JP2017220963A - バッテリ充電装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】交流整流後に平滑化を行わず力率改善を行いリップルを有する出力を用いてバッテリを充電する充電装置において、簡易な構成と制御によりリップルを有する出力を生成する。
【解決手段】交流を入力され該交流を整流する整流部（2）と、前記整流部（2）の次段に設けられた力率改善部（3）と、を備え、該整流部（2）による整流電圧波形に起因するリップルを含むリップル充電出力を生成するバッテリ充電装置であって、前記力率改善部（3）を構成するスイッチングコンバータが、スイッチング素子（Q）と、バッテリ（6）の充電期間中、該スイッチング素子（Ｑ）の制御端にＰＷＭ制御信号（Vp）を出力するＰＷＭ制御ＩＣ（4）と、を具備し、前記ＰＷＭ制御信号（Vp）が一定のデューティ比をもつパルス信号である。
【選択図】図１
【解決手段】交流を入力され該交流を整流する整流部（2）と、前記整流部（2）の次段に設けられた力率改善部（3）と、を備え、該整流部（2）による整流電圧波形に起因するリップルを含むリップル充電出力を生成するバッテリ充電装置であって、前記力率改善部（3）を構成するスイッチングコンバータが、スイッチング素子（Q）と、バッテリ（6）の充電期間中、該スイッチング素子（Ｑ）の制御端にＰＷＭ制御信号（Vp）を出力するＰＷＭ制御ＩＣ（4）と、を具備し、前記ＰＷＭ制御信号（Vp）が一定のデューティ比をもつパルス信号である。
【選択図】図１
Description
本発明は、鉛蓄電池及び二次電池等の充電式バッテリを充電するためのバッテリ充電装置に関する。
従来、鉛蓄電池や二次電池等の充電式バッテリ（以下単に「バッテリ」と称する）の充電装置として、単相又は三相の交流を整流しスイッチングコンバータにより電力変換を行ってバッテリに出力するＡＣ／ＤＣコンバータが知られている。この場合、交流整流後の波形は、正弦波の半周期又はその一部からなる周期的な整流波形となる。この整流波形の周期に起因する後段の電圧又は電流の変動成分は「リップル」と称されている。リップルの周波数は基本的には整流前の交流の整数倍であるが、その他に非周期的ノイズが加わる場合もある。長年、バッテリ充電装置の出力のリップルは充電効率を低下させるものと認識されており、リップルを排除する技術が豊富に提示されている（特許文献１等）。
これに対し、特許文献２、３では、交流整流後に平滑化を行わず整流波形に起因する周期的な脈流をそのまま用いてバッテリを充電することが提案されている。これは、脈流を用いたバッテリ充電に支障がないことと、脈流によりバッテリ端子間に生じる大きなリップル電圧を利用すればバッテリ内部抵抗を容易に計測可能となることに着目したものである。特許文献２、３ではバッテリ内部抵抗の計測により充電状態を検出し、充電の開始と停止を制御している。
特許文献２、３では、交流整流後の脈流をほぼそのまま用いて充電出力とする構成、交流整流後の脈流の電圧を変換する電圧変換装置の出力を充電出力とする構成、交流整流後の脈流の力率改善を行う力率改善手段であるスイッチングコンバータの出力を充電出力とする構成が開示されている。特許文献３では、力率改善手段の一例としてフライバック方式の絶縁型スイッチングコンバータを設けている。
