング素子に並列接続された経路にあるキャパシタと、
   前記インダクタと磁気的に結合する結合回路と、
   を備え、
   前記制御部は、前記インダクタ、前記キャパシタ、および前記結合回路によって定まる共振周波数、および、前記整流素子の導通状態に応じて、前記スイッチング素子をスイッチング制御することを特徴とする、共振型コンバータ。
2. スイッチング素子と、
   前記スイッチング素子に対し、並列に一方向の電流経路を形成する整流素子と、
   前記スイッチング素子をスイッチング制御する制御部と、
   電力供給源と前記スイッチング素子との間の経路にあるインダクタと、
   前記スイッチング素子に並列接続された経路にあるキャパシタと、
   前記インダクタと磁気的に結合する結合回路と、
   を備え、
   前記制御部は、前記インダクタ、前記キャパシタ、および前記結合回路によって定まる共振周波数、および、前記結合回路の動作状態に応じて、前記スイッチング素子をスイッチング制御することを特徴とする、共振型コンバータ。
3. 請求項２に記載の共振型コンバータにおいて、
   前記制御部は、さらに、前記整流素子の導通状態に応じて、前記スイッチング素子をスイッチング制御することを特徴とする、共振型コンバータ。
4. 請求項２または請求項３に記載の共振型コンバータにおいて、
   前記制御部は、
   前記結合回路に流れる電流に応じて、前記スイッチング素子のスイッチングのデューティ比を変化させることを特徴とする、共振型コンバータ。
5. 請求項１から請求項４のいずれか１項に記載の共振型コンバータにおいて、
   前記制御部は、
   前記整流素子が導通しているときに、前記スイッチング素子をオフからオンに制御することを特徴とする、共振型コンバータ。
6. 請求項１から請求項５のいずれか１項に記載の共振型コンバータにおいて、
   前記インダクタおよび前記キャパシタの各定数が、前記整流素子に流れる電流に応じて、または、前記整流素子に電流が流れないように定められていることを特徴とする、共振型コンバータ。
7. 請求項１から請求項６のいずれか１項に記載の共振型コンバータにおいて、
   前記電力供給源と前記スイッチング素子との間の経路にあり、前記インダクタ、前記キャパシタ、および前記結合回路と共に共振回路を形成する補助インダクタを備えることを特徴とする、共振型コンバータ。
8. 請求項１から請求項７のいずれか１項に記載の共振型コンバータにおいて、
   前記結合回路は、前記インダクタから与えられる交流電力を直流電力に変換し、その直流電力を負荷回路に与える整流回路を備えることを特徴とする共振型コンバータ。
9. 請求項１から請求項８のいずれか１項に記載の共振型コンバータにおいて、
   前記結合回路は、前記インダクタと共にトランスを形成する結合回路インダクタを備え、
   前記トランスは、
   前記インダクタに含まれるＵ字形状の１次側コアと、
   前記結合回路インダクタに含まれるＵ字形状の２次側コアと、を備え、
   前記１次側コアおよび前記２次側コアは、それぞれの両端を向かい合わせて配置され、それぞれの両端に形成されたエアギャップを通る磁路を形成することを特徴とする、共振型コンバータ。
10. 請求項１から請求項９のいずれか１項に記載の共振型コンバータにおいて、
    前記電力供給源は出力電圧を調整し、前記結合回路に供給される電力を調整することを特徴とする、共振型コンバータ。
11. 請求項１から請求項１０のいずれか１項に記載の共振型コンバータにおいて、
    前記結合回路は、
    非接触電力伝送システムの送電コイルを備えることを特徴とする、共振型コンバータ。

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