特許文献２、３には、力率改善手段であるスイッチングコンバータのスイッチ制御を行う制御部の詳細は開示されていない。一般的にスイッチングコンバータによる力率改善手段は、そのスイッチング素子を駆動するＰＷＭ制御において非常に複雑な制御を行っている。例えば、特許文献４、５に開示される力率改善回路では、入力電圧及び／出力電圧を検出し、それらに基づいてパルスのオン時間とオフ時間が常に変化するような複雑なＰＷＭ制御信号を生成している。このため、従来の力率改善手段には大規模かつ高コストの制御部が必要であった。
従って、大きなリップルを含むリップル充電出力を用いてバッテリ充電を行えばバッテリ内部抵抗の計測が容易となるが、力率改善用のスイッチングコンバータの制御部が大規模かつ高コストになるという問題があった。
以上の問題点に鑑み本発明は、交流整流後に平滑化を行わずにスイッチングコンバータによる力率改善を行って大きなリップルを含むリップル充電出力をバッテリに出力するバッテリ充電装置において、簡易な構成と制御によりリップル充電出力を生成することを目的とする。
上記の目的を達成するべく、本発明は、以下の構成を提供する。なお、括弧内の符号は後述する図面中の符号であり、参考のために付するものである。
・ 本発明の態様は、交流を入力され該交流を整流する整流部（2）と、前記整流部（2）の次段に設けられた力率改善部（3）と、を備え、該整流部（2）による整流電圧波形に起因するリップルを含むリップル充電出力を生成するバッテリ充電装置であって、
前記力率改善部（3）を構成するスイッチングコンバータが、スイッチング素子（Q）と、バッテリ（6）の充電期間中、該スイッチング素子（Ｑ）の制御端にＰＷＭ制御信号（Vp）を出力するＰＷＭ制御ＩＣ（4）と、を具備し、
前記ＰＷＭ制御信号（Vp）が一定のデューティ比をもつパルス信号であることを特徴とするバッテリ充電装置。
・ 上記態様において、バッテリ（6）のバッテリ充電電圧（Vbat）を検出する充電電圧検出部（5）を有し、前記充電電圧検出部（5）は、充電電圧（Vbat）が第１の電圧以上を超えたとき前記ＰＷＭ制御ＩＣ（4）に対しＰＷＭ制御信号（Ｖp）の出力を停止させる信号を出力し、バッテリ充電電圧（Vbat）が該第１の電圧よりも低い第２の電圧を下回ったとき該ＰＷＭ制御ＩＣ（4）に対しＰＷＭ制御信号（Ｖp）の出力を開始させる信号を出力することを特徴とする。
・ 上記態様において、前記力率改善部（3）がフライバック方式又はフォワード方式の絶縁型スイッチングコンバータとして構成されることを特徴とする。
前記力率改善部（3）を構成するスイッチングコンバータが、スイッチング素子（Q）と、バッテリ（6）の充電期間中、該スイッチング素子（Ｑ）の制御端にＰＷＭ制御信号（Vp）を出力するＰＷＭ制御ＩＣ（4）と、を具備し、
前記ＰＷＭ制御信号（Vp）が一定のデューティ比をもつパルス信号であることを特徴とするバッテリ充電装置。
・ 上記態様において、バッテリ（6）のバッテリ充電電圧（Vbat）を検出する充電電圧検出部（5）を有し、前記充電電圧検出部（5）は、充電電圧（Vbat）が第１の電圧以上を超えたとき前記ＰＷＭ制御ＩＣ（4）に対しＰＷＭ制御信号（Ｖp）の出力を停止させる信号を出力し、バッテリ充電電圧（Vbat）が該第１の電圧よりも低い第２の電圧を下回ったとき該ＰＷＭ制御ＩＣ（4）に対しＰＷＭ制御信号（Ｖp）の出力を開始させる信号を出力することを特徴とする。
・ 上記態様において、前記力率改善部（3）がフライバック方式又はフォワード方式の絶縁型スイッチングコンバータとして構成されることを特徴とする。
本発明においては、交流整流後に平滑化を行わずにスイッチングコンバータによる力率改善を行って大きなリップルを含むリップル充電出力をバッテリに出力するバッテリ充電装置において、力率改善部のスイッチング素子を制御するＰＷＭ制御信号を、バッテリの充電期間を通して一定のデューティ比をもつパルス信号とした。これにより、簡易な構成と制御によりリップル充電出力を生成することができる。
以下、図面を参照しつつ、本発明によるバッテリ充電装置の実施形態について説明する。
（１）バッテリ充電装置の構成
図１は、本発明のバッテリ充電装置の一実施形態の構成例を概略的に示した図である。図２（ａ）〜（ｈ）は、図１に示した構成の各所の電流又は電圧の時間変化を模式的に示した図である。
図１は、本発明のバッテリ充電装置の一実施形態の構成例を概略的に示した図である。図２（ａ）〜（ｈ）は、図１に示した構成の各所の電流又は電圧の時間変化を模式的に示した図である。
本発明のバッテリ充電装置１０は、整流部２と、ＰＷＭ制御ＩＣ４を含む力率改善部３と、充電電圧検出部５とを有する。整流部２は、交流電源１から交流を入力される。力率改善部３は、バッテリ６に対しリップル充電出力を供給する。
ここで「リップル充電出力」とは、バッテリ充電用の出力であって整流部２により生成された整流電圧波形に起因する変動を伴う電圧及び電流の出力の意味で用いる。この変動は、典型的には整流電圧波形と同周期の変動である。リップル充電出力のうち、電流を「リップル出力電流」と、電圧を「リップル出力電圧」と称することとする。リップル出力電流Ｉoの例を図２（ｆ）に、リップル出力電圧Ｖoの例を図２（ｇ）に示す。
交流電源１は、一例として１００Ｖ又は２００Ｖの５０Ｈｚ又は６０Ｈｚの単相交流商用電源である。交流電源１による交流電圧ｖacは、図２（ａ）に示される正弦波波形を有し、バッテリ充電装置の入力端Ｔ１、Ｔ２に入力される。入力端Ｔ１、Ｔ２に入力された交流は、整流部２の交流入力端子に入力される。整流部２は、例えばブリッジ整流回路であるがこれに限られない。また、全波整流回路が好ましいが半波整流回路でもよい。整流部２の正極出力端と負極出力端の間に、図２（ｂ）に示される全波整流された整流電圧Ｖrecが出力される。図示しないが、整流部２の前段にノイズ除去回路を設けることが好ましい。
図２（ｂ）に示すように、整流電圧Ｖrecの波形は、交流正弦波の正極側の半周期波形が連続する波形となる。単相交流の全波整流の場合、整流電圧Ｖrecの周波数は交流電源１の周波数の２倍となる。
整流部２の正極出力端と負極出力端に出力された整流電圧Ｖrecは、次段の力率改善部３に入力される。本例では、力率改善部３は絶縁型フライバックコンバータとして構成されている。力率改善部３はこれに限られず、絶縁型フォワードコンバータでもよく、非絶縁型の昇圧チョッパ又は降圧チョッパでもよい。入力電圧と同じ正弦波で同位相の電流を出力する力率改善機能を有するスイッチングコンバータであれば、いずれの構成も採用できる。共通する構成として、いずれもスイッチ制御のためのスイッチング素子Ｑを有する。
トランスＴの一次コイルｎ１の一端が整流部２の正極出力端に接続され、他端がスイッチング素子Ｑ（この例ではｎチャネルＦＥＴ）の一端（ドレイン）に接続されている。スイッチング素子Ｑの他端（ソース）は、整流部２の負極出力端に接続されている。トランスＴの二次コイルｎ２の一端は、バッテリ６の負極端子ＴＢ２に接続され、他端は出力ダイオードＤのアノードに接続されている。出力ダイオードＤのカソードはバッテリ６の正極端子ＴＢ１に接続されている。出力ダイオードＤのカソードとトランスＴの一端の間には平滑コンデンサＣが接続されている。図１は原理的構成のみを示しており、絶縁型フライバックコンバータに通常備えられるスナバ回路等は省略している。
図２（ｄ）及び図２（ｅ）は、図１のトランスＴの一次コイルの電流Ｉn1と二次コイルの電流Ｉn2の波形例をそれぞれ示す。これらの波形については、後述する動作説明において詳細に説明する。
また、力率改善部３は、整流電圧Ｖrecを、充電対象機器に適切な電圧に変換する電圧変換機能も有する。電圧変換は、トランスＴのコイルの巻き比により設定することができる。
スイッチング素子Ｑは、ＰＷＭ制御信号Ｖpにより駆動される制御端を有する。スイッチング素子Ｑは、ｎチャネルＦＥＴに限らず、ｐチャネルＦＥＴ、ＩＧＢＴ又はバイポーラトランジスタでもよい。
図２（ｃ）に示すＰＷＭ制御信号Ｖpは、ＰＷＭ制御ＩＣ４により生成される。ＰＷＭ制御ＩＣ４は周知であり、種々のものが市販されている。一般的なＰＷＭ制御ＩＣに共通する構成として、制御電圧Ｖcsが入力される制御端子csと、所定のデューティ比をもつＰＷＭ制御信号を出力する出力端子outを備えている。ＰＷＭ制御ＩＣ４は、制御端子csに入力された制御電圧Ｖcsに比例するデューティ比をもつＰＷＭ制御信号Ｖpを出力端子outから出力するように構成されている。
図１の構成ではスイッチングコンバータが絶縁型であるので、出力側からの帰還経路も絶縁する必要があり、ＰＷＭ制御信号ＶpはフォトカプラＰＣを介してスイッチング素子Ｑに送られる。
本発明のバッテリ充電装置１０では、制御電圧Ｖcsは充電電圧検出部５により出力される。制御電圧Ｖcsは、２値の電圧（ＨとＬと称することとする）のいずれかである。充電電圧検出部５は、バッテリ６の正極端子ＴＢ１と負極端子ＴＢ２の間の電圧に比例する電圧を入力されることにより、バッテリ６の充電状態を検出する。充電電圧検出部５は、バッテリ充電装置１０によりバッテリ６の充電を行う期間中はＨの制御電圧Ｖcsを出力し、バッテリ６の放電中すなわち充電を行わない期間中はＬの制御電圧Ｖcsを出力するように構成されている。
充電電圧検出部５の出力する制御電圧ＶcsがＨであるとき、ＰＷＭ制御ＩＣ４は、図２（ｃ）に示すようにパルス信号であるＰＷＭ制御信号Ｖpを出力する。ＰＷＭ制御信号Ｖpのデューティ比Ｄは、パルス信号の周期Ｔに対するオン期間Ｔonの割合でありＤ＝Ｔon／Ｔである。本発明のバッテリ充電装置１０では、充電期間を通して制御電圧Ｖcsが一定であるので、ＰＷＭ制御信号Ｖpのデューティ比Ｄは常に一定であり、変化しない。
ＰＷＭ制御ＩＣ４の内部構成は示さないが、大凡の構成は次の通りである。実際に必要なデューディ比を得るために制御電圧Ｖcsに適切な比例係数を掛けて所定の電圧とし、その所定の電圧と高周波搬送三角波電圧とを比較器に入力し、比較器の出力信号として、一定のデューティ比Ｄを有するパルス信号であるＰＷＭ制御信号Ｖpを生成する。
なお、図２（ｃ）のＰＷＭ制御信号Ｖpは、分かり易いようにパルス幅を拡大して示している。スイッチングコンバータのスイッチング周波数は数ｋＨｚ〜数百Ｈｚであるので、実際には図２（ａ）に示す交流電源周波数より遙かに高周波である。
一方、充電電圧検出部５の出力する制御電圧ＶcsがＬであるとき、ＰＷＭ制御ＩＣ４はＰＷＭ制御信号Ｖpを出力しない。このとき、バッテリ充電装置１０は停止状態である。
バッテリ６は、一例として、１セル２Ｖの鉛蓄電池を６セル直列接続した１２Ｖのシール形鉛蓄電池である。バッテリ６には、バッテリの劣化を検出するためのバッテリチェッカ７を設けてもよい。バッテリチェッカ７は、バッテリ６の正極端子ＴＢ１と負極端子ＴＢ２の間の電圧の変動分すなわち交流成分である電池端子リップル電圧Ｖripを検出する。図２（ｈ）に示す電池端子リップル電圧Ｖripの振幅は、電池の内部抵抗に比例し、内部抵抗の増大はバッテリの劣化の程度を示す。
（２）バッテリ充電装置の動作
図３（ａ）〜（ｃ）は、図１の構成におけるバッテリ６のバッテリ充電電圧と、充電電圧検出部５及びＰＷＭ制御ＩＣ４の出力との時間変化を模式的に示す図である。図１及び図２も参照して、本発明のバッテリ充電装置１０の動作を説明する。
図３（ａ）〜（ｃ）は、図１の構成におけるバッテリ６のバッテリ充電電圧と、充電電圧検出部５及びＰＷＭ制御ＩＣ４の出力との時間変化を模式的に示す図である。図１及び図２も参照して、本発明のバッテリ充電装置１０の動作を説明する。
バッテリ充電装置１０においては、交流電源１からの交流ｖacが整流部２に入力されかつ力率改善部３にＰＷＭ制御信号Ｖpが送信されるときにのみ、リップル充電出力Ｖo、Ｉoが出力される。
ＰＷＭ制御ＩＣ４によるＰＷＭ制御信号Ｖpの生成と停止は、充電電圧検出部５により制御される。充電電圧検出部５は、バッテリ充電電圧Ｖbatを検出し、それを基にＰＷＭ制御ＩＣ４を制御する。
図３（ａ）は、充電と放電を繰り返す場合のバッテリ充電電圧Ｖbatの時間変化を例示したものである。放電は例えばバッテリ６に適宜の負荷を接続することにより行われる。１２Ｖの鉛蓄電池の場合、例えば満充電電圧Ｖ1を１４Ｖ、放電終止電圧Ｖ2を１２．６Ｖとする。図示の例では、充電時間の長さは同じであるが、放電時間は負荷状況等により長さが異なっている。
図３（ｂ）は、図３（ａ）に対応する充電電圧検出部５の出力である制御電圧Ｖcsの時間変化を示す。充電電圧検出部５は、ヒステリシスを有する２値出力の比較増幅器として構成されている。バッテリ６の充電期間中の制御電圧ＶcsはＨであり、バッテリ充電電圧Ｖbatが次第に上昇し、満充電電圧Ｖ1となるまでは制御電圧ＶcsはＨのままである。バッテリ充電電圧Ｖbatが満充電電圧Ｖ1を超えると、制御電圧ＶcsはＬとなる。これによりバッテリ６の充電が停止される。その後のバッテリ６の放電中、バッテリ充電電圧Ｖbatが次第に低下するが、放電終止電圧Ｖ2となるまでは制御電圧ＶcsはＬのままである。バッテリ充電電圧Ｖbatが放電終止電圧Ｖ2を下回ると制御電圧ＶcsはＨとなる。これによりバッテリ６の充電が開始される。
図３（ｃ）は、図３（ａ）（ｂ）に対応するＰＷＭ制御ＩＣ４の出力であるＰＷＭ制御信号Ｖpの時間変化を示す。バッテリ６の充電期間中すなわち充電電圧検出部５の制御電圧ＶcsがＨの期間中は、一定のデューティ比ＤをもつＰＷＭ制御信号Ｖpが出力され続ける。バッテリ６の放電期間中すなわち充電電圧検出部５の制御電圧ＶcsがＬの期間中は、ＰＷＭ制御信号Ｖpは出力されない。
充電期間中、力率改善部３が稼動する。ＰＷＭ制御信号Ｖpのパルス信号がオンとなりスイッチング素子Ｑが導通すると、一次コイルｎ１には整流電圧Ｖrecが印加される。一次コイルｎ１に流れる電流Ｉn1は、オン時点の整流電圧Ｖrecの瞬時値と一次コイルｎ１のインダクタンスにより決まる傾きをもってオン期間の間、次第に増加していく。一方、二次コイルｎ２に生じる起電力に対して出力ダイオードＤが逆バイアスとなるため、二次コイルｎ２には電流は流れない。この結果、トランスＴに磁気エネルギーが蓄積される。
ＰＷＭ制御信号Ｖpのパルス信号がオフになりスイッチング素子Ｑが遮断されると、一次コイルｎ１の電流Ｉn1は零となる。一方、二次コイルｎ２に生じる逆起電力に対して出力ダイオードＤが順バイアスとなるため、二次コイルｎ２に電流Ｉn2が流れ、磁気エネルギーが放出される。電流Ｉn2は、磁気エネルギーが最大であるオフ時点のピーク値からオフ期間の間、次第に減少していく。
図２（ｄ）（ｅ）は、電流Ｉn1及び電流Ｉn2の波形の一例を示したものである。ＰＷＭ制御信号Ｖpの一周期に二次コイルｎ２に流れる電流Ｉn2のピーク値（又は平均値）を繋いだ波形は、整流電圧Ｖrecと同極性同周期の正弦波となる。これは力率１であることを示している。なお、図２（ｄ）（ｅ）では、電流を連続モードで示したが、臨界モード又は不連続モードとなる場合も本発明に含まれる。
平滑コンデンサＣにより平滑化されたリップル出力電流Ｉo及びリップル出力電圧Ｖoは、図２（ｆ）（ｇ）の通りとなる。このリップル出力がバッテリ６の正極端子ＴＢ１と負極端子ＴＢ２の間に供給され、バッテリ６が充電される。一例として、リップル出力電圧Ｖoの平均値は、満充電電圧Ｖ1と同じ程度とする。
（３）その他の実施形態
以上では、本発明のバッテリ充電装置を鉛蓄電池の充電に適用した場合を例として説明するが、本発明のバッテリ充電装置は、鉛蓄電池に限られず、リチウムイオン電池、ニッカド充電池、ニッケル水素充電池にも適用可能である。
また、本発明のバッテリ充電装置の交流入力として単相交流商用電源を例として説明したが、交流入力は三相交流でもよく、発電機出力でもよい。
以上では、本発明のバッテリ充電装置を鉛蓄電池の充電に適用した場合を例として説明するが、本発明のバッテリ充電装置は、鉛蓄電池に限られず、リチウムイオン電池、ニッカド充電池、ニッケル水素充電池にも適用可能である。
また、本発明のバッテリ充電装置の交流入力として単相交流商用電源を例として説明したが、交流入力は三相交流でもよく、発電機出力でもよい。
１ 交流電源
２ 整流部
３ 力率改善部
４ ＰＷＭ制御ＩＣ
５ 充電電圧検出部
６ バッテリ
７ バッテリチェッカ
２ 整流部
３ 力率改善部
４ ＰＷＭ制御ＩＣ
５ 充電電圧検出部
６ バッテリ
７ バッテリチェッカ
Claims (3)
- 交流を入力され該交流を整流する整流部（2）と、前記整流部（2）の次段に設けられた力率改善部（3）と、を備え、該整流部（2）による整流電圧波形に起因するリップルを含むリップル充電出力を生成するバッテリ充電装置であって、
前記力率改善部（3）を構成するスイッチングコンバータが、スイッチング素子（Q）と、バッテリ（6）の充電期間中、該スイッチング素子（Ｑ）の制御端にＰＷＭ制御信号（Vp）を出力するＰＷＭ制御ＩＣ（4）と、を具備し、
前記ＰＷＭ制御信号（Vp）が一定のデューティ比をもつパルス信号であることを特徴とするバッテリ充電装置。 - バッテリ（6）のバッテリ充電電圧（Vbat）を検出する充電電圧検出部（5）を有し、
前記充電電圧検出部（5）は、充電電圧（Vbat）が第１の電圧以上を超えたとき前記ＰＷＭ制御ＩＣ（4）に対しＰＷＭ制御信号（Ｖp）の出力を停止させる信号を出力し、バッテリ充電電圧（Vbat）が該第１の電圧よりも低い第２の電圧を下回ったとき該ＰＷＭ制御ＩＣ（4）に対しＰＷＭ制御信号（Ｖp）の出力を開始させる信号を出力することを特徴とする請求項１に記載のバッテリ充電装置。 - 前記力率改善部（3）がフライバック方式又はフォワード方式の絶縁型スイッチングコンバータとして構成されることを特徴とする請求項１又は２に記載のバッテリ充電装置。
